JPH09261957A

JPH09261957A - 無停電性スイッチングレギュレータ

Info

Publication number: JPH09261957A
Application number: JP8098980A
Authority: JP
Inventors: Setsuo Sakai; 節雄酒井
Original assignee: NIPPON PUROTEKUTAA KK
Current assignee: NIPPON PUROTEKUTAA KK
Priority date: 1996-03-18
Filing date: 1996-03-18
Publication date: 1997-10-03

Abstract

(57)【要約】【課題】高周波トランスに対して並列に設けられた２つ
のコンバータを有する無停電性のスイッチングレギュレ
ータにおいて、一次側および三次側それぞれのスイッチ
ング素子のいずれかが短絡破壊したとしても、正常な側
での過電流保護機能が働いてしまうことなく正常な動作
を行うこと。【解決手段】高周波トランスの三次巻線と二次電池とを
直列に接続するとともに、二次電池の両極間に充電用定
電圧定電流制御回路を設けた充電回路と、三次巻線と二
次電池の間であって、充電回路の充電電流路の外側に設
けた、一次側スイッチング素子と同期して作動する三次
側スイッチング素子とを備えた三次側充放電回路を有
し、一次側回路の一次巻線と一次側スイッチング素子の
間、および三次巻線と三次側スイッチング素子との間
に、回路遮断手段を設けること。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高周波トランスに対し
て並列に設けられた２つのコンバータを有する無停電性
のスイッチングレギュレータにおいて、一次側および三
次側それぞれのスイッチング素子のいずれかが短絡破壊
したとしても、正常な側での過電流保護機能が働いてし
まうことなく正常な動作を行うことができる回路技術に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】最近のＯＡ化の進展から、情報の保全と
して、情報機器用の無停電電源の需要が高まりつつあ
る。そしてこのような情報機器の直流電源としては、無
停電性スイッチングレギュレータが普及しつつある。こ
の従来の無停電性スイッチングレギュレータの基本回路
は、図１４に示すようなものである。以下、簡単に説明
する。商用電源１からの電流は、整流回路２によって全
波正弦波脈流に整流され、一次側平滑コンデンサー３に
よって平滑化された直流電圧を入力として、一次側スイ
ッチング素子８によってチョッピングされて高周波トラ
ンス４の一次巻線４ａに供給される。これによって二次
巻線４ｃには誘起電圧Ｅ５が発生し、この誘起電圧Ｅ５
が高速整流ダイオード１９、転流ダイオード２０、平滑
コイル２１、二次側平滑コンデンサー２３によって平滑
化され、直流出力となって負荷２４に供給される。一
方、高周波トランス４の三次側に設けられた三次巻線４
ｄの一方には、平滑コイル８１、高速整流ダイオード８
２、転流ダイオード８３によって構成されるチョークイ
ンプット方式整流回路と定電圧定電流回路８０を介して
二次電池１４が直列に接続されて充電回路が形成され、
前記一次巻線４ａを流れる高周波電流によるパルス電流
によって二次電池１４が充電されるようになっている。
また、他方の三次巻線４ｂには商用電源１が停電の際、
二次電池１４を入力として、一次側スイッチング素子と
同期して作動するゲート信号で駆動される三次側スイッ
チング素子１１によってチョッピングされた電流による
励磁電流が流れ、商用電源１に代わって二次電池１４を
入力エネルギーとして、高周波トランス４を介して二次
側回路２ａに供給される。従って、無停電性が発揮され
る。ここで各矢印は電流を、各白ヌキ数字はそれぞれの
電流に対応する誘起電圧を表している。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】このような従来の無停
電性スイッチングレギュレータにあって、例えば一次側
または三次側スイッチング素子８，１１のいずれかが短
絡破壊を起こしてしまうと、高周波トランス４の二次側
短絡と同じ状態となるため、正常動作を行っている一次
側回路１ａまたは三次側回路３ａの過電流保護機能（図
示せず）が働く結果、出力電圧の低下を来してしまう。
このような状態になると、信頼性を必要とする無停電性
スイッチングレギュレータの目的が果たせず、その価値
が低下することになる。従って、一次側回路１ａおよび
三次側回路３ａのいずれか一方が短絡破壊されたとして
も、他方の回路が正常運転できる構成が望まれる。

【０００４】

【課題を解決するための手段】このような懸案の無停電
性スイッチングレギュレータは、交流電源からの交流を
整流する整流回路と、この整流回路の出力側に高周波ト
ランスの一次巻線と一次側スイッチング素子とを直列に
接続し、高周波トランスに対して高周波パルス電圧を発
生させるための一次側回路と、前記高周波トランスの二
次巻線に整流、平滑回路を接続して、負荷に対して直流
出力電力を供給する二次側回路と、高周波トランスの三
次巻線と二次電池とを直列に接続するとともに、二次電
池の両極間に充電用定電圧定電流制御回路を設けた充電
回路と、前記三次巻線と二次電池の間であって、前記充
電回路の充電電流路の外側に設けた、一次側スイッチン
グ素子と同期して作動する三次側スイッチング素子とを
備えた三次側充放電回路とを備え、前記一次側回路の一
次巻線と一次側スイッチング素子の間、および三次巻線
と三次側スイッチング素子との間に、回路遮断手段を設
けた構成とすることで実現できる。すなわち本発明の考
え方は、短絡異常を起こした方の回路を強制的に分離
し、短絡によって発生する、正常な側の回路の過電流保
護機能の作動を回避する、というものである。

【０００５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。図１は、本発明の無停電性スイッチ
ングレギュレータの回路例を表している。なお基本的動
作は、すでに従来技術の項で説明した無停電性スイッチ
ングレギュレータと同じであるので、先ず回路遮断手段
の作用についてのみ説明する。図１において一次側およ
び三次側コンバータ７１，７２の逆流防止ダイオード
５，９とそれぞれのスイッチング素子８，１１の間に、
ヒューズよりなる回路遮断手段６，１０が接続されてい
る。この回路遮断手段６，１０が無い状態で、一次側お
よび三次側それぞれのスイッチング素子８，１１のいず
れかが短絡破壊すると、高周波トランス４の二次側短絡
と同じ状態となるため、正常動作を行っているコンバー
タ７１または７２の過電流保護機能が働き、出力電圧の
低下を来してしまう。このような状態になると、信頼性
を必要とする無停電性スイッチングレギュレータの目的
が果たせず、その価値が低下することになる。そこで、
一次側および三次側の各コンバータ７１，７２のスイッ
チング素子８，１１の主電流が流れる部分、図の例では
各スイッチング素子８，１１のドレイン側にヒューズ
６，１０を挿入し、破壊回路に流れる異常電流によって
ヒューズ６または１０を溶断し、破壊回路を強制的に切
り離せるようにしている。従って、例え一次側または三
次側コンバータ７１，７２のいずれかが短絡破壊された
としても、正常な方のコンバータ７１または７２によっ
て出力低下の無い正常運転を行うことができる。ここ
で、各ヒューズ６，１０の溶断エネルギーは、例えば一
次側のヒューズ６については商用交流のダイレクト入
力、三次側のヒューズ１０については二次電池容量によ
って断となるよう、保護協調を取っておけばよい。

【０００６】また、このような構成以外にも、特に情報
機器の無停電性スイッチングレギュレータを想定した場
合、効果的な付加事項が何点か考えられ、以下にそれら
を順に説明する。先ず第一としては、充電時における高
精度の定電圧定電流制御のための回路的工夫が挙げられ
る。図１には、充電時の定電圧定電流制御を高い精度で
制御するための回路構成が示されている。共通の鉄芯磁
路を有する高周波トランス４の一次巻線４ａに印加され
る、交流入力の整流平滑後入力によって三次巻線４ｂに
誘起される三次巻線電圧の巻き始め極性側と、充電すべ
き二次電池１４の正極側を接続し、その接続点６８を充
電用定電圧定電流制御回路１５の入力の一つとし、二次
電池１４の負極側は三次側スイッチング素子１１のカソ
ード側を接続し、その接続点６９より、充電用定電圧定
電流制御回路１５の入力のもう一方としている。接続点
６９からは、定電流検出抵抗１６と、トランジスタより
なる直列ドロッパー制御用素子１７を直列に接続し、こ
れを逆流防止ダイオード１８のアノード側に直列接続す
る。また、三次巻線の巻き終わり極性側と、二次電池の
放電回路３ｄにおける三次側コンバータ７２の逆流防止
ダイオード９のアノードとを接続する。そして、定電流
検出端となる定電流検出抵抗１６と直列ドロッパー制御
用素子１７のコレクタ端の接続点を充電用定電圧定電流
制御回路１５の定電流検出端として接続する。さらに、
直列ドロッパー制御用素子１７のエミッタとダイオード
１８の接続点に、充電用定電圧定電流制御回路１５の他
の出力端が接続される。

【０００７】次に、図１および図２、図３により、本回
路の作用について説明する。商用電源１の交流入力電圧
がある時には、平滑コンデンサー３には、整流回路２に
よって整流された直流電圧が蓄えられ、この直流電圧を
入力として、一次側コンバータ７１は動作する。商用電
源１の電圧が正常範囲内にある時には、二次電池１４の
電圧に対して一次側回路１ａが優先するよう、一次巻線
４ａと三次巻線４ｂの関係を決めておく。すなわち、一
次巻線４ａの巻き数をＮ１、三次巻線４ｂの巻き数をＮ
２、平滑コンデンサー３の両端電圧をＥ１、二次電池１
４の電圧をＥ４とすれば、式；Ｅ１の最小値／Ｎ１＞Ｅ２の最大値／Ｎ２ … の関係にしておく。このようにすれば、一次側スイッチ
ング素子８のＯＮ時に流れるドレイン電流によって誘起
される電圧Ｅ３は、Ｅ１−ＶＦ５−ＶＤＳ８となる。こ
こで、ＶＦ５は逆流防止ダイオード５の順方向電圧、Ｖ
ＤＳ８は、一次側スイッチング素子８のＯＮ電圧降下で
ある。三次巻線４ｂには、一次側スイッチング素子８の
動作によって流れる励磁電流により、Ｅ４＝Ｅ３×（Ｎ
２／Ｎ１）なる電圧が誘起し、Ｅ１とＥ３とはほぼ等し
いことと上記時の関係により、Ｅ４＞Ｅ２となる。従
って、三次側コンバータ７２は、一次側コンバータ７１
と同一ゲート信号による同期運転であっても、三次側ス
イッチング素子１１には、それがＯＮ状態でも、逆流防
止ダイオード９によって電流は流れない。これより、一
次側スイッチング素子８がＯＮ時に発生する三次巻線４
ｂに誘起される電圧Ｅ４は、二次電池の電圧Ｅ２よりも
高いために充電電流が流れる。そして、これを定電流に
する必要があるが、その値は定電流検出抵抗１６とツェ
ナーダイオード４０ａによって決まり、Ｅ４と同期した
ＩＣＰなる電流が、図３に示すように二次電池１４の充
電電流として流れ、その平均値がＩＣＡとなる。

【０００８】すなわちこの充電電流ＩＣＡは、式；ＩＣＡ＝（Ｔ_ＯＮ／Ｔ）×ＩＣＰ … で表される平均充電電流であり、二次電池のアンペア・
アワー（ＡＨ）で表される容量から決まる定格充電電流
として定められる。ＩＣＰの値は、ツェナーダイオード
４０ａのツェナー電圧Ｖ_Ｚ４０および逆流防止ダイオー
ド４０ｂの順方向電圧Ｖ_Ｆ４０Ｂと、ＰＮＰトランジス
タ４４のベースエミッタ電圧Ｖ_ＢＥ４４より、式；ＩＣＰ＝（Ｖ_Ｚ４０＋Ｖ_Ｆ４０Ｂ−Ｖ_ＢＥ４４）／Ｒ
_１６ …として決まる。ここでＲ_１６は、定電流検出
抵抗１６の抵抗値である。そして、充電用定電圧定電流
制御回路１５は定電流動作を行うと同時に、充電末期に
は過充電となることを防止する必要上、定電圧運転をす
る必要がある。そこで本発明では、トランジスタ４１に
よって増幅されたシャントレギュレータ３８のカソード
電流がそのコレクタ電流となって流れ、抵抗４２ａ，４
２ｂを流れてトランジスタ４４のベース電流を制御し、
これにより直列ドロッパー制御用素子１７のベース電圧
が変化し、定電流制御が行われる。すなわち充電電流Ｉ
ＣＡは、三次巻線４ｂによって誘起する電圧Ｅ４によ
り、三次巻線４ｂの巻き始め端より二次電池１４の正極
から負極を通り、抵抗１６と直列ドロッパー制御用素子
１７と順方向の逆流防止ダイオード１８を経由して、三
次巻線４ｂの巻き終わり端に戻るように流れる。

【０００９】次に、商用電源１の電圧が低下もしくは停
止すると、一次側コンバータ７１からのエネルギーは低
下もしくは無くなるため、充電されて待機状態にある二
次電池１４のＥ２なる直流電圧が三次側コンバータ７２
の入力源となり、それまで空運転であった三次側スイッ
チング素子１１が、アクティブ状態となる。そうする
と、二次電池１４の正極から、三次巻線４ｂの巻き始め
から巻き終わり方向の電流が、逆流防止ダイオード９、
ヒューズ１０を経由して、三次側スイッチング素子１１
を通って二次電池１４の負極に流れ、Ｅ４’なる電圧を
誘起する。そして、二次巻線４ｃにＥ５なる電圧を誘起
し、交流電圧の供給時と同様、無瞬断で二次電池１４か
ら負荷２４に対して、安定化出力が供給されることにな
る。この時は、逆流防止ダイオード１８のカソード側
が、逆流防止ダイオード９および三次側スイッチング素
子１１の順電圧降下によって二次電池１４の負極に対し
て逆極性になるため、充電回路３ｃは自動的に停止し、
充電は行われない。

【００１０】第二として、図１において示すように、一
次側回路１ａにおける逆流防止ダイオード５と並列に接
続される還流抵抗７が挙げられる。これは二次電池１４
の入力が停電した時の出力保持時間の確保の為のもので
ある。以下、この還流抵抗７の作用について説明する。
図１において、商用電源１からの入力がある時には、平
滑コンデンサー３がある為に、停電事故の際には数十ミ
リ秒程度の出力保持時間を有している。しかしながら三
次側充放電回路３ａの入力部には、平滑コンデンサー３
に相当するコンデンサーは存在しない。これは、コスト
やスペースの関係で、省略せざるを得ないためである。
従って、万が一商用電源１の停電時に二次電池１４に電
池異常等の直流側停電事故が発生すると、従来のように
前記還流抵抗７が無いと、全く出力保持時間を確保する
ことはできない。本発明の無停電性スイッチングレギュ
レータは、主としてパソコンを始めとする情報機器に使
用することを前提としており、停電発生時には、ＣＰＵ
処理内容の内部バックアップメモリーへの退避時間とし
て停電発生後の数ミリ秒程度、出力保持時間が必要とな
る。

【００１１】以下、図４を用いてさらに詳細に説明す
る。商用電源１が正常な時には、Ｉａなる電流が平滑コ
ンデンサー３に交直変換電流として流れ、同コンデンサ
ー３に充電された直流電圧を入力源として、スイッチン
グされた高周波パルス電流が、一次巻線４ａおよび逆流
防止ダイオード５を経由し、ヒューズ６を経て一次側ス
イッチング素子８のドレインからソースへと流れ、平滑
コンデンサー３に戻るように流れる。この電流ＩＡ１に
よるエネルギーが、二次巻線４ｃからＩＡ２となり、負
荷２４に出力される。これと同時に、前述のように、三
次巻線４ｂにＥ４なる起電圧が誘起され、電流ＩＡ３と
なって二次電池１４を充電し、定電流検出抵抗１６およ
び直列ドロッパー制御用素子１７、逆流防止ダイオード
１８の順方向を経由し、三次巻線４ｂの巻き終わり端に
戻るように流れる。次に、商用電源１が停電すると電流
Ｉａは直ちに消滅し、電流ＩＡ１も平滑コンデンサー３
の放電とともに消滅し、同時に電流ＩＡ３も消滅する。
その結果、二次電池１４の電圧が電圧Ｅ４に勝るため、
高周波スイッチング電流ＩＤ３が電流ＩＡ３と逆方向に
流れて三次側スイッチング素子１１がアクティブ状態と
なって、三次巻線４ｂから逆流防止ダイオード９の順方
向を経由し、三次側スイッチング素子１１から二次電池
１４の負極側へと流れる。この高周波スイッチング電流
ＩＤ３により、二次巻線４ｃへの出力側には、電流ＩＡ
２に代わってＩＤ２が負荷２４に全く無瞬断として流
れ、停電のバックアップが行われる。この時には、一次
巻線４ａには電圧Ｅ３’が図中の方向に発生し、一次巻
線４ａの巻き始め端から平滑コンデンサー３、一次側ス
イッチング素子８の内蔵ダイオード８ａの順方向および
ヒューズ６、さらに還流抵抗７を経由して、一次巻線４
ａの巻き終わり端から平滑コンデンサー３に戻る充電電
流ＩＤ１が流れる。ここで、一次側スイッチング素子８
と三次側スイッチング素子１１は同期して作動してお
り、一方がアクティブ状態の時は、他方は空運転とな
る。但しクロスオーバー点では、両者ともアクティブ状
態になる領域が僅かに存在はするが、便宜上この説明に
ついては省略する。

【００１２】従って、電流ＩＤ１が図中の矢印方向に流
れている時には、逆流防止ダイオード５に対して逆方向
となるので、一次側スイッチング素子８は空運転状態を
持続する。このように、仮に還流抵抗７が無ければ電流
ＩＤ１は流れず、平滑コンデンサー３には、還流エネル
ギーは蓄積されない。また、この還流抵抗７に低い抵抗
値のものを使用すると、一度平滑コンデンサー３が充電
されると殆ど電流は流れないので、効率に影響を与える
ことはない。このような構成において、何らかのトラブ
ルによって二次電池１４からの放電回路が急に断になる
ようなＤＣ停電が発生し、かつその時に商用電源１が停
電であったとしても、平滑コンデンサー３に蓄積されて
いるＣＶ^２で表されるエネルギーを入力源として、一次
側スイッチング素子８がアクティブ状態となり、負荷２
４に対する出力電圧を、数十ミリ秒程度は保持すること
ができる。従って前述のような、バックアップメモリー
への退避時間を稼ぐことが可能となり、いかなる停電に
おいても、情報保護という無停電性スイッチングレギュ
レータの機能を完全に果たすことができる。なお、この
還流抵抗７の代わりに、リアクターを使用することもで
きる。

【００１３】第三として、一次側回路１ａのスイッチン
グ素子制御回路における一次側スイッチング素子８のス
イッチング信号経路の抵抗を、スイッチング素子８のＯ
Ｎ時の方がＯＦＦ時よりも低く、また前記三次側回路３
ａのスイッチング素子制御回路における三次側スイッチ
ング素子１１のスイッチング信号経路の抵抗を、スイッ
チング素子１１のＯＦＦ時の方がＯＮ時よりも低くなる
ように回路定数を設定する点が挙げられる。以下、この
点について詳細に説明する。前述のように、一次側スイ
ッチング素子８と三次側スイッチング素子１１は同期作
動し、一次側回路１ａから商用電源１を入力として二次
側回路２ａに出力されている間は、三次側充放電回路３
ａにおいては、二次電池１４への充電が行われている。
この時には、図１にも示すＰＷＭスイッチング制御回路
２２の同一の発信源から、一次側および三次側スイッチ
ング素子８，１１のそれぞれに対応する、一次側ゲート
回路１２および三次側ゲート回路１３を通して、前記そ
れぞれのスイッチング素子８，１１が制御されている。
しかしながら、主として各スイッチング素子８，１１の
寄生容量には大きな差があるため、スイッチング制御電
圧（ここではＦＥＴのゲート電圧）波形に位相差が生じ
てしまう。この位相差は図７（イ）に示すように、一次
側コンバータ７１の出力波形（図中のＡ）が、三次側コ
ンバータ７２の出力波形（図中のＢ）よりも遅れる（図
中のφ_１分）場合において問題となる。これは、三次側
スイッチング素子１１のＯＮ時電流の立ち上がりが、一
次側スイッチング素子８の立ち上がりよりも、φ_１だけ
早くなることを意味しており、商用電源１の正常入力
時、すなわち二次電池１４への充電モードの時に、図中
の斜線部分で表している分だけ、二次電池１４からの放
電が発生するということである。すなわち極論すれば、
前述の充電電流ＩＡ３による充電量より、φ_１の差分に
よる放電量が大きくなる結果、二次電池１４は充電され
ずに逆に放電されることもあり得る、ということであ
る。

【００１４】これを防止するため、本発明者は、図７
（ロ）に示すように、一次側コンバータ７１の出力波形
（図中のＡ）の立ち上がりを三次側コンバータ７２の出
力波形（図中のＢ）の立ち上がりよりも早めるとともに
（図中のφ_１分）、一次側コンバータ７１の出力波形の
立ち下がりを、三次側コンバータ７２の出力波形の立ち
下がりよりも遅らせること（図中のφ_２分）を案出し
た。これを実現するためのゲート回路の具体的構成を、
図５として示している。図示するように、ゲート回路１
２，１３内のダイオード５０とダイオード５１を互いに
逆向きにすることで、一方ではスイッチング素子８のＯ
Ｎ時電流の立ち上がりを早めるように、また他方では、
スイッチング素子１１のＯＮ時電流の立ち上がりを遅ら
せるようにそれぞれ作用する。以下、詳細に説明する。

【００１５】図５に基づいた、一次側スイッチング素子
８のＯＮ時の等価回路は図８のようになり、ＩＧ１＋Ｉ
Ｇ２＝ＩＧ３が、一次側スイッチング素子８の寄生容量
の充電電流となるので、この電流ＩＧ３が大きいほど、
また抵抗５２，５４，５８，６４の抵抗値が低いほど、
図１２の，で示すパルス立ち上がり、すなわち一次
側スイッチング素子８の立ち上がり時期が早くなる。こ
の効果を得るためには、図５に示したように、ダイオー
ド５０を順方向に接続しつつ、かつ抵抗５２の抵抗値を
低く設定しておけばよい。なお図１２のは一次側スイ
ッチング素子８（ＦＥＴ）のゲート電圧とゲート電圧ス
レッショルドレベルＶ_ｔｈ、は一次側スイッチング素
子８のＯＮパルス波形、すなわちＯＮ電流の流れる区間
をそれぞれ表している。これに対して、二次側スイッチ
ング素子１１のＯＮ時の等価回路は、図５において示し
たダイオード５１がドライブトランス４７の二次正出力
ＥＰに対して逆方向になるので図１０のようになり、抵
抗５５，５９，６５が全て直列となってインピーダンス
が大きくなる結果、図８のＩＧ３＞ＩＧ５となって図１
２の，に示すとおり、立ち上がり時期が同，に
対して遅れることになる。ここで図１２のは三次側ス
イッチング素子１１（ＦＥＴ）のゲート電圧とゲート電
圧スレッショルドレベルＶ_ｔｈ、は三次側スイッチン
グ素子１１のＯＮパルス波形、すなわちＯＮ電流の流れ
る区間をそれぞれ表している。次に一次側スイッチング
素子８のＯＦＦ時の等価回路は図９のようになり、一次
側スイッチング素子８の寄生容量に蓄えられた電荷を、
ドライブトランス４６の反転電圧ＥＮによって、放電用
トランジスター６２のベース電圧を抵抗５４を通して引
き込むことになる。ここで電流ＩＧＤ１は、この時のベ
ース電流を表している。三次側スイッチング素子１１が
ＯＦＦの等価回路は図１１のようになり、ダイオード５
１が、ドライブトランス４７の反転電圧ＥＮに対して順
方向となるように接続されているため、ＩＧＤ４＝ＩＧ
Ｄ２＋ＩＧＤ３となる。従って、電流ＩＧＤ１に比べて
電流ＩＧＤ２の分が大きくなり、放電用トランジスター
６３のコレクタ電流は、ＩＧＤ４×放電用トランジスタ
ー６３のｈ_ＦＥとなる結果、三次側スイッチング素子１
１の寄生容量に蓄えられていた電荷は一次側スイッチン
グ素子８のそれよりもより早く放電され、図１２の，
のように、三次側スイッチング素子１１のＯＮ期間
は、一次側スイッチング素子８のＯＮ期間の内側に入る
ことになる。従って、無駄のない効率的な二次電池１４
への充電動作が可能となる。

【００１６】第四として、商用電源の疑似停電とそれに
よる二次電池運転試験機能の付加が挙げられる。これ
は、二次電池によってバックアップしていても、過充電
か過放電のために電池不良となっており、電源機能は異
常無くとも、停電バックアップ補償ができないことが、
従来の交流無停電装置の事故例として問題視されている
からである。第四の付加事項は、このような事故を未然
に防止し、負荷側のコンピュータ機器からのソフトウェ
アによる実行命令によって簡単に二次電池の試験が行え
る、というものである。すなわち、図６を用いて説明す
ると、一次側回路１ａ側の一次側スイッチング素子８
を、例えばコンピュータソフト上の実行命令等に基づく
外部命令によって停止させることにより、二次電池１４
を入力源とした放電回路３ｄに自動的に切り替えるもの
である。二次電池１４の試験基準となる電池放電エネル
ギーについては、例えば、予めコンピュータソフト上で
定めた負荷モードで決まる放電量と経過時間によって設
定しておけばよい。具体的には、放電によって二次電池
１４の電圧が低下し、９０％放電の終端電圧に到達した
時に電池電圧低下信号を発し、この信号を再度コンピュ
ータ側で受けて電池残量確認試験を終了する、と言った
適用例が考えられる。併せて、コンピュータディスプレ
イ上に二次電池の良否判定結果を表示すればよい。

【００１７】この回路例としては、例えば図１３に示す
構成が考えられる。本図は、図６における一次側スイッ
チング素子８とゲート回路１２の近傍のみを描いたもの
である。図のように、コンピュータ側からＨ／Ｌ信号を
発してＨ時にフォトカプラをＯＮにしてＦＥＴ７５をＯ
ＦＦとすると、スイッチング専用ＩＣ７３によってスイ
ッチング動作するＦＥＴ７５のカソード側にＦＥＴ７５
が直列に入るため、ドライブトランス４６の入力が絶た
れて一次側スイッチング素子８が停止させることができ
る。従って、ソフト上の簡単な処理によって、コンピュ
ータの動作中に二次電池１４の確認を行うことができ
る。この確認処理は、例えばコンピュータの一定使用時
間毎に行うようにしておくことが好ましい。

【００１８】

【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれば
一次側および三次側それぞれのスイッチング素子のいず
れかが短絡破壊しても、正常な側での過電流保護機能が
働いてしまうことなく正常な動作を行うことができる。
しかもこれがヒューズを接続するだけという極めて簡単
な構成で実現できるので、廉価でかつ高信頼性の無停電
性スイッチングレギュレータとなる。また、説明したよ
うな四つの付加的事項を加えることで、充電電流の大
小によって直列ドロッパー素子の抵抗成分が変化し、そ
の結果充電回路全体の抵抗成分が変化するので、従来に
ない極めて精度の高い充電制御が可能となること、二
次電池の入力が停電した時の出力保持時間を確保するこ
とが可能となり、コンピュータ等におけるバックアップ
メモリーへの退避時間を確保することができ、特にリア
ルタイム情報の保全に大きく貢献できること、商用電
源の正常入力時、すなわち二次電池への充電モードの時
に、二次電池からの放電が発生するということが無くな
ること、ソフトウェア上の実行命令等、外部信号によ
る二次電池の電池残量確認試験を行うことができるこ
と、と言った、特に情報機器用として数々の優れた機能
を付加することができ、情報機器用の無停電性スイッチ
ングレギュレータとして、非常に優れたものとなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を表す説明用回路図

【図２】本発明の実施例における充放電回路部分を表す
説明図

【図３】本発明の実施例における充電電流波形の一例を
表す説明図

【図４】本発明の実施例における電流の流れを表す説明
図

【図５】本発明の実施例におけるスイッチング素子の駆
動回路部を表す説明図

【図６】本発明の実施例を表す説明用回路図

【図７】スイッチングパルス波形の位相ずれとその改善
波形を表す説明図

【図８】一次側スイッチング素子がＯＮ時のスイッチン
グ素子駆動回路の等価回路を表す説明図

【図９】一次側スイッチング素子がＯＦＦ時のスイッチ
ング素子駆動回路の等価回路を表す説明図

【図１０】三次側スイッチング素子がＯＮ時のスイッチ
ング素子駆動回路の等価回路を表す説明図

【図１１】三次側スイッチング素子がＯＦＦ時のスイッ
チング素子駆動回路の等価回路を表す説明図

【図１２】ドライブトランスの二次出力および各スイッ
チング素子のゲート電圧波形とスイッチングパルス波形
を表す説明図

【図１３】商用電源の疑似停電のための制御回路例を表
す説明図

【図１４】従来の無停電性スイッチングレギュレータの
回路図

【符号の説明】

１商用電源１ａ一次側回路２整流回路２ａ二次側回路３ａ三次側充放電回路３ｃ充電回路３ｄ放電回路３，２３平滑コンデンサー４高周波トランス４ａ一次巻線４ｂ三次巻線４ｃ二次巻線４ｄ充電回路用三次巻線５，９，１８，４３，５６，５７逆流防止ダイオード６，１０回路遮断手段７還流抵抗８一次側スイッチング素子１１三次側スイッチング素子１２，１３ゲート回路１４二次電池１５充電用定電圧定電流制御回路１６定電流検出用抵抗１７直列ドロッパー制御用素子１９高速整流ダイオード２０転流ダイオード２１平滑コイル２２ＰＷＭスイッチング制御回路２４負荷２５制御用補助電源２６ゲート回路ＯＮ／ＯＦＦ制御回路２７ＰＷＭ制御用回路２８ホトカプラ２９感度調整抵抗３０制限抵抗３１発振防止用位相補正コンデンサ３２シャントレギュレータ３３振動防止抵抗３４出力電圧検出用分圧抵抗３５出力電圧検出用抵抗３６充電電圧調整用抵抗３７充電電圧検出用抵抗３９トランジスタ４１のベース／エミッタ間抵抗４０ａツェナーダイオード４０ｂ逆流防止ダイオード４１増幅用トランジスタ４２ａ，４２ｂ出力抵抗４４コンプリメンタリ接続ＰＮＰダイオード４５トランジスタ１７のベース／エミッタ間抵抗４６，４７ドライブトランス４８ゲートＯＮスピードアップ用回路４９ゲートＯＦＦスピードアップ用回路５０，５１高速ダイオード５２ＯＮスピードアップ調整用抵抗５３ＯＦＦスピードアップ調整用抵抗５４，５５ベース電流引き込み抵抗５８，５９ベース抵抗６０，６１分圧抵抗６２，６３残存電圧放電用トランジスタ６４，６５ＦＥＴゲート抵抗６６，６７ゲート／カソード間抵抗６８，６９，７０接続点７１一次側コンバータ７２三次側コンバータ７３スイッチング制御用ＩＣ７４ドライブトランス駆動用ＦＥＴ７５ゲート回路ＯＮ／ＯＦＦ用ＦＥＴ７６ゲートバイアス抵抗７７ゲート／カソード間抵抗７８ホトカプラ７９入力抵抗８０定電圧定電流制御回路８１チョークコイル８２整流用ダイオード８３転流ダイオード８４電池電圧低下検出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｊ 9/00 Ｈ０２Ｊ 9/00 Ｓ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源からの交流を整流する整流回路
と、この整流回路の出力側に高周波トランスの一次巻線と一
次側スイッチング素子とを直列に接続し、高周波トラン
スに対して高周波パルス電圧を発生させるための一次側
回路と、前記高周波トランスの二次巻線に整流、平滑回路を接続
して、負荷に対して直流出力電力を供給する二次側回路
と、高周波トランスの三次巻線と二次電池とを直列に接続す
るとともに、二次電池の両極間に充電用定電圧定電流制
御回路を設けた充電回路と、前記三次巻線と二次電池の
間であって、前記充電回路の充電電流路の外側に設け
た、一次側スイッチング素子と同期して作動する三次側
スイッチング素子とを備えた三次側充放電回路と、を備
え、前記一次側回路の一次巻線と一次側スイッチング素子の
間、および三次巻線と三次側スイッチング素子との間
に、回路遮断手段を設けた無停電性スイッチングレギュ
レータ。