TWI734125B - 變壓器及包括其之串聯諧振式轉換器 - Google Patents

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Abstract

本發明公開一種變壓器，其包括磁芯、一次側繞組及多個二次側繞組。磁芯包括第一外側柱、第二外側柱、上蓋板及下蓋板，第一外側柱及該第二外側柱係設置在上蓋板及下蓋板之間。一次側繞組繞設於第一外側柱及第二外側柱上，多個二次側繞組分別繞設於第一外側柱及第二外側柱上。其中，該些二次側繞組各具有一端，通過第一外側柱及第二外側柱之間的區域。

Description

變壓器及包括其之串聯諧振式轉換器
本發明涉及一種變壓器及包括其之串聯諧振式轉換器，特別是涉及一種通過分數圈的結構降低輸出電流在繞組上的損耗的變壓器及包括其之串聯諧振式轉換器。
LLC 型串聯諧振轉換器(LLC-type series resonant converter, LLC SRC) 可以達成一次側開關零電壓切換，二次側同步整流元件具有零電流切換的特性，當轉換器的開關操作頻率在第一諧振點與第二諧振點之間時，此時轉換器零切條件與負載無關，因此可以從輕載到滿載之間達成全範圍的一次側開關零電壓切換(Zero-voltage switching, ZVS)、二次側整流元件零電流切換(Zero-current switching, ZCS)等特性。
對於高瓦數且低電壓輸出的LLC串聯諧振轉換器架構來說，輸出繞組的銅損與磁性元件的鐵損為其損耗的主要來源之一，且其整體體積多由磁性元件的大小而決定。
故，如何通過電路及結構設計的改良，來改善輸出繞組的銅損、磁性元件的鐵損同時縮小磁性元件的體積，來克服上述的缺陷，已成為該項事業所欲解決的重要課題之一。
本發明所要解決的技術問題在於，針對現有技術的不足提供一種通過分數圈的變壓器結構降低輸出電流在繞組上的損耗的串聯諧振式轉換器。
為了解決上述的技術問題，本發明所採用的其中一技術方案是，提供一種串聯諧振式轉換器，其包括開關電路、諧振槽、變壓器及整流電路。開關電路具有電源連接於一次側上橋開關及一次側下橋開關，一次側上橋開關及一次側下橋開關用以控制電源之輸入。諧振槽耦接開關電路，包括串聯連接的諧振電感、諧振電容及激磁電感。變壓器耦接諧振槽，變壓器包括磁芯、一次側繞組及多個二次側繞組。磁芯包括第一外側柱、第二外側柱、上蓋板及下蓋板，第一外側柱及該第二外側柱係設置在該上蓋板及該下蓋板之間。一次側繞組分別繞設於第一外側柱及第二外側柱上，多個二次側繞組分別繞設於第一外側柱及第二外側柱上。整流電路具有連接至變壓器的多個二次側輸出整流開關，用以接收並整流變壓器的輸出，並耦接輸出電容及負載，其中，該些二次側繞組分別通過該第一外側柱及該第二外側柱之間的區域與該些二次側輸出整流開關連接。
為了解決上述的技術問題，本發明所採用的另外一技術方案是，提供一種變壓器，其包括磁芯、一次側繞組及多個二次側繞組。磁芯包括第一外側柱、第二外側柱、上蓋板及下蓋板，第一外側柱及該第二外側柱係設置在該上蓋板及該下蓋板之間。一次側繞組分別繞設於第一外側柱及第二外側柱上，多個二次側繞組分別繞設於第一外側柱及第二外側柱上。其中，二次側繞組各具有一端，分別通過第一外側柱及第二外側柱之間。
本發明的其中一有益效果在於，本發明所提供的變壓器及包括其之串聯諧振式轉換器，能有效結合磁通抵銷以及分數圈變壓器的概念，同時降低磁芯損耗以及銅線損耗，以達到高效率及高功率密度。
為使能更進一步瞭解本發明的特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明的詳細說明與圖式，然而所提供的圖式僅用於提供參考與說明，並非用來對本發明加以限制。
以下是通過特定的具體實施例來說明本發明所公開有關“變壓器及包括其之串聯諧振式轉換器”的實施方式，本領域技術人員可由本說明書所公開的內容瞭解本發明的優點與效果。本發明可通過其他不同的具體實施例加以施行或應用，本說明書中的各項細節也可基於不同觀點與應用，在不悖離本發明的構思下進行各種修改與變更。另外，本發明的附圖僅為簡單示意說明，並非依實際尺寸的描繪，事先聲明。以下的實施方式將進一步詳細說明本發明的相關技術內容，但所公開的內容並非用以限制本發明的保護範圍。
應當可以理解的是，雖然本文中可能會使用到“第一”、“第二”、“第三”等術語來描述各種元件或者信號，但這些元件或者信號不應受這些術語的限制。這些術語主要是用以區分一元件與另一元件，或者一信號與另一信號。另外，本文中所使用的術語“或”，應視實際情況可能包括相關聯的列出項目中的任一個或者多個的組合。
參閱圖1及圖2所示，圖1為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的電路圖。圖2為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的二次側繞組示意圖。如圖所示，本發明實施例提供一種串聯諧振式轉換器10，其包括開關電路100、諧振槽110、變壓器120及整流電路130。開關電路100具有電源Vin連接於一次側上橋開關Q1及一次側下橋開關Q2，一次側上橋開關Q1及一次側下橋開關Q1係用以控制電源Vin之輸入，例如輸入電壓與輸入電流。
諧振槽110耦接開關電路100，包括串聯連接的諧振電感Lr、諧振電容Cr及激磁電感Lm。變壓器120耦接諧振槽110，變壓器120包括磁芯122、第一外側柱122a、第二外側柱122b、一次側繞組L1及多個二次側繞組L211、L221、L231、L241、L212、L222、L232、L242。
如圖2所示，磁芯122設計為具有第一外側柱122a及第二外側柱122b的磁芯122作為變壓器120使用，且磁芯122之材質可選用飛磁(Ferroxcube)所生產之3F36 MnZn功率鐵氧體材料作為鐵芯材質，此材質在高頻下擁有較好的損耗表現。
其中一次側繞組L1的繞法如磁通抵銷的方式，一半的圈數順時針繞在第一外側柱122a，一半的圈數逆時針繞在第二外側柱122b。二次側繞組L211、L221、L231、L241、L212、L222、L232、L242的整流形式可以分為四組中心抽頭，開關電路100包括整流開關SR1、SR2、SR3、…、SR8，如圖1所示。圖2中的變壓器122的結構，其設計概念為八個繞組均會通過變壓器122的第一外側柱122a及第二外側柱122b之間的區域，意即都會通過磁通為封閉迴路的區域。
其中，二次側繞組L211、L212、L221、L222為主要繞組，從中可以發現二次側繞組L211、L222為一半八字形繞組，而二次側繞組 L212、L221則為另外一個半八字形繞組，二次側繞組L232、L231、L242、L241則是為了在磁柱上的繞組補滿為一圈的輔助繞組。主要繞組在半八字形的概念中，同時又可以滿足為了達到磁通抵銷的目的，一次側繞組L1在第一外側柱122a及第二外側柱122b所產生的相反方向的磁通，接下來會利用電路動作區間的方式進一步說明。
在本實施例中，諧振槽110由諧振電感Lr、諧振電容Cr與激磁電感Lm組成。藉由一次側上橋開關Q1及一次側下橋開關Q2的交互切換，將能量由諧振槽110與變壓器120傳遞至二次側輸出，並且利用一次側上橋開關Q1及一次側下橋開關Q2皆停止切換的死域時間(Dead-time)，將一次側上橋開關Q1及一次側下橋開關Q2的寄生電容上儲存的能量釋放至零，達成零電壓導通的切換特性。
詳細而言，在半橋串聯諧振電路中，可分別操作在SRC(Series Resonant Converter)諧振模式及LLC(LLC-Type Series Resonant Converter)諧振模式下。變壓器激磁電感Lm會因為切換操作區域的不同，決定是否參與諧振。在SRC模式中，諧振電感Lm不參與諧振，第一諧振頻率由諧振電感Lr及諧振電容Cr決定，而由於此諧振電路的諧振電感Lr、諧振電容Cr、負載是為串聯關係，因此SRC諧振模式時的電壓增益最大值發生於開關頻率fsw操作於第一諧振頻率fr1上時，如下式(1)所示：
Figure 02_image001
……式(1)；
操作在LLC模式時，諧振電感Lm參與諧振，與諧振電感Lr及諧振電容Cr組成諧振網路。Lm合併Lr再與Cr產生第二諧振頻率fr2，如下式(2)所示：
Figure 02_image003
……式(2) ；
由第一諧振頻率fr1及第二諧振頻率fr2兩個諧振頻率點，可在頻率響應曲線上劃分出三個區間。操作於LLC模式時與SRC模式最大的差別在於LLC模式的電壓增益大於1，另外此操作模式下功率晶體之零電壓切換條件僅與激磁電感Lm有關，與輸出電流無關，這意味著只要激磁電感上的電流夠大即可滿足零電壓切換條件。
另一方面，當轉換器切換頻率fsw操作在LLC模式時，操作頻率小於第一諧振頻率fr1，大於第二諧振頻率fr2。諧振電流在開關截止前，會降低至與激磁電流相等。當諧振電流等於激磁電流時，變壓器120的一次側沒有電流流入，且沒有能量傳送至負載端，輸出整流開關因沒有電流流過而達到零電流截止，輸出電壓因而無法透過輸出整流開關與變壓器110箝住激磁電感Lm。在此區間諧振元件包含諧振電感Lr、諧振電容Cr以及激磁電感Lm，進入第二種諧振模式。較佳者，本發明的串聯諧振轉換器均操作在LLC模式下。
整流電路130具有連接至變壓器120的多組二次側輸出整流開關SR，用以接收並整流變壓器120的輸出電壓Vo與輸出電流，並耦接輸出電容Co及負載RL。
更詳細而言，四組二次側繞組L21、L22、L23及L24為一中心抽頭結構，分別包括正半周繞組L211、L221、L231、L241及負半周繞組L212、L222、L232、L242，且四組二次側輸出整流開關包括作為正半周整流開關的整流開關SR1、SR3、SR5、SR7及作為負半周整流開關的整流開關SR2、SR4、SR6、SR8，其中，正半周繞組L211、L221、L231、L241分別耦接於正半周的整流開關SR1、SR3、SR5、SR7，且負半周繞組L212、L222、L232、L242分別耦接於負半周的整流開關SR2、SR4、SR6、SR8。
請進一步參照圖3A及圖3B，圖3A為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的正半周電流路徑示意圖。圖3B為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的二次側繞組的正半周繞組電流路徑示意圖。
其中，變壓器122的一次側繞組L1的圈數為8圈，二次側繞組L211、L221、L231、L241、L212、L222、L232、L242皆為0.5圈，以滿足380V輸入12V輸出。變壓器122的一次側繞組L1與二次側繞組L211、L221、L231、L241、L212、L222、L232、L242皆繞於磁芯122的第一外側柱122a及第二外側柱122b上。
當操作於正半周操作模式時，一次側上橋開關Q1導通，一次側下橋開關Q2截止，如圖3A所示，一次側電流方向在第一外側柱122a為逆時針流動、第二外側柱122b為順時針流動，於磁芯122內造成一感應磁場，第一外側柱122a及第二外側柱122b上的磁場方向D11、D21如圖3A所示。
根據法拉第定律，能夠得知變壓器120的二次側在第一外側柱122a會產生順時鐘方向的電流、在第二外側柱122b會產生逆時鐘方向的電流抵抗外加磁場，變壓器122的二次側電流會由接地準位流至整流開關SR1、SR3、SR5、SR7，再流經二次側繞組，最後再往輸出節點nVo流出。其中任一點輸出節點nVo皆與其餘三個輸出節點nVo連接至同一點，如圖3A所示。因此二次側繞組L211、L221、L231、L241、L212、L222、L232、L242可以視為並聯關係，等效的二次側的繞組圈數為0.5圈。
其中，四組二次側繞組L211、L221、L231、L241、L212、L222、L232、L242分別繞在磁芯122的第一外側柱122a及第二外側柱122b上面，且每一柱的一組二次側繞組相加後滿足繞至一圈的條件，其產生的磁場與傳統於具有中心柱的變壓器於中心柱上繞製一圈的情況下相等，因此在變壓器122內磁場不會因為缺失任意一角而產生不平衡的效應。
請進一步參照圖4A及圖4B，圖4A為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的負半周電流路徑示意圖，圖4B為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的二次側繞組的負半周繞組電流路徑示意圖。
如圖所示，當操作在負半周操作模式時，一次側上橋開關Q1截止，一次側下橋開關Q2導通，如圖4A所示，一次側電流在第一外側柱122a為順時針流動、在第二外側柱122b為逆時針流動，於磁芯122內造成一感應磁場，磁場方向D21、D22如圖4B所示。
根據法拉第定律，能夠得知變壓器120的二次側在第一外側柱122a會產生逆時鐘方向的電流、在第二外側柱122b會產生順時鐘方向的電流以抵抗外加磁場，因此，變壓器120的二次側電流會由接地準位流至整流開關SR2、SR4、SR6、SR8，再流經二次側繞組L221、L241、L222、L242，最後再往輸出節點nVo點流出。
其中，任一點Vout皆與其餘三點連接至同一點，任一點接地準位皆與其餘三點接地準位連接至同一點，如圖4B所示。二次側繞組L211、L221、L231、L241、L212、L222、L232、L242亦可視為並聯關係，等效之二次側圈數仍然為0.5圈。由圖4A及圖4B可知，在任意開關導通且變壓器120內有電流流通時，變壓器120的二次側繞組L211、L221、L231、L241、L212、L222、L232、L242在電流流向而言皆能夠等效為完整一圈的繞組，因此此種方法在磁通上與傳統變壓器繞製方法相等，且無其他分數圈繞組所固有的磁通不平衡問題，且因各繞組皆為並聯關係，可以在變壓器120的二次側繞組L211、L221、L231、L241、L212、L222、L232、L242上達到0.5圈的分數圈數條件，相較於傳統繞製方法的變壓器，能夠有效降低大電流輸出情況下於變壓器二次側繞組上的銅線損耗。
並且，操作在正半周時，作為正半周繞組的二次側繞組L211、L221、L231、L241相加的等效繞組圈數為1，而操作在負半周時，作為負半周繞組的二次側繞組L212、L222、L232、L242相加的等效繞組圈數為1。其中，作為正半周繞組的二次側繞組L211、L221、L231、L241的繞組圈數及作為負半周繞組的二次側繞組L212、L222、L232、L242的繞組圈數可分別為0.5。
在本實施例中，諧振槽110由諧振電感Lr、諧振電容Cr與激磁電感Lm組成。藉由一次側上橋開關Q1及一次側下橋開關Q2的交互切換，將能量由諧振槽110與變壓器120傳遞至二次側輸出，並且利用一次側上橋開關Q1及一次側下橋開關Q2皆停止切換的死域時間(Dead-time)，將一次側上橋開關Q1及一次側下橋開關Q2的寄生電容上儲存的能量釋放至零，達成零電壓導通的切換特性。
請進一步參照圖5，其為本發明實施例的變壓器的俯視示意圖及側視示意圖。其中，圖5示出了磁芯122的有效截面積半徑r、繞線半徑的最大長度R、上蓋板122c及下蓋板122d的厚度T及第一外側柱122a及第二外側柱122b的柱高Z。
首先考量到高頻磁性材料的損耗特性，峰值磁通密度不宜超過100mT，超過100mT的話可以由磁性材料的使用手冊得到磁芯122損耗劇烈上升，因此較佳的，本發明可選擇單位體積損耗為600 kW/m3 進行下列設計。在本實施例中，採用Ferroxcube公司製造的高頻磁性材料3F46作為磁芯122的材料，當單位體積損耗為600kW/m3 的時候可以得到此時的峰值磁通密度為63mT，因此藉由式(3)得到磁芯122的此時的有效截面積Ae，其中Vin為電路的輸入電壓380V、Bmax為峰值磁通密度，其量值為63mT、Np為一次側繞組L1的圈數8圈、f為電路操作頻率1MHz。
Figure 02_image005
…式(3) ；
由式(3)，可以得到面積Ae為100mm2 ，此時的磁芯122的截面積半徑r為5.642mm，接下來利用磁芯122的參數式Q，如式(4)所示，當Q越大，代表磁芯122的可繞線半徑R越大，而磁芯122的可繞線半徑R與磁芯122的有效截面積半徑r相減的值即為磁芯122的繞線寬度，此寬度越大對於變壓器122的走線的直流電阻會越小，對於銅線損耗會越小。
Figure 02_image007
…式(4) ；
對於磁芯122的厚度，如圖5中所示。其中，因為磁通密度在每一個路徑中，需要保持一致，因此可以透過磁芯122有效的截面積需要等於上蓋板122c及下蓋板122d中的磁通流過的截面積，以式(5)所示。
Figure 02_image009
…式(5) ；
根據上述的式子可以得到磁芯122的的總體積，如式(6)所示。
Figure 02_image011
…式(6) ；
接下來透過史坦麥茲方程式，可以將磁芯122的損耗利用參數的方式表示，如式(7)所示。其中Pv為磁芯122的的單位體積損耗，其量值與操作頻率和峰值磁通的量值成指數比，如式(8)所示。其中Cm、x、y都可以從製造商的鐵心材料手冊得到，在定頻的情況下，只需要考慮到峰值磁通密度即可。
Figure 02_image013
…式(7) ；
Figure 02_image015
…式(8) ；
通過上述說明，可通過磁芯損耗的相關參數式，並針對磁芯122進行最佳化，以在選定的Q值下獲得損耗的最小值。
具體而言，本發明的優勢在於，變壓器的二次側實際走線為半圈走線，所以銅線損耗可以有效降低。此外，磁芯的損耗如下式(9)、(10)、(11)表示，可知磁芯損耗與峰值磁通密度Bmax有正相關。
Figure 02_image017
…式(9) ；
Figure 02_image019
…式(10) ；
Figure 02_image021
…式(11) ；
假設所採用的電壓規格為380V轉12V輸出時，其變壓器的圈數比為16:1。當使用現有的變壓器時，例如二次側繞組各為0.5圈，為了維持相同的變壓器圈數比，一次側繞組則設置為8圈，形成8:0.5的比例，如此，對於變壓器一次側的銅線損耗可以下降一半，但是為了維持相同的Bmax，磁芯的有效Ae值會上升變成兩倍，這對於磁芯損耗以及體積來說，二次側分數圈分得越多，磁芯損耗與磁芯體積就會變得更大。
然而，本發明提供的分數圈提供的兩柱式結構中，雖然二次側是半圈式繞組，但是實際的變壓器圈數比仍然為1，所以磁芯體積與磁芯尺寸相較於傳統的變壓器設計上，有更多的優勢。
[實施例的有益效果]
本發明的其中一有益效果在於，本發明所提供的變壓器及包括其之串聯諧振式轉換器，能有效結合磁通抵銷以及分數圈變壓器的概念，同時降低磁芯損耗以及銅線損耗，以達到高效率及高功率密度。
更進一步來說，在任意開關導通且變壓器內有電流流通時，變壓器的二次側繞組在電流流向而言皆能夠等效為完整一圈的繞組，因此此種方法在磁通上與傳統變壓器繞製方法相等，且無其他分數圈繞組所固有的磁通不平衡問題，且因各繞組皆為並聯關係，可以在變壓器的二次側繞組上達到0.5圈的分數圈數條件，相較於傳統繞製方法的變壓器，能夠有效降低大電流輸出情況下於變壓器二次側繞組上的銅線損耗。
以上所公開的內容僅為本發明的優選可行實施例，並非因此侷限本發明的申請專利範圍，所以凡是運用本發明說明書及圖式內容所做的等效技術變化，均包含於本發明的申請專利範圍內。
10:串聯諧振式轉換器 100:開關電路 110:諧振槽 120:變壓器 130:整流電路 Vin:電源 Q1:一次側上橋開關 Q2:一次側下橋開關 Lr:諧振電感 Cr:諧振電容 Lm:激磁電感 122:磁芯 122a:第一外側柱 122b:第二外側柱 122c:上蓋板 122d:下蓋板 L1:一次側繞組 L211、L221、L231、L241、L212、L222、L232、L242:二次側繞組 SR1、SR2、SR3、…、SR8:整流開關 nVo:輸出節點 Vo:輸出電壓 Co:輸出電容 RL:負載 D11、D12、D21、D22:磁場方向 r:有效截面積半徑 R:最大長度 T:厚度 Z:柱高
圖1為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的電路圖。
圖2為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的二次側繞組示意圖。
圖3A為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的正半周電流路徑示意圖。
圖3B為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的二次側繞組的正半周繞組電流路徑示意圖。
圖4A為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的負半周電流路徑示意圖。
圖4B為本發明實施例的串聯諧振式轉換器的二次側繞組的負半周繞組電流路徑示意圖。
圖5為本發明實施例的變壓器的俯視示意圖及側視示意圖。
122:磁芯
122a:第一外側柱
122b:第二外側柱
L211、L221、L231、L241、L212、L222、L232、L242:二次側繞組
SR1、SR2、SR3、...、SR8:整流開關
nVo:輸出節點

Claims (11)

  1. 一種串聯諧振式轉換器，其包括：一開關電路，具有一電源連接於一一次側上橋開關及一一次側下橋開關，該一次側上橋開關及該一次側下橋開關係用以控制該電源之輸入；一諧振槽，耦接該開關電路，包括串聯連接的一諧振電感、一諧振電容及一激磁電感；一變壓器，耦接該諧振槽，該變壓器包括：一磁芯，其包括：一第一外側柱及一第二外側柱；及一上蓋板及一下蓋板，其中該第一外側柱及該第二外側柱係設置在該上蓋板及該下蓋板之間；一一次側繞組，分別繞設於該第一外側柱及該第二外側柱上；及多個二次側繞組，分別繞設於該第一外側柱及該第二外側柱上；以及一整流電路，具有連接至該變壓器的多個二次側輸出整流開關，用以接收並整流該變壓器的輸出，並耦接一輸出電容及一負載，其中該些二次側繞組分別通過該第一外側柱及該第二外側柱之間的區域與該些二次側輸出整流開關連接，其中該些二次側繞組各作為一正半周繞組及一負半周繞組，且作為該正半周繞組的該些二次側繞組的繞組圈數及作為該負半周繞組的該些二次側繞組的繞組圈數分別為0.5，且該些二次側繞組繞組均會通過該變壓器的該第一外側柱及該第二外側柱之間的區域，以通過該變壓器中磁通為封閉迴路的區域。
  2. 如請求項1所述的串聯諧振式轉換器，其中該些二次側繞組於該第一外側柱上的數量為4，且於該第二外側柱上的數量為4。
  3. 如請求項1所述的串聯諧振式轉換器，其中該一次側繞組繞設於該第一外側柱上的等效圈數的繞組圈數為4，以及繞設於該第二外側柱上的等效圈數為4。
  4. 如請求項1所述的串聯諧振式轉換器，其中該些二次側繞組各為一中心抽頭結構，且各包括一正半周繞組及一負半周繞組，且多組該二次側輸出整流開關各包括一正半周整流開關及一負半周整流開關，其中各該正半周繞組耦接於各該正半周整流開關，且各該負半周繞組耦接於各該負半周整流開關。
  5. 如請求項4所述的串聯諧振式轉換器，其中在一正半周操作模式下，該一次側上橋開關導通，該一次側下橋開關關斷，且各該正半周整流開關導通，各該負半周整流開關關斷；其中在一負半周操作模式下，該一次側上橋開關關斷，該一次側下橋開關導通，且各該正半周整流開關關斷，各該負半周整流開關導通；以及其中該正半周操作模式下於該一次側繞組及該些二次側繞組產生的電流路徑與該負半周操作模式下產生的電流路徑相反。
  6. 如請求項5所述的串聯諧振式轉換器，其中在該正半周操作模式下，該些二次側繞組於該第一外側柱上的產生的等效圈數為1，以及於該第二外側柱上產生的等效圈數為1。
  7. 如請求項5所述的串聯諧振式轉換器，其中在該負半周操作模式下，該些二次側繞組於該第一外側柱上的產生的等效圈數為1，以及於該第二外側柱上產生的等效圈數為1。
  8. 如請求項1所述的串聯諧振式轉換器，其中該一次側上橋開關及該一次側下橋開關為增強型氮化鎵場效電晶體。
  9. 一種變壓器，其包括： 一磁芯，其包括：一第一外側柱及一第二外側柱；及一上蓋板及一下蓋板，其中該第一外側柱及該第二外側柱係設置在該上蓋板及該下蓋板之間；一一次側繞組，分別繞設於該第一外側柱及該第二外側柱上；以及多個二次側繞組，分別繞設於該第一外側柱及該第二外側柱上，其中該些二次側繞組各具有一端，分別通過該第一外側柱及該第二外側柱之間，其中該些二次側繞組各作為一正半周繞組及一負半周繞組，且作為該正半周繞組的該些二次側繞組的繞組圈數及作為該負半周繞組的該些二次側繞組的繞組圈數分別為0.5，且該些二次側繞組繞組均會通過該變壓器的該第一外側柱及該第二外側柱之間的區域，以通過該變壓器中磁通為封閉迴路的區域。
  10. 如請求項9所述的變壓器，其中該些二次側繞組於該第一外側柱上的數量為4，且於該第二外側柱上的數量為4。
  11. 如請求項10所述的變壓器，其中該一次側繞組繞設於該第一外側柱上的等效圈數的繞組圈數為4，以及繞設於該第二外側柱上的等效圈數為4。
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