JP3008081B2

JP3008081B2 - 無停電性スイッチングレギュレータ

Info

Publication number: JP3008081B2
Application number: JP8098981A
Authority: JP
Inventors: 節雄酒井
Original assignee: 株式会社日本プロテクター
Priority date: 1996-03-18
Filing date: 1996-03-18
Publication date: 2000-02-14
Anticipated expiration: 2016-03-18
Also published as: JPH09261893A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高周波トランスに対し
て並列に設けられた２つのコンバータを有する無停電性
のスイッチングレギュレータにおいて、何方のコンバー
タがその運転中に停止したとしても、例えば負荷となる
情報機器におけるバックアップメモリー等への退避時間
を保持することのできる回路技術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】最近のＯＡ化の進展から、情報の保全と
して、情報機器用の無停電電源の需要が高まりつつあ
る。そしてこのような情報機器の直流電源としては、無
停電性スイッチングレギュレータが普及しつつある。こ
の従来の無停電性スイッチングレギュレータの基本回路
は、図１４に示すようなものである。以下、簡単に説明
する。商用電源１からの電流は、整流回路２によって全
波正弦波脈流に整流され、一次側の平滑コンデンサー３
によって平滑化された直流電圧を入力として、一次側ス
イッチング素子８によってチョッピングされて高周波ト
ランス４の一次巻線４ａに流れる。これによって二次巻
線には誘起電圧Ｅ５が発生し、この誘起電圧Ｅ５が高速
整流ダイオード１９、転流ダイオード２０、平滑コイル
２１、二次側平滑コンデンサー２３によって平滑化さ
れ、直流出力となって負荷２４に供給される。一方、高
周波トランスの三次側に設けられた三次巻線の一方４ｄ
には、平滑コイル８１、高速整流ダイオード８２、転流
ダイオード８３によって構成されるチョークインプット
方式整流回路と、定電圧定電流回路８０を介して二次電
池１４が直列に接続されて充電回路が形成され、前記一
次巻線４ａを流れる高周波電流によるパルス電流によっ
て二次電池１４が充電されるようになっている。また他
方の三次巻線４ｂには、商用電源１が停電の際、二次電
池１４を入力として一次側スイッチング素子８と同期し
て作動するゲート信号で駆動される、三次側スイッチン
グ素子１１によってチッピングされた電流による励磁電
流が流れ、商用電源１に代わって二次電池１４を入力エ
ネルギーとして高周波トランスを介して二次側回路２ａ
に供給される。従って、無停電性が発揮される。ここで
各矢印は電流を、各白ヌキ矢印は、それぞれの電流に対
応する誘起電圧を表している。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら情報機器
への利用を考えた場合には、二次電池１４によって作動
中にこの二次電池１４が何らかのトラブルで停止した場
合も考えておく必要がある。すなわち、商用電源１が停
止している時に、二次電池側のトラブルによる停電が発
生した場合、処理中のＣＰＵ内容をバックアップメモリ
ーに退避させる、と言った処理が行えるものでなけれ
ば、情報機器用の無停電性スイッチングレギュレータと
して優れたものとは言えない。しかしながら上記従来の
ものは、商用電源１の供給が停止した場合に無瞬断で二
次電池側に切り替わるものの、商用電源１が停電中、す
なわち二次電池１４で動作中に、二次電池１４のトラブ
ルによる供給遮断が発生した場合は、瞬時に動作が停止
してしまう、と言う問題点を有していた。そこで本発明
者は鋭意検討し、商用電源１が停電中でかつ二次電池１
４からの供給が停止しても、情報機器のバックアップメ
モリへの退避に必要となる間は、出力を供給することが
できる無停電性のスイッチングレギュレータを開発する
に至った。

【０００４】

【課題を解決するための手段】このような懸案の無停電
性スイッチングレギュレータは、交流電源からの交流を
整流する整流回路と、この整流回路の出力側に高周波ト
ランスの一次巻線と一次側スイッチング素子とを直列に
接続し、高周波トランスに対して高周波パルス電圧を発
生させるための一次側回路と、前記高周波トランスの二
次巻線に整流、平滑回路を接続して、負荷に対して直流
出力電力を供給する二次側回路と、高周波トランスの三
次巻線と二次電池とを直列に接続するとともに、二次電
池の両極間に充電用定電圧定電流制御回路を設けた充電
回路と、前記三次巻線と二次電池の間であって、前記充
電回路の充電電流路の外側に設けた、一次側スイッチン
グ素子と同期して作動する三次側スイッチング素子とを
備えた三次側充放電回路とを備え、前記一次側回路の一
次巻線と一次側スイッチング素子の間に逆流防止ダイオ
ードを設けるとともに、この逆流防止ダイオードと並列
に抵抗またはインダクタを接続したことを特徴とする構
成により、実現できる。すなわち本発明の考え方は、前
記一次側回路の一次巻線と一次側スイッチング素子の間
に逆流防止ダイオードを設けるとともに、この逆流防止
ダイオードと並列に抵抗を接続することにより、二次電
池の放電回路が動作中に、この放電電流によって誘起さ
れる一次巻線の起電圧から生じる電流が抵抗を流れ、こ
の電流によって一次側の平滑コンデンサを充電する。す
なわち、一次側の平滑コンデンサを、二次電池側の遮断
用のバックアップとして使用する、と言うユニークなも
のである。

【０００５】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。図１は、本発明の無停電性スイッチ
ングレギュレータの回路例を表している。以下、基本動
作とともに詳細に説明する。商用電源１から供給される
交流を受ける整流回路２と、この整流回路２の出力側に
高周波トランス４の一次巻線４ａとＦＥＴよりなる一次
側スイッチング素子８とが直列に接続されて一次側回路
１ａが構成され、一次巻線４ａと一次側スイッチング素
子８の間には逆流防止ダイオード５を設けるとともに、
この逆流防止ダイオード５と並列に抵抗またはインダク
タ７が接続されている。以下、この抵抗またはインダク
タ７のことを、便宜上、還流抵抗７と呼ぶこととする。
そしてこの一次側回路１ａは、一次側スイッチング素子
８のチョッピング動作により、高周波トランス４に対し
て高周波パルス電圧を発生する。高周波トランス４の二
次巻線４ｃには、高速整流ダイオード１９、転流ダイオ
ード２０、平滑コイル２１、二次側平滑コンデンサー２
３による整流、平滑回路が接続され、負荷２４に対して
直流出力電力を供給する二次側回路２ａが構成されてい
る。さらに高周波トランス４の三次巻線４ｂには、定電
流検出抵抗１６と直列ドロッパー制御用素子１７と逆流
防止ダイオード１８と、二次電池１４とが直列に接続さ
れ、かつ二次電池１４の両極間に充電用定電圧定電流制
御回路１５が設けられ、これらにより、前記直列ドロッ
パー制御用素子１７の抵抗を変化させて充電中の定電圧
定電流制御を行う、充電回路３ｃが構成されている。ま
た、前記三次巻線４ｂと二次電池１４の間であって、前
記充電回路３ｃの充電電流路の外側には三次側スイッチ
ング素子１１が設けられて放電回路３ｄが構成され、こ
れら２つによって三次側充放電回路３ａが構成されてい
る。一次側および三次側のスイッチング素子８，１１
は、負荷側の電圧を検出してＰＷＭスイッチング制御回
路２２の制御に基づき、それぞれのゲート回路１２，１
３に全く同期したゲートパルスを加えることによってそ
のスイッチングパルス幅が制御され、負荷２４に対して
定電圧の制御が行われる。

【０００６】以下、この還流抵抗７の作用について図１
および図４を用いて説明する。図１の構成から判るよう
に、商用電源１からの入力がある時には、平滑コンデン
サー３がある為に、停電事故の際には数十ミリ秒程度の
出力保持時間を有している。しかしながら三次側充放電
回路３ａの入力部には、平滑コンデンサー３に相当する
コンデンサーは存在しない。これは、コストやスペース
の関係で、省略せざるを得ないためである。従って万が
一、二次電池１４に電池異常等の直流側停電事故が発生
すると、従来のように前記還流抵抗７が無いと、全く出
力保持時間を確保することはできない。

【０００７】次に、図４を用いて本発明の作用を詳細に
説明する。商用電源１が正常な時には、Ｉａなる電流が
平滑コンデンサー３に交直変換電流として流れ、同コン
デンサー３に充電された直流電圧を入力源として高周波
スイッチングされた高周波パルス電流が、一次巻線４ａ
および逆流防止ダイオード５を経由し、ヒューズ６を経
て一次側スイッチング素子８のドレインからソースへと
流れ、平滑コンデンサー３に戻るように流れる。この電
流ＩＡ１によるエネルギーが、二次巻線４ｃからＩＡ２
となり、負荷２４に出力される。これと同時に、前述の
ように、三次巻線４ｂにＥ４なる起電圧が誘起され、電
流ＩＡ３となって二次電池１４を充電し、定電流検出抵
抗１６および直列ドロッパー制御用素子１７、逆流防止
ダイオード１８の順方向を経由し、三次巻線４ｂの巻き
終わり端に戻るように流れる。次に、商用電源１が停電
すると電流Ｉａは直ちに消滅し、電流ＩＡ１も平滑コン
デンサー３の放電とともに消滅し、同時に電流ＩＡ３も
消滅する。その結果、二次電池１４の電圧が電圧Ｅ４に
勝るため、高周波スイッチング電流ＩＤ３が電流ＩＡ３
と逆方向に流れて三次側スイッチング素子１１がアクテ
ィブ状態となって、三次巻線４ｂから逆流防止ダイオー
ド９の順方向を経由し、三次側スイッチング素子１１か
ら二次電池１４の負極側へと流れる。この高周波スイッ
チング電流ＩＤ３により、二次巻線４ｃへの出力側に
は、電流ＩＡ２に代わってＩＤ２が負荷２４に全く無瞬
断として流れ、停電のバックアップが行われる。この時
には、一次巻線４ａには電圧Ｅ３’が図中の方向に発生
し、一次巻線４ａの巻き始め端から、平滑コンデンサー
３、一次側スイッチング素子８の内蔵ダイオード８ａの
順方向およびヒューズ６、さらに還流抵抗７を経由し
て、一次巻線４ａの巻き終わり端から平滑コンデンサー
３に戻る充電電流ＩＤ１が流れる。ここで、一次側スイ
ッチング素子８と三次側スイッチング素子１１は同期し
て作動しており、一方がアクティブ状態の時は、他方は
空運転となる。但しクロスオーバー点では、両者ともア
クティブ状態になる領域が僅かに存在はするが、便宜上
この説明については省略する。

【０００８】従って、電流ＩＤ１が図中の矢印方向に流
れている時には、逆流防止ダイオード５に対して逆方向
電圧となるので、一次側スイッチング素子８は空運転状
態を持続する。このように、仮に還流抵抗７が無ければ
電流ＩＤ１は流れず、平滑コンデンサー３には、還流エ
ネルギーは蓄積されない。また、この還流抵抗７に低い
抵抗値のものを使用すると、一度平滑コンデンサー３が
充電されると殆ど電流は流れないので、効率に影響を与
えることはない。このような構成において、何らかのト
ラブルによって二次電池１４からの放電回路が急に断に
なるようなＤＣ停電が発生し、かつその時に商用電源１
が停電であったとしても、平滑コンデンサー３に蓄積さ
れているＣＶ^２で表されるエネルギーを入力源として、
一次側スイッチング素子８がアクティブ状態となり、負
荷２４に対する出力電圧を、数十ミリ秒程度は保持する
ことができる。従って前述のような、バックアップメモ
リーへの退避時間を稼ぐことが可能となり、いかなる停
電においても、情報保護という無停電性スイッチングレ
ギュレータの機能を、完全に果たすことができる。な
お、この還流抵抗７の代わりに、リアクターを使用する
こともできる。

【０００９】また、本発明の構成とは別に、情報機器用
の無停電性スイッチングレギュレータとして、何点かの
効果的な付加事項も考えられ、以下に順に説明する。そ
の第一には、充電時の定電圧定電流制御を高精度に行う
ための構成が挙げられ、その詳細が図１中に示されてい
る。以下、具体的に説明する。共通の鉄芯磁路を有する
高周波トランス４の一次巻線４ａに印加されるところ
の、交流入力の整流平滑後入力によって三次巻線４ｂに
誘起される三次巻線電圧の巻き始め極性側と、充電すべ
き二次電池１４の正極側を接続し、その接続点６８を充
電用定電圧定電流制御回路１５の入力の一つとし、二次
電池１４の負極側については三次側スイッチング素子１
１のカソード側を接続し、その接続点６９より、充電用
定電圧定電流制御回路１５の入力のもう一方としてい
る。接続点６９からは、定電流検出抵抗１６と、トラン
ジスタよりなる直列ドロッパー制御用素子１７を直列に
接続し、これを逆流防止ダイオード１８のアノード側に
直列接続する。また、三次巻線４ｂの巻き終わり極性側
と、二次電池１４の放電回路３ｄにおける三次側コンバ
ータ７２の逆流防止ダイオード９のアノードとを接続す
る。そして、定電流検出端となる定電流検出抵抗１６と
直列ドロッパー制御用素子１７のコレクタ端の接続点を
充電用定電圧定電流制御回路１５の定電流検出端として
接続する。さらに、直列ドロッパー制御用素子１７のエ
ミッタとダイオード１８の接続点に、充電用定電圧定電
流制御回路１５の他の出力端が接続される。

【００１０】次に、図１および図２、図３により、本回
路の作用について説明する。商用電源１の交流入力電圧
がある時には、平滑コンデンサーには、整流回路によっ
て整流された直流電庄が蓄えられ、この直流電圧を入力
として、一次側コンバータ７１は動作する。商用電源１
の電圧が正常範囲内にある時には、二次電池１４の電圧
に対して一次側回路が優先するよう、一次巻線４ａと三
次巻線４ｂの関係を決めておく。すなわち、一次巻線４
ａの巻き数をＮ１、三次巻線４ｂの巻き数をＮ２、平滑
コンデンサー３の両端電圧をＥ１、二次電池１４の電圧
をＥ２とすれば、式；Ｅ１の最小値／Ｎ１＞Ｅ２の最大値／Ｎ２ … の関係にしておく。このようにすれば、一次側スイッチ
ング素子８のＯＮ時に流れるドレイン電流によって誘起
される電圧Ｅ３は、Ｅ１−ＶＦ５−ＶＤＳ８となる。こ
こで、ＶＦ５は逆流防止ダイオード５の順方向電圧、Ｖ
ＤＳ８は、一次側スイッチング素子８のＯＮ電圧降下で
ある。三次巻線４ｂには、一次側スイッチング素子８の
動作によって流れる励磁電流により、Ｅ４＝Ｅ３×（Ｎ
２／Ｎ１）なる電圧が誘起し、Ｅ１とＥ３がほぼ等しい
ことと上記式の関係より、Ｅ４＞Ｅ２となる。従っ
て、三次側コンバータ７２は、一次側コンバータ７１と
同一ゲート信号による同期運転であっても、三次側スイ
ッチング素子１１には、それがＯＮ状態でも、逆流防止
ダイオード９によって電流は流れない。これより、一次
側スイッチング素子８がＯＮ時に発生する三次巻線４ｂ
に誘起される電圧Ｅ４は、二次電池の電圧Ｅ２よりも高
いため、充電電流が流れる。そしてこれを定電流にする
必要があるが、その値は定電流検出抵抗１６とツェナー
ダイオード４０ａによって決まり、Ｅ４と同期したＩＣ
Ｐなる電流が、図３に示すように二次電池１４の充電電
流として流れ、その平均値がＩＣＡとなる。

【００１１】すなわちこの充電電流ＩＣＡは、式；ＩＣＡ＝（Ｔ_ＯＮ／Ｔ）×ＩＣＰ … で表される平均充電電流であり、二次電池のアンペア・
アワー（ＡＨ）で表される容量から決まる定格充電電流
として定められる。ＩＣＰの値は、ツェナーダイオード
４０ａのツェナー電圧Ｖ_Ｚ４０および逆流防止ダイオー
ド４０ｂの順方向電圧Ｖ_Ｆ４０ｂと、ＰＮＰトランジス
タ４４のベースエミッタ電圧Ｖ_ＢＥ４４より、式；
ＩＣＰ＝（Ｖ_Ｚ４０＋Ｖ_Ｆ４０ｂ−
Ｖ_ＢＥ４４）／Ｒ_１６… として決まる。ここでＲ_１６は、定電流検出抵抗１６の
抵抗値である。そして、充電用定電圧定電流制御回路１
５は定電流動作を行うと同時に、充電末期には過充電と
なることを防止する必要上、定電圧運転をする必要があ
る。そこで本発明では、トランジスタ４１によって増幅
されたシャントレギュレータ３８のカソード電流がその
コレクタ電流となって流れ、抵抗４２ａ，４２ｂを流れ
てトランジスタ４４のベース電流を制御し、これによ
り、直列ドロッパー素子１７のベース電圧が変化し、定
電流制御が行われる。すなわち充電電流ＩＣＡは、三次
巻線４ｂによって誘起する電圧Ｅ４により、三次巻線４
ｂの巻き始め端より二次電池１４の正極から負極を通
り、抵抗１６と直列ドロッパー制御用素子１７と順方向
の逆流防止ダイオード１８を経由して、三次巻線４ｂの
巻き終わり端に戻るように流れる。

【００１２】次に、商用電源１の電圧が低下もしくは停
止すると、一次側コンバータ７１からのエネルギーは低
下もしくは無くなるため、充電されて待機状態にある二
次電池１４のＥ２なる直流電圧が三次側コンバータ７２
の入力源となり、それまで空運転であった三次側スイッ
チング素子１１が、アクティブ状態となる。そうする
と、二次電池１４の正極から、三次巻線４ｂの巻き始め
から巻き終わり方向に向かう電流が、逆流防止ダイオー
ド９、ヒューズ１０を経由して、三次側スイッチング素
子１１を通って二次電池１４の負極に流れ、Ｅ４’なる
電圧を誘起する。そして、二次巻線４ｃにＥ５なる電圧
を誘起し、交流電圧の供給時と同様、無瞬断で二次電池
１４から負荷２４に対して、安定化出力が供給されるこ
とになる。この時は、逆流防止ダイオード１８のカソー
ド側が、逆流防止ダイオード９および三次側スイッチン
グ素子１１の順電圧降下によって二次電池１４の負極に
対して逆極性になるため、充電回路３ｃは自動的に停止
し、充電は行われないことになる。

【００１３】第二として、図１において一次側および三
次側コンバータ７１，７２の逆流防止ダイオード５，９
とそれぞれのスイッチング素子８，１１の間に、ヒュー
ズよりなる回路遮断手段６，１０を接続する点である。
以下、この回路遮断手段６，１０の作用について説明す
る。仮に一次側および三次側のスイッチング素子８，１
１のいずれかが短絡破壊すると、高周波トランス４の二
次側短絡と同じ状態となるため、正常動作を行っている
コンバータ７１または７２の過電流保護機能（図示せ
ず）が働き、出力電圧の低下を来してしまう。このよう
な状態になると、信頼性を必要とする無停電性スイッチ
ングレギュレータの目的が果たせず、その価値が低下し
てしまう。そこで、一次側および三次側の各コンバータ
７１，７２のスイッチング素子８，１１の主電流が流れ
る部分、図の例では各スイッチング素子８，１１のドレ
イン側にヒューズ６，１０を挿入し、破壊回路に流れる
異常電流によってヒューズ６または１０を溶断し、破壊
回路を強制的に切り離せるようにしている。従って、例
え一次側または三次側コンバータ７１，７２のいずれか
が短絡破壊されたとしても、正常な方のコンバータ７１
または７２によって出力低下の無い正常運転を行うこと
ができる。ここで、各ヒューズ６，１０の溶断エネルギ
ーは、例えば一次側のヒューズ６については商用電源１
のダイレクト入力、三次側のヒューズ１０については二
次電池１４の容量によって断となるよう、保護協調を取
っておけばよい。

【００１４】第三として、一次側回路１ａのスイッチン
グ素子制御回路における一次側スイッチング素子８のス
イッチング信号経路の抵抗を、スイッチング素子のＯＮ
時の方がＯＦＦ時よりも低く、また前記三次側充放電回
路３ａのスイッチング素子制御回路における三次側スイ
ッチング素子１１のスイッチング信号経路の抵抗を、ス
イッチング素子のＯＦＦ時の方がＯＮ時よりも低くなる
ように回路定数を設定する点が挙げられる。以下、この
点について詳細に説明する。前述のように、一次側スイ
ッチング素子８と三次側スイッチング素子１１とは同期
作動し、一次側回路１ａから商用電源１を入力として二
次側回路２ａに出力している間は、三次側充放電回路３
ａにおいては二次電池１４への充電が行われている。こ
の時には、図１にも示すＰＷＭスイッチング制御回路２
２の同一の発信源から、一次側および三次側スイッチン
グ素子８，１１のそれぞれに対応する、一次側ゲート回
路１２および三次側ゲート回路１３を通して、前記それ
ぞれのスイッチング素子８，１１が制御されている。し
かしながら、主として各スイッチング素子８，１１の寄
生容量には大きな差があるため、スイッチング制御電圧
（ここではＦＥＴのゲート電圧）波形に位相差が生じて
しまう。この位相差は図７（イ）に示すように、一次側
コンバータ７１の出力波形（図中のＡ）が、三次側コン
バータ７２の出力波形（図中のＢ）よりも遅れる（図中
のφ_１分）場合において問題となる。これは、三次側ス
イッチング素子１１のＯＮ時電流の立ち上がりが、一次
側スイッチング素子８の立ち上がりよりも、φ_１だけ早
くなることを意味しており、商用電源１の正常入力時、
すなわち二次電池１４への充電モードの時に、図中の斜
線部分で表している分だけ、二次電池１４からの放電が
発生するということである。すなわち極論すれば、前述
の充電電流ＩＡ３による充電量より、φ_１の差分による
放電量が大きくなる結果、二次電池１４は充電されずに
逆に放電されることもあり得る、ということである。

【００１５】これを防止するため、本発明者は、図７
（ロ）に示すように、一次側コンバータ７１の出力波形
（図中のＡ）の立ち上がりを三次側コンバータ７２の出
力波形（図中のＢ）の立ち上がりよりも早めるとともに
（図中のφ_１分）、一次側コンバータ７１の出力波形の
立ち下がりを、三次側コンバータ７２の出力波形の立ち
下がりよりも遅らせること（図中のφ_２分）を案出し
た。これを実現するためのゲート回路の具体的構成を、
図５として示している。図示するように、ゲート回路１
２，１３内のダイオード５０とダイオード５１を逆向き
にすることで、一方ではスイッチング素子８のＯＮ時電
流の立ち上がりを早めるように、また他方では、スイッ
チング素子１１のＯＮ時電流の立ち上がりを遅らせるよ
うにそれぞれ作用する。以下、詳細に説明する。

【００１６】図５に基づいた、一次側スイッチング素子
８のＯＮ時の等価回路は図８のようになり、ＩＧ１＋Ｉ
Ｇ２＝ＩＧ３が、一次側スイッチング素子８の寄生容量
の充電電流となるので、この電流ＩＧ３が大きいほど、
また抵抗５２，５４，５８，６４の抵抗値が低いほど、
図１２の，で示すパルス立ち上がり、すなわち一次
側スイッチング素子８の立ち上がり時期が早くなる。こ
の効果を得るためには、図５に示したように、ダイオー
ド５０を順方向に接続しつつ、かつ抵抗５２の抵抗値を
低く設定しておけばよい。なお図１２のは一次側スイ
ッチング素子８（ＦＥＴ）のゲート電圧とゲート電圧ス
レッショルドレベルＶ_ｔｈ、は一次側スイッチング素
子８のＯＮパルス波形、すなわちＯＮ電流の流れる区間
をそれぞれ表している。これに対して、二次側スイッチ
ング素子１１のＯＮ時の等価回路は、図５において示し
たダイオード５１がドライブトランス４７の二次正出力
ＥＰに対して逆方向になるので図１０のようになり、抵
抗５５，５９，６５が全て直列となってインピーダンス
が大きくなる結果、図８のＩＧ３＞ＩＧ５となって図１
２の，に示すとおり、立ち上がり時期が同，に
対して遅れることになる。ここで図１２のは三次側ス
イッチング素子１１（ＦＥＴ）のゲート電圧とゲート電
圧スレッショルドレベルＶ_ｔｈ、は三次側スイッチン
グ素子１１のＯＮパルス波形、すなわちＯＮ電流の流れ
る区間をそれぞれ表している。次に一次側スイッチング
素子８のＯＦＦ時の等価回路は図９のようになり、一次
側スイッチング素子８の寄生容量に蓄えられた電荷を、
ドライブトランス４６の反転電圧ＥＮによって、放電用
トランジスター６２のベース電圧を抵抗５４を通して引
き込むことになる。ここで電流ＩＧＤ１は、この時のベ
ース電流を表している。三次側スイッチング素子１１が
ＯＦＦの等価回路は図１１のようになり、ダイオード５
１が、ドライブトランス４７の反転電圧ＥＮに対して順
方向となるように接続されているため、ＩＧＤ４＝ＩＧ
Ｄ２＋ＩＧＤ３となる。従って、電流ＩＧＤ１に比べて
電流ＩＧＤ２の分が大きくなり、放電用トランジスター
６３のコレクタ電流は、ＩＧＤ４×放電用トランジスタ
ー６３のｈ_ＦＥとなる結果、三次側スイッチング素子１
１の寄生容量に蓄えられていた電荷は一次側スイッチン
グ素子８のそれよりもより早く放電され、図１２の，
のように、三次側スイッチング素子１１のＯＮ期間
は、一次側スイッチング素子８のＯＮ期間の内側に入る
ことになる。従って、無駄のない効率的な二次電池１４
への充電動作が可能となる。

【００１７】第四として、商用電源の疑似停電とそれに
よる二次電池運転試験機能の付加が挙げられる。これ
は、二次電池によってバックアップしていても、過充電
か過放電のために電池不良となっており、電源機能は異
常無くとも、停電バックアップ補償ができないとこと
が、従来の交流無停電装置の事故例として問題視されて
いるからである。第四の付加事項は、このような事故を
未然に防止し、負荷側のコンピュータ機器からのソフト
ウェアによる実行命令により、簡単に二次電池の試験が
行える、というものである。すなわち、図６を用いて説
明すると、一次側回路１ａ側の一次側スイッチング素子
８を、例えばコンピュータソフト上の実行命令等に基づ
く外部命令によって停止させることにより、二次電池１
４を入力源とした放電回路３ｄに自動的に切り替えるも
のである。二次電池１４の試験基準となる電池放電エネ
ルギーについては、例えば、予めコンピュータソフト上
で定めた負荷モードで決まる放電量と経過時間によって
設定しておけばよい。具体的には、放電によって二次電
池１４の電圧が低下し、９０％放電の終端電圧に到達し
た時に電池電圧低下信号を発し、この信号を再度コンピ
ュータ側で受けて電池残量確認試験を終了する、と言っ
た適用例が考えられる。併せて、コンピュータディスプ
レイ上に二次電池の良否判定結果を表示すればよい。

【００１８】この回路例としては、例えば図１３に示す
構成が考えられる。本図は、図６における一次側スイッ
チング素子８とゲート回路１２の近傍のみを描いたもの
である。図のように、コンピュータ側からＨ／Ｌ信号を
発してＨ時にフォトカプラをＯＮにしてＦＥＴ７５をＯ
ＦＦとすると、スイッチング専用ＩＣ７３によってスイ
ッチング動作するＦＥＴ７４のカソード側にＦＥＴ７５
が直列に入っていることからドライブトランス４６の入
力は絶たれ、一次側スイッチング素子８が停止すること
になる。従って、ソフト上の簡単な処理によって、コン
ピュータの動作中に二次電池１４の確認を行うことがで
きる。この確認処理は、例えばコンピュータの一定使用
時間毎に行うようにしておくことが好ましい。

【００１９】

【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、商用電源の停電中における二次電池による動作中
に、仮に事故によって二次電池からの電力供給が停止し
たとしても、一次回路側の平滑コンデンサからの放電出
力によって、数十ミリ秒程度の動作を継続することがで
きる。従ってこの間に、例えばＣＰＵの処理内容をバッ
クアップメモリに退避させることができ、情報機器用の
無停電性スイッチングレギュレータとしての優れたフェ
ールセーフ機能となる。従って、特にリアルタイム情報
の保全に大きく貢献できる。また、説明したような四つ
の付加的事項を加えることで、定電流検出抵抗と直列
ドロッパー制御用素子と逆流防止用ダイオードによる充
電回路全体の抵抗成分の変化から、従来にない極めて精
度の高い充電制御が可能となること、一次側および三
次側それぞれのスイッチング素子のいずれかが短絡破壊
しても、正常な側での過電流保護機能が働いてしまうこ
となく正常な動作を行うこと、商用電源の正常入力
時、すなわち二次電池への充電モードの時に、二次電池
からの放電が発生するということが無くなること、ソ
フトウェア上の実行命令等、外部信号による二次電池の
電池残量確認試験を行うことができること、と言った、
特に情報機器用として数々の優れた機能を付加すること
ができ、情報機器用の無停電性スイッチングレギュレー
タとして、非常に優れたものとなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を表す説明用回路図

【図２】本発明の実施例における充放電回路部分を表す
説明図

【図３】本発明の実施例における充電電流波形の一例を
表す説明図

【図４】本発明の実施例における電流の流れを表す説明
図

【図５】本発明の実施例におけるスイッチング素子の駆
動回路部を表す説明図

【図６】本発明の実施例を表す説明用回路図

【図７】スイッチングパルス波形の位相ずれとその改善
波形を表す説明図

【図８】一次側スイッチング素子がＯＮ時のスイッチン
グ素子駆動回路の等価回路を表す説明図

【図９】一次側スイッチング素子がＯＦＦ時のスイッチ
ング素子駆動回路の等価回路を表す説明図

【図１０】三次側スイッチング素子がＯＮ時のスイッチ
ング素子駆動回路の等価回路を表す説明図

【図１１】三次側スイッチング素子がＯＦＦ時のスイッ
チング素子駆動回路の等価回路を表す説明図

【図１２】ドライブトランスの二次出力および各スイッ
チング素子のゲート電圧波形とスイッチングパルス波形
を表す説明図

【図１３】商用電源の疑似停電のための制御回路例を表
す説明図

【図１４】従来の無停電性スイッチングレギュレータの
回路図

【符号の説明】

１商用電源１ａ一次側回路２整流回路２ａ二次側回路３ａ三次側充放電回路３ｃ充電回路３ｄ放電回路３，２３平滑コンデンサー４高周波トランス４ａ一次巻線４ｂ三次巻線４ｃ二次巻線４ｄ充電回路用三次巻線５，９，１８，４３，５６，５７逆流防止ダイオード６，１０回路遮断手段７還流抵抗８一次側スイッチング素子１１三次側スイッチング素子１２，１３ゲート回路１４二次電池１５充電用定電圧定電流制御回路１６定電流検出用抵抗１７直列ドロッパー制御用素子１９高速整流ダイオード２０転流ダイオード２１平滑コイル２２ＰＷＭスイッチング制御回路２４負荷２５制御用補助電源２６ゲート回路ＯＮ／ＯＦＦ制御回路２７ＰＷＭ制御用回路２８ホトカプラ２９感度調整抵抗３０制限抵抗３１発振防止用位相補正コンデンサ３２シャントレギュレータ３３振動防止抵抗３４出力電圧検出用分圧抵抗３５出力電圧検出用抵抗３６充電電圧調整用抵抗３７充電電圧検出用抵抗３９トランジスタ４１のベース／エミッタ間抵抗４０ａツェナーダイオード４０ｂ逆流防止ダイオード４１増幅用トランジスタ４２ａ，４２ｂ出力抵抗４４コンプリメンタリ接続ＰＮＰダイオード４５トランジスタ１７のベース／エミッタ間抵抗４６，４７ドライブトランス４８ゲートＯＮスピードアップ用回路４９ゲートＯＦＦスピードアップ用回路５０，５１高速ダイオード５２ＯＮスピードアップ調整用抵抗５３ＯＦＦスピードアップ調整用抵抗５４，５５ベース電流引き込み抵抗５８，５９ベース抵抗６０，６１分圧抵抗６２，６３残存電圧放電用トランジスタ６４，６５ＦＥＴゲート抵抗６６，６７ゲート／カソード間抵抗６８，６９，７０接続点７１一次側コンバータ７２三次側コンバータ７３スイッチング制御用ＩＣ７４ドライブトランス駆動用ＦＥＴ７５ゲート回路ＯＮ／ＯＦＦ用ＦＥＴ７６ゲートバイアス抵抗７７ゲート／カソード間抵抗７８ホトカプラ７９入力抵抗８０定電圧定電流制御回路８１チョークコイル８２整流用ダイオード８３転流ダイオード８４電池電圧低下検出回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源からの交流を整流する整流回路
と、この整流回路の出力側に高周波トランスの一次巻線と一
次側スイッチング素子とを直列に接続し、高周波トラン
スに対して高周波パルス電圧を発生させるための一次側
回路と、前記高周波トランスの二次巻線に整流、平滑回路を接続
して、負荷に対して直流出力電力を供給する二次側回路
と、高周波トランスの三次巻線と二次電池とを直列に接続す
るとともに、二次電池の両極間に充電用定電圧定電流制
御回路を設けた充電回路と、前記三次巻線と二次電池の
間であって、前記充電回路の充電電流路の外側に設け
た、一次側スイッチング素子と同期して作動する三次側
スイッチング素子とを備えた三次側充放電回路と、を備
え、前記一次側回路の一次巻線と一次側スイッチング素子の
間に逆流防止ダイオードを設けるとともに、この逆流防
止ダイオードと並列に抵抗またはインダクタを接続した
ことを特徴とする、無停電性スイッチングレギュレー
タ。