WO2022138216A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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WO2022138216A1
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bridge capacitor
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達也 細谷
寛之 高辻
祐樹 石倉
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株式会社村田製作所
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    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device including a DC-DC converter circuit and a noise reduction circuit.
  • the DC-DC converter circuit is a circuit that converts DC input power using a switching circuit, and is equipped with a feedback control circuit to output a predetermined DC voltage in response to fluctuations in input voltage and load.
  • CMCC common mode choke coils
  • Patent Document 1 is shown as a DC-DC converter circuit provided with an EMI countermeasure circuit.
  • a first series circuit in which two capacitors are connected in series is provided on the input side of this DC-DC converter circuit, and a second series circuit in which two capacitors are connected in series on the output side of the DC-DC converter circuit. Is provided, and the connection point between the capacitors of the first series circuit and the connection point between the capacitors of the second series circuit are connected by a metal plate.
  • the potential of the DC output line can be relatively stabilized, and the occurrence of electromagnetic interference can be reduced.
  • noise countermeasures for switching power supplies are implemented after the circuit design of the DC-DC converter is completed.
  • the EMI noise suppression circuit is adjusted for noise suppression, the adjustment affects the operation of the feedback control circuit of the DC-DC converter, causing the DC-DC converter to malfunction or DC-DC to suppress the malfunction. It may be necessary to redesign the circuit of the converter. Therefore, new problems such as extension of the design period will occur.
  • it is necessary to take measures such as adding a large-sized EMI noise circuit, which causes a problem such as an increase in the size of the switching power supply device.
  • an object of the present invention is to suppress the influence of common mode noise on feedback control in a switching power supply device including a DC-DC converter circuit and a feedback control circuit.
  • the switching power supply device as an example of the present disclosure is Equipped with DC input line, DC output line, DC-DC converter circuit and noise reduction circuit
  • the DC-DC converter circuit is With an inductor A switching circuit that allows a switching current to flow through the inductor,
  • the first input capacitor which is the input power supply connected in parallel to the DC input line,
  • the first output capacitor connected in parallel to the DC output line and
  • An output voltage detection circuit connected in parallel to the DC output line
  • a feedback control circuit that controls the switching circuit so that the output voltage of the DC output line becomes a predetermined voltage
  • the noise reduction circuit is The first half-bridge capacitor circuit connected between the DC input lines and The second half-bridge capacitor circuit connected between the DC output lines and A first common mode choke coil connected between the second half-bridge capacitor circuit and the switching circuit, Electricity that electrically connects the midpoint of the first half-bridge capacitor circuit and the midpoint of the second half-bridge capacitor circuit to form a noise balancing circuit that balances common-mode noise with a potential different from that of ground.
  • the noise balance circuit is characterized in that the influence of common mode noise on the feedback control circuit is suppressed.
  • the switching power supply device as an example of the present disclosure is Equipped with DC input line, DC output line, DC-DC converter circuit and noise reduction circuit
  • the DC-DC converter circuit is With an inductor A switching circuit that allows a switching current to flow through the inductor, The first output capacitor connected in parallel to the DC output line and An output voltage detection circuit connected in parallel to the DC output line, A feedback control circuit that controls the switching circuit so that the output voltage of the DC output line becomes a predetermined voltage, and Equipped with The noise reduction circuit is The first half-bridge capacitor circuit connected between the DC input lines and The second half-bridge capacitor circuit connected between the DC output lines and A second common mode choke coil connected between the switching circuit and the first half-bridge capacitor circuit, Electricity that electrically connects the midpoint of the first half-bridge capacitor circuit and the midpoint of the second half-bridge capacitor circuit to form a noise balancing circuit that balances common-mode noise with a potential different from that of ground. With a route.
  • the noise balance circuit is characterized in that the influence of common mode noise on the feedback control circuit is suppressed.
  • the influence of common mode noise on feedback control can be suppressed.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device 101A according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the switching power supply device 101B according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the switching power supply device 102 according to the second embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the switching power supply device 103A according to the third embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the switching power supply device 103B according to the third embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the switching power supply devices 104A and 104B according to the fourth embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of still another switching power supply device 104C, 104D, 104E according to the fourth embodiment.
  • FIG. 8A is a circuit diagram of the step-down DC-DC converter circuit 10 included in the switching power supply device according to the fourth embodiment
  • FIG. 8B is a circuit diagram of the buck-boost DC-DC converter circuit 10. Is.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the DC-DC converter circuit 10 included in the switching power supply device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device 101A according to the first embodiment.
  • the switching power supply device 101A is connected between the DC power supply Vin and the load circuit RL. Further, the switching power supply device 101A includes a DC-DC converter circuit 10 and a noise reduction circuit.
  • the DC-DC converter circuit 10 is a power input line DCin, a DC output line DCout, an inductor L1, a switching circuit 12 for passing a switching current through the inductor L1, and an input power supply connected in parallel to the power input line DCin.
  • the output voltage of the 1-input capacitor Ci1, the first output capacitor Co1 connected in parallel to the DC output line DCout, the output voltage detection circuit 13 connected in parallel to the DC output line DCout, and the DC output line DCout becomes a predetermined voltage.
  • a feedback control circuit 14 for controlling the switching circuit 12 is provided.
  • the switching circuit 12 is composed of a switch element Q1 and a diode D1.
  • the noise reduction circuit includes a circuit 21 (hereinafter referred to as “first half-bridge capacitor circuit”) which is connected between power input lines DCin and is composed of capacitors C11 and C12 connected in series to each other, and a DC output line DCout.
  • a circuit 22 composed of capacitors C21 and C22 connected in series between them (hereinafter referred to as “second half-bridge capacitor circuit”), and a switching circuit 12 and a second half-bridge capacitor circuit 22. It includes a first common mode choke coil 31 connected between them, and an electric path 1 that electrically connects the midpoint of the first half-bridge capacitor circuit 21 and the midpoint of the second half-bridge capacitor circuit 22.
  • the first common mode choke coil 31 is composed of coils L11 and L12 that are magnetically coupled to each other.
  • the first half-bridge capacitor circuit 21, the second half-bridge capacitor circuit 22, and the electric path 1 form a noise balancing circuit that balances common mode noise having a potential different from that of ground.
  • the noise reduction circuit includes a noise balance circuit and a first common mode choke coil 31.
  • the noise balance circuit suppresses the influence of common mode noise on the feedback control circuit 14. Since the midpoint of the first half-bridge capacitor circuit 21 is the intermediate potential of the power input line DCin and the midpoint of the second half-bridge capacitor circuit 22 is the intermediate potential of the DC output line DCout, both intermediate potential portions are electrically pathed. By making a common connection through 1, the difference between the input side common mode noise component of the DC-DC converter circuit 10 and the output side common mode noise component of the DC-DC converter circuit 10 is canceled out. More specifically, common mode noise has a relatively high frequency and is out of phase. Therefore, these common mode noises cancel each other out by flowing in the electric path 1. This balances the common mode noise with a potential different from that of ground.
  • the electric path 1 is composed of a metal plate. As a result, the voltage drop due to the electric path 1 becomes small, and the potential difference between the midpoint of the first half-bridge capacitor circuit 21 and the midpoint of the second half-bridge capacitor circuit 22 becomes small. Therefore, the equilibration of the common mode noise works more effectively.
  • the first common mode choke coil 31 is connected between the switching circuit 12 and the second half bridge capacitor circuit 22, the first common mode choke coil 31 is the DC output line of the DC-DC converter circuit 10. Suppresses common mode noise superimposed on DCout. Since the first common mode choke coil 31 is connected between the first half-bridge capacitor circuit 21 and the second half-bridge capacitor circuit 22, the output voltage detection circuit 13, the first half-bridge capacitor circuit 21, and the second half-bridge capacitor circuit 21 are connected. The common mode current flowing through the half-bridge capacitor circuit 22 can be reduced, and the influence on the feedback control circuit 14 can be suppressed.
  • the feedback control circuit 14 is conventionally affected, and the feedback control circuit 14
  • the common mode current flowing through the output voltage detection circuit 13, the first half-bridge capacitor circuit 21, and the second half-bridge capacitor circuit 22 can be reduced, and the feedback control circuit 14 can be redesigned. It is not necessary to redesign the feedback control circuit 14 because the influence on the capacitor is suppressed.
  • the capacitances of the capacitors C11, C12, C21, and C22 constituting the first half-bridge capacitor circuit 21 and the second half-bridge capacitor circuit 22 can be reduced, so that the leakage current can be reduced. Does not increase.
  • the negative electrode of the DC output line DCout has the same potential as the frame ground of the housing to which the DC output line is incorporated. This has the effect and advantage that the common mode current flowing from the DC output line DCout to the frame ground of the housing to be incorporated is suppressed, and the common mode noise is greatly reduced. Further, there is an effect and an advantage that the feedback control circuit 14 does not need to be redesigned due to the action that the common mode current flowing through the output voltage detection circuit 13 is reduced and the influence on the feedback control circuit 14 is suppressed.
  • the switching power supply device 101A can exert the following effects while suppressing the influence of the common mode noise on the feedback control circuit.
  • the switching power supply circuit 10A can significantly shorten the design period even when adjusting the capacity of the filter capacitor constituting the EMI countermeasure circuit, and realizes the power conversion operation without increasing the leakage current to ensure safety. can. Further, in the switching power supply device 101A, even if the capacity of the filter capacitor is adjusted, there is almost no change in the feedback control circuit or an increase in leakage current, safety can be ensured, and the size and price can be reduced.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of another switching power supply device 101B according to the first embodiment. It differs from the switching power supply device 101A shown in FIG. 1 in that it includes a second output capacitor Co2.
  • the switching power supply device 101B includes a second output capacitor Co2 connected between the DC output lines DCout on the load side of the first common mode choke coil 31.
  • Other configurations are the same as those of the switching power supply device 101A shown in FIG.
  • Second Embodiment a switching power supply device in which the connection position of the output voltage detection circuit 13 is different from the examples shown so far will be illustrated.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the switching power supply device 102 according to the second embodiment.
  • the switching power supply 102 is connected between the DC power supply Vin and the load circuit RL. Further, the switching power supply device 102 includes a DC-DC converter circuit 10 and a noise reduction circuit. In FIG. 3, circuits other than the DC-DC converter circuit 10 constitute a noise reduction circuit.
  • the DC-DC converter circuit 10 is a power input line DCin, a DC output line DCout, an inductor L1, a switching circuit 12 for passing a switching current through the inductor L1, and an input power supply connected in parallel to the power input line DCin.
  • a feedback control circuit 14 that controls the switching circuit 12 so that the voltage becomes a predetermined voltage is provided.
  • the noise reduction circuit includes a first half-bridge capacitor circuit 21 connected between power input lines DCin, a second half-bridge capacitor circuit 22 connected between DC output lines DCout, a switching circuit 12, and a second half-bridge capacitor.
  • a first common mode choke coil 31 connected between the circuit 22 and an electric path 1 that electrically connects the middle point of the first half-bridge capacitor circuit 21 and the middle point of the second half-bridge capacitor circuit 22. , Equipped with.
  • the first half-bridge capacitor circuit 21, the second half-bridge capacitor circuit 22, and the electric path 1 form a noise balancing circuit that balances common mode noise having a potential different from that of ground.
  • the output voltage detection circuit 13 is connected in parallel to both ends of the second half-bridge capacitor circuit 22.
  • the voltage of the DC output line DCout supplied to the load circuit RL is detected, so that the detection accuracy of the output voltage is improved.
  • Other effects are the same as those shown in the first embodiment.
  • the third embodiment shows an example in which the connection position of the common mode choke coil is different from the examples shown in the first and second embodiments.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the switching power supply device 103A according to the third embodiment.
  • the switching power supply 103A is connected between the DC power supply Vin and the load circuit RL. Further, the switching power supply device 103A includes a DC-DC converter circuit 10 and a noise reduction circuit. In FIG. 4, circuits other than the DC-DC converter circuit 10 constitute a noise reduction circuit.
  • the DC-DC converter circuit 10 is a power input line DCin, a DC output line DCout, an inductor L1, a switching circuit 12 for passing a switching current through the inductor L1, and an input power supply connected in parallel to the power input line DCin.
  • the output voltage of the 1-input capacitor Ci1, the first output capacitor Co1 connected in parallel to the DC output line DCout, the output voltage detection circuit 13 connected in parallel to the DC output line DCout, and the DC output line DCout becomes a predetermined voltage.
  • a feedback control circuit 14 for controlling the switching circuit 12 is provided.
  • the noise reduction circuit is a series connection between the first half-bridge capacitor circuit 21 which is connected between the power input line DCin and is composed of capacitors C11 and C12 which are connected in series with each other and the DC output line DCout.
  • the second half-bridge capacitor circuit 22 composed of the capacitors C21 and C22, the second common mode choke coil 32 connected between the first half-bridge capacitor circuit 21 and the switching circuit 12, and the first half bridge. It includes an electrical path 1 that electrically connects the midpoint of the capacitor circuit 21 and the midpoint of the second half-bridge capacitor circuit 22.
  • the first half-bridge capacitor circuit 21, the second half-bridge capacitor circuit 22, and the electric path 1 form a noise balancing circuit that balances common mode noise having a potential different from that of ground.
  • the second common mode choke coil 32 suppresses common mode noise superimposed on the power input line DCin of the DC-DC converter circuit 10. Since the second common mode choke coil 32 is connected between the first half bridge capacitor circuit 21 and the switching circuit 12, the common mode noise generated by the switching circuit 12 is the same as that of the first half bridge capacitor circuit 21. It is balanced with the second half-bridge capacitor circuit 22, the flow of the common mode current to the output voltage detection circuit 13 is reduced, and the influence on the feedback control circuit 14 is suppressed.
  • the capacities of the capacitors C11, C12, C21, and C22 constituting the first half-bridge capacitor circuit 21 and the second half-bridge capacitor circuit 22 can be reduced, so that the leakage current can be reduced. Does not increase.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the switching power supply device 103B according to the third embodiment. It differs from the switching power supply device 103A shown in FIG. 4 in that it includes a second input capacitor Ci2.
  • the second input capacitor Ci2 is connected between the power supply input lines DCin on the DC-DC converter circuit 10 side from the second common mode choke coil 32.
  • Other configurations are the same as those of the switching power supply device 103A shown in FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the switching power supply devices 104A and 104B according to the fourth embodiment.
  • These switching power supply devices 104A and 104B include a DC-DC converter circuit 10, a first half-bridge capacitor circuit 21, a second half-bridge capacitor circuit 22, and a first common mode choke coil 31. Further, an electric path 1 for electrically connecting the midpoint of the first half-bridge capacitor circuit 21 and the midpoint of the second half-bridge capacitor circuit 22 is provided.
  • the impedance element Z1 is connected in series to the electric path 1 of the switching power supply device 104A.
  • This impedance element Z1 has at least an inductance component or a resistance component.
  • An impedance element Z2 is connected between the electric path 1 of the switching power supply device 104B and the ground.
  • the impedance element Z2 has at least a capacitance component, an inductance component, or a resistance component.
  • This "ground” is a ground or a frame ground.
  • the impedance element Z1 By connecting the impedance element Z1 in series to the electric path 1 as in the switching power supply device 104A, even if the effect of suppressing the common mode noise by the first common mode choke coil 31 is insufficient, the impedance element Z1 makes it common. The suppression of mode noise is supplemented. That is, the impedance element Z1 consumes the energy that the first half-bridge capacitor circuit 21 and the second half-bridge capacitor circuit 22 move to balance through the electric path 1 as heat, so that the common mode noise is suppressed accordingly. ..
  • the impedance element Z2 is connected between the electric path 1 and the ground.
  • the impedance element Z2 has at least a capacitance component, an inductance component, or a resistance component.
  • the impedance element Z2 By connecting the impedance element Z2 between the electric path 1 and the ground in this way, even if the effect of suppressing the common mode noise by the first common mode choke coil 31 is insufficient, the impedance element Z2 makes it common.
  • the suppression of mode noise is supplemented. That is, the current that flows for the first half-bridge capacitor circuit 21 and the second half-bridge capacitor circuit 22 to balance through the electric path 1 flows to the ground through the impedance element Z2.
  • This current (leakage current) is smaller than the current leaking from the line bypass capacitor circuit to the ground when the line bypass capacitor circuit is provided. Therefore, even if the capacities of the first half-bridge capacitor circuit 21 and the second half-bridge capacitor circuit 22 are increased, the leakage current hardly increases.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of still another switching power supply device 104C, 104D, 104E according to the fourth embodiment.
  • the impedance element Z2 is connected between the electric path 1 and the ground.
  • the impedance element Z1 is connected in series between the connection point of the impedance element Z2 with respect to the electric path 1 and the middle point of the second half bridge capacitor circuit 22. Further, in the switching power supply device 104D, the impedance element Z3 is connected in series between the connection point of the impedance element Z2 with respect to the electric path 1 and the middle point of the first half-bridge capacitor circuit 21. In the switching power supply device 104E, the impedance element Z1 is connected in series between the connection point of the impedance element Z2 with respect to the electric path 1 and the midpoint of the second half bridge capacitor circuit 22, and the impedance element Z2 with respect to the electric path 1 is connected. An impedance element Z3 is connected in series between the connection point and the midpoint of the first half-bridge capacitor circuit 21.
  • the impedance elements Z1 and Z3 are resistors or inductors and the impedance element Z2 is a capacitor, the low-pass filter is configured by these impedance elements. If the impedance elements Z1 and Z3 are capacitors and the impedance elements Z2 are resistors or inductors, these impedance elements constitute a high-pass filter.
  • FIG. 8A is a circuit diagram of the step-down DC-DC converter circuit 10 included in the switching power supply device according to the fifth embodiment
  • FIG. 8B is a circuit diagram of the buck-boost DC-DC converter circuit 10. Is.
  • the configuration of the switching power supply device other than these DC-DC converter circuits 10 is the same as that of the embodiments shown so far.
  • the DC-DC converter circuit 10 shown in FIG. 8A is composed of a switch element Q1, a diode D1, an inductor L1 and a first output capacitor Co1. A switching current flows through the inductor L1 and a regenerative current flows through the diode D1 due to the switching of the switch element Q1.
  • the DC-DC converter circuit 10 shown in FIG. 8B is composed of a switch element Q1, a diode D1, an inductor L1 and a first output capacitor Co1. A switching current flows through the inductor L1 and a regenerative current flows through the diode D1 due to the switching of the switch element Q1.
  • the DC-DC converter included in the switching power supply device is not limited to the boost converter, but can be similarly applied to a step-down converter or a buck-boost converter.
  • a switching power supply device including a DC-DC converter having a configuration different from that of the DC-DC converters shown so far will be illustrated.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the DC-DC converter circuit 10 included in the switching power supply device according to the sixth embodiment.
  • the configuration of the switching power supply device other than the DC-DC converter circuit 10 is the same as that of the embodiments shown so far.
  • the DC-DC converter circuit 10 shown in FIG. 9 is a current resonance type half-bridge DC-DC converter, and is an LC resonance circuit composed of an inductor Lr and a capacitor Cr on a primary winding Lp of a transformer T and two switches. Elements Q1 and Q2 are connected.
  • a rectifying smoothing circuit including diodes D1 and D2 and a first output capacitor Co1 is configured in the secondary windings Ls1 and Ls2 of the transformer T.
  • the switch elements Q1 and Q2 are complementarily turned on and off with a dead time in between, and the current waveform flowing through the transformer T becomes a sinusoidal resonance waveform. Further, power is transmitted from the primary side to the secondary side in both the on period / off period of the two switch elements Q1 and Q2.
  • the DC-DC converter included in the switching power supply device can be similarly applied even if it is an isolated converter.
  • First half-bridge capacitor circuit 22 Second half-bridge capacitor circuit 31 ... First common mode choke coil 32 . Second common mode choke coil 101A, 101B, 102, 103A, 103B, 104A, 104B, 104C, 104D, 104E ... Switching power supply device

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Abstract

スイッチング電源装置（１０１Ａ）は、電源入力ライン（ＤＣｉｎ）、直流出力ライン（ＤＣｏｕｔ）、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路（１０）及びノイズ低減回路を備える。ノイズ低減回路は、電源入力ライン（ＤＣｉｎ）間に接続された第１ハーフブリッジコンデンサ回路（２１）と、直流出力ライン（ＤＣｏｕｔ）間に接続された第２ハーフブリッジコンデンサ回路（２２）と、第１コモンモードチョークコイル（３１）と、電気経路（１）と、を備える。電気経路（１）は第１ハーフブリッジコンデンサ回路（２１）の中点と第２ハーフブリッジコンデンサ回路（２２）の中点とを電気的に接続する。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路とノイズ低減回路とを備えたスイッチング電源装置に関する。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、直流の入力電力を、スイッチング回路を用いて電力変換する回路であり、入力電圧や負荷の変動に応答して所定の直流電圧を出力するためにフィードバック制御回路を備える。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路では、スイッチング動作に起因する電磁雑音が出力ラインに重畳される。このことによりコモンモードノイズが発生してＥＭＩ（電磁妨害）が問題となる。そのため、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路を搭載するスイッチング電源装置においては、ＥＭＩを抑制するためにノイズ低減回路が一般的に付与されている。
　ＥＭＩを抑制するためには、大きなインピーダンスを備えた大型のコモンモードチョークコイル（ＣＭＣＣ）を複数使用するなどして、ノイズ対策回路が構成されている。一方、ノイズ対策のためのフィルタ回路は、大型かつ高価格であるので、スイッチング電源装置が大型化し、高価格化する問題が生じる。
特開２００６－２７１１３５号公報
　ＥＭＩ対策回路を備えたＤＣ－ＤＣコンバータ回路としては例えば特許文献１が示されている。このＤＣ－ＤＣコンバータ回路の入力側には、２つのコンデンサが直列接続された第１直列回路が設けられ、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路の出力側に、２つのコンデンサが直列接続された第２直列回路が設けられ、第１直列回路のコンデンサ同士の接続点と第２直列回路のコンデンサ同士の接続点とがメタルプレートで接続されている。
　上記構成によれば、直流出力ラインの電位を比較的安定化させることができ、電磁干渉の発生を低減できる。
　しかし、一般に、スイッチング電源装置のノイズ対策は、ＤＣ－ＤＣコンバータの回路設計が完了してから実施される。ノイズ対策のためにＥＭＩノイズ対策回路を調整すると、その調整がＤＣ－ＤＣコンバータのフィードバック制御回路の動作に影響を与え、ＤＣ－ＤＣコンバータが誤動作したり、その誤動作を抑制するためにＤＣ－ＤＣコンバータの回路設計をやり直す必要が生じたりする。そのため設計期間が延長するなどの新たな問題も発生する。また、大型のＥＭＩノイズ回路を追加するなどの対策が必要となって、スイッチング電源装置の大型化などが問題となる。
　また、上記メタルプレートの面積が大きい場合、メタルプレートの電位はフレームグランドと同電位になりやすく、ＥＭＩ対策回路を構成するコンデンサの容量を調整した場合、漏洩電流が増大し、感電の危険性が高まるので、安全性の確保においても問題となる。
　このように、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路を備えるスイッチング電源装置においては、ＥＭＩの抑制とパワーインテグリティ（電源品質の確保）、そしてスイッチング電源装置の設計期間の短縮などを同時に実現することが求められている。
　そこで、本発明の目的は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路とフィードバック制御回路とを備えたスイッチング電源装置において、コモンモードノイズがフィードバック制御に与える影響を抑制することにある。
（１）本開示の一例としてのスイッチング電源装置は、
　直流入力ライン、直流出力ライン、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路及びノイズ低減回路を備え、
　前記ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、
　　インダクタと、
　　前記インダクタにスイッチング電流を流すスイッチング回路と、
　　前記直流入力ラインに並列接続された入力電源となる第１入力コンデンサと、
　　前記直流出力ラインに並列接続された第１出力コンデンサと、
　　前記直流出力ラインに並列接続された出力電圧検出回路と、
　　前記直流出力ラインの出力電圧が所定電圧となるように前記スイッチング回路を制御するフィードバック制御回路と、
を備え、
　前記ノイズ低減回路は、
　　前記直流入力ライン間に接続された第１ハーフブリッジコンデンサ回路と、
　　前記直流出力ライン間に接続された第２ハーフブリッジコンデンサ回路と、
　　前記第２ハーフブリッジコンデンサ回路と前記スイッチング回路との間に接続された第１コモンモードチョークコイルと、
　　前記第１ハーフブリッジコンデンサ回路の中点と前記第２ハーフブリッジコンデンサ回路の中点とを電気的に接続して、グランドとは異なる電位のコモンモードノイズを平衡化するノイズ平衡回路を構成する電気経路と、を備える。
　そして、この構成により、前記ノイズ平衡回路は、コモンモードノイズが前記フィードバック制御回路に与える影響を抑制することを特徴とする。
（２）本開示の一例としてのスイッチング電源装置は、
　直流入力ライン、直流出力ライン、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路及びノイズ低減回路を備え、
　前記ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、
　　インダクタと、
　　前記インダクタにスイッチング電流を流すスイッチング回路と、
　　前記直流出力ラインに並列接続された第１出力コンデンサと、
　　前記直流出力ラインに並列接続された出力電圧検出回路と、
　　前記直流出力ラインの出力電圧が所定電圧となるように前記スイッチング回路を制御するフィードバック制御回路と、
を備え、
　前記ノイズ低減回路は、
　　前記直流入力ライン間に接続された第１ハーフブリッジコンデンサ回路と、
　　前記直流出力ライン間に接続された第２ハーフブリッジコンデンサ回路と、
　　前記スイッチング回路と前記第１ハーフブリッジコンデンサ回路との間に接続された第２コモンモードチョークコイルと、
　　前記第１ハーフブリッジコンデンサ回路の中点と前記第２ハーフブリッジコンデンサ回路の中点とを電気的に接続して、グランドとは異なる電位のコモンモードノイズを平衡化するノイズ平衡回路を構成する電気経路と、を備える。
　そして、この構成により、前記ノイズ平衡回路は、コモンモードノイズが前記フィードバック制御回路に与える影響を抑制することを特徴とする。
　本発明によれば、フィードバック制御回路を備えたＤＣ－ＤＣコンバータ回路によるスイッチング電源装置において、コモンモードノイズがフィードバック制御に与える影響を抑制できる。
図１は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１Ａの回路図である。 図２は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１Ｂの回路図である。 図３は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０２の回路図である。 図４は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３Ａの回路図である。 図５は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３Ｂの回路図である。 図６は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置１０４Ａ及び１０４Ｂの回路図である。 図７は第４の実施形態に係る更に別のスイッチング電源装置１０４Ｃ，１０４Ｄ，１０４Ｅの回路図である。 図８（Ａ）は、第４の実施形態に係るスイッチング電源装置が備える降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０の回路図であり、図８（Ｂ）は昇降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０の回路図である。 図９は第５の実施形態に係るスイッチング電源装置が備えるＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０の回路図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明又は理解の容易性を考慮して、実施形態を説明の便宜上、複数の実施形態に分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
　図１は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１Ａの回路図である。このスイッチング電源装置１０１Ａは直流電源Ｖｉｎと負荷回路ＲＬとの間に接続される。また、このスイッチング電源装置１０１Ａは、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０とノイズ低減回路とを備えている。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０は、電源入力ラインＤＣｉｎと、直流出力ラインＤＣｏｕｔと、インダクタＬ１と、インダクタＬ１にスイッチング電流を流すスイッチング回路１２と、電源入力ラインＤＣｉｎに並列接続された入力電源となる第１入力コンデンサＣｉ１と、直流出力ラインＤＣｏｕｔに並列接続された第１出力コンデンサＣｏ１と、直流出力ラインＤＣｏｕｔに並列接続された出力電圧検出回路１３と、直流出力ラインＤＣｏｕｔの出力電圧が所定電圧となるようにスイッチング回路１２を制御するフィードバック制御回路１４と、を備える。スイッチング回路１２はスイッチ素子Ｑ１及びダイオードＤ１で構成されている。
　ノイズ低減回路は、電源入力ラインＤＣｉｎ間に接続された、互いに直列接続されたコンデンサＣ１１，Ｃ１２で構成される回路２１（以降、「第１ハーフブリッジコンデンサ回路」という。）と、直流出力ラインＤＣｏｕｔ間に接続された、互いに直列接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２で構成される回路２２（以降、「第２ハーフブリッジコンデンサ回路」という。）と、スイッチング回路１２と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２との間に接続された第１コモンモードチョークコイル３１と、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１の中点と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２の中点とを電気的に接続する電気経路１と、を備える。第１コモンモードチョークコイル３１は、互いに磁気結合するコイルＬ１１，Ｌ１２で構成されている。第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１、第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２及び電気経路１は、グランドとは異なる電位のコモンモードノイズを平衡化するノイズ平衡回路を構成する。言い換えれば、ノイズ低減回路は、ノイズ平衡回路および第１コモンモードチョークコイル３１を含む。
　上記ノイズ平衡回路は、コモンモードノイズがフィードバック制御回路１４に与える影響を抑制する。第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１の中点は電源入力ラインＤＣｉｎの中間電位であり、第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２の中点は直流出力ラインＤＣｏｕｔの中間電位であるので、両中間電位部を電気経路１を通して共通接続することで、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０の入力側コモンモードノイズ成分とＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０の出力側コモンモードノイズ成分との差分が打ち消される。より具体的には、コモンモードノイズは、比較的周波数が高く、位相も揃っていない。したがって、これらのコモンモードノイズが電気経路１に流れることによって互いに相殺される。このことによって、グランドとは異なる電位のコモンモードノイズが平衡化される。
　電気経路１は金属プレートで構成されることが好ましい。そのことにより、電気経路１による電圧降下が小さくなって、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１の中点と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２の中点との電位差が小さくなる。そのため、上記コモンモードノイズの平衡化がより有効に作用する。
　また、第１コモンモードチョークコイル３１はスイッチング回路１２と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２との間に接続されているので、第１コモンモードチョークコイル３１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０の直流出力ラインＤＣｏｕｔに重畳されるコモンモードノイズを抑制する。この第１コモンモードチョークコイル３１が第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２との間に接続されているので、出力電圧検出回路１３や第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１及び第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２に流れるコモンモード電流を低減でき、フィードバック制御回路１４へ与える影響を抑制できる。
　ＥＭＩ対策のためには、コンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２の容量を最適化する必要があるが、これら容量を調整（変更）すると、従来はフィードバック制御回路１４に影響を与え、フィードバック制御回路１４を再設計することになるが、本実施形態によれば、出力電圧検出回路１３や第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１及び第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２に流れるコモンモード電流を低減でき、フィードバック制御回路１４へ与える影響が抑制されるので、フィードバック制御回路１４を再設計する必要はない。
　また、第１コモンモードチョークコイル３１を設けたことにより、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１及び第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２を構成するコンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２の容量を小さくできるので、漏洩電流を増大させることがない。
　直流出力ラインＤＣｏｕｔの負極は、組み込み先の筐体のフレームグランドと同電位であることが好ましい。そのことにより、直流出力ラインＤＣｏｕｔから組み込み先の筐体のフレームグランドへ流れるコモンモード電流が抑制され、コモンモードノイズが大きく低減するという効果、利点がある。更に、出力電圧検出回路１３に流れるコモンモード電流が低減し、フィードバック制御回路１４へ与える影響が抑制されるといった作用によって、フィードバック制御回路１４を再設計する必要はない、という効果、利点がある。
　このようにして、設計期間を短縮化でき、安全性を確保でき、かつ小型で低価格なスイッチング電源装置が得られる。すなわち、スイッチング電源装置１０１Aは、フィードバック制御回路を備えた構成において、コモンモードノイズがフィードバック制御回路に与える影響を抑制しながら、次の作用効果を奏することができる。スイッチング電源回路１０Aは、ＥＭＩ対策回路を構成するフィルタキャパシタの容量を調整する場合においても設計期間を大幅に短縮でき、かつ、漏洩電流を増大させることなく電力変換動作を実現して安全性を確保できる。また、スイッチング電源装置１０１Aは、フィルタキャパシタの容量を調整してもフィードバック制御回路の変更や漏洩電流の増大がほとんどなく、安全性を確保でき、かつ小型および低価格化を実現できる。
　図２は第１の実施形態に係る別のスイッチング電源装置１０１Ｂの回路図である。図１に示したスイッチング電源装置１０１Ａとは、第２出力コンデンサＣｏ２を備える点で異なる。スイッチング電源装置１０１Ｂでは、第１コモンモードチョークコイル３１より負荷側に直流出力ラインＤＣｏｕｔ間に接続された第２出力コンデンサＣｏ２を備える。その他の構成は図１に示したスイッチング電源装置１０１Ａと同じである。
　図２に示すスイッチング電源装置１０１Ｂでは、第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２を構成するコンデンサＣ２１，Ｃ２２の容量が小さくても、第２出力コンデンサの平滑作用により、出力電圧の平滑効果が高まる。そのため、負荷電流の変化に起因するノイズが効果的に抑制される。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態では、出力電圧検出回路１３の接続位置がこれまでに示した例とは異なるスイッチング電源装置について例示する。
　図３は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０２の回路図である。このスイッチング電源装置１０２は直流電源Ｖｉｎと負荷回路ＲＬとの間に接続される。また、このスイッチング電源装置１０２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０とノイズ低減回路とを備えている。図３において、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０以外の回路がノイズ低減回路を構成している。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０は、電源入力ラインＤＣｉｎと、直流出力ラインＤＣｏｕｔと、インダクタＬ１と、インダクタＬ１にスイッチング電流を流すスイッチング回路１２と、電源入力ラインＤＣｉｎに並列接続された入力電源となる第１入力コンデンサＣｉ１と、直流出力ラインＤＣｏｕｔに並列接続された第１出力コンデンサＣｏ１及び第２出力コンデンサＣｏ２と、直流出力ラインＤＣｏｕｔに並列接続された出力電圧検出回路１３と、直流出力ラインＤＣｏｕｔの出力電圧が所定電圧となるようにスイッチング回路１２を制御するフィードバック制御回路１４と、を備える。
　ノイズ低減回路は、電源入力ラインＤＣｉｎ間に接続された第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１と、直流出力ラインＤＣｏｕｔ間に接続された第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２と、スイッチング回路１２と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２との間に接続された第１コモンモードチョークコイル３１と、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１の中点と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２の中点とを電気的に接続する電気経路１と、を備える。第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１、第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２及び電気経路１は、グランドとは異なる電位のコモンモードノイズを平衡化するノイズ平衡回路を構成する。
　出力電圧検出回路１３は第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２の両端に並列接続されている。
　本実施形態によれば、負荷回路ＲＬへ供給される直流出力ラインＤＣｏｕｔの電圧が検出されるので、出力電圧の検出精度が向上する。その他の作用効果は第１の実施形態で示したものと同様である。
《第３の実施形態》
　第３の実施形態では、第１、第２の実施形態で示した例とはコモンモードチョークコイルの接続位置が異なる例を示す。
　図４は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３Ａの回路図である。このスイッチング電源装置１０３Ａは直流電源Ｖｉｎと負荷回路ＲＬとの間に接続される。また、このスイッチング電源装置１０３Ａは、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０とノイズ低減回路とを備えている。図４において、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０以外の回路がノイズ低減回路を構成している。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０は、電源入力ラインＤＣｉｎと、直流出力ラインＤＣｏｕｔと、インダクタＬ１と、インダクタＬ１にスイッチング電流を流すスイッチング回路１２と、電源入力ラインＤＣｉｎに並列接続された入力電源となる第１入力コンデンサＣｉ１と、直流出力ラインＤＣｏｕｔに並列接続された第１出力コンデンサＣｏ１と、直流出力ラインＤＣｏｕｔに並列接続された出力電圧検出回路１３と、直流出力ラインＤＣｏｕｔの出力電圧が所定電圧となるようにスイッチング回路１２を制御するフィードバック制御回路１４と、を備える。
　ノイズ低減回路は、電源入力ラインＤＣｉｎ間に接続された、互いに直列接続されたコンデンサＣ１１，Ｃ１２で構成される第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１と、直流出力ラインＤＣｏｕｔ間に接続された、互いに直列接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２で構成される第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２と、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１とスイッチング回路１２との間に接続された第２コモンモードチョークコイル３２と、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１の中点と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２の中点とを電気的に接続する電気経路１と、を備える。第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１、第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２及び電気経路１は、グランドとは異なる電位のコモンモードノイズを平衡化するノイズ平衡回路を構成する。
　第２コモンモードチョークコイル３２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０の電源入力ラインＤＣｉｎに重畳されるコモンモードノイズを抑制する。この第２コモンモードチョークコイル３２が第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１とスイッチング回路１２との間に接続されているので、スイッチング回路１２が発生源となるコモンモードノイズが第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２との間で平衡化され、コモンモード電流が出力電圧検出回路１３に流れることが低減され、フィードバック制御回路１４へ与える影響が抑制される。
　また、第２コモンモードチョークコイル３２を設けたことにより、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１及び第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２を構成するコンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２の容量を小さくできるので、漏洩電流を増大させることがない。
　図５は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３Ｂの回路図である。図４に示したスイッチング電源装置１０３Ａとは、第２入力コンデンサＣｉ２を備える点で異なる。スイッチング電源装置１０３Ｂでは、第２コモンモードチョークコイル３２よりＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０側の電源入力ラインＤＣｉｎ間に第２入力コンデンサＣｉ２が接続されている。その他の構成は図４に示したスイッチング電源装置１０３Ａと同じである。
　図５に示すスイッチング電源装置１０３Ｂでは、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１を構成するコンデンサＣ１１，Ｃ１２の容量が小さくても、入力コンデンサＣｉの平滑作用により、入力電圧の平滑効果が高まる。そのため、入力電圧の変化に起因するノイズが効果的に抑制される。
　その他は第１、第２の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
《第４の実施形態》
　第４の実施形態では、電気経路１にインピーダンス素子が接続されたスイッチング電源装置について例示する。
　図６は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置１０４Ａ及び１０４Ｂの回路図である。これらスイッチング電源装置１０４Ａ，１０４Ｂは、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０と、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１と、第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２と、第１コモンモードチョークコイル３１と、を備える。また、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１の中点と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２の中点とを電気的に接続する電気経路１を備える。
　スイッチング電源装置１０４Ａの電気経路１にはインピーダンス素子Ｚ１が直列に接続されている。このインピーダンス素子Ｚ１は少なくともインダクタンス成分又は抵抗成分を有する。
　スイッチング電源装置１０４Ｂの電気経路１とグランドとの間にはインピーダンス素子Ｚ２が接続されている。このインピーダンス素子Ｚ２は、少なくともキャパシタンス成分、インダクタンス成分又は抵抗成分を有する。この「グランド」は、アースやフレームグランドである。
　スイッチング電源装置１０４Ａのように、電気経路１にインピーダンス素子Ｚ１を直列接続することにより、第１コモンモードチョークコイル３１によるコモンモードノイズの抑制効果が不十分であっても、インピーダンス素子Ｚ１により、コモンモードノイズの抑制が補われる。つまり、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２とが電気経路１を通して平衡するために移動するエネルギーを、インピーダンス素子Ｚ１が熱として消費するので、それだけコモンモードノイズが抑制される。
　スイッチング電源装置１０４Ｂでは、電気経路１とグランドとの間にインピーダンス素子Ｚ２が接続されている。このインピーダンス素子Ｚ２は少なくともキャパシタンス成分、インダクタンス成分又は抵抗成分を有する。
　このように、電気経路１とグランドとの間にインピーダンス素子Ｚ２を接続することにより、第１コモンモードチョークコイル３１によるコモンモードノイズの抑制効果が不十分であっても、インピーダンス素子Ｚ２により、コモンモードノイズの抑制が補われる。つまり、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２とが電気経路１を通して平衡するために流れる電流がインピーダンス素子Ｚ２を通してグランドに流れる。この電流（漏れ電流）はラインバイパスコンデンサ回路を設けた場合に、そのラインバイパスコンデンサ回路からグランドに漏れる電流に比べれば少ない。そのため、第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１及び第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２の容量を大きくしても漏洩電流の増大がほとんどない、といった作用効果を奏する。
　図７は第４の実施形態に係る更に別のスイッチング電源装置１０４Ｃ，１０４Ｄ，１０４Ｅの回路図である。これらスイッチング電源装置１０４Ｃ，１０４Ｄ，１０４Ｅでは、電気経路１とグランドとの間にインピーダンス素子Ｚ２が接続されている。
　スイッチング電源装置１０４Ｃでは、電気経路１に対するインピーダンス素子Ｚ２の接続点と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２の中点との間にインピーダンス素子Ｚ１が直列に接続されている。また、スイッチング電源装置１０４Ｄでは、電気経路１に対するインピーダンス素子Ｚ２の接続点と第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１の中点との間にインピーダンス素子Ｚ３が直列に接続されている。スイッチング電源装置１０４Ｅでは、電気経路１に対するインピーダンス素子Ｚ２の接続点と第２ハーフブリッジコンデンサ回路２２の中点との間にインピーダンス素子Ｚ１が直列に接続されていて、電気経路１に対するインピーダンス素子Ｚ２の接続点と第１ハーフブリッジコンデンサ回路２１の中点との間にインピーダンス素子Ｚ３が直列に接続されている。
　図７に示した各スイッチング電源装置１０４Ｃ，１０４Ｄ，１０４Ｅにおいて、インピーダンス素子Ｚ１，Ｚ３が抵抗又はインダクタであり、インピーダンス素子Ｚ２がキャパシタであれば、これらインピーダンス素子によってローパスフィルタが構成される。また、インピーダンス素子Ｚ１，Ｚ３がキャパシタであり、インピーダンス素子Ｚ２が抵抗又はインダクタであれば、これらインピーダンス素子によってハイパスフィルタが構成される。
　このように、電気経路１に周波数フィルタを接続することにより、直流出力ラインＤＣｏｕｔへ出力されるコモンモード電圧の変動に対する、電源入力ラインＤＣｉｎのコモンモード電圧へのフィードバックの応答性を適宜定めることができる。
《第５の実施形態》
　第５の実施形態では、これまでに示したＤＣ－ＤＣコンバータとは構成が異なるＤＣ－ＤＣコンバータを備えるスイッチング電源装置について例示する。
　図８（Ａ）は、第５の実施形態に係るスイッチング電源装置が備える降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０の回路図であり、図８（Ｂ）は昇降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０の回路図である。これらＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０以外のスイッチング電源装置の構成は、これまでに示した実施形態と同様である。
　図８（Ａ）に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０は、スイッチ素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１及び第１出力コンデンサＣｏ１で構成されている。スイッチ素子Ｑ１のスイッチングによってインダクタＬ１にスイッチング電流が流れ、ダイオードＤ１に回生電流が流れる。
　図８（Ｂ）に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０は、スイッチ素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１及び第１出力コンデンサＣｏ１で構成されている。スイッチ素子Ｑ１のスイッチングによってインダクタＬ１にスイッチング電流が流れ、ダイオードＤ１に回生電流が流れる。
　このように、スイッチング電源装置が備えるＤＣ－ＤＣコンバータは昇圧コンバータに限らず、降圧コンバータや昇降圧コンバータであっても同様に適用できる。
《第６の実施形態》
　第６の実施形態では、これまでに示したＤＣ－ＤＣコンバータとは構成が異なるＤＣ－ＤＣコンバータを備えるスイッチング電源装置について例示する。
　図９は第６の実施形態に係るスイッチング電源装置が備えるＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０の回路図である。ＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０以外のスイッチング電源装置の構成は、これまでに示した実施形態と同様である。
　図９に示すＤＣ－ＤＣコンバータ回路１０は、電流共振形のハーフブリッジＤＣ－ＤＣコンバータであり、トランスＴの１次巻線Ｌｐに、インダクタＬｒとキャパシタＣｒとからなるＬＣ共振回路および二つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が接続されている。トランスＴの２次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２にはダイオードＤ１，Ｄ２及び第１出力コンデンサＣｏ１からなる整流平滑回路が構成されている。
　このような構成により、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２はデッドタイムを挟んで相補的にオンオフされて、トランスＴに流れる電流波形は正弦波状の共振波形となる。また、この二つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間／オフ期間の両期間ともに１次側から２次側に電力が伝送される。
　このように、スイッチング電源装置が備えるＤＣ－ＤＣコンバータは絶縁形コンバータであっても同様に適用できる。
　最後に、本発明は上述した実施形態に限られるものではない。当業者によって適宜変形及び変更が可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変形及び変更が含まれる。
Ｖｉｎ…直流電源
ＤＣｉｎ…電源入力ライン
ＤＣｏｕｔ…直流出力ライン
Ｃｉ１…第１入力コンデンサ
Ｃｉ２…第２入力コンデンサ
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２…コンデンサ
Ｃｏ１…第１出力コンデンサ
Ｃｏ２…第２出力コンデンサ
Ｃｒ…キャパシタ
Ｄ１，Ｄ２…ダイオード
Ｌ１，Ｌｒ…インダクタ
Ｌｐ…１次巻線
Ｌｓ１，Ｌｓ２…２次巻線
Ｑ１，Ｑ２…スイッチ素子
ＲＬ…負荷回路
Ｔ…トランス
Ｖｉｎ…直流電源
Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３…インピーダンス素子
１…電気経路
１０…ＤＣ－ＤＣコンバータ回路
１２…スイッチング回路
１３…出力電圧検出回路
１４…フィードバック制御回路
２１…第１ハーフブリッジコンデンサ回路
２２…第２ハーフブリッジコンデンサ回路
３１…第１コモンモードチョークコイル
３２…第２コモンモードチョークコイル
１０１Ａ，１０１Ｂ，１０２，１０３Ａ，１０３Ｂ，１０４Ａ，１０４Ｂ，１０４Ｃ，１０４Ｄ，１０４Ｅ…スイッチング電源装置

Claims (13)

  1. 　直流入力ライン、直流出力ライン、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路及びノイズ低減回路を備え、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、
    　　インダクタと、
    　　前記インダクタにスイッチング電流を流すスイッチング回路と、
    　　前記直流入力ラインに並列接続された入力電源となる第１入力コンデンサと、
    　　前記直流出力ラインに並列接続された第１出力コンデンサと、
    　　前記直流出力ラインに並列接続された出力電圧検出回路と、
    　　前記直流出力ラインの出力電圧が所定電圧となるように前記スイッチング回路を制御するフィードバック制御回路と、
    を備え、
    　前記ノイズ低減回路は、
    　　前記直流入力ライン間に接続された第１ハーフブリッジコンデンサ回路と、
    　　前記直流出力ライン間に接続された第２ハーフブリッジコンデンサ回路と、
    　　前記第２ハーフブリッジコンデンサ回路と前記スイッチング回路との間に接続された第１コモンモードチョークコイルと、
    　　前記第１ハーフブリッジコンデンサ回路の中点と前記第２ハーフブリッジコンデンサ回路の中点とを電気的に接続して、グランドとは異なる電位のコモンモードノイズを平衡化するノイズ平衡回路を構成する電気経路と、を備える、
    　スイッチング電源装置。
  2. 　直流入力ライン、直流出力ライン、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路及びノイズ低減回路を備え、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、
    　　インダクタと、
    　　前記インダクタにスイッチング電流を流すスイッチング回路と、
    　　前記直流入力ラインに並列接続された入力電源となる第１入力コンデンサと、
    　　前記直流出力ラインに並列接続された第１出力コンデンサと、
    　　前記直流出力ラインに並列接続された出力電圧検出回路と、
    　　前記直流出力ラインの出力電圧が所定電圧となるように前記スイッチング回路を制御するフィードバック制御回路と、
    を備え、
    　前記ノイズ低減回路は、
    　　前記直流入力ライン間に接続された第１ハーフブリッジコンデンサ回路と、
    　　前記直流出力ライン間に接続された第２ハーフブリッジコンデンサ回路と、
    　　前記第２ハーフブリッジコンデンサ回路と前記スイッチング回路との間に接続された第１コモンモードチョークコイルと、
    　　前記第１ハーフブリッジコンデンサ回路の中点と前記第２ハーフブリッジコンデンサ回路の中点とを電気的に接続して、グランドとは異なる電位のコモンモードノイズを平衡化するノイズ平衡回路を構成する電気経路と、を備え、
    　前記ノイズ平衡回路は、コモンモードノイズが前記フィードバック制御回路に与える影響を抑制することを特徴とする、
    　スイッチング電源装置。
  3. 　直流入力ライン、直流出力ライン、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路及びノイズ低減回路を備え、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、
    　　インダクタと、
    　　前記インダクタにスイッチング電流を流すスイッチング回路と、
    　　前記直流出力ラインに並列接続された第１出力コンデンサと、
    　　前記直流出力ラインに並列接続された出力電圧検出回路と、
    　　前記直流出力ラインの出力電圧が所定電圧となるように前記スイッチング回路を制御するフィードバック制御回路と、
    を備え、
    　前記ノイズ低減回路は、
    　　前記直流入力ライン間に接続された第１ハーフブリッジコンデンサ回路と、
    　　前記直流出力ライン間に接続された第２ハーフブリッジコンデンサ回路と、
    　　前記スイッチング回路と前記第１ハーフブリッジコンデンサ回路との間に接続された第２コモンモードチョークコイルと、
    　　前記第１ハーフブリッジコンデンサ回路の中点と前記第２ハーフブリッジコンデンサ回路の中点とを電気的に接続して、グランドとは異なる電位のコモンモードノイズを平衡化するノイズ平衡回路を構成する電気経路と、を備える、
    　スイッチング電源装置。
  4. 　直流入力ライン、直流出力ライン、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路及びノイズ低減回路を備え、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、
    　　インダクタと、
    　　前記インダクタにスイッチング電流を流すスイッチング回路と、
    　　前記直流出力ラインに並列接続された第１出力コンデンサと、
    　　前記直流出力ラインに並列接続された出力電圧検出回路と、
    　　前記直流出力ラインの出力電圧が所定電圧となるように前記スイッチング回路を制御するフィードバック制御回路と、
    を備え、
    　前記ノイズ低減回路は、
    　　前記直流入力ライン間に接続された第１ハーフブリッジコンデンサ回路と、
    　　前記直流出力ライン間に接続された第２ハーフブリッジコンデンサ回路と、
    　　前記スイッチング回路と前記第１ハーフブリッジコンデンサ回路との間に接続された第２コモンモードチョークコイルと、
    　　前記第１ハーフブリッジコンデンサ回路の中点と前記第２ハーフブリッジコンデンサ回路の中点とを電気的に接続して、グランドとは異なる電位のコモンモードノイズを平衡化するノイズ平衡回路を構成する電気経路と、を備え、
    　前記ノイズ平衡回路は、コモンモードノイズが前記フィードバック制御回路に与える影響を抑制することを特徴とする、
    　スイッチング電源装置。
  5. 　前記第１コモンモードチョークコイルより負荷側に前記直流出力ライン間に接続された第２出力コンデンサを備える、
    　請求項１又は2に記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記第２コモンモードチョークコイルより前記ＤＣ－ＤＣコンバータ回路側に前記直流入力ライン間に接続された第２入力コンデンサを備える、
    　請求項３又は4に記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記出力電圧検出回路は前記第２ハーフブリッジコンデンサ回路の両端に並列接続された、
    　請求項１、２又は５に記載のスイッチング電源装置。
  8. 　前記ＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、降圧形、昇圧形、昇降圧形の何れかの非絶縁形コンバータである、
    　請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  9. 　前記ＤＣ－ＤＣコンバータ回路はトランスで一次側と二次側とが電気絶縁された絶縁形コンバータである、
    　請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  10. 　前記電気経路にシリーズに接続され、インダクタンス成分又は抵抗成分を有するインピーダンス素子を備える、
    　請求項１から９のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  11. 　前記電気経路と前記グランドとの間に接続され、キャパシタンス成分、インダクタンス成分又は抵抗成分を有するインピーダンス素子を備える、
    　請求項１から１０のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  12. 　前記電気経路は金属プレートで構成される、
    　請求項１から１１のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  13. 　前記直流出力ラインの負極は、組み込み先の筐体のフレームグランドと同電位である、
    　請求項１から１２のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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