JP6588605B2 - 磁性モジュールおよびそれを適用する電源変換装置 - Google Patents

磁性モジュールおよびそれを適用する電源変換装置 Download PDF

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Description

本発明は、磁性モジュールに関し、特にコアの損失を低減すると共に、巻線の寄生抵抗と熱抵抗を低減することのできる磁性モジュール、並びに該磁性モジュールを適用する電源変換装置に関する。
インターネット、クラウドコンピューティング、電気自動車および産業自動化等の技術の進歩に伴い、電力の消費が益々増加し、電源に対する要求も厳しくなり、電源変換装置のより高いパワー密度および高い効率への進化が求められている。また、より高いパワー密度および高い効率が求められることにつれ、電源変換装置のより良い放熱も考慮すべき１つの要素になっている。
電源変換装置については、内部のスイッチング回路の切替頻度を高めることはパワー密度を高めるための有効手段である。その理由として、スイッチング回路の切替頻度が上昇すると、フィルタのサイズがそれに応じて直線的に小さくなるからである。なお、スイッチング回路の切替頻度が上昇すると、損失が同じである場合であっても変圧器等の電源変換装置内の磁性モジュールが担うフラックス密度の変化量と磁性モジュールの動作周波数との積が顕著に上昇するため、磁性モジュールの断面積および巻数を減らすことができ、磁性モジュールの体積が顕著に減少する。
従来の電源変換装置は、通常、変圧器を備え、該変圧器の一次巻線がスイッチング回路に接続される。したがって、スイッチング回路がオンとオフの間で切り替る際、該変圧器の一次巻線は、電気エネルギーを二次巻線にカップリングさせ、二次巻線の電気エネルギーは、整流回路による整流およびフィルタ回路によるフィルタ処理を経て負荷に供給される。
しかしながら、従来の電源変換装置でパワー密度を高めるためにスイッチング回路の切替頻度を高め、スイッチング回路の切替頻度が該変圧器単独で対応可能な限度を超えた場合、変圧器の構造がパワー密度の向上の制限要素になってしまう。具体的には、従来の電源変換装置でパワー密度を高めようとすると、該単独の変圧器の巻線におけるＰＣＢ巻線の幅と厚さを相応的に増やさないといけないため、電源変換装置の効率向上にもたらす貢献がかなり小さくなる。変圧器のＰＣＢ巻線の厚さが一定程度まで増加すると、巻線の抵抗低下にもたらす貢献が小さくなる。変圧器のＰＣＢ巻線の層数が増え続くと、コスト面での負担が増加すると共に、上部の放熱装置に対する電源変換装置のＰＣＢ巻線の熱抵抗も増えるため、従来の電源変換装置では放熱がさほど良くない。そこで、電源変換装置が高いパワー密度を示すと共に、全体の効率を維持しかつ比較的良い放熱効果を示すことが研究開発の重点になっている。
また、従来の電源変換装置の変圧器のコアとしては、Ｅ型コアまたはＵ型コアを用いることができる。Ｅ型コアの全巻線がＥ型コアの中心柱に集中して巻回されることに比べ、Ｕ型コアの巻線は両サイドに分かれてＵ型コアの２つのコア柱に巻回されるため、Ｕ型コアに巻回される巻線がＰＣＢ巻線である場合、ＰＣＢ巻線の実装（ｆｏｏｔ ｐｒｉｎｔ）サイズを小さくすることができる。なお、Ｅ型コアにおけるＰＣＢ巻線の多くがＥ型コアに覆われて空気中に曝されないことに比べて、Ｕ型コアにおけるＰＣＢ巻線の極一部だけがＵ型コアに覆われ、すなわちＵ型コアのＰＣＢ巻線の多くが空気中に曝されるため、Ｕ型コアにおける巻線の放熱効果を高めることができる。Ｕ型コアを使用することで確実に上記メリットが得られるが、Ｕ型コアの構造をさらに改良すれば、Ｕ型コアの損失をより一層減少することができ、電源変換装置の効率をより一層高めることができる。
さらに、従来の電源変換装置にとっては、通常、ＥＭＩ性能を考慮する必要があり、より良いＥＭＩ性能を取得するために、従来の電源変換装置にＥＭＩフィルタを配置する方法がよく用いられ
る。ところで、このような方法では電源変換装置の製造コストの増加を招いてしまう。
そこで、上記の欠陥を解消し、コアの損失を低減すると共に、巻線の寄生抵抗と熱抵抗を低減することのできる磁性モジュール、および該磁性モジュールを適用する電源変換装置は、現時点で最も解決すべき課題になっている。
本発明の１つの目的は、変換効率および放熱性能が理想でない従来の電源変換装置が抱える欠陥を解消することのできる磁性モジュール、並びに該磁性モジュールを適用する電源変換装置を提供することである。
上記目的を実現するために、本発明の１つの側面において磁性モジュールを提供し、該磁性モジュールは、１つの上コア部、１つの下コア部、および上コア部と下コア部を共有しかつ上コア部と下コア部の間にずれて配置する４つのコア柱を備えるコアと、４つのコア柱のうち任意の２つのコア柱に巻回され、巻回された２つのコア柱と上コア部および下コア部との間で第１閉磁路を形成する第１巻線と、４つのコア柱のうち残りの２つのコア柱に巻回され、巻回された２つのコア柱と上コア部および下コア部との間で第２閉磁路を形成する第２巻線とを備え、第１巻線および第２巻線が電源変換装置に配置され、第１巻線の印加ボルト秒が第１閉磁路のコア柱内の交流フラックスを決め、第２巻線の印加ボルト秒が第２閉磁路のコア柱内の交流フラックスを決め、第１閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値と、第２閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値が上コア部内の交流フラックスのピーク値を超え、かつ下コア部内の交流フラックスのピーク値を超え、第１巻線と第２巻線は、間接的に直列接続され、または並列接続され、かつ第１巻線と第２巻線は、交流電気エネルギーを伝送する変圧器巻線である。
また、上記目的を実現するために、本発明のもう1つの側面において電源変換装置を提供し、該電源変換装置は、第１変圧器を備える第１変換回路と、入力端子が第１変換回路の入力端子に直列接続され、出力端子が第１変換回路の出力端子に並列接続され、かつ第２変圧器を備える第２変換回路とを備え、第１変圧器および第２変圧器は、第１磁性モジュールを備え、該第１磁性モジュールは、第１上コア部、第１下コア部、および第１上コア部と第１下コア部を共有し、かつ第１上コア部と第１下コア部の間にずれて配置する４つの第１コア柱を備え、かつ各第１コア柱は、第１変圧器の二次巻線または第２変圧器の二次巻線によって巻回される第１コアと、４つの第１コア柱のうち任意の２つの第１コア柱に巻回され、巻回された２つの第１コア柱と第１上コア部および第１下コア部との間で第１閉磁路を形成する第１変圧器の第１巻線と、４つの第１コア柱のうち残りの２つの第１コア柱に巻回され、巻回された２つの第１コア柱と第１上コア部および第１下コア部との間で第２閉磁路を形成する第２変圧器の第２巻線とを備え、第１閉磁路における単独の第１コア柱内の交流フラックスのピーク値と、第２閉磁路における単独の第１コア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値が第１上コア部内の交流フラックスのピーク値を超え、かつ第１下コア部内の交流フラックスのピーク値を超える。
さらに、上記目的を実現するために、本発明のもう１つの側面において電源変換装置を提供し、該電源変換装置は、第１巻線を有する第１磁性モジュールを備える第１変換回路と、入力端子が第１変換回路の入力端子に並列接続され、かつ第２巻線を有する第２磁性モジュールを備える第２変換回路とを備え、第１磁性モジュールおよび第２磁性モジュールは、磁性モジュールを備え、該磁性モジュールは、上コア部、下コア部、および上コア部と下コア部を共有し、かつ上コア部と下コア部の間にずれて配置する４つのコア柱を備えるコアと、４つのコア柱のうち任意の２つのコア柱に巻回され、巻回された２つのコア柱と上コア部および下コア部との間で第１閉磁路を形成する第１巻線と、４つのコア柱のうち残りの２つのコア柱に巻回され、巻回された２つのコア柱と上コア部および下コア部との間で第２閉磁路を形成する第２巻線とを備え、第１閉磁路における単独の第１コア柱内の交流フラックスのピーク値と、第２閉磁路における単独の第１コア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値が上コア部内の交流フラックスのピーク値を超え、かつ下コア部内の交流フラックスのピーク値を超える。
本発明に係る磁性モジュールおよび該磁性モジュールを適用する電源変換装置によると、コアの損失が低下し、巻線の寄生抵抗および熱抵抗が低下し、電源変換装置の製造コストが低下するというメリットがある。
本発明の一好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。 図１に示す磁性モジュールの分解構造を示す概略図である。 図２に示す磁性モジュールにおける任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスが逆向きであるとき、上コア部または下コア部で交流フラックスが相殺する際の交流フラックスの波形を示す図である。 本発明に係る磁性モジュールにおける任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスが同じ方向であるとき、上コア部または下コア部で交流フラックスの相殺がなかった場合の交流フラックスの波形を、図３Ａと対比しながら模式的に示す図である。 本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。 本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。 本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。 図６に示す１つの変換回路におけるインバータ回路のブリッジ中点電圧の負入力端子に対する電圧波形、および別の変換回路におけるインバータ回路のブリッジ中点電圧の負入力端子に対する電圧波形を示す図である。 本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。 図８に示す１つの変換回路におけるインバータ回路のブリッジ中点電圧の負入力端子に対する電圧波形、および別の変換回路におけるインバータ回路のブリッジ中点電圧の負入力端子に対する電圧波形を示す図である。 本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。 本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。 本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。 図１２に示す第１変換回路の昇圧インダクタンスがスイッチング回路と電気的に接続されるエンドポイントの波形、第２変換回路の昇圧インダクタンスがスイッチング回路と電気的に接続されるエンドポイントの波形、第１変換回路の昇圧インダクタンスの巻線によって巻回されるコア柱のフラックス波形、第２変換回路の昇圧インダクタンスの巻線によって巻回されるコア柱のフラックス波形、およびコア部（上コア部または下コア部）のフラックス波形を示す概略図である。 本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。
図１および図２を参照すると、図１は、本発明の一好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図であり、図２は、図１に示す磁性モジュールの分解構造を示す概略図である。図１および図２に示すように、本実施形態に係る電源変換装置１は、共振型の直流／直流コンバータであってもよいが、特に制限がなく、入力電気エネルギーを出力電気エネルギーに変換して負荷に供給し、正入力端子１０、負入力端子１１、正出力端子１２、負出力端子１３および変換回路１４を備える。入力電気エネルギーは、正入力端子１０および負入力端子１１を介して電源変換装置１に供給され、負荷に電気的に接続される正出力端子１２および負出力端子１３を介して出力電気エネルギーを出力する。なお、変換回路１４は共振式である。
変換回路１４の入力端子は、それぞれ正入力端子１０および負入力端子１１に電気的に接続され、変換回路１４の出力端子は、それぞれ正出力端子１２および負出力端子１３に接続され、変換回路１４は、入力電気エネルギーを出力電気エネルギーに変換し、入力フィルタ回路１５、インバータ回路１６、共振回路１７、変圧器Ｔ１およびＴ２で構成される磁性モジュールＭ、複数の整流回路１８および複数の出力フィルタ回路１９を備える。
入力フィルタ回路１５は、正入力端子１０と負入力端子１１との間に電気的に接続され、入力電気エネルギーをフィルタ処理するために用いられる。本発明の実施形態において、入力フィルタ回路１５は、直列接続される２つの入力キャパシタを備えることができる。
インバータ回路１６は、入力フィルタ回路１５の出力端子に電気的に接続され、フィルタ処理後の入力電気エネルギーを移行交流エネルギーに変換するために用いられる。本発明の実施形態において、インバータ回路１６は、直列接続される２つのスイッチングユニットを備えてもよく、２つのスイッチングユニットは、ハーフブリッジ式の回路構造を形成する。
共振回路１７は、入力フィルタ回路１５の出力端子およびインバータ回路１６の出力端子に電気的に接続される。本発明の実施形態において、共振回路１７は、直列接続される共振キャパシタＣｒおよび共振インダクタンスＬｒで構成されてもよく、共振キャパシタＣｒは、入力フィルタ回路１５と共振インダクタンスＬｒとの間に電気的に接続され、共振インダクタンスＬｒは、共振キャパシタＣｒと変圧器Ｔ１の一次側および変圧器Ｔ２の一次側との間に電気的に接続される。
磁性モジュールＭにおける変圧器Ｔ１は、第１一次巻線Ｎ１および２つの第１二次巻線Ｓ１を備える。第１一次巻線Ｎ１の２つのワイヤ端部は、それぞれ共振回路１７に電気的に接続され、かつ第１一次巻線Ｎ１は、第１コイルＮ１１と第２コイルＮ１２（図２に示す）が直列接続される構成になっているが、直列接続に限らず、第１コイルＮ１１と第２コイルＮ１２が並列接続されてもよい。２つの第１二次巻線Ｓ１は、それぞれセンタータップ構造である。インバータ回路１６からの移行交流エネルギーが変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１に流されると、移行交流エネルギーを電磁結合の方法で２つの第１二次巻線Ｓ１に供給し、２つの第１二次巻線Ｓ１は、それぞれ出力交流エネルギーを生成する。
磁性モジュールＭの変圧器Ｔ２は、第２一次巻線Ｎ２および２つの第２二次巻線Ｓ２を備える。第２一次巻線Ｎ２の２つのワイヤ端部は、それぞれ共振回路１７に電気的に接続され、かつ第１一次巻線Ｎ１と第２一次巻線Ｎ２は並列接続される。また、第２一次巻線Ｎ２は、第３コイルＮ２１と第４コイルＮ２２（図２に示す）とが直列接続される構成になっているが、直列接続に限らず、第３コイルＮ２１と第４コイルＮ２２が並列接続されてもよい。２つの第２二次巻線Ｓ２は、それぞれセンタータップ構造である。インバータ回路１６からの移行交流エネルギーが変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２に流されると、移行交流エネルギーを電磁結合の方法で２つの第２二次巻線Ｓ２に供給し、２つの第２二次巻線Ｓ２は、それぞれ出力交流エネルギーを生成する。
本発明の実施形態において、変圧器Ｔ１および変圧器Ｔ２がＰＣＢ変圧器であり、すなわち変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１および２つの第１二次巻線Ｓ１、変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２および２つの第２二次巻線Ｓ２は、それぞれＰＣＢコイルで構成されてもよいが、特に制限がない。また、本発明の実施形態において、変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１および２つの第１二次巻線Ｓ１、変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２および２つの第２二次巻線Ｓ２は、それぞれ導線で構成されてもよい。さらに、本発明の実施形態において、第１一次巻線Ｎ１と第２一次巻線Ｎ２が並列接続されるため、第１一次巻線Ｎ１と第２一次巻線Ｎ２が並列接続された後のコイル巻数は、奇数回であってもよく、たとえば、５であってもよいが、特に制限がなく、偶数回であってもよい。
整流回路１８の数は、磁性モジュールＭが備える二次巻線（第１二次巻線Ｓ１と第２二次巻線Ｓ２）の数に対応するため、図１に示すように、変換回路１４は４つの整流回路１８を備え、各整流回路１８は、対応する二次巻線と電気的に接続され、対応する二次巻線からの出力交流エネルギーを整流し、直流エネルギーを生成するために用いられる。
出力フィルタ回路１９の数は整流回路１８の数に対応するため、図１に示すように、変換回路１４は、４つの出力フィルタ回路１９を備え、各出力フィルタ回路１９の入力端子は、それぞれ対応する整流回路１８の出力端子に接続され、各出力フィルタ回路１９の出力端子は、他の全ての出力フィルタ回路１９の出力端子に並列接続され、さらに正出力端子１２および負出力端子１３に電気的に接続される。各出力フィルタ回路１９は、整流回路１８からの直流エネルギーをフィルタ処理し、複数の出力フィルタ回路１９の出力端子が並列接続されるため、負荷に供給される出力電気エネルギーは、複数の出力フィルタ回路１９が出力するフィルタ処理後の直流エネルギーの重ね合わせである。
本発明の実施形態において、変圧器Ｔ１と変圧器Ｔ２の電流共有を実現するために、変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１のコイル巻数を変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２のコイル巻数に一致させ、変圧器Ｔ１の２つの第１二次巻線Ｓ１のコイル巻数も変圧器Ｔ２の２つの第２二次巻線Ｓ２のコイル巻数に一致させる。
以下、磁性モジュールＭの細部構造を説明する。図２に示すように、上記実施形態において、磁性モジュールＭは、コア、第１一次巻線Ｎ１、２つの第１二次巻線Ｓ１、第２一次巻線Ｎ２および２つの第２二次巻線Ｓ２を備える。コアは、上コア部Ｍ１１と、下コア部Ｍ１２と、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２を共有する４つのコア柱Ｍ１３とを備える（説明の便宜上、以下において４つのコア柱を第１コア柱、第２コア柱、第３コア柱および第４コア柱と称する）。本発明の実施形態において、４つのコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１と下コア部Ｍ１２の間にずれて設けられるため一本の直線に位置せず、さらに、各コア柱Ｍ１３は、上柱Ｍ１３０と下柱Ｍ１３１とを備え、上柱Ｍ１３０は、上コア部Ｍ１１における矩形の第１設置面から下へ垂直に伸び、かつ４つのコア柱Ｍ１３における４つの上柱Ｍ１３０は、上コア部Ｍ１１の第１設置面の４つの角に位置されてもよい。下柱Ｍ１３１は、下コア部Ｍ１２における上コア部Ｍ１１の第１設置面と対向する矩形の第２設置面から上へ垂直に伸び、かつ各下柱Ｍ１３１の位置が上柱Ｍ１３０の位置に対応するため、４つのコア柱Ｍ１３における下柱Ｍ１３１は、下コア部Ｍ１２の第２設置面の４つの角に位置する。
第１一次巻線Ｎ１は、コアの任意の２つのコア柱Ｍ１３（たとえば、第１コア柱および第２コア柱）に巻回されているため、第１一次巻線Ｎ１によって巻回される２つのコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２と第１閉磁路を形成する。第２一次巻線Ｎ２は、残りの２つのコア柱Ｍ１３（たとえば、第３コア柱および第４コア柱）に巻回されているため、第２一次巻線Ｎ２によって巻回されるコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２と第２閉磁路を形成する。また、第１一次巻線Ｎ１および第２一次巻線Ｎ２は、それぞれコアの対応する２つのコア柱Ｍ１３に巻回される際、直接接続される直列接続の関係でなく、たとえば、間接的に直列接続され、または、並列接続される構成である。換言すれば、第１一次巻線Ｎ１の任意の１つのワイヤ端部が第２一次巻線Ｎ２の任意の１つのワイヤ端部のみに接続されることはない。第１一次巻線Ｎ１および第２一次巻線Ｎ２には、それぞれ独立してインバータ回路１６からの移行交流エネルギーが流される。
２つの第１二次巻線Ｓ１は、それぞれ対応するコア柱Ｍ１３（たとえば、１つの第１二次巻線Ｓ１は、第１コア柱に巻回され、もう１つの第１二次巻線Ｓ１は、第２コア柱に巻回される）に巻回され、２つの第２二次巻線Ｓ２は、それぞれ対応する残りのコア柱Ｍ１３（たとえば、１つの第２二次巻線Ｓ２は、第３コア柱に巻回され、もう１つの第２二次巻線Ｓ２は、第４コア柱に巻回される）に巻回される。また、図３Ａおよび図３Ｂを参照すると、図３Ａは、図２に示す磁性モジュールの任意の２つの隣接するコア柱における交流フラックスが逆向きであるとき、上コア部または下コア部で交流フラックスの相殺があった場合の交流フラックスの波形を示す図であり、図３Ｂは、本発明に係る磁性モジュールの任意の２つの隣接するコア柱における交流フラックスが同じ方向であるとき、上コア部または下コア部で交流フラックスの相殺がなかった場合の交流フラックスの波形を、図３Ａと対比しながら模式的に示す図である。本発明の実施形態において、第１一次巻線Ｎ１の印加ボルト秒が第１閉磁路のコア柱内の交流フラックスを決め、第２一次巻線Ｎ２の印加ボルト秒が第２閉磁路のコア柱内の交流フラックスを決め、第１一次巻線Ｎ１および第２一次巻線Ｎ２の巻回方法によって任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きになり（すなわち、４つのコア柱Ｍ１３のうち一本の対角線に位置する２つのコア柱Ｍ１３の交流フラックスの方向が第１方向であり、もう一本の対角線に位置する２つのコア柱Ｍ１３の交流フラックスの方向が第２方向であり、第１方向と第２方向は、図２における下コア部Ｍ１２の上にある矢印が示すように逆向きである）、上コア部Ｍ１１の交流フラックスと下コア部Ｍ１２の交流フラックスが相殺するため、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２の交流フラックスを低減することができる。すなわち、図３Ａに示すように、任意のコア柱Ｍ１３（図３Ａおよび図３Ｂにおいて、１つのコア柱Ｍ１３をＡコア柱と称する）と該コア柱に隣接するコア柱Ｍ１３（図３Ａおよび図３Ｂにおいて、Ａコア柱と隣接するコア柱Ｍ１３をＢコア柱およびＣコア柱と称する）の交流フラックスが逆向きである場合、図３Ａから分かるように、本発明の上コア部Ｍ１１のフラックスと下コア部Ｍ１２の交流フラックスとは相殺できるため、上コア部Ｍ１１と下コア部Ｍ１２のコア損失が低下するというメリットがある。図３Ｂに示すように、Ａコア柱とＢコア柱およびＣコア柱の交流フラックス方向が同じであり、かつ上コア部Ｍ１１のフラックスおよび下コア部Ｍ１２の交流フラックスが重ね合わせ、相殺でない場合に比べ、上コア部Ｍ１１と下コア部Ｍ１２のコア損失が低下するというメリットが得られない。本発明の実施形態において、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きであるため、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２の交流フラックスを確実に減少することができる。その結果、第１閉磁路における１つの第１コア柱内の交流フラックスのピーク値と第２閉磁路における１つの第１コア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値が、上コア部Ｍ１１内の交流フラックスのピーク値を超え、かつ下コア部Ｍ１２内の交流フラックスのピーク値を越え、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２のコアの損失を低減することができる。そして、第１一次巻線Ｎ１、２つの第１二次巻線Ｓ１およびコアは変圧器Ｔ１を構成し、第２一次巻線Ｎ２、２つの第２二次巻線Ｓ２およびコアは変圧器Ｔ２を構成する。
上記の実施形態において、変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１および変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２はＰＣＢコイル２０で形成され、ＰＣＢコイル２０は複数の第１挿通孔２１を備え、各第１挿通孔２１の設置位置は、対応するコア柱Ｍ１３に対応し、各第１挿通孔２１は、対応するコア柱Ｍ１３によって挿通される。また、変圧器Ｔ１の２つの第１二次巻線Ｓ１および変圧器Ｔ２の２つの第２二次巻線Ｓ２はＰＣＢコイル２２で形成され、ＰＣＢコイル２２は複数の第２挿通孔２３を備え、各第２挿通孔２３の設置位置は、対応するコア柱Ｍ１３に対応し、各第２挿通孔２３は、対応するコア柱Ｍ１３によって挿通される。
本発明の実施形態において、電源変換装置１が入力電気エネルギーを出力電気エネルギーに変換する際、変換回路１４における変圧器Ｔ１およびＴ２を利用して一部の電気エネルギーを変換し、変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１と変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２とのインダクタンス値の誤差は、下記条件式を満たす。
│Ｌｍ１−Ｌｍ２│／（Ｌｍ１＋Ｌｍ２）≦３０％
ゆえに、変圧器Ｔ１、Ｔ２で生成した磁化電流差および磁化電流損失差を制御可能な範囲に抑えることができ、そのうち、Ｌｍ１は、第１一次巻線Ｎ１のインダクタンス値であり、Ｌｍ２は、第２一次巻線Ｎ２のインダクタンス値である。このようにして、各変圧器Ｔ１、Ｔ２の許容電力を半分程度に減らすことができ、さらに、変圧器Ｔ１、Ｔ２の第１一次巻線Ｎ１、第２一次巻線Ｎ２、第１二次巻線Ｓ１および第２二次巻線Ｓ２におけるコイルの幅および厚さも適切な範囲に抑えることができるため、第１一次巻線Ｎ１、第２一次巻線Ｎ２、第１二次巻線Ｓ１および第２二次巻線Ｓ２の寄生抵抗および熱抵抗を効果的に減少させることができる。なお、本発明に係る磁性モジュールＭにおいて、２つのコア柱Ｍ１３が上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２とＵ型コアに類似する構造になっているため、４つのコア柱Ｍ１３を備えるコアを複数のＵ型コアを組み合わせてなる構成と見なすことができ、本発明の磁性モジュールＭに巻回される巻線がＰＣＢコイルである場合、ＰＣＢコイルの実装サイズを小さくすることができる。また、本発明の磁性モジュールＭを複数のＵ型コアを組み合わせてなる構成と見なすことができるため、磁性モジュールＭの巻線の放熱効果が比較的良い。さらに、本発明の磁性モジュールＭのコアを、複数のＵ型コアが上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２を共有してなると見なすことができるため、複数の独立したＵ型コアを使用する場合に比べて、本発明の磁性モジュールＭの上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２の断面積が増え、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２の交流フラックスの密度が低下するため、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２の損失を低減し、電源変換装置１の効率を高めることができる。さらに、本発明に係る磁性モジュールＭのコアの任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きであるため、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２の交流フラックスの密度をさらに低減することができ、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２のコアの損失をさらに減らし、電源変換装置１の効率をさらに高めることができる。
図２および図４を参照すると、図４は、本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。図４に示すように、本実施形態に係る電源変換装置２の回路構造は、図１に示す電源変換装置１に似ているため、類似した回路構造や動作については同じ符号を付する。ただし、図１に示す電源変換装置１の共振回路１７が共振キャパシタＣｒおよび唯一の共振インダクタンスＬｒを備えることに対し、本実施形態に係る電源変換装置２の共振回路１７は、共振キャパシタＣｒおよび間接的に直列接続される２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２（すなわち、２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２の間には直列接続される他の部材が存在することを意味する）を備え、かつ該２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２が上コア部および下コア部を共有する構造である。本発明の別の実施形態においては、２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２を並列接続することもできる。２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２は、図２に示すコアを利用して磁性モジュールを構成してもよく、すなわち、図２に示すコア、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線および共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線を備えることができる。なお、第１巻線が電源変換装置２の第１インダクタンスのコイルであり、第２巻線が電源変換装置２の第２インダクタンスのコイルである。コア、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線および共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線からなる磁性モジュールは、図２に示す磁性モジュールＭに類似した構造を有する。但し、図２に示す磁性モジュールＭが２つの変圧器Ｔ１、Ｔ２を備え、ＰＣＢコイル２２を用いて変圧器Ｔ１の２つの第１二次巻線Ｓ１および変圧器Ｔ２の２つの第２二次巻線Ｓ２を構成することに対し、該実施形態に係るコア、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線および共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線で構成される磁性モジュールは、図２に示すＰＣＢコイル２０に類似するコイル部材のみで共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線および共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線を構成し、ＰＣＢコイル２２がなくても済む。
共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線は、コアの任意の２つのコア柱Ｍ１３（たとえば、第１コア柱および第２コア柱）に巻回され、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線によって巻回される２つのコア柱Ｍ１３、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２が第１閉磁路を形成する。共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線は、残りの２つのコア柱Ｍ１３（たとえば、第３コア柱および第４コア柱）に巻回され、共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線によって巻回される２つのコア柱Ｍ１３、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２が第２閉磁路を形成する。なお、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線および共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線がコアの２つのコア柱Ｍ１３に巻回されるとき、直接接続してなる直列接続の関係でなく、たとえば、間接的に直列接続され、または、並列接続される。さらに、本発明の実施形態において、共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線および共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線がコアのコア柱Ｍ１３に巻回される際の巻き方によっては、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きとなる。そして、上記共振インダクタンスＬｒ１の第１巻線によって巻回される２つのコア柱Ｍ１３、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２で形成される第１閉磁路における各コア柱内の交流フラックスのピーク値と、上記共振インダクタンスＬｒ２の第２巻線によって巻回される２つのコア柱Ｍ１３、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２で形成される第２閉磁路における各コア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値は、上コア部Ｍ１１内の交流フラックスのピーク値を超え、かつ下コア部Ｍ１２内の交流フラックスのピーク値を超える。
当然ながら、共振回路１７は、図４に示すＬＬＣ共振回路に限らず、本発明の一実施形態において、図５に示すように、電源変換装置３の共振回路１７はＬＣＣ共振回路であってもよい。換言すれば、共振回路１７は、共振キャパシタＣｒおよび互いにカップリングする２つの共振インダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２以外、１つの共振キャパシタＣｒ２をさらに備え、共振キャパシタＣｒ２は、第１一次巻線Ｎ１の２つのワイヤ端部の間にブリッジ接続され、かつ第２一次巻線Ｎ２の２つのワイヤ端部の間にブリッジ接続される。
図６および図２を参照すると、図６は、本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。図６に示すように、本実施形態に係る電源変換装置４は、直流／直流コンバータに限らず、入力電気エネルギーを出力電気エネルギーに変換して負荷に供給し、正入力端子４０、負入力端子４１、正出力端子４２、負出力端子４３および２つの変換回路４４、４４’を備える。入力電気エネルギーは、正入力端子４０および負入力端子４１を介して電源変換装置４に供給され、変換されてから正出力端子４２および負出力端子４３を介して出力電気エネルギーとして出力される。
２つの変換回路４４、４４’は、回路構造が同じでありかつ共振型の変換回路である。以下、そのうち１つの変換回路の回路構造および動作を説明する。本発明の実施形態において、変換回路４４、４４’はそれぞれ共振型の変換回路であってもよいが、特に制限がない。変換回路４４の入力端子は、変換回路４４’の入力端子に直列接続され、かつ正入力端子４０と負入力端子４１の間に電気的に接続される。変換回路４４の出力端子は、もう１つの変換回路４４’の出力端子に並列接続され、かつ正出力端子４２と負出力端子４３の間に電気的に接続される。変換回路４４、４４’はそれぞれ入力電気エネルギーを変換し、電源変換装置４が２つの変換回路４４、４４’を介して出力電気エネルギーを負荷に出力できるようにする。変換回路４４は、入力フィルタ回路４５、インバータ回路４６（スイッチ切替回路とも称する）、共振回路４７、変圧器Ｔ１、複数の整流回路４８および複数の出力フィルタ回路４９を備える。変換回路４４’は、入力フィルタ回路４５’、インバータ回路４６’（スイッチ切替回路とも称する）、共振回路４７’、変圧器Ｔ２、複数の整流回路４８’および複数の出力フィルタ回路４９’を備える。
入力フィルタ回路４５は、正入力端子４０と負入力端子４１の間に電気的に接続され、入力電気エネルギーをフィルタ処理する。本発明の実施形態において、入力フィルタ回路４５は、直列接続される２つの入力キャパシタを備えることができる。
インバータ回路４６は、入力フィルタ回路４５の出力端子に電気的に接続され、フィルタ処理された入力電気エネルギーを移行交流エネルギーに変換する。本発明の実施形態において、インバータ回路４６は、直列接続される２つのスイッチングユニットを備え、２つのスイッチングユニットは、ハーフブリッジ式の回路構造を形成することができる。
共振回路４７は、入力フィルタ回路４５の出力端子およびインバータ回路４６の出力端子に電気的に接続される。本発明の実施形態において、共振回路４７は、直列接続される共振キャパシタＣｒおよび共振インダクタンスＬｒで形成されてもよい。
変圧器Ｔ１は、第１一次巻線Ｎ１および２つの第１二次巻線Ｓ１を備える。第１一次巻線Ｎ１の２つのワイヤ端部は、それぞれ共振回路４７に電気的に接続され、かつ第１一次巻線Ｎ１は、２つのコイルを直列接続してなる構成であるが、直列接続に限らず、並列接続であってもよい。２つの第１二次巻線Ｓ１は、それぞれセンタータップ構造である。インバータ回路４６からの移行交流エネルギーが変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１に流されると、移行交流エネルギーを電磁結合の方法で２つの第１二次巻線Ｓ１に供給し、２つの第１二次巻線Ｓ１がそれぞれ出力交流エネルギーを生成できるようにする。同様に、変圧器Ｔ２は、第２一次巻線Ｎ２および２つの第２二次巻線Ｓ２を備え、変圧器Ｔ１と構造や動作が同じであるため、ここで重複説明を省略する。
整流回路４８の数は、変圧器Ｔ１が備える第１二次巻線Ｓ１の数に対応する。図１に示すように、変換回路４４は２つの整流回路４８を備え、各整流回路４８は、対応する第１二次巻線Ｓ１に電気的に接続され、対応する第１二次巻線Ｓ１からの出力交流エネルギーを整流して直流エネルギーを生成する。
出力フィルタ回路４９の数は、整流回路４８の数に対応する。図１に示すように、変換回路４４は２つの出力フィルタ回路４９を備え、各出力フィルタ回路４９の入力端子は、それぞれ対応する整流回路４８の出力端子に電気的に接続される。また、各出力フィルタ回路４９の出力端子は、他の全ての出力フィルタ回路４９の出力端子に並列接続され、そして、正出力端子４２および負出力端子４３に電気的に接続され、各出力フィルタ回路４９は、整流回路４８からの直流エネルギーをフィルタ処理する。
図２に示すように、本発明の実施形態において、２つの変換回路４４、４４’の２つの変圧器Ｔ１、Ｔ２は、図２に示すコアを利用して図１および図２に示すような磁性モジュールを構成することができる。すなわち、１つの変換回路４４の変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１が図２に示すコアの任意の２つのコア柱Ｍ１３（たとえば、第１コア柱および第２コア柱）に巻回されることで、変換回路４４の変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１によって巻回されるコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２と第１閉磁路を形成する。また、もう１つの変換回路４４’の変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２が残りの２つのコア柱Ｍ１３（たとえば、第３コア柱および第４コア柱）に巻回されることで、変換回路４４’の変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２によって巻回されるコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２と第２閉磁路を形成する。
また、そのうち１つの変換回路４４の変圧器Ｔ１の２つの第１二次巻線Ｓ１は、それぞれ対応するコア柱Ｍ１３に巻回され（たとえば、１つの第１二次巻線Ｓ１が第１コア柱に巻回され、もう１つの第１二次巻線Ｓ１が第２コア柱に巻回される）、もう１つの変換回路４４’の変圧器Ｔ２の２つの第２二次巻線Ｓ２も、それぞれ対応する残りのコア柱Ｍ１３に巻回される（たとえば、１つの第２二次巻線Ｓ２が第３コア柱に巻回され、もう１つの第２二次巻線Ｓ２が第４コア柱に巻回される）。なお、本発明の実施形態において、変換回路４４の変圧器Ｔ１の第１一次巻線Ｎ１の巻き方および変換回路４４の変圧器Ｔ２の第２一次巻線Ｎ２の巻き方によっては、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きとなり、あるいは位相が１８０°ずれる。
上記の実施形態において、２つの変換回路４４、４４’の入力端子が直列接続されてもよく、２つの変換回路４４、４４’のインバータ回路４６、４６’は、同じ位相のインバータ回路であってもよいが、特に制限がない。２つの変換回路４４、４４’のインバータ回路４６、４６’は、位相が１８０°ずれるインバータ回路であってもよい。２つの変換回路４４、４４’が同じ位相である場合、２つの変換回路４４、４４’の２つの変圧器Ｔ１、Ｔ２の第１一次巻線Ｎ１、第２一次巻線Ｎ２の巻き方によっては、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きとなり、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２の交流フラックスが相殺して低下する。２つの変換回路４４、４４’の位相が１８０°ずれる場合、２つの変換回路４４、４４’の２つの変圧器Ｔ１、Ｔ２の第１一次巻線Ｎ１、第２一次巻線Ｎ２の巻き方によっては、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスの位相が１８０°ずれてしまい、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２の交流フラックスがそれぞれ相殺して低下する。その結果、第１閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値と、第２閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値は、上コア部Ｍ１１内の交流フラックスのピーク値を超え、かつ下コア部Ｍ１２内の交流フラックスのピーク値を超える。
本発明の実施形態において、より良いＥＭＩ性能を取得するために、変換回路４４のインバータ回路４６のブリッジアームにおける上部スイッチと変換回路４４’のインバータ回路４６’のブリッジアームにおける上部スイッチは、位相が１８０°ずれる。そのため、変換回路４４のインバータ回路４６のブリッジ中点電圧の負入力端子４１に対する電圧ＶＡは、変換回路４４’のインバータ回路４６’のブリッジ中点電圧の負入力端子４１に対する電圧ＶＢに比べ、電位ホッピングが逆向きとなり、あるいは位相が１８０°ずれる（図７を参照）。その結果、インバータ回路４６のブリッジ中点電圧が該インバータ回路４６に接続される変圧器Ｔ１の一次・二次寄生キャパシタＣｐｓを通じて形成するコモンモード電流ｉｐｓと、インバータ回路４６’のブリッジ中点電圧が該インバータ回路４６’に接続される変圧器Ｔ２の一次・二次寄生キャパシタＣｐｓ’を通じて形成するコモンモード電流ｉｐｓ’とは逆向きとなり、あるいは位相が１８０°ずれ、コモンモードノイズが相殺する。そのため、電源変換装置４がＥＭＩフィルタを追加することなく、２つの変換回路４４、４４’のブリッジアームにおける上部スイッチの位相を１８０°ずらすことで、より良いＥＭＩ性能を取得し、製造コストを減らすことができる。
図８に示すように、このようなコモンモード相殺の概念は、２つの入力が直列接続されるコンバータに適用するだけではなく、２つの入力が並列接続されるコンバータにも適用する。２つのコンバータの入力が並列接続されるため、変換回路４４におけるインバータ回路４６のブリッジ中点電圧の負入力端子４１に対する電圧ＶＡ、および変換回路４４’におけるインバータ回路４６’のブリッジ中点電圧の負入力端子４１に対する電圧ＶＢは、図９に示す通りになり、図７との違いとしては、ＶＡにＶｉｎ／２の直流電圧成分がない。ＶＡとＶＢの電位ホッピングが逆向きとなり、あるいは位相が１８０°ずれ、ＶＡがそれに接続される変圧器Ｔ１の一次・二次寄生キャパシタＣｐｓを通じて形成するコモンモード電流ｉｐｓと、ＶＢがそれに接続される変圧器Ｔ２の一次・二次寄生キャパシタＣｐｓ’を通じて形成するコモンモード電流ｉｐｓ’とは逆向きとなり、あるいは位相が１８０°ずれ、コモンモードノイズが相殺する。
当然ながら、上記２つの変換回路４４、４４’としては、共振型変換回路の回路構造であってもよいが、特に制限がなく、本発明の別の実施形態において、２つの変換回路はそれぞれＰＷＭ型のコンバータ回路であってもよい。
図１０は、本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。図１０に示すように、該実施形態に係る電源変換装置５の回路構造は、図６に示す電源変換装置４の回路構造に似ているため、類似する回路構造や動作については同じ符号を付し、ここで重複説明を省略する。図６に示す電源変換装置４に比べて、本実施形態に係る電源変換装置５は、電源変換装置５の２つの変換回路４４、４４’の２つの共振回路１７、１７’における２つの共振インダクタンスＬｒが互いに上コア部および下コア部を共有し、かつ２つの共振インダクタンスＬｒが図２に示すコアを用いて磁性モジュールを構成し、すなわちコア、共振回路１７の共振インダクタンスＬｒの第１巻線、および共振回路１７’の共振インダクタンスＬｒの第２巻線を備える。
共振回路１７の共振インダクタンスＬｒの第１巻線は、コアの任意の２つのコア柱Ｍ１３（たとえば、第１コア柱および第２コア柱）に巻回され、共振回路１７の共振インダクタンスＬｒの第１巻線によって巻回されるコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２と第１閉磁路を形成する。共振回路１７’の共振インダクタンスＬｒの第２巻線は、残りの２つのコア柱Ｍ１３（たとえば、第３コア柱および第４コア柱）に巻回され、共振回路１７’の共振インダクタンスＬｒの第２巻線によって巻回されるコア柱Ｍ１３は、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２と第２閉磁路を形成する。また、本発明の実施形態において、共振回路１７の共振インダクタンスＬｒの第１巻線および共振回路１７’の共振インダクタンスＬｒの第２巻線がコアのコア柱Ｍ１３を巻回する際の巻き方によっては、任意の２つの隣接するコア柱Ｍ１３の交流フラックスが逆向きとなり、あるいは位相が１８０°ずれる。さらに、第１閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値と第２閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値は、上コア部Ｍ１１内の交流フラックスのピーク値を超え、かつ下コア部Ｍ１２内の交流フラックスのピーク値を超える。
図１１は、本発明のもう１つの好適な実施形態に係る電源変換装置の回路構造を示す概略図である。図１１に示すように、本実施形態に係る電源変換装置６の回路構造は、図６に示す電源変換装置４に似ており、類似する回路構造や動作については同じ符号を付し、ここで重複説明を省略する。図６に示す電源変換装置４の各変換回路４４、４４’のインバータ回路４６、４６’の回路構造は、２つのスイッチングユニットを直列接続してなるハーフブリッジ回路構造であるが、本実施形態に係る電源変換装置６の各変換回路４４、４４’のインバータ回路４６、４６’の回路構造は、４つのスイッチングユニットを直列接続してなるハーフブリッジ・３レベル回路構造である。
以上から分かるように、本発明に係る磁性モジュールの概念に則って２つの磁性モジュールを形成することができ、たとえば、２つの変圧器または２つのインダクタンスを形成することができる。なお、上記の概念に則って磁性モジュールとして２つのインダクタンスを形成する場合、２つのインダクタンスを構成する磁性モジュールは、他の電源変換装置に適用することもできる。たとえば、図１２に示すように、電源変換装置７に２つの変換回路（以下、説明の便宜を図って電源変換装置７の２つの変換回路を第１変換回路および第２変換回路とも称する）を備え、かつ第１変換回路に昇圧インダクタンスＬｂを有する昇圧回路を備え、第２変換回路に昇圧インダクタンスＬｂ２を有する昇圧回路を備える場合、２つの変換回路の２つの昇圧インダクタンスは、本発明に係る磁性モジュールの概念に則って実現することができ、ここで該磁性モジュールの構造についての重複説明を省略する。なお、第１変換回路は、同位相のスイッチ切替回路であり、第１共振インダクタンスを備え、第２変換回路は、第２共振インダクタンスを備える。第１共振インダクタンスの第１巻線は第３閉磁路を形成し、第２共振インダクタンスの第２巻線は第４閉磁路を形成する。図１２に示す実施形態において、第１変換回路および第２変換回路の入力端子が並列接続され、第１変換回路および第２変換回路の位相が同じであってもよく、１８０°ずれてもよい。
上記の実施形態において、第１変換回路は、昇圧インダクタンスＬｂおよびハーフブリッジスイッチング回路７０を備え、第２変換回路は、昇圧インダクタンスＬｂ２およびハーフブリッジスイッチング回路７１を備える。第１変換回路の昇圧インダクタンスＬｂの一端に入力電気エネルギーが流され、第１変換回路の昇圧インダクタンスＬｂの他端は、ハーフブリッジスイッチング回路７０に電気的に接続され、第２変換回路の昇圧インダクタンスＬｂ２の一端に入力電気エネルギーが流され、第２変換回路の昇圧インダクタンスＬｂ２の他端は、ハーフブリッジスイッチング回路７１に電気的に接続される。図１３を参照すると、図１３は、図１２に示す第１変換回路の昇圧インダクタンスがスイッチング回路と電気的に接続されるエンドポイントの波形、第２変換回路の昇圧インダクタンスがスイッチング回路と電気的に接続されるエンドポイントの波形、第１変換回路の昇圧インダクタンスの巻線によって巻回されるコア柱のフラックス波形、第２変換回路の昇圧インダクタンスの巻線によって巻回されるコア柱のフラックス波形、およびコア部（上コア部または下コア部）のフラックス波形を示す概略図である。図１３に示すように、第１変換回路の昇圧インダクタンスＬｂとハーフブリッジスイッチング回路７０が電気的に接続されるエンドポイントの電圧ＶＡと、第２変換回路の昇圧インダクタンスＬｂ２とハーフブリッジスイッチング回路７１が電気的に接続されるエンドポイントの電圧ＶＢとの位相が１８０°ずれるとき、本実施形態に係る電源変換装置７では、第１変換回路の昇圧インダクタンスＬｂの巻線によって巻回されるコア柱のフラックスと、第２変換回路の昇圧インダクタンスＬｂ２の巻線によって巻回されるコア柱のフラックスとの位相を１８０°ずらせて、上コア部Ｍ１１および下コア部Ｍ１２のフラックスをそれぞれ相殺させて低減することができるため、コアの損失が低下する。本発明の別の実施形態において、上記第１変換回路は、降圧インダクタンスを有する降圧回路を備えてもよく、第２変換回路は、降圧インダクタンスを有する降圧回路を備えてもよい。
当然ながら、図１４に示すように、電源変換装置８が第１変換回路および第２変換回路を備え、かつ第１変換回路がインダクタンスＬを有するトーテムポール出力因子の補正回路（Ｔｏｔｅｍ ｐｏｌｅ ＰＦＣ）であり、第２変換回路もインダクタンスＬ２を有するトーテムポール出力因子の補正回路（Ｔｏｔｅｍ ｐｏｌｅ ＰＦＣ）であるとき、第１変換回路のインダクタンスＬおよび第２変換回路のインダクタンスＬ２は、本発明に係る磁性モジュールの概念に則って実現することができ、ここで該磁性モジュールの構造についての重複説明を省略する。なお、図１４に示す実施形態において、第１変換回路の入力端子と第２変換回路の入力端子が並列接続され、かつ第１変換回路と第２変換回路の位相が同じであってもよく、１８０°ずれてもよい。また、第１変換回路にインダクタンスＬ、ハーフブリッジスイッチング回路８０およびハーフブリッジスイッチング回路８２を備え、第２変換回路にインダクタンスＬ２、ハーフブリッジスイッチング回路８１およびハーフブリッジスイッチング回路８２を備える。
上記のように、本発明は、磁性モジュールおよび該磁性モジュールを適用する電源変換装置を提供する。本発明に係る電源変換装置によると、入力電気エネルギーを出力電気エネルギーに変換する際、変換回路における２つの一次巻線が並列接続される変圧器を用いて行い、変圧器の二次巻線は、整流ブリッジを介して出力端子で並列接続される。本発明に係る電源変換装置によると、２つの変圧器の一次巻線の巻数が同じく、２つの変圧器の二次巻線の巻数も同じく、かつ並列接続される一次巻線の間のインダクタンス値の誤差が│Ｌｍ１−Ｌｍ２│／（Ｌｍ１＋Ｌｍ２）≦３０％の条件式を満たすため、各変圧器の許容電力を半分程度に減らすことができ、各変圧器で生成した磁化電流差および磁化電流損失差を制御可能な範囲に抑えることができる。このように、２つの変圧器における巻線のコイル幅および厚さも適切な範囲に抑えることができ、２つの変圧器における巻線の寄生抵抗および熱抵抗を効果的に減少することができる。また、本発明に係る磁性モジュールによると、２つのコア柱と上コア部および下コア部をＵ型コアに類似する構成とすることができるため、４つのコア柱を備えるコアを、複数のＵ型コアを組み合わせてなる構成と見なすことができる。したがって、本発明に係る磁性モジュールに巻回される巻線がＰＣＢコイルである場合、ＰＣＢコイルの実装サイズを小さくすることができる。また、本発明に係る磁性モジュールを、複数のＵ型コアを組み合わせてなる構成と見なすことができるため、磁性モジュールにおける巻線の放熱効果が比較的良い。さらに、本発明に係る磁性モジュールのコアを、複数のＵ型コアが上コア部および下コア部を共有してなる構成と見なすことができるため、複数の独立したＵ型コアを使用した場合に比べ、本発明の上コア部および下コア部の断面積が増え、上コア部および下コア部の交流フラックスが低下するため、上コア部および下コア部の損失を低減させ、本発明に係る電源変換装置の変換効率を高めることができる。そして、本発明に係るコアの任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスが逆向き（または、位相が１８０°ずれる）であるため、上コア部および下コア部の交流フラックスをさらに低減することができ、上コア部および下コア部の損失をさらに低減させ、本発明に係る電源変換装置の変換効率をさらに高めることができる。
以上、本発明を複数の実施形態を例示して説明したが、本発明の技術的範囲はこれらの実施形態に記載されている範囲に限定されるものではない。したがって、これらの実施形態に記載した範囲以外の構成を備えるものであっても、特許請求の範囲の記載に含まれるすべてのものは本発明の技術的範囲に含まれることになる。
１、２、３、４、５、６、７、８ 電源変換装置
１０、４０ 正入力端子
１１、４１ 負入力端子
Ｌｏａｄ 負荷
１２、４２ 正出力端子
１３、４３ 負出力端子
１４、４４、４４’ 変換回路
１５、４５、４５’ 入力フィルタ回路
１６、４６、４６’ インバータ回路
１７、４７、４７’、１７’ 共振回路
１８ 整流回路
１９ 出力フィルタ回路
２０、２２ ＰＣＢコイル
２１ 第１挿通孔
２３ 第２挿通孔
７０、７１、８０、８１、８２ ハーフブリッジスイッチ回路
Ｔ１、Ｔ２ 変圧器
Ｍ 磁性モジュール
Ｃｒ、Ｃｒ２ 共振キャパシタ
Ｌｒ、Ｌｒ１、Ｌｒ２ 共振インダクタンス
Ｎ１ 第１一次巻線
Ｎ１１ 第１コイル
Ｎ１２ 第２コイル
Ｓ１ 第１二次巻線
Ｎ２ 第２一次巻線
Ｓ２ 第２二次巻線
Ｎ２１ 第３コイル
Ｎ２２ 第４コイル
Ｍ１１ 上コア部
Ｍ１２ 下コア部
Ｍ１３ コア柱
Ｍ１３０ 上柱
Ｍ１３１ 下柱
Ｌｂ、Ｌｂ１ 昇圧インダクタンス
Ｌｏａｄ 負荷
Ｃｐｓ、Ｃｐｓ’ 一次・二次寄生キャパシタ
ｉｐｓ、ｉｐｓ’ コモンモード電流
ＶＡ、ＶＢ 電圧

Claims (25)

  1. １つの上コア部、１つの下コア部、および前記上コア部と前記下コア部を共有しかつ前記上コア部と前記下コア部の間にずれて配置する４つのコア柱を備えるコアと、
    前記４つのコア柱のうち任意の２つのコア柱に巻回され、巻回された２つのコア柱と前記上コア部および前記下コア部との間で第１閉磁路を形成する第１巻線と、
    前記４つのコア柱のうち残りの２つのコア柱に巻回され、巻回された２つのコア柱と前記上コア部および前記下コア部との間で第２閉磁路を形成する第２巻線とを備え、
    前記第１巻線および前記第２巻線が電源変換装置に配置され、前記第１巻線の印加ボルト秒が前記第１閉磁路のコア柱内の交流フラックスを決め、前記第２巻線の印加ボルト秒が前記第２閉磁路のコア柱内の交流フラックスを決め、
    前記第１閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値と、前記第２閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値が前記上コア部内の交流フラックスのピーク値を超え、かつ前記下コア部内の交流フラックスのピーク値を超え、
    前記第１巻線と前記第２巻線は、間接的に直列接続され、または並列接続され、かつ前記第１巻線と前記第２巻線は、交流電気エネルギーを伝送する変圧器巻線であることを特徴とする、磁性モジュール。
  2. 前記任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスは、逆向きである、請求項１に記載の磁性モジュール。
  3. 前記任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスは、位相が１８０°ずれる、請求項１に記載の磁性モジュール。
  4. 前記電源変換装置は、入力端が直列接続される２つの変換回路を備え、前記第１巻線が１つの変換回路に配置され、前記第２巻線が他の１つの変換回路に配置される、請求項１に記載の磁性モジュール。
  5. 前記電源変換装置は、入力端が並列接続される２つの変換回路を備え、前記第１巻線が１つの変換回路に配置され、前記第２巻線が他の１つの変換回路に配置される、請求項１に記載の磁性モジュール。
  6. 前記電源変換装置は、変換回路を備え、
    前記第１巻線が前記変換回路の第１インダクタンスのコイルであり、前記第２巻線が前記変換回路の第２インダクタンスのコイルである、請求項１に記載の磁性モジュール。
  7. 前記変換回路は、共振式の変換回路であり、かつ前記第１インダクタンスおよび前記第２インダクタンスは、それぞれ共振インダクタンスである、請求項６に記載の磁性モジュール。
  8. 前記第１巻線は、前記電源変換装置の第１変圧器の第１一次巻線であり、前記第２巻線は、前記電源変換装置の第２変圧器の第２一次巻線である、請求項１に記載の磁性モジュール。
  9. 前記第１巻線は、前記電源変換装置の第１変圧器の第１二次巻線であり、前記第２巻線は、前記電源変換装置の第２変圧器の第２二次巻線である、請求項１に記載の磁性モジュール。
  10. 各コア柱は、上柱と下柱とを備え、前記上柱は、前記上コア部の第１設置面から下へ垂直に伸び、前記下柱は、前記下コア部における前記第１設置面と対向する第２設置面から上へ垂直に伸び、かつ各下柱の位置は、各上柱の位置と対応する、請求項１に記載の磁性モジュール。
  11. 第１変圧器を備える第１変換回路と、
    入力端子が第１変換回路の入力端子に直列接続され、出力端子が第１変換回路の出力端子に並列接続され、かつ第２変圧器を備える第２変換回路と、を備え、
    前記第１変圧器および前記第２変圧器は、第１磁性モジュールを備え、
    前記第１磁性モジュールは、
    第１上コア部、第１下コア部、および第１上コア部と第１下コア部を共有しかつ第１上コア部と第１下コア部の間にずれて配置する４つの第１コア柱を備え、かつ各第１コア柱は、前記第１変圧器の二次巻線または前記第２変圧器の二次巻線によって巻回される第１コアと、
    ４つの第１コア柱のうち任意の２つの第１コア柱に巻回され、巻回された２つの第１コア柱と第１上コア部および第１下コア部との間で第１閉磁路を形成する前記第１変圧器の第１巻線と、
    ４つの第１コア柱のうち残りの２つの第１コア柱に巻回され、巻回された２つの第１コア柱と第１上コア部および第１下コア部との間で第２閉磁路を形成する前記第２変圧器の第２巻線とを備え、
    第１閉磁路における単独の第１コア柱内の交流フラックスのピーク値と、第２閉磁路における単独の第１コア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値が第１上コア部内の交流フラックスのピーク値を超え、かつ第１下コア部内の交流フラックスのピーク値を超えることを特徴とする、電源変換装置。
  12. 前記第１変換回路および前記第２変換回路は、同位相のスイッチ切替回路であり、
    任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスは、逆向きである、請求項１１に記載の電源変換装置。
  13. 前記第１変換回路および前記第２変換回路は、位相が１８０°ずれるスイッチ切替回路であり、
    任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスの方向は、位相が１８０°ずれる、請求項１１に記載の電源変換装置。
  14. 前記第１変換回路および前記第２変換回路は、それぞれ共振式の変換回路である、請求項１１に記載の電源変換装置。
  15. 前記第１変換回路は、第１共振インダクタンスをさらに備え、前記第２変換回路は、第２共振インダクタンスをさらに備え、前記第１共振インダクタンスおよび前記第２共振インダクタンスは、第２磁性モジュールで形成され、
    前記第２磁性モジュールは、
    第２上コア部、第２下コア部、および前記第２上コア部および前記第２下コア部を共有しかつ前記第２上コア部と該第２下コア部の間にずれて配置される４つの第２コア柱を備える第２コアと、
    前記４つの前記第２コア柱のうち任意の２つの前記第２コア柱に巻回され、巻回された２つの前記第２コア柱と前記第２上コア部および前記第２下コア部との間で第３閉磁路を形成する前記第１共振インダクタンスの第１巻線と、
    前記４つの前記第２コア柱のうち残りの２つの前記第２コア柱に巻回され、巻回された２つの前記第２コア柱と前記第２上コア部および前記第２下コア部との間に第４閉磁路を形成する前記第２共振インダクタンスの第２巻線とを備え、
    前記第３閉磁路における単独の前記第２コア柱内の交流フラックスのピーク値と、前記第４閉磁路における単独の前記第２コア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値が前記第２上コア部内の交流フラックスのピーク値を超え、かつ前記第２下コア部内の交流フラックスのピーク値を超える、請求項１４に記載の電源変換装置。
  16. 前記第１変換回路および前記第２変換回路は、それぞれ入力フィルタ回路および該入力フィルタ回路に電気的に接続されるインバータを備え、かつ前記インバータは、ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチングユニットを備え、
    電源変換装置の負入力端子に対して、前記第１変換回路のハーフブリッジ回路のブリッジ中点の電位ホッピングと前記第２変換回路のハーフブリッジ回路のブリッジ中点の電位ホッピングは逆向きであり、あるいは位相が１８０°ずれる、請求項１１に記載の電源変換装置。
  17. 前記第１変換回路および前記第２変換回路は、それぞれ入力フィルタ回路および該入力フィルタ回路に電気的に接続されるインバータを備え、
    前記インバータは、ハーフブリッジ・３レベル回路を形成する４つのスイッチングユニットを備える、請求項１１に記載の電源変換装置。
  18. 第１巻線を有する第１磁性モジュールを備える第１変換回路と、
    入力端子が第１変換回路の入力端子に並列接続され、かつ第２巻線を有する第２磁性モジュールを備える第２変換回路とを備え、
    前記第１磁性モジュールおよび前記第２磁性モジュールは、磁性モジュールを備え、
    前記磁性モジュールは、
    上コア部、下コア部、および上コア部と下コア部を共有しかつ上コア部と下コア部の間にずれて配置される４つのコア柱を備えるコアと、
    前記４つのコア柱のうち任意の２つのコア柱に巻回され、巻回された２つのコア柱と上コア部および下コア部との間で第１閉磁路を形成する第１巻線と、
    前記４つのコア柱のうち残りの２つのコア柱に巻回され、巻回された２つのコア柱と上コア部および下コア部との間で第２閉磁路を形成する第２巻線とを備え、
    前記第１閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値と、第２閉磁路における単独のコア柱内の交流フラックスのピーク値との合計値が上コア部内の交流フラックスのピーク値を超え、かつ下コア部内の交流フラックスのピーク値を超えることを特徴とする、電源変換装置。
  19. 前記第１変換回路および前記第２変換回路は、同位相のスイッチ切替回路であり、
    任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスは、逆向きである、請求項１８に記載の電源変換装置。
  20. 前記第１変換回路および前記第２変換回路は、位相が１８０°ずれるスイッチ切替回路であり、
    任意の２つの隣接するコア柱の交流フラックスは、位相が１８０°ずれる、請求項１８に記載の電源変換装置。
  21. 前記第１磁性モジュールおよび前記第２磁性モジュールは、それぞれインダクタンスである、請求項１８に記載の電源変換装置。
  22. 前記第１変換回路および前記第２変換回路は、それぞれトーテムポール出力因子の補正回路である、請求項２１に記載の電源変換装置。
  23. 前記第１変換回路および前記第２変換回路は、それぞれ昇圧インダクタンスを有する昇圧回路を備える、請求項２１に記載の電源変換装置。
  24. 前記第１磁性モジュールおよび前記第２磁性モジュールは、それぞれ変圧器であり、かつ前記第１巻線および前記第２巻線は、それぞれ対応する前記変圧器の一次巻線である、請求項１８に記載の電源変換装置。
  25. 前記第１変換回路および前記第２変換回路は、それぞれ共振式の変換回路である、請求項２４に記載の電源変換装置。
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