JP2010246200A - 電力変換システム - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂのパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を操作することで、補機１２へとコモンモードノイズが流入するおそれがあること。
【解決手段】一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの１次側には、高電圧バッテリ１０及び１次側コイル２２を備える閉ループ回路を形成するためのパワースイッチング素子Ｑ１と、コンデンサ１４及び１次側コイル２２を備える閉ループ回路を形成するためのパワースイッチング素子Ｑ２とを備える。これらパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と高電圧バッテリ１０との接続態様は、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに逆とされる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、一対の入力端子間に印加される電圧を別の電圧値を有する電圧に変換して出力する電力変換回路を少なくとも一対備える電力変換システムに関する。

この種の電力変換回路としては、例えば下記特許文献１に見られるように、トランスの１次側コイルに入力電圧を印加する処理と、この１次側コイルの両端をキャパシタに接続する処理とを交互に行うものも提案されている。この電力変換回路では、これらの処理の１周期に対する入力電圧を印加する処理の時間の比率に応じて、出力電圧が制御される。

ところで、近年、例えばハイブリッド車に搭載される高電圧バッテリの電圧を降圧して低電圧バッテリに出力する電力変換回路等においては、そのスイッチング素子を非常な高速で操作することがなされている。しかし、この場合、スイッチング素子のスイッチング状態の切替に起因して、コモンモードノイズが発生するという問題がある。

そこで従来、コモンモードフィルタ回路やアクティブコモンモードノイズキャンセラ回路等を車両に搭載することで、コモンモードノイズに対処していた。

なお、従来の電力変換回路としては、他にも例えば下記特許文献２に記載されているものがある。

特開平５−２７６７５１号公報 特開平７−３２７３６６号公報

ただし、コモンモードノイズ低減のためにコモンモードフィルタ回路やアクティブコモンモードノイズキャンセラ回路等のハードウェア手段を追加することは、電力変換システムの大型化や、回路構成の複雑化、電力変換損失の増加、更にはコストアップの要因となる。更に、コモンモードフィルタ回路やアクティブコモンモードキャンセラ回路にはコモンモードに対処できる周波数領域に限りがあるため、スイッチング周波数を変化させる状況下等にあっては、コモンモードノイズの抑制効果が低くなるという問題もある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、一対の入力端子間に印加される電圧を別の電圧値を有する電圧に変換して出力する電力変換回路を備えるものにあって、コモンモードノイズ対策専用のハードウェア手段への依存を抑制しつつもコモンモードノイズを抑制することのできる電力変換システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、一対の入力端子間に印加される電圧を別の電圧値を有する電圧に変換して出力する電力変換回路を少なくとも一対備える電力変換システムにおいて、前記一対の電力変換回路はいずれも、第１の開閉手段及び第２の開閉手段を備えて且つ、前記第１及び第２の開閉手段がそれぞれ閉状態及び開状態とされる場合に当該電力変換回路の備えるコイルに電圧を印加するための第１のループ回路が形成される一方、前記第１及び第２の開閉手段がそれぞれ開状態及び閉状態とされる場合に前記コイルに電圧を印加するための第２のループ回路が形成され、前記一対の電力変換回路は、それぞれの備える前記第１のループ回路同士及び前記第２のループ回路同士が互いに電気的に等しいものであって且つ、前記入力端子に対する前記第１及び第２の開閉手段の接続状態を互いに逆とするものであり、前記第１の開閉手段及び前記第２の開閉手段のそれぞれの操作を、前記一対の電力変換回路間で同期させる同期手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、第１の開閉手段を開閉する際のその入力端子又は出力端子の電位変化が一対の電力変換回路間で逆となる。このため、第１の開閉手段の開閉操作を一対の電力変換回路間で同期させることで、一対の電力変換回路の一方において生じるコモンモードノイズと他方において生じるコモンモードノイズとが互いに打ち消しあうこととなる。同様に、第２の開閉手段を開閉する際のその入力端子又は出力端子の電位変化が一対の電力変換回路間で逆となる。このため、第２の開閉手段の開閉操作を一対の電力変換回路間で同期させることで、一対の電力変換回路の一方において生じるコモンモードノイズと他方において生じるコモンモードノイズとが互いに打ち消しあうこととなる。したがって、上記発明では、コモンモード対策専用のハードウェア手段への依存を抑制しつつもコモンモードノイズを低減することができる。

しかも、一対の電力変換回路同士で第１のループ回路が電気的に等しく且つ、一対の電力変換回路同士で第２のループ回路が電気的に等しい回路であるため、これら一対の電力変換回路の出力電圧を等しくすることも可能となる。

なお、一対の電力変換回路同士でループ回路が電気的に等しいとは、前記コイルに電圧を印加して且つループ回路に備えられる電圧印加手段が、これら一対の電力変換回路同士で互いに等しいこととする。ここで、電圧印加手段が一対の電力変換回路同士で互いに等しいとは、上記同期手段による操作がなされる状況下、これらの印加電圧が互いに等しくなることとする。換言すれば、一対の電力変換回路同士でループ回路が電気的に等しいとは、上記同期手段による操作がなされる状況下、前記コイルに印加される電圧が互いに等しくなることとする。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記第１及び第２のループ回路はそれぞれ、前記コイルに電圧を印加する電圧印加手段を備えて且つ、これら第１及び第２のループ回路同士で電圧印加手段に相違するものがあることを特徴とする。

上記発明では、第１のループ回路と第２のループ回路とで電圧印加手段に相違するものがあるために、第１の開閉手段と第２の開閉手段とを相補的に操作する場合、これら相補的な操作の一周期に対する第１の開閉手段の閉操作時間の比率と、第２の開閉手段の閉操作時間の比率とを等しくしても、電力変換回路の出力電圧が等しくならない傾向にある。このため、一対の電力変換回路を全く同一の回路として且つ、その一方における第１の開閉手段と他方における第２の開閉手段とを同期させたのでは、電力変換回路の出力電圧が等しくならないおそれがある。このため、一対の電力変換回路同士で、第１のループ回路と第２のループ回路とを共通としつつも、回路構成に変更を加える上記請求項１記載の発明の利用価値が特に大きい。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記一対の電力変換回路は、前記一対の入力端子に１次側コイルが接続されて且つ前記変換された電圧を出力する側に２次側コイルが接続されたトランスを備え、前記第１のループ回路及び前記第２のループ回路の双方の備える前記コイルは、前記１次側コイルであることを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記第１のループ回路は、前記一対の入力端子間に介在する給電手段と前記１次側コイルとを備える電気経路であり、前記第２のループ回路は、前記給電手段を備えることなく、前記１次側コイルに加えてキャパシタを備える電気経路であることを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記第２のループ回路の備えるキャパシタは、前記第１のループ回路には含まれず、前記第１のループ回路を開閉する前記第１の開閉手段は、前記一対の電力変換回路の一方においては前記入力端子の正極側に接続されて且つ前記一対の電力変換回路の他方においては前記入力端子の負極側に接続されることを特徴とする。

上記発明では、第２の開閉手段及びキャパシタをクランプ回路とすることができる。

請求項６記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記第２のループ回路の備えるキャパシタは、前記第１のループ回路にも含まれ、前記第１のループ回路を開閉する前記第１の開閉手段は、前記一対の電力変換回路の一方においては前記入力端子の正極側に接続されて且つ前記一対の電力変換回路の他方においては前記入力端子の負極側に接続されることを特徴とする。

上記発明では、第２の開閉手段及びキャパシタをクランプ回路とすることができる。

請求項７記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記一対の電力変換回路は、第１キャパシタ及び第２キャパシタを備え、前記トランスは、第１トランス及び第２トランスを備え、前記第１トランスは、第１コイル及び第２コイルとの一対の１次側コイルと、２次側コイルとしての第５コイルとを備え、前記第２トランスは、第３コイル及び第４コイルとの一対の１次側コイルと、２次側コイルとしての第６コイルとを備え、前記第１コイル及び第３コイルは直列接続され、前記第２コイル及び第４コイルは直列接続され、前記第２コイル及び第４コイルの直列接続体に、前記第２の開閉手段及び前記第１キャパシタの直列接続体が並列接続され、前記第１の開閉手段は、前記一対の電力変換回路の一方においては、前記第１コイル及び第３コイルの直列接続体と前記入力端子の負極側との間に接続され、前記一対の電力変換回路の他方においては、前記第１コイル及び第３コイルの直列接続体と前記入力端子の正極側との間に接続され、前記第１の開閉手段、前記第２の開閉手段及び前記第１キャパシタの直列接続体に並列に、前記第２のキャパシタが接続されることを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記一対の電力変換回路は、第１キャパシタ及び第２キャパシタの直流接続体を備え、該直列接続体に、前記第１及び第２の開閉手段の直列接続体が並列接続されて且つ、前記１次側コイルの一対の端子がそれぞれ、前記第１キャパシタ及び前記第２キャパシタの接続点と、前記第１及び第２の開閉手段の接続点とに接続されるものであり、前記電力変換回路の一方は、前記第１及び第２の開閉手段の接続点と前記入力端子の正極側との間に昇圧用コイルを備えて且つ、前記第１の開閉手段の一方の端子が前記入力端子の負極側に接続されるものであり、前記電力変換回路の他方は、前記第１及び第２の開閉手段の接続点と前記入力端子の負極側との間に昇圧用コイルを備えて且つ、前記第１の開閉手段の一方の端子が前記入力端子の正極側に接続されるものであることを特徴とする。

請求項９記載の発明は、請求項３〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記トランスは、前記２次側コイルを、前記一対の電力変換回路間で共有することを特徴とする。

上記発明では、２次側コイルを共有することで、部品点数を低減することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項３〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記一対の電力変換回路の出力側は、互いに直列接続されることを特徴とする。

上記発明では、電力変換システムの出力電圧を大きくすることができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の発明において、前記一対の電力変換回路の出力側は、互いに並列接続されることを特徴とする。

一対の電力変換回路の出力側を並列接続する場合には、これら一対の電力変換回路間で出力電圧が一致することが望まれる。このため、上記発明では、請求項１〜９記載の発明の利用価値が特に大きい。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の発明において、前記一対の電力変換回路の前記一対の入力端子同士が同一の給電手段に並列接続されることを特徴とする。

上記発明では、一対の電力変換回路同士で、一対の入力端子の電位が互いに等しいため、コモンモードノイズの相殺効果を好適に発揮することができる。

請求項１３記載の発明は、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の発明において、当該電力変換システムの備える前記電力変換回路は、前記一対の電力変換回路の１又は複数の組からなることを特徴とする。

上記発明では、電力変換回路の数を偶数個として且つ、一対の電力変換回路の１又は複数の組からなるようにすることで、コモンモードノイズを好適に抑制することができる。

請求項１４記載の発明は、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の発明において、前記一対の電力変換回路は、車載降圧コンバータであることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる整流回路の回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかるコンバータ回路の構成するループ回路を示す回路図。 同実施形態にかかるパワースイッチング素子の配置態様を示す断面図。 従来技術の回路構成を示す回路図。 上記実施形態にかかるパワースイッチング素子の操作態様を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかる整流回路の回路構成を示す回路図。 第３の実施形態にかかるトランス及び整流回路の回路構成を示す回路図。 第４の実施形態にかかるトランス及び整流回路の回路構成を示す回路図。 第５の実施形態にかかるシステム構成図。 第５の実施形態にかかる整流回路の回路構成を示す回路図。 第６の実施形態にかかる整流回路の回路構成を示す回路図。 第７の実施形態にかかるトランス及び整流回路の回路構成を示す回路図。 第８の実施形態にかかるトランス及び整流回路の回路構成を示す回路図。 第９の実施形態にかかるシステム構成図。 第１０の実施形態にかかるシステム構成図。 第１１の実施形態にかかるシステム構成図。 第１２の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるコンバータ回路の構成するループ回路を示す回路図。 第１３の実施形態にかかるシステム構成図。 第１４の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるコンバータ回路の構成するループ回路を示す回路図。 第１５の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるコンバータ回路の構成するループ回路を示す回路図。 第１６の実施形態にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換システムをハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。

高電圧バッテリ１０は、その端子電圧が、所定の高電圧（例えば数百〜千数百Ｖ）となるものであり、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムを構成するものである。高電圧バッテリ１０は、車載主機の電力供給源となるものである。

一方、補機１２は、車載低電圧システムを構成するものであり、低電圧バッテリ等を備えて構成されている。補機１２は、その負極側がグランド４０（車体）に接続されている。なお、上記低電圧バッテリは、その端子電圧が所定の低電圧（例えば数Ｖ〜数十Ｖ）となるものである。

ここで、上記高電圧バッテリ１０は、補機１２への電力供給源となる。すなわち、高電圧バッテリ１０の電圧は、ＤＣＤＣコンバータ（コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ）によって降圧されて補機１２に印加される。詳しくは、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、一対の入力端子Ｔｐ，Ｔｍに高電圧バッテリ１０の正極及び負極がそれぞれ接続されている。また、コンバータ回路ＣＶａの出力端子Ｔ１，Ｔ２のそれぞれは、補機１２の正極及び負極に接続されており、コンバータ回路ＣＶｂの出力端子Ｔ３，Ｔ４のそれぞれは、補機１２の正極及び負極に接続されている。

コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、いずれもトランス２０を備えた絶縁型コンバータである。更に、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、いずれもトランス２０の１次側コイル２２と高電圧バッテリ１０とを備える閉ループ回路を構成するためのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ（パワースイッチング素子Ｑ１）を備えている。また、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、いずれもトランス２０の１次側コイル２２及びコンデンサ１４を備える閉ループ回路を構成するためのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ（パワースイッチング素子Ｑ２）を備えている。これらパワースイッチング素子Ｑ２及びコンデンサ１４は、トランス２０のリセットを行うための回路を構成する（アクティブクランプ回路を構成する）。

トランス２０の２次側コイル２４は、整流回路３０に接続されている。図２に、整流回路３０の構成を示す。図示されるように、整流回路３０は、一対の出力端子Ｔ１，Ｔ２（Ｔ３，Ｔ４）間に接続されるコンデンサ３２と、トランス２０の２次側コイル２４を流れる電流を一方向に制限するための手段（ダイオード３１）とを備えている。特に、本実施形態では、ダイオード３１によって、上記パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態とされる際に２次側コイル２４に電流が流れることを阻止する。これにより、コンバータ回路ＣＶａ、ＣＶｂを、フライバックコンバータとして構成する。

なお、上記トランス２０の１次側コイル２２のターン数と、２次側コイル２４のターン数、更にはこれらの比（巻数比）は、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに等しい。なお、ここでターン数とは、トランス２０の磁路を鎖交する回数のことである。

先の図１に示すコントローラ４２は、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を操作することで、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧を制御する。詳しくは、これら一対のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を相補駆動する。すなわち、これらパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方をオン且つ他方をオフする状態と一方をオフ且つ他方をオンする状態とを交互に実現する。なお、パワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数は、例えば「数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ」とすればよく、特に本実施形態では、「百数十ｋＨｚ」を想定している。ただし、スイッチング周波数は固定値に限らず、スペクトラム拡散制御によって複数の周波数に拡散してもよい。

ここで、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧は、パワースイッチング素子Ｑ１のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の比率（時比率）に応じて制御される。ここで、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、その回路構造上（配線レイアウト、幾何学的な回路構成）の相違にもかかわらず、上記時比率に対する出力電圧が互いに同一となる。これは、以下の理由による。

コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂのそれぞれにおいて、パワースイッチング素子Ｑ１をオン状態として且つパワースイッチング素子Ｑ２をオフ状態とする場合、図３（ａ）に示すように、高電圧バッテリ１０及びトランス２０の１次側コイル２２を備えて構成される閉ループ回路が構成される。これにより、高電圧バッテリ１０の両端の電圧がトランス２０の１次側コイル２２に印加される。

一方、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂのそれぞれにおいて、パワースイッチング素子Ｑ１をオフ状態として且つパワースイッチング素子Ｑ２をオン状態とする場合、図３（ｂ）に示すように、コンデンサ１４及びトランス２０の１次側コイル２２を備えて構成される閉ループ回路が構成される。これにより、コンデンサ１４の両端の電圧がトランス２０の１次側コイル２２に印加される。

ここで、トランス２０の１次側コイル２２のｅｔ積は、高電圧バッテリ１０の電圧Ｖｉｎ，コンデンサ１４の電圧Ｖｃ、時比率Ｄを用いると、「Ｄ・Ｖｉｎ＝（１−Ｄ）Ｖｃ」となる。このため、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で、コンデンサ１４の電圧は一致する。更に、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、ともにパワースイッチング素子Ｑ１がオンする場合に、２次側コイル２４を介してエネルギが出力される構成である。そして、１次側コイル２２と２次側コイル２４との巻数比が互いに等しいため、２次側コイル２４の両端の電圧も一致し、ひいてはコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧が互いに一致する。

ここで、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で回路構造上の相違を持たせたのは、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング状態の切り替えに起因するコモンモードノイズがグランド４０を伝って補機１２（特に無線機器等）のノイズ源となることを回避するためのものである。以下、これについて説明する。

パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング状態の切り替えに際しては、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの１次側とグランド４０間のキャパシタ成分（浮遊容量）を介して、グランド４０にコモンモードノイズが流れる。ここで、上記コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂにあっては、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位の変化が特に顕著となる。そして、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の構造及びその配置上、これらのドレインを介してコモンモードノイズが特に流れやすい。

図４に、本実施形態にかかるパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を構成するパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタの断面構成及びその配置態様を示す。図示されるように、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒは、ドレイン領域（図中、ｎ型の伝導型を有する拡散領域）が、絶縁シートＩＳを介して導電体である放熱器ＨＲ上に配置されている。ここで、放熱器ＨＲは、グランド４０に接続されている。このため、絶縁シートＩＳとドレインと放熱器ＨＲとがキャパシタ（浮遊容量）を構成する。このため、先の図１に示したように、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とグランド４０との間の浮遊容量４４ａ、４４ｂを介してグランド４０にコモンモードノイズが流れる。

ここで、本実施形態では、コンバータ回路ＣＶａにおいてパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング状態の切り替えによって生じるコモンモードノイズを、コンバータ回路ＣＶｂにおいてパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング状態の切り替えによって生じるコモンモードノイズによってキャンセルする。これは、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの回路構成を互いに相違させることで可能となったものである。換言すれば、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれと、一対の入力端子Ｔｐ，Ｔｍのそれぞれとの接続を、互いに逆とすることで可能となるものである。

すなわち、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態且つパワースイッチング素子Ｑ２がオフ状態である場合（スイッチング状態Ａ）、一対のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は、コンバータ回路ＣＶａでは、高電圧バッテリ１０の負極電位となり、コンバータ回路ＣＶｂでは、高電圧バッテリ１０の正極電位となる。これに対し、パワースイッチング素子Ｑ１がオフ状態且つパワースイッチング素子Ｑ２がオン状態である場合（スイッチング状態Ｂ）、一対のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は、コンバータ回路ＣＶａでは、コンデンサ１４の負極電位となり、コンバータ回路ＣＶｂでは、コンデンサ１４の正極電位となる。

ここで、高電圧バッテリ１０の負極の電位を「０」とすると、スイッチング状態Ａからスイッチング状態Ｂに切り替えられる場合、コンバータ回路ＣＶａの電位は、「０」から「Ｖｉｎ−Ｖｃ」に変化し、コンバータ回路ＣＶｂの電位は、「Ｖｉｎ」から「Ｖｃ」に変化する。すなわち、コンバータ回路ＣＶａの電位変化は、「Ｖｉｎ−Ｖｃ」であるのに対し、コンバータ回路ＣＶｂの電位変化は、「Ｖｃ−Ｖｉｎ」である。このように、スイッチング状態Ａからスイッチング状態Ｂへの切り替えに際し、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で、互いに絶対値が同一で変化極性が逆の変化をする。同様に、スイッチング状態Ｂからスイッチング状態Ａへの切り替えに際しても、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で、互いに絶対値が同一で変化極性が逆の変化をすることがわかる。

このため、パワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれをコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに同一の操作信号によって操作することで、先の図１に示した浮遊容量４４ａを介してコンバータ回路ＣＶａから出力されるコモンモードノイズ（電流Ｉｃｏｍ）は、浮遊容量４４ｂを介してコンバータ回路ＣＶｂに入力される。このため、コモンモードノイズがグランド４０を介して補機１２へと流れ込む事態を好適に抑制することができる。

これに対し、図５に示すように、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂを互いに同一の回路構造を有するものとする場合には、双方のコモンモードが互いに相殺されることなく、補機１２へと流れ込む。

図６に、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の操作態様の推移を示す。詳しくは、図６（ａ１）及び図６（ａ２）に、パワースイッチング素子Ｑ１の操作信号の推移を示し、図６（ｂ１）及び図６（ｂ２）に、パワースイッチング素子Ｑ２の操作信号の推移を示し、図６（ｃ１）及び図６（ｃ２）に、グランド４０を基準とした浮遊容量４４ａの両端の電圧の推移を示し、図６（ｄ１）及び図６（ｄ２）に、グランドを基準とした浮遊容量４４ｂの両端の電圧の推移を示す。

先の図５に示した回路及び本実施形態の回路（図１）は、図６に示す態様にて操作されることで、同一の出力電圧を生成するが、本実施形態の場合には先の図５に示した回路と比較してコモンモードノイズを低減できるメリットを有する。なお、図５に示した構成の場合、コンバータ回路ＣＶａのパワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれと、コンバータ回路ＣＶｂのパワースイッチング素子Ｑ２，Ｑ１のそれぞれとを同一の信号にて操作することでコモンモードノイズを低減することはできる。ただしこの場合、双方の出力電圧が相違するため、時比率が「０．５」の場合以外には、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの一方から他方に電流が流れるという問題が生じる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂを、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン操作によって、それぞれ先の図３（ａ）、図３（ｂ）に示した閉ループ回路を構成するものとして且つ、これらと一対の入力端子Ｔｐ，Ｔｍとの接続関係を互いに逆とした。これにより、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれの操作信号をコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で同一とすることで、コモンモードノイズの低減効果を奏しつつも出力電圧を同一とすることができる。

（２）一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力側を、互いに並列接続した。この場合、これら一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で出力電圧が一致することが特に望まれる構成のため、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの回路構造を上記態様にて相違させることのメリットが特に大きい。

（３）一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの一対の入力端子のそれぞれの電位を互いに同一とした。これにより、上記スイッチング状態Ａとスイッチング状態Ｂとの切り替えに際し、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で電位変化の極性が逆であって且つその絶対値を高精度に一致させることができる。このため、コモンモードノイズの相殺効果を好適に発揮することができる。

（４）高電圧バッテリ１０の電圧を降圧して補機１２に印加するコンバータ回路を、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂとした。これにより、コモンモードノイズを好適に相殺させることができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるトランス２０及び整流回路３０の構成を示す。なお、図７において、先の図１、図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂを、フォワードコンバータとして構成する。すなわち、整流回路３０は、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる際に、トランス２０の２次側コイル２４に電流が流れることを許容する手段であって且つ、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる際に、トランス２０の２次側コイル２４に電流が流れることを阻止する手段（ダイオード３１）を備える。また、整流回路３０は、トランス２０の２次側コイル２４を流れる電流を平滑化するための回路として、チョークコイル３４と、コンデンサ３２とを備える。更に、２次側コイル２４に電流が流れない状況下（パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態である状況下）、チョークコイル３４に蓄えられたエネルギを流動させる手段（フリーホイールダイオード３３）を備える。

ここで、本実施形態でも、図示されるように、トランス２０の２次側コイル２４と、１次側コイル２２に接続される上記一対の閉ループ回路（図３）との電気的な関係が、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに同一とされる。すなわち、一対の閉ループ回路のそれぞれが形成される期間における２次側コイル２４の電流の流通の許可、禁止の態様が同一とされて且つ、１次側コイル２２と２次側コイル２４との巻数比が互いに同一とされる。このため、時比率に応じた出力電圧が、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で互いに同一となっている。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるトランス２０及び整流回路３０の構成を示す。なお、図８において、先の図１、図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間と、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間との双方で、トランス２０の２次側から電流を出力可能な構成とする。すなわち、トランス２０の２次側コイルは、一対の２次側コイル２４ａ，２４ｂを備えて構成され、各２次側コイル２４ａ，２４ｂの一対の端子間には、チョークコイル３４を介してコンデンサ３２が接続されている。更に、整流回路３０は、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間に２次側コイル２４ｂを電流が流れることを許容して且つパワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間に２次側コイル２４ｂを電流が流れることを阻止する手段（ダイオード３１ｂ）を備える。また、整流回路３０は、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間に２次側コイル２４ａを電流が流れることを許容して且つパワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間に２次側コイル２４ａを電流が流れることを阻止する手段（ダイオード３１ａ）を備える。

ここで、本実施形態でも、図示されるように、トランス２０の２次側コイル２４と、１次側コイル２２に接続される上記一対の閉ループ回路（図３）との電気的な関係が、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに同一とされる。このため、時比率に応じた出力電圧が、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で互いに同一となっている。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかるトランス２０及び整流回路３０の構成を示す。なお、図９において、先の図１、図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、トランス２０の２次側コイルから出力される電流を平滑化する手段を、上記チョークコイル３４に加えて、トランス２０の１次側コイルにて構成する。詳しくは、まず、トランス２０を、一対のトランス２０Ａ，２０Ｂとして構成する。そして、これら一対のトランス２０Ａ，２０Ｂの１次側コイル２２ａ，２２ｂを直列接続して、先の図３に示した一対の閉ループ回路を構成する要素とする。一方、トランス２０Ａ，２０Ｂのそれぞれの２次側コイル２４ａ，２４ｂは、チョークコイル３４を介してコンデンサ３２に並列接続される。そして、整流回路３０として、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間において２次側コイル２４ａに電流が流れることを阻止して且つパワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間において２次側コイル２４ａに電流が流れることを許容する手段（ダイオード３１ａ）を備える。また、整流回路３０として、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間において２次側コイル２４ｂに電流が流れることを阻止して且つパワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間において２次側コイル２４ｂに電流が流れることを許容する手段（ダイオード３１ｂ）を備える。

こうした構成によれば、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間においては、トランス２０Ａの１次側コイル２２ａがエネルギ蓄積コイルとして機能して且つ、トランス２０Ｂがフォワードコンバータの機能を有する。一方、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間においては、トランス２０Ｂの１次側コイル２２ｂがエネルギ蓄積コイルとして機能して且つ、トランス２０Ａがフォワードコンバータの機能を有する。

ここで、本実施形態でも、図示されるように、トランス２０Ａ，Ｂの２次側コイル２４ａ，２４ｂと、１次側コイル２２ａ，２２ｂに接続される上記一対の閉ループ回路（図３に準じた回路）との電気的な関係が、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに同一とされる。このため、時比率に応じた出力電圧が、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で互いに同一となっている。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１０において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で、トランス２０の２次側及び整流回路３０を共有化する。図１１に、トランス２０及び整流回路３０の構成を示す。

以上説明した本実施形態によれは、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（５）トランス２０の２次側コイル２４と、整流回路３０とを一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で共有した。これにより、部品点数を低減することができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかるトランス２０及び整流回路３０の構成を示す。なお、図１２において、先の図１０、図１１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、先の第２の実施形態において、トランス２０の２次側及び整流回路３０を共有化した構成とする。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１３に、本実施形態にかかるトランス２０及び整流回路３０の構成を示す。なお、図１３において、先の図１０、図１１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、先の第３の実施形態において、トランス２０の２次側及び整流回路３０を共有化した構成とする。

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１４に、本実施形態にかかるトランス２０及び整流回路３０の構成を示す。なお、図１４において、先の図１０、図１１等に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、先の第４の実施形態において、トランス２０の２次側及び整流回路３０を共有化した構成とする。

（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１５において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂを３組備える。これらは、いずれも高電圧バッテリ１０の正極及び負極に一対の入力端子が接続されるものである。また、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの３つの組は、いずれもその出力側が並列接続されている。

ここで、上記各組のパワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点間のグランド４０上の距離は、他の組のいずれの上記接続点との間のグランド４０上の距離よりも長くないことが望ましい。更に、上記各組のパワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点間のグランド４０上の距離は、他の組のいずれの上記接続点との間のグランド４０上の距離よりも短いことがより望ましい。

上記各組のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、先の図６（ａ１）及び図６（ｂ１）に示した態様にて操作される。ただし、互いに相違する組のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の操作信号については、必ずしも同一でなくてもよい。例えば、スイッチング制御に起因するノイズ周波数を拡散させるスペクトラム拡散を行う観点からは、各組のスイッチング周波数を互いに相違させることが望ましい。

以上説明した本実施形態によれは、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（６）高電圧バッテリ１０の電圧を降圧して補機１２に印加するコンバータ回路を、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの複数組とした。これにより、コンバータ回路ＣＶａから出力されるコモンモードノイズとコンバータ回路ＣＶｂから出力されるコモンモードノイズとを好適に相殺させることができる。

（第１０の実施形態）
以下、第１０の実施形態について、先の第１、第９の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１６において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂを３組備える。これらは、いずれも高電圧バッテリ１０の正極及び負極に一対の入力端子が接続されるものである。また、合計６個のコンバータ回路は、互いにその出力側が直列接続されている。

詳しくは、合計６個のコンバータ回路は、隣接するもの同士が互いに相違する回路構造のコンバータとなるようにして直列接続されている。これは、上記各組のパワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点間のグランド４０上の距離が、他の組のいずれの上記接続点との間のグランド４０上の距離よりも長くないようにする設定を容易とするためのものである。

以上説明した本実施形態によれは、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（７）コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの組を互いに直列接続した。これにより、電力変換システムの出力電圧を大きくすることができる。

（第１１の実施形態）
以下、第１１の実施形態について、先の第５、第９の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１７において、先の図１０に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂを３組備える。これらは、いずれも高電圧バッテリ１０の正極及び負極に一対の入力端子が接続されるものである。また、合計６個のコンバータ回路は、トランス２０の２次側と整流回路３０とを共有化している。

詳しくは、合計６個のコンバータ回路の１次側回路ＦＣａ，ＦＣｂは、隣接するもの同士が互いに相違する回路構造となるようにして並列接続されている。これは、上記各組のパワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点間のグランド４０上の距離が、他の組のいずれの上記接続点との間のグランド４０上の距離よりも長くないようにする設定を容易とするためのものである。

（第１２の実施形態）
以下、第１２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１８において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間において形成される閉ループ回路にもクランプ回路を構成するコンデンサ１４が含まれる構成とする。すなわち、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間においては、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂはいずれも、図１９（ａ）に示すように、高電圧バッテリ１０、コンデンサ１４及び１次側コイル２２を備える閉ループ回路を構成する。これに対し、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間においては、図１９（ｂ）に示すように、コンデンサ１４及び１次側コイル２２を備える閉ループ回路が構成される。

こうした回路構成とする場合、コンデンサ１４の電圧Ｖｃが先の第１の実施形態のものとは相違することとなり、ひいては時比率に応じた出力電圧も相違することとなる。ただし、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間において形成される閉ループ回路と、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間において形成される閉ループ回路とが、互いに電気的に等しいため、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士でコンデンサ１４の電圧Ｖｃは等しくなる。ちなみに、パワースイッチング素子Ｑ１のオン・オフの一周期に対するパワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる時間の比率である時比率Ｄを用いると、コンデンサ１４の電圧Ｖｃと、高電圧バッテリ１０の電圧Ｖｉｎとの間には、「（Ｖｉｎ−Ｖｃ）Ｄ＝Ｖｃ（１−Ｄ）」の関係がある。

ここで、本実施形態では、トランス２０の２次側及び整流回路３０の具体的な構成は、先の第１の実施形態と同様、先の図２に示した回路構成とする。この際、トランス２０の２次側コイル２４と、１次側コイル２２に接続される上記一対の閉ループ回路（図１９）との電気的な関係を、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに同一とする。このため、時比率に応じた出力電圧が、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で互いに同一となっている。

（第１３の実施形態）
以下、第１３の実施形態について、先の第１２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図２０において、先の図１８に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、コンバータ回路ＣＶａ、ＣＶｂ間で、トランス２０の２次側及び整流回路３０を共有化する。

（第１４の実施形態）
以下、第１４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図２１において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態にかかる一対のコンバータ回路ＣＶａ、ＣＶｂはいずれも、一対のトランス２０Ａ，２０Ｂを備えている。ここで、トランス２０Ａは、１次側コイルＷ１、Ｗ２を備えており、トランス２０Ｂは、１次側コイルＷ３，Ｗ４を備えている。また、トランス２０Ａの２次側コイルＷ５とトランス２０Ｂの２次側コイルＷ６とのそれぞれは、コンデンサ３２に並列接続されている。また、整流回路３０は、トランス２０Ａの２次側コイルＷ５とコンデンサ３２とを備えるループ回路を開閉する同期整流用のスイッチング素子３５と、トランス２０Ｂの２次側コイルＷ６とコンデンサ３２とを備えるループ回路を開閉する同期整流用のスイッチング素子３６とを備えている。

上記コンバータ回路ＣＶａは、その一対の入力端子Ｔｐ，Ｔｍ間に、１次側コイルＷ１，Ｗ３の直列接続体が接続されている。詳しくは、１次側コイルＷ１，Ｗ３の直列接続体の一方の端子は、パワースイッチング素子Ｑ１を介して入力端子Ｔｍに接続されている。１次側コイルＷ１，Ｗ３の直列接続体とパワースイッチング素子Ｑ１との接続点には、１次側コイルＷ４の一方の端子が接続されており、１次側コイルＷ４の他方の端子には、１次側コイルＷ２が接続されている。上記１次側コイルＷ２，Ｗ４の直列接続体には、コンデンサ５２及びパワースイッチング素子Ｑ２の直列接続体が並列接続されている。また、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及びコンデンサ５２の直列接続体には、コンデンサ５０が並列接続されている。

上記コンバータ回路ＣＶｂは、その一対の入力端子Ｔｐ，Ｔｍ間に、１次側コイルＷ１，Ｗ３の直列接続体が接続されている。詳しくは、１次側コイルＷ１，Ｗ３の直列接続体の一方の端子は、パワースイッチング素子Ｑ１を介して入力端子Ｔｐに接続されている。１次側コイルＷ１，Ｗ３の直列接続体とパワースイッチング素子Ｑ１との接続点には、１次側コイルＷ２の一方の端子が接続されており、１次側コイルＷ２の他方の端子には、１次側コイルＷ４が接続されている。上記１次側コイルＷ２，Ｗ４の直列接続体には、コンデンサ５２及びパワースイッチング素子Ｑ２の直列接続体が並列接続されている。また、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及びコンデンサ５２の直列接続体には、コンデンサ５０が並列接続されている。

このように、本実施形態でも、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、互いにその回路構造上の相違点を有する。しかし、パワースイッチング素子Ｑ１のオン・オフ操作の一周期に対するオン操作時間の比率である時比率に応じた出力電圧は、互いに等しくなる。これは、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間において１次側コイルＷ１〜Ｗ４に印加される電圧と、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間において１次側コイルＷ１〜Ｗ４に印加される電圧とがコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で等しく且つ、これら電圧印加のための閉ループ回路と２次側コイルＷ５，Ｗ６との電気的な関係がコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに等しいからである。以下、これについて図２２に基づき説明する。

図２２（ａ）は、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間においてコンバータ回路ＣＶａに形成される閉ループ回路を示し、図２２（ｂ）は、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間においてコンバータ回路ＣＶｂに形成される閉ループ回路を示す。図示されるように、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂのいずれにおいても、閉ループ回路が２つ形成される。すなわち、図中、高電圧バッテリ１０、１次側コイルＷ１，Ｗ３を備える閉ループ回路（図中、一点鎖線にて表記）と、コンデンサ５０及び１次側コイルＷ２，Ｗ４を備える閉ループ回路（図中、破線にて表記）とが形成される。ここで、図中一点鎖線にて示した閉ループ回路は、１次側コイルＷ１，Ｗ３の直列接続体の両端に、高電圧バッテリ１０の電圧を印加するためのものである。また、図中破線にて示した閉ループ回路は、１次側コイルＷ２，Ｗ４の直列接続体の両端にコンデンサ５０の電圧を印加するためのものである。

一方、図２２（ｃ）は、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間においてコンバータ回路ＣＶａに形成される閉ループ回路を示し、図２２（ｄ）は、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間においてコンバータ回路ＣＶｂに形成される閉ループ回路を示す。図示されるように、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂのいずれにおいても、閉ループ回路が３つ形成される。すなわち、図中、高電圧バッテリ１０、１次側コイルＷ１，Ｗ３、コンデンサ５０，５２を備える閉ループ回路及び高電圧バッテリ１０、１次側コイルＷ１〜Ｗ４，コンデンサ５０を備える閉ループ回路（図中、一点鎖線にて表記）と、コンデンサ５２及び１次側コイルＷ２，Ｗ４を備える閉ループ回路（図中、破線にて表記）とが形成される。なお、コンバータ回路ＣＶａとコンバータ回路ＣＶｂとで、図中一点鎖線にて示した閉ループ回路は、回路構造上互いに相違している。すなわち、コンバータ回路ＣＶａにおいては、高電圧バッテリ１０の負極側にコンデンサ５０が接続されているのに対し、コンバータ回路ＣＶｂにおいては、高電圧バッテリ１０の正極側にコンデンサ５０が接続されている。しかし、これらは電気的には同一の回路とみなせる。これは、１次側コイルＷ１，Ｗ２に印加される電圧を高電圧バッテリ１０の電圧とコンデンサ５０，５２の電圧とによって表現する場合、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂのいずれにおいても、高電圧バッテリ１０の電圧からコンデンサ５０，５２の電圧を減算した値の電圧が印加されると表現できるためである。

図２２（ａ）及び図２２（ｂ）に示した閉ループ回路と、図２２（ｃ）及び図２２（ｄ）に示した閉ループ回路とが電気的に等しいため、ｅｔ積の関係等に基づき、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間でコンデンサ５０，５２の電圧は互いに等しくなることがわかる。

そして、先の図２１に示したスイッチング素子３５，３６を、これら各閉ループ回路と、トランス２０Ａ，２０Ｂの２次側の回路との電気的な関係が、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で互いに等しくなるように操作する。これにより、コンバータ回路ＣＶａ、ＣＶｂはともに、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間において、１次側コイルＷ１，Ｗ２がエネルギ蓄積コイルとして機能して且つトランス２０Ｂがフォワードコンバータの機能を有するようにする。更に、コンバータ回路ＣＶａ、ＣＶｂはともに、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間において、トランス２０Ａがフォワードコンバータの機能を有して且つ１次側コイルＷ３，Ｗ４がエネルギ蓄積コイルとして機能するようにする。これにより、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれをコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに同一に操作することで、これらの出力電圧を互いに一致させることができる。

しかも、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のこうした操作によれば、コンバータ回路ＣＶａから出力されるコモンモードノイズと、コンバータ回路ＣＶｂから出力されるコモンモードノイズとを互いに相殺させることもできる。これは、コンバータ回路２０ａにおいては、パワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を入力端子Ｔｍ側に接続して且つ、コンバータ回路ＣＶｂにおいては、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を入力端子Ｔｐ側に接続したためである。

（第１５の実施形態）
以下、第１５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２３に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図２３において、先の図１等に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態にかかるコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、いずれもトランス２０の２次側コイルとして、一対の２次側コイル２４ａ，２４ｂを備えている。これら２次側コイル２４ａ，２４ｂは、ともにチョークコイル３４を介してコンデンサ３２に並列接続されている。また、２次側コイル２４ａ、チョークコイル３４及びコンデンサ３２を備えるループ回路を開閉する同期整流用のスイッチング素子３５と、２次側コイル２４ｂ、チョークコイル３４及びコンデンサ３２を備えるループ回路を開閉する同期整流用のスイッチング素子３６を備える。

また、コンバータ回路ＣＶａ、ＣＶｂは、一対のコンデンサ６０，６２の直列接続体と、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体とを備え、これら各直列接続体が互いに並列接続されている。また、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、一対のコンデンサ６０，６２の接続点との間には、トランス２０の１次側コイル２２が接続されている。

ここで、コンバータ回路ＣＶａにおいては、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、高電圧バッテリ１０の正極との間に、昇圧用コイル６４が接続されている。また、パワースイッチング素子Ｑ１が高電圧バッテリ１０の負極側に接続されている。

一方、コンバータ回路ＣＶｂにおいては、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、高電圧バッテリ１０の負極との間に、昇圧用コイル６４が接続されている。また、パワースイッチング素子Ｑ１が高電圧バッテリ１０の正極側に接続されている。

このように、本実施形態でも、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、互いにその回路構造上の相違点を有する。しかし、パワースイッチング素子Ｑ１のオン・オフ操作の一周期に対するオン操作時間の比率である時比率に応じた出力電圧が互いに等しい。これは、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間において１次側コイル２２に印加される電圧と、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間において１次側コイル２２に印加される電圧とがコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で等しく且つ、これら電圧印加のための閉ループ回路と２次側コイル２４ａ，２４ｂとの電気的な関係がコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに等しくなるような操作が可能だからである。以下、これについて図２４に基づき説明する。

図２４（ａ）及び図２４（ｂ）はそれぞれ、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間においてコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂのそれぞれで形成される閉ループ回路を示す。図中、一点鎖線にて示されるように、この期間においては、１次側コイル２２とコンデンサ６２とを備える閉ループ回路が形成され、これにより、１次側コイル２２にコンデンサ６２の電圧が印加される。なお、この際、図中、破線にて示されるように、高電圧バッテリ１０及び昇圧用コイル６４を備える閉ループ回路が形成されることで、昇圧用コイル６４にエネルギが蓄積される。

図２４（ｃ）及び図２４（ｄ）はそれぞれ、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間においてコンバータ回路ＣＶａに形成される閉ループ回路を示す。図中、一点鎖線にて示されるように、この期間においては、１次側コイル２２及びコンデンサ６０を備える閉ループ回路が構成され、１次側コイル２２にコンデンサ６０の電圧が印加される。なお、この際、図中、破線にて示されるように、高電圧バッテリ１０、昇圧用コイル６４、コンデンサ６０，６２を備える閉ループ回路が構成され、昇圧用コイル６４に蓄積されたエネルギがコンデンサ６０，６２に供給される。

ここで、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態とされる期間において形成される閉ループ回路である図２４（ａ）及び図２４（ｂ）に示した閉ループ回路は、互いに電気的に等しい。また、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態とされる期間において形成される閉ループ回路である図２４（ｃ）及び図２４（ｄ）に示した閉ループ回路は、互いに電気的に等しい。このため、ｅｔ積の関係等に基づき、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間でコンデンサ６０，６２の電圧が互いに等しくなることがわかる。

そして、先の図２３に示したスイッチング素子３５，３６を、これら各閉ループ回路と、トランス２０の２次側の回路との電気的な関係が、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で互いに等しくなるように操作する。これにより、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれをコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに同一に操作することで、これらの出力電圧を互いに一致させることができる。

しかも、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のこうした操作によれば、コンバータ回路ＣＶａから出力されるコモンモードノイズと、コンバータ回路ＣＶｂから出力されるコモンモードノイズとを互いに相殺させることもできる。これは、コンバータ回路ＣＶａにおいては、パワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を入力端子Ｔｍ側に接続して且つ、コンバータ回路ＣＶｂにおいては、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を入力端子Ｔｐ側に接続したためである。

（第１６の実施形態）
以下、第１６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図２５において、先の図１等に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態にかかるコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、いずれも非絶縁型のコンバータである。コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、いずれも、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体を備え、これが高電圧バッテリ１０に並列接続されている。また、パワースイッチング素子Ｑ１は、コイル７０を介してコンデンサ７２に並列接続されている。

ここで、コンバータ回路ＣＶａは、高電圧バッテリ１０の負極側にパワースイッチング素子Ｑ１が接続され、高電圧バッテリ１０の正極側にパワースイッチング素子Ｑ２が接続されている。

一方、コンバータ回路ＣＶｂは、高電圧バッテリ１０の正極側にパワースイッチング素子Ｑ１が接続され、高電圧バッテリ１０の負極側にパワースイッチング素子Ｑ２が接続されている。

こうした構成によっても、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれを、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で同一に操作することで、その出力電圧（コンデンサ７２の電圧）の絶対値を同一とすることができる。

しかも、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のこうした操作によれば、コンバータ回路ＣＶａから出力されるコモンモードノイズと、コンバータ回路ＣＶｂから出力されるコモンモードノイズとを互いに相殺させることもできる。これは、コンバータ回路ＣＶａにおいては、パワースイッチング素子Ｑ１を入力端子Ｔｍ側に接続して且つ、コンバータ回路ＣＶｂにおいては、パワースイッチング素子Ｑ１を入力端子Ｔｐ側に接続したためである。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１〜１１の実施形態にかかるコンバータ回路ＣＶａにおいては、高電圧バッテリ１０の正極側にコンデンサ１４を接続して且つパワースイッチング素子Ｑ１側にパワースイッチング素子Ｑ２を接続したが、逆でもよい。

・上記第１〜１１の実施形態にかかるコンバータ回路ＣＶｂにおいては、高電圧バッテリ１０の負極側にコンデンサ１４を接続して且つパワースイッチング素子Ｑ１側にパワースイッチング素子Ｑ２を接続したが、逆でもよい。

・第１の実施形態に対する第９の実施形態の変更点によって、第２〜４の実施形態を変更してもよい。

・第１の実施形態に対する第１０の実施形態の変更点によって、第２〜４の実施形態を変更してもよい。

・第５の実施形態に対する第１１の実施形態の変更点によって、第６〜８の実施形態を変更してもよい。

・上記第４、第８の実施形態においては、平滑化用コイルをトランスの１次側コイルにて構成するとともに、２次側にチョークコイル３４を備えることで、トランスの２次側からの出力電流を平滑化するための手段を構成したがこれに限らない。例えば、チョークコイル３４を備えなくてもよい。

・上記第２、３、６〜８、１５の実施形態においては、トランスの２次側からの出力電流を平滑化するための手段を、２次側にチョークコイル３４を備えて構成したがこれに限らない。例えば、第４，８の実施形態のように、平滑化用コイルをトランスの１次側コイルにて構成することで上記平滑化する手段を構成してもよい。

・上記第１２，１３の実施形態にかかるコンバータ回路ＣＶａにおいては、高電圧バッテリ１０の正極側にコンデンサ１４を接続して且つ、パワースイッチング素子Ｑ１側にトランス２０の１次側コイル２２を接続したがこれに限らない。例えば、高電圧バッテリ１０の正極側にトランス２０の１次側コイル２２を接続して且つ、パワースイッチング素子Ｑ１側にコンデンサ１４を接続してもよい。

・上記第１２，１３の実施形態にかかるコンバータ回路ＣＶｂにおいては、高電圧バッテリ１０の負極側にコンデンサ１４を接続して且つパワースイッチング素子Ｑ１側にトランス２０の１次側コイル２２を接続したがこれに限らない。例えば、高電圧バッテリ１０の負極側にトランス２０の１次側コイル２２を接続して且つ、パワースイッチング素子Ｑ１側にコンデンサ１４を接続してもよい。

・第１の実施形態に対する第１２の実施形態の変更点によって、第２〜４，９，１０の実施形態を変更してもよい。

・第５の実施形態に対する第１３の実施形態の変更点によって、第６〜８，１１の実施形態を変更してもよい。

・上記第１４の実施形態では、整流回路３０を、スイッチング素子３５，３６を備えて構成したがこれに限らず、ダイオードを備えて構成してもよい。

・上記第１４の実施形態にかかるコンバータ回路ＣＶａにおいては、パワースイッチング素子Ｑ２をパワースイッチング素子Ｑ１側に接続して且つ、コンデンサ５２をコンデンサ５０側に接続したがこれに限らず、逆でもよい。

・上記第１４の実施形態にかかるコンバータ回路ＣＶｂにおいては、パワースイッチング素子Ｑ２をパワースイッチング素子Ｑ１側に接続して且つ、コンデンサ５２をコンデンサ５０側に接続したがこれに限らず、逆でもよい。

・上記第１〜１３の実施形態において、整流回路３０をダイオードを備えて構成する代わりに、同期整流用のスイッチング素子を備えて構成してもよい。

・上記第１５の実施形態において、昇圧用コイル６４を電流が流れることで生成される閉磁路と、１次側コイル２２を電流が流れることで生成される閉磁路とを同一とし、これが２次側コイル２４によって鎖交されるようにしてもよい。

・上記各実施形態では、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂのそれぞれの一対の入力端子を互いに同電位としたがこれに限らない。例えば、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの入力端子に接続されるこれらコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの給電手段を互いに相違させてもよい。ただし、これら給電手段の出力電圧は互いに略等しい（出力電圧に対するその差が例えば「５％」以下）であることが望ましい。ちなみに、高電圧バッテリ１０が電池セルの直列接続体としての組電池である場合、各別の給電手段を、組電池を構成する電池セルを２分割することで構成することができる。また、２個直列に接続される蓄電手段（コンデンサ）に発電機の出力電圧が印加されるようにし、これら蓄電手段をそれぞれコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの各別の給電手段としてもよい。更に、コンバータ回路の入力端子を直列接続する手法としては、一対のコンバータ回路の入力端子を直列接続するものに限らず、複数組のコンバータ回路の入力端子を直列接続するものであってよい。この場合、給電手段は、例えば、高電圧バッテリ１０の電池セルを複数組によって分割したり、発電機の出力電圧の印加対象を複数組直列接続された蓄電手段としたりすることで構成することができる。

・上記各実施形態では、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２等として、ＮチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタを用いたがこれに限らず、ＰチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等任意のパワー電界効果トランジスタを用いてもよい。また例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等を用いてもよい。

・コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂとしては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。更に、車載コンバータにも限らない。

・コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂとしては、降圧コンバータに限らず、昇圧コンバータや昇降圧コンバータであってもよい。

１０…高電圧バッテリ、１２…補機、Ｑ１，Ｑ２…パワースイッチング素子、ＣＶａ，ＣＶｂ…コンバータ回路（電力変換回路の一実施形態）。

Claims (14)

1. 一対の入力端子間に印加される電圧を別の電圧値を有する電圧に変換して出力する電力変換回路を少なくとも一対備える電力変換システムにおいて、
   前記一対の電力変換回路はいずれも、第１の開閉手段及び第２の開閉手段を備えて且つ、前記第１及び第２の開閉手段がそれぞれ閉状態及び開状態とされる場合に当該電力変換回路の備えるコイルに電圧を印加するための第１のループ回路が形成される一方、前記第１及び第２の開閉手段がそれぞれ開状態及び閉状態とされる場合に前記コイルに電圧を印加するための第２のループ回路が形成され、
   前記一対の電力変換回路は、それぞれの備える前記第１のループ回路同士及び前記第２のループ回路同士が互いに電気的に等しいものであって且つ、前記入力端子に対する前記第１及び第２の開閉手段の接続状態を互いに逆とするものであり、
   前記第１の開閉手段及び前記第２の開閉手段のそれぞれの操作を、前記一対の電力変換回路間で同期させる同期手段を更に備えることを特徴とする電力変換システム。
2. 前記第１及び第２のループ回路はそれぞれ、前記コイルに電圧を印加する電圧印加手段を備えて且つ、これら第１及び第２のループ回路同士で電圧印加手段に相違するものがあることを特徴とする請求項１記載の電力変換システム。
3. 前記一対の電力変換回路は、前記一対の入力端子に１次側コイルが接続されて且つ前記変換された電圧を出力する側に２次側コイルが接続されたトランスを備え、
   前記第１のループ回路及び前記第２のループ回路の双方の備える前記コイルは、前記１次側コイルであることを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換システム。
4. 前記第１のループ回路は、前記一対の入力端子間に介在する給電手段と前記１次側コイルとを備える電気経路であり、
   前記第２のループ回路は、前記給電手段を備えることなく、前記１次側コイルに加えてキャパシタを備える電気経路であることを特徴とする請求項３記載の電力変換システム。
5. 前記第２のループ回路の備えるキャパシタは、前記第１のループ回路には含まれず、
   前記第１のループ回路を開閉する前記第１の開閉手段は、前記一対の電力変換回路の一方においては前記入力端子の正極側に接続されて且つ前記一対の電力変換回路の他方においては前記入力端子の負極側に接続されることを特徴とする請求項４記載の電力変換システム。
6. 前記第２のループ回路の備えるキャパシタは、前記第１のループ回路にも含まれ、
   前記第１のループ回路を開閉する前記第１の開閉手段は、前記一対の電力変換回路の一方においては前記入力端子の正極側に接続されて且つ前記一対の電力変換回路の他方においては前記入力端子の負極側に接続されることを特徴とする請求項４記載の電力変換システム。
7. 前記一対の電力変換回路は、第１キャパシタ及び第２キャパシタを備え、
   前記トランスは、第１トランス及び第２トランスを備え、
   前記第１トランスは、第１コイル及び第２コイルとの一対の１次側コイルと、２次側コイルとしての第５コイルとを備え、
   前記第２トランスは、第３コイル及び第４コイルとの一対の１次側コイルと、２次側コイルとしての第６コイルとを備え、
   前記第１コイル及び第３コイルは直列接続され、
   前記第２コイル及び第４コイルは直列接続され、
   前記第２コイル及び第４コイルの直列接続体に、前記第２の開閉手段及び前記第１キャパシタの直列接続体が並列接続され、
   前記第１の開閉手段は、前記一対の電力変換回路の一方においては、前記第１コイル及び第３コイルの直列接続体と前記入力端子の負極側との間に接続され、前記一対の電力変換回路の他方においては、前記第１コイル及び第３コイルの直列接続体と前記入力端子の正極側との間に接続され、
   前記第１の開閉手段、前記第２の開閉手段及び前記第１キャパシタの直列接続体に並列に、前記第２のキャパシタが接続されることを特徴とする請求項３記載の電力変換システム。
8. 前記一対の電力変換回路は、第１キャパシタ及び第２キャパシタの直流接続体を備え、該直列接続体に、前記第１及び第２の開閉手段の直列接続体が並列接続されて且つ、前記１次側コイルの一対の端子がそれぞれ、前記第１キャパシタ及び前記第２キャパシタの接続点と、前記第１及び第２の開閉手段の接続点とに接続されるものであり、
   前記電力変換回路の一方は、前記第１及び第２の開閉手段の接続点と前記入力端子の正極側との間に昇圧用コイルを備えて且つ、前記第１の開閉手段の一方の端子が前記入力端子の負極側に接続されるものであり、
   前記電力変換回路の他方は、前記第１及び第２の開閉手段の接続点と前記入力端子の負極側との間に昇圧用コイルを備えて且つ、前記第１の開閉手段の一方の端子が前記入力端子の正極側に接続されるものであることを特徴とする請求項３記載の電力変換システム。
9. 前記トランスは、前記２次側コイルを、前記一対の電力変換回路間で共有することを特徴とする請求項３〜８のいずれか１項に記載の電力変換システム。
10. 前記一対の電力変換回路の出力側は、互いに直列接続されることを特徴とする請求項３〜９のいずれか１項に記載の電力変換システム。
11. 前記一対の電力変換回路の出力側は、互いに並列接続されることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換システム。
12. 前記一対の電力変換回路の前記一対の入力端子同士が同一の給電手段に並列接続されることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換システム。
13. 当該電力変換システムの備える前記電力変換回路は、前記一対の電力変換回路の１又は複数の組からなることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電力変換システム。
14. 前記一対の電力変換回路は、車載降圧コンバータであることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか１項に記載の電力変換システム。