JP2019037072A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】雑音端子電圧の低減とトランスから発生する音の低減とを両立すること。
【解決手段】１次巻線Ｐ１及び２次巻線Ｓ１を有するトランスＴ１と、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１に直列に接続されたＦＥＴ１と、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に誘起された電圧に応じて、１次側にフィードバック電圧を出力するフィードバック部１５０と、フィードバック電圧に基づいて、ＦＥＴ１をオン又はオフさせるスイッチング動作を制御する制御部１１０と、を備え、制御部１１０は、スイッチング動作の周波数を、フィードバック電圧に基づいて決定された周波数Ｆｂに応じた変動量Δｆ及び所定の周期Ｐで変動させる第１の制御と、フィードバック電圧に基づいて決定された周波数Ｆｂに応じた変動量Δｆ及び所定の周期Ｐで変動させずに、スイッチング動作の周波数を制御する第２の制御と、を交互に繰り返す。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置及び画像形成装置に関する。
商用電源等の交流電圧から直流電圧に変換するスイッチング電源において、スイッチング電源の電源ポートへの伝導妨害波である雑音端子電圧を低減するために、例えば、特許文献１のような方法が提案されている。例えば、特許文献１では、スイッチング電源のスイッチング周波数を散らす制御方法が提案されている。
特許第０５６４５９７９号公報
しかしながら、スイッチング周波数を散らす制御を行うと、スイッチング周波数を変動させる周期の音が、スイッチング電源に用いるトランスから鳴ってしまうという課題がある。
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、雑音端子電圧の低減とトランスから発生する音の低減とを両立することを目的とする。
上述した課題を解決するために、本発明は、以下の構成を備える。
（１）１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記トランスの前記１次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、前記トランスの前記２次巻線に誘起された電圧に応じて、１次側にフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、前記フィードバック電圧に基づいて、前記スイッチング素子をオン又はオフさせるスイッチング動作を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記スイッチング動作の周波数を、前記フィードバック電圧に基づいて決定された周波数に応じた所定の範囲内及び所定の周期で変動させる第１の制御と、前記フィードバック電圧に基づいて決定された周波数に応じた所定の範囲内及び所定の周期で変動させずに、前記スイッチング動作の周波数を制御する第２の制御と、を交互に繰り返すことを特徴とする電源装置。
（２）１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記トランスの前記１次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、前記トランスの前記１次巻線に並列に接続された第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子に直列に接続され、前記第２のスイッチング素子とともに前記トランスの前記１次巻線に並列に接続されたコンデンサと、前記トランスの前記２次巻線に誘起された電圧に応じて、１次側にフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、前記フィードバック電圧に基づいて、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のオン又はオフを制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子をともにオフさせるデッドタイムを挟んで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を交互にオン又はオフさせるスイッチング動作を行う電源装置であって、外部から入力された信号に応じて、前記２次巻線から出力される出力電圧を第１の電圧とする第１の状態と、前記出力電圧を前記第１の電圧よりも低い第２の電圧とする第２の状態と、に切り替える切替手段を備え、前記制御手段は、前記第１の状態において、前記スイッチング動作の周波数を、前記フィードバック電圧に基づいて決定された周波数に応じた所定の範囲内及び所定の周期で変動させる第１の制御と、前記フィードバック電圧に基づいて決定された周波数に応じた所定の範囲内及び所定の周期で変動させずに、前記スイッチング動作の周波数を制御する第２の制御と、を交互に繰り返すことを特徴とする電源装置。
（３）記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記（１）又は前記（２）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。
本発明によれば、雑音端子電圧の低減とトランスから発生する音の低減とを両立することができる。
実施例１の電源回路の概略図 実施例１の電源回路の制御方法の説明図 実施例１の電源回路の制御を示すフローチャート 実施例２の電源回路の概略図 実施例２の電源回路の制御方法の説明図 実施例２の雑音端子電圧と絶縁トランスの音の改善効果を説明する図 実施例２の電源回路の制御を示すフローチャート 実施例３の画像形成装置の概略図
以下、本発明を実施するための形態を、実施例により図面を参照しながら詳しく説明する。
図１は実施例１のスイッチング電源１００の回路、交流電源１０の整流回路、制御回路３００のブロック図を示している。
（交流電源１０の整流回路）
商用電源等の交流電源１０は交流電圧を出力しており、全波整流手段であるブリッジダイオードＢＤ１によって整流された入力電圧Ｖｉｎは、スイッチング電源１００に入力されている。コンデンサＣｉｎは、整流された電圧の平滑手段であり、コンデンサＣｉｎの低い側の電位をＤＣＬ、高い側の電位をＤＣＨとする。
（制御回路３００）
制御回路３００は、加熱装置２００のヒータ抵抗ＲＨ１に電力供給するための回路である。リレーＲＬ１は、外部から入力された信号であるＳＴＡＮＢＹ信号によって制御可能になっており、双方向サイリスタ（以下、トライアックという）ＴＲ１はＴＲ１＿ＯＮ信号によって制御可能になっている。例えば、ＳＴＡＮＢＹ信号をハイ状態にすることでリレーＲＬ１をオン状態とし、ヒータ抵抗ＲＨ１に電力供給が可能な状態とする。更に、ＴＲ１＿ＯＮ信号によってトライアックＴＲ１がオン状態になると、ヒータ抵抗ＲＨ１に電力が供給される。
（スイッチング電源１００）
スイッチング電源１００は、コンデンサＣｉｎに充電された入力電圧Ｖｉｎから、絶縁された２次側へ出力電圧Ｖｏｕｔ（実施例１での一例としては２４Ｖの一定電圧）を出力する、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータである。スイッチング電源１００は、１次側に１次巻線Ｐ１、補助巻線Ｐ２と、２次側に２次巻線Ｓ１を備えた絶縁型のトランスＴ１を有している。トランスＴ１の１次巻線Ｐ１から、２次巻線Ｓ１には図２で説明する電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴとする）１のスイッチング動作によってエネルギーを供給している。
スイッチング電源１００の１次側には、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１と直列に接続されたスイッチング素子であるＦＥＴ１と、ＦＥＴ１の制御手段である制御部１１０とを有している。ＦＥＴ１のゲート端子には制御部１１０からＤＳ信号が入力される。スイッチング電源１００の２次側には、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に生じるフライバック電圧の２次側の整流平滑手段としてダイオードＤ２１及びコンデンサＣ２１を有している。補助巻線Ｐ２から出力されるフライバック電圧は、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ４によって整流平滑され、電源電圧Ｖｃｃとして、制御部１１０に供給されている。起動抵抗Ｒ１１は、ＦＥＴ１のスイッチング制御が開始される前に、制御部１１０に電力を供給するために用いられる抵抗である。ＳＫ１はサージ吸収素子である。
フィードバック部１５０は、出力電圧Ｖｏｕｔを所定の一定電圧に制御するために用いられている。フィードバック部１５０は、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に誘起された電圧に応じて、１次側にフィードバック電圧を出力する。出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値は、シャントレギュレータＩＣ５のリファレンス端子ＲＥＦの基準電圧、抵抗Ｒ５２及び抵抗Ｒ５３によって設定される。そして、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧が高くなると、シャントレギュレータＩＣ５のカソード端子Ｋの電流が増加し、プルアップ抵抗Ｒ５１を介してフォトカプラＰＣ５の２次側ダイオードに流れる電流が増加する。その後、フォトカプラＰＣ５の１次側トランジスタの電流が増加するため、コンデンサＣ５から電荷が放電され、制御部１１０のＦＢ端子に入力される信号の電圧値が低下する。また、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧が低くなると、電源電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ５０を介してコンデンサＣ５に充電電流が流れるため、ＦＢ端子に入力される信号の電圧（以下、ＦＢ端子電圧という）の値が上昇する。スイッチング電源１００の制御部１１０は、ＦＢ端子電圧を検知した結果に応じて、ＤＳ信号の出力端子からのＰＷＭ出力を制御することで、出力電圧Ｖｏｕｔを所定の一定電圧に制御するためのフィードバック制御を行っている。
（スイッチング電源の動作）
図２はスイッチング電源１００の動作を説明する図である。図２（Ａ）はＦＥＴ１を、ＰＷＭ制御を用いて制御する場合の説明図である。（ｉ）は制御部１１０のＤＳ信号の出力端子の電圧（ＦＥＴ１のゲート駆動信号）（以下、ＤＳ信号という）を示し、（ｉｉ）はＦＥＴ１のドレイン電流を示し、（ｉｉｉ）はＦＥＴ１のドレイン端子とソース端子間の電圧を示す。
図２（Ｂ）で説明する、スイッチング周波数を散らす制御を行わない場合、ＰＷＭ制御では、スイッチング周波数（スイッチング周期）を一定値であるＦｂとする。なお、第１の制御であるスイッチング周波数を散らす制御とは、制御部１１０の固定のスイッチング周波数Ｆｂを基準として、所定の範囲内（後述するΔｆ）、所定の周期（後述するＰ）でスイッチング周波数を変動させる制御である。これに対して、スイッチング周波数をスイッチング周波数Ｆｂに固定してスイッチング動作を行う、散らす制御を行わない制御を第２の制御とする。以下、散らす制御を行わない場合の一定値のスイッチング周波数Ｆｂを演算周波数Ｆｂともいう。
制御部１１０は、ＦＢ端子電圧を検知した結果に応じて、ＤＳ信号のＰＷＭ出力のデューティを制御している。ここで、ＤＳ信号のＰＷＭ出力のデューティは、「ＤＳ信号のオン時間／ＤＳ信号のスイッチング周期」で表される。ＤＳ信号がオン状態になると、ＦＥＴ１がオン状態となり、図２（Ａ）の（ｉｉ）に示すようにＦＥＴ１のドレイン電流が線形増加する。ＤＳ信号がオフ状態になると、ＦＥＴ１がオフ状態となり、図２（Ａ）の（ｉｉｉ）に示すようにＦＥＴ１のドレイン端子とソース端子の間にフライバック電圧が生じ、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２からフライバック電圧が出力される状態となる。なお、図２で説明した制御方法は、トランスＴ１の制御方法の一例である。ＰＷＭ制御の代わりに、擬似共振制御などを用いてもよい。
図２（Ｂ）はスイッチング周波数を散らす制御を説明する図である。図２（Ｂ）の横軸は時間（ミリ秒（ｍｓｅｃ））、縦軸はスイッチング周波数（ｋＨｚ）を示す。まず、図２（Ｂ）に示すスイッチング周波数を散らす制御を停止する期間〔１〕では、スイッチング周波数を一定の周波数Ｆｂで制御している。図２（Ｂ）に示すスイッチング周波数を散らす制御を行う期間〔２〕では、スイッチング周波数を、スイッチング周波数Ｆｂを基準として変動量Δｆ、変動周期Ｐで変動させ、制御している。図２（Ｂ）に示すように、制御部１１０は、スイッチング周波数を散らす制御を行う期間〔２〕と、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間〔１〕を繰り返し制御している。変動量Δｆ、変動周期Ｐで変動する、現在の散らし量をｆと定義すると、スイッチング周波数は次の式（１）で表すことができる。
スイッチング周波数＝Ｆｂ＋ｆ 式（１）
ところで、スイッチング周波数を散らす制御を行うと、変動周期Ｐに応じてトランスＴが振動することにより、トランスＴから音が鳴ってしまう課題が発生する。図２（Ｂ）に示すように、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間〔１〕を設けることで、スイッチング周波数の変動周期Ｐによって生じるトランスＴ１の振動音を抑制できる。
また、図２（Ｃ）に示すように、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間を設ける代わりに、第２の制御としてスイッチング周波数を散らす制御の変動量Δｆを極端に小さくする方法を用いてもよい。図２（Ｃ）は図２（Ｂ）と同様のグラフである。図２（Ｃ）では、全期間にわたってスイッチング周波数を散らす制御を行う。期間〔３〕では、スイッチング周波数を散らす制御における変動量Δｆを所定の変動量Δｆ１とし、期間〔４〕では、期間〔３〕の所定の変動量（所定の範囲内）よりも小さい変動量（狭い範囲内）Δｆ２とする（Δｆ２≪Δｆ１）。
（スイッチング電源の制御）
図３は実施例１の制御部１１０による、スイッチング電源１００の制御シーケンスを説明するフローチャートである。制御部１１０は、交流電源１０がスイッチング電源１００に接続され、スイッチング電源１００に電力が供給される状態になると、ステップ（以下、Ｓとする）３０１以降の制御を開始する。
Ｓ３０１で制御部１１０は、ＦＢ端子電圧に基づき、ＦＥＴ１のＤＳ信号のＰＷＭ制御のデューティを演算する。なお、ＦＥＴ１のデューティの演算は、一般的なＰＷＭ制御に用いられる演算により求められるため説明を省略する。Ｓ３０２で制御部１１０は、図２（Ｂ）に示すように、変動量Δｆ、変動周期Ｐで変動する、現在の散らし量ｆを求める。散らし量ｆは、制御部１１０に内蔵されるタイマー（不図示）や演算部（不図示）を用いて演算できる。変動量Δｆは、大きすぎると出力電圧にリプルが生じたり、トランスの音が増加したりする。一方、変動量Δｆは、小さすぎると端子雑音を抑制する効果が得られなくなるおそれがある。このため、変動量Δｆは、これらを両立できる適切な値が求められる。また、変動周期Ｐは、長すぎると出力電圧にリプルが生じてしまう。一方、変動周期Ｐは、短すぎるとトランスＴから高周波の動作音が発生してしまう。このため、変動周期Ｐは、これらを両立できる適切な値（例えば、周波数で５ｋＨｚ）が求められる。なお、変動量Δｆ、変動周期Ｐは予め制御部１１０が有する記憶部（不図示）に記憶されているものとする。
また、制御部１１０は、例えば図２（Ｂ）に示すように、スイッチング周波数が正弦波で変動するように制御してもよい。実際には、制御部１１０はスイッチング周期ごとに周波数を変動させるため、連続的な制御ではなく階段状の離散的な制御となる。更に、スイッチング周波数の変動は、図２（Ｂ）のような正弦波の変動でなくてもよいが、変動が緩やかであるほどトランスＴの動作音は静音となるため、スイッチング周波数の変動は正弦波に近づける方が好ましい。Ｓ３０３で制御部１１０は、Ｓ３０１で演算したＰＷＭ制御のデューティと、スイッチング周波数Ｆｂ＋ｆに基づき、ＦＥＴ１を制御するＤＳ信号を生成し、処理をＳ３０１に戻す。制御部１１０は、生成したＤＳ信号をＦＥＴ１のゲート端子に出力し、ＦＥＴ１のスイッチング動作を制御する。以上の制御を繰り返し行うことによって、制御部１１０はスイッチング電源１００の制御を行っている。
ところで、スイッチング電源１００の端子雑音と、トランスＴ１の音レベルの改善を両立するために、スイッチング周波数を散らす制御を行う期間と、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間を繰り返し制御する方法が有効な理由を説明する。トランスＴ１の音レベルを改善する他の方法として、変動量Δｆを小さくした場合、トランスＴ１の音のレベルは改善するものの、端子雑音の改善レベルが低下してしまう。実施例１で説明したスイッチング周波数を散らす制御を行う期間と、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間を繰り返し制御する方法では、実施例２の図６で説明するように、端子雑音の改善効果をより高めることができる。また、トランスＴ１の音レベルを改善する他の方法として、スイッチング周波数の変動周期Ｐを、複数の変動周期で変動させる方法が考えられる。しかしながら、スイッチング周波数の変動周期Ｐを、複数の変動周期で変動させた場合には、トランスから、複数の周波数の音が鳴ってしまう課題がある。
よって、スイッチング電源１００の制御部１１０が、スイッチング周波数を散らす制御を行う期間と、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間を繰り返し制御することが有効である。これにより、実施例１によれば、雑音端子電圧の低減とトランスから発生する音の低減とを両立することができる。
実施例２で説明するスイッチング電源４００は、実施例１で説明したスイッチング電源１００に対して、次の点が異なっている。実施例２では、制御部４１０にＣＰＵ１３を用いている点と、ＦＥＴ２及び電圧共振コンデンサＣ２を用いたアクティブクランプ回路を追加した点と、が異なっている。更に、実施例２では、フィードバック部１５１に出力電圧Ｖｏｕｔの制御目標電圧の切替え機能を追加した点と、切替え制御部１１８を有する点と、スイッチング周波数を散らす制御の方法と、が異なっている。なお、実施例１と同様の構成については、同一の符号を用いて説明を省略する。
（スイッチング電源）
図４はスイッチング電源４００の詳細を説明するための回路図である。スイッチング電源４００は、１次側に１次巻線Ｐ１、補助巻線Ｐ２と、２次側に２次巻線Ｓ１を備えた絶縁型のトランスＴ４を有している。トランスＴ４の１次巻線Ｐ１から、２次巻線Ｓ１には、図５（Ａ）で説明するＦＥＴ１とＦＥＴ２のスイッチング動作によってエネルギーを供給している。トランスＴ４の補助巻線Ｐ２には、ＦＥＴ１がオンした際に、１次巻線Ｐ１に印加される入力電圧Ｖｉｎに比例するフォワード電圧が出力されており、フォワード電圧はダイオードＤ４及びコンデンサＣ４によって整流平滑され、電源電圧Ｖｃｃが供給される。
スイッチング電源４００の１次側には、トランスＴ４の１次巻線Ｐ１に第１のスイッチング素子であるＦＥＴ１が直列に接続されている。電圧クランプ用のコンデンサＣ２と第２のスイッチング素子であるＦＥＴ２は直列に接続されている。直列に接続された電圧クランプ用のコンデンサＣ２とＦＥＴ２は、トランスＴ４の１次巻線Ｐ１に並列に接続されている。ＦＥＴ１及びＦＥＴ２の制御手段として、主にＣＰＵ１３及び駆動回路１４によって構成された、制御部４１０を有している。ＦＥＴ１と並列に接続された電圧共振用のコンデンサＣ１は、ＦＥＴ１及びＦＥＴ２のスイッチオフ時の損失を低減するために設けられている。ダイオードＤ１は、ＦＥＴ１のボディーダイオードである。同様に、ダイオードＤ２はＦＥＴ２のボディーダイオードである。
起動回路１３０は、３端子レギュレータ又は降圧型スイッチング電源であり、ＶＣ端子とＧ端子間に入力電圧Ｖｉｎが入力され、ＯＵＴ端子から電源電圧Ｖｃｃが出力されている。起動回路１３０は、補助巻線Ｐ２から供給される電源電圧Ｖｃｃが所定の電圧値以下の場合のみ動作する回路であり、スイッチング電源１００の起動時に電源電圧Ｖｃｃを供給するために用いられる。
レギュレータ１４０は、３端子レギュレータ又は降圧型スイッチング電源であり、レギュレータ１４０のＶＣ端子とＧ端子間には電源電圧Ｖｃｃが入力され、ＯＵＴ端子から電源電圧Ｖｃｃ２が出力されている。レギュレータ１４０は、電源電圧Ｖｃｃ２として、ＣＰＵ１３に適した、電源電圧Ｖｃｃよりも低い電圧値を出力している（Ｖｃｃ２＜Ｖｃｃ１）。
実施例２では制御部４１０の制御は、デジタル制御部としてＣＰＵ１３を用いている。ＣＰＵ１３のＶＣ端子とＧ端子の間には、レギュレータ１４０によって生成された電源電圧Ｖｃｃ２が供給されている。ＣＰＵ１３は、フィードバック部１５１からＦＢ端子に入力される信号に基づき、制御信号ＤＳ１（ＦＥＴ１のゲート駆動信号）及び制御信号ＤＳ２（ＦＥＴ２のゲート駆動信号）を出力している。ＣＰＵ１３は、駆動回路１４を介して、ＦＥＴ１及びＦＥＴ２の制御を行っている。また、ＣＰＵ１３は、電流検出抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１２を用いてＦＥＴ１のドレイン電流の平均値を検知している。ＣＰＵ１３は、ＩＳ端子に入力されたＦＥＴ１のドレイン電流の平均値を検知し、出力電圧Ｖｏｕｔに出力する負荷の検出を行っている。なお、ＩＳ端子に入力されるドレイン電流の平均値に相当する電圧を、以降、ＩＳ端子電圧という。
駆動回路１４は、制御信号ＤＳ１に従いＦＥＴ１のゲート駆動信号ＤＬを、制御信号ＤＳ２に従いＦＥＴ２のゲート駆動信号ＤＨを、それぞれ生成する回路である。駆動回路１４のＶＣ端子とＧ端子の間には、電源電圧Ｖｃｃが供給されている。また、ＦＥＴ２を駆動するため、コンデンサＣ６及びダイオードＤ６で構成されるチャージポンプ回路によって、ＶＨ端子とＧＨ端子の間に電源電圧Ｖｃｃが供給されている。駆動回路１４は、制御信号ＤＳ１がハイ状態になると、ＦＥＴ１のゲート駆動信号ＤＬをハイ状態とし、ＦＥＴ１をオン状態とする。同様に、駆動回路１４は、制御信号ＤＳ２がハイ状態になると、ＦＥＴ２のゲート駆動信号ＤＨをハイ状態とし、ＦＥＴ２をオン状態とする。
フィードバック部１５１は、ＳＴＡＮＢＹ信号に応じて、出力電圧Ｖｏｕｔに、第２の電圧である５Ｖを出力する第２の状態と、第１の電圧である２４Ｖを出力する第１の状態を切り替えることができる。フィードバック部１５１では、ＳＴＡＮＢＹ信号がハイ状態になると、ＦＥＴ５１がオン状態となり、抵抗Ｒ５５がショートされる。このため、フィードバック部１５１では、抵抗Ｒ５２と抵抗Ｒ５４の抵抗比率と、シャントレギュレータＩＣ５のＲＥＦ端子の電圧によって、出力電圧Ｖｏｕｔの制御電圧値が決定される状態となる。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔは高い電圧値（２４Ｖ）となる。フィードバック部１５１では、ＳＴＡＮＢＹ信号がロー状態になると、ＦＥＴ５１がオフ状態となる。このため、フィードバック部１５１では、抵抗Ｒ５２の抵抗値と、抵抗Ｒ５４と抵抗Ｒ５５の直列抵抗値の抵抗比率と、シャントレギュレータＩＣ５のＲＥＦ端子の電圧によって、出力電圧Ｖｏｕｔの制御電圧値が決定される状態となる。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔは低い電圧値（５Ｖ）となる。ＦＥＴ５１のゲート端子とソース端子間には抵抗Ｒ５６が接続されている。
切替手段である切替え制御部１１８は、ＳＴＡＮＢＹ信号に基づき、ＣＰＵ１３がスタンバイ状態とスリープ状態の切替え制御を行うために用いられる。ＳＴＡＮＢＹ信号がハイ状態になると、ＦＥＴ８１がオン状態となり、抵抗Ｒ８１を介してフォトカプラＰＣ８の２次側ダイオードに電流が流れる。その後、フォトカプラＰＣ８の１次側トランジスタが動作すると、コンデンサＣ８から電荷が放電され、ＣＰＵ１３のＳＬＥＥＰ端子の電圧はロー状態になる。ＳＴＡＮＢＹ信号がロー状態になると、電源電圧Ｖｃｃから、抵抗Ｒ８０を介してコンデンサＣ８が充電され、ＣＰＵ１３のＳＬＥＥＰ端子の電圧はハイ状態になる。ＣＰＵ１３はＳＬＥＥＰ端子の電圧に基づき、スイッチング電源４００のスタンバイ状態（ＳＬＥＥＰ端子＝ロー状態）、とスリープ状態（ＳＬＥＥＰ端子＝ハイ状態）の判断を行っている。ＦＥＴ８１のゲート端子とソース端子間には抵抗Ｒ８２が接続されている。
（スイッチング電源の制御）
図５はスイッチング電源４００の制御方法の説明図である。図５（Ａ）は、スタンバイ状態におけるＦＥＴ１及びＦＥＴ２の制御方法の説明図である。（ｉ）は制御信号ＤＬ（ＦＥＴ１のゲート駆動信号）を示し、（ｉｉ）は制御信号ＤＨ（ＦＥＴ２のゲート駆動信号）を示し、（ｉｉｉ）はＦＥＴ１のドレイン電流を示し、（ｉｖ）はＦＥＴ１のドレイン端子とソース端子間の電圧を示す。横軸はいずれも時間（ミリ秒（ｍｓｅｃ））を示す。なお、例えば、制御信号ＤＬの立ち上りエッジから次の立ち上りエッジまでをスイッチング周期とする。
まずは、スイッチング電源４００のアクティブクランプ動作について説明する。ＣＰＵ１３は、ＦＥＴ１及びＦＥＴ２を、所定のデッドタイムを設けて交互にオン、オフさせて繰り返し制御している。制御信号ＤＬがハイ状態になると、ＦＥＴ１がオン状態となり、ＦＥＴ１のドレイン電流が線形増加する（図５（Ａ）（ｉｉｉ））。制御信号ＤＬがロー状態になると、ＦＥＴ１がオフ状態となり、トランスＴ１のフライバック電圧は、アクティブクランプ回路（ＦＥＴ２及びコンデンサＣ２）によって吸収され、トランスＴ４とコンデンサＣ２によって電圧共振が生じる。この電圧共振の期間において、制御信号ＤＨはハイ状態で保たれている。続いて制御信号ＤＨをロー状態にすると、ＦＥＴ２がオフ状態になり、ＦＥＴ１のドレイン端子とソース端子間の電圧が急激に低下する（図５（Ａ）（ｉｖ））。ＦＥＴ１のドレイン端子とソース端子間の電圧がマイナスになったタイミングで、制御信号ＤＬをハイ状態にすると、ＦＥＴ１をゼロボルトスイッチングすることができる。このように、アクティブクランプ動作を行うと、ＦＥＴ１をゼロボルトスイッチングすることができ、またトランスＴ１のリーケージインダクタンスに充電されたエネルギーをコンデンサＣｉｎに回生することができる。このため、スイッチング電源１００に対して、スイッチング電源４００は電源効率を高めることができる。
（フィードバック制御）
次に、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック制御方法について説明する。ＣＰＵ１３は、ＦＢ端子電圧に応じて、ＦＥＴ１のオン時間を制御することで、ＦＥＴ１のオンデューティを制御しており、出力電圧Ｖｏｕｔの制御を行っている。また、ＣＰＵ１３は、ＩＳ端子電圧が大きくなると、スイッチング電源４００の負荷が大きくなったことを検出し、ＩＳ端子電圧に応じて、ＦＥＴ２のオン時間を長くする制御を行う。よって、スイッチング電源４００のスイッチング周波数Ｆｃは、次の式（２）に示すように、スイッチング電源４００の負荷等の状態によって変動する。
Ｆｃ＝１／（制御信号ＤＬのオン時間＋制御信号ＤＨのオン時間＋デッドタイム×２） （式２）
図５（Ｂ）は、スイッチング電源４００のスリープモードにおいて、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値を低下させる方法を説明する図である。図５（Ｂ）の（ｉ）〜（ｉｖ）は図５（Ａ）の（ｉ）〜（ｉｖ）と同様の波形を示す。ＣＰＵ１３は、ＳＬＥＥＰ信号に基づき、スタンバイモードからスリープモードへの移行を判断すると、制御信号ＤＬのオン時間を短く、制御信号ＤＨのオン時間を長く制御する。これにより、ＣＰＵ１３は、制御信号ＤＬのオンデューティを低下させ、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させている。
また、ＣＰＵ１３は、スリープモードにおける雑音端子電圧を低減するため、スタンバイモードに比べて、スイッチング周期が長くなるように制御を行う特徴を有している。スリープモードにおいては、一般的に、スタンバイモードよりも高い静寂性が求められる。そのため、スイッチング電源４００では、スリープモードにおいて、スイッチング周波数を散らす制御を行っておらず、代わりに、スイッチング周期を長くすることで、スイッチング回数を低下させ、端子雑音ノイズを低減させている。
また、スイッチング電源４００は、スリープモードにおいて、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させることによって、スリープモードにおけるＦＥＴ１のドレイン電流を低く抑え（図５（Ｂ）（ｉｉｉ））、スイッチング電源４００の効率を高める特徴を有している。出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎ、トランスＴ４の巻線比、制御信号ＤＬのオンデューティに比例する。ここで、トランスＴ４の１次巻線の巻数をＰｎ１、２次巻線の巻数をＰｎ２とすると、トランスＴ４の巻線比は、Ｐｎ２／Ｐｎ１となる。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させることで、制御信号ＤＬのオン時間を短くしつつ、スイッチング周期を長くすることができる。
（スイッチング周波数を散らす制御）
図５（Ｃ）はスイッチング周波数を散らす制御の説明図であり、図２（Ｂ）と同様のグラフである。第１の制御であるスイッチング周波数を散らす制御とは、制御部１１０がＦＢ端子電圧に基づいて決定したスイッチング周波数Ｆｂを基準として、所定の範囲内Δｆ、所定の周期Ｐでスイッチング周波数を変動させる制御である。これに対して、スイッチング周波数を、制御部１１０がＦＢ端子電圧に基づいて決定したスイッチング周波数Ｆｂに固定してスイッチング動作を行う、散らす制御を行わない制御を第２の制御とする。実施例２のスタンバイモードにおいても、実施例１と同様に、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間〔５〕とスイッチング周波数を散らす制御を行う期間〔６〕を交互に設けている。なお、スリープモードにおけるスイッチング周波数をＦｃ２とし、図５（Ｃ）のグラフには点線で示す。上述したように、スリープモードでは、スイッチング周波数を散らす制御は行われないため、一定の周波数（Ｆｃ２）となっている。
スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間〔５〕では、図５（Ａ）で説明したように、スイッチング周波数を式（２）で演算されたスイッチング周波数Ｆｃで制御している。なお、図５（Ｃ）には、スイッチング周波数Ｆｃの演算結果が一定の場合を示している。スイッチング電源４００の制御方法は、図２（Ｂ）で説明した制御方法に比べて、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間〔５〕のスイッチング周波数が、変動量Δｆの範囲内で最も高周波になるように制御する点が異なる。図５（Ｃ）に示すように、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間〔５〕の長さや、スイッチング周波数を停止する周波数を最適化することで、スイッチング周波数を散らす制御を停止しない場合に比べて、端子雑音やノイズを更に低減できる。
（雑音端子電圧の測定結果）
図６（Ａ）は、次の制御方法を用いた場合の雑音端子電圧（平均値）の測定結果である。（１）は散らし制御を行わない場合の雑音端子電圧の測定結果であり、６２．３ｄＢとなる。（２）はスイッチング周波数を散らす制御を停止する期間を設けずに変動周期Ｐを６ｋＨｚとして制御した場合の雑音端子電圧の測定結果であり、５４．９ｄＢとなる。（３）はスイッチング周波数の変動周期Ｐを６ｋＨｚとして、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間のスイッチング周波数が、最も高周波になるように制御した場合の雑音端子電圧の測定結果であり、５１．３ｄＢとなる。図６（Ａ）に示すように、スイッチング周波数を散らす制御を行う期間と、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間を繰り返し制御することで、端子雑音を更に低減できることがわかる。
また、図６（Ａ）の（２）は、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間を設けない場合に、各周波数におけるノイズレベル（平均値）を測定した結果を示す。（２）のスイッチング周波数を散らす制御を停止する期間を設けない場合には、高周波（２２２ｋＨｚ）に比べて、低周波（２０８ｋＨｚ）の方が比較的ノイズレベルが高いことがわかる。
また、図６（Ａ）の（３）は、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間の周波数が最も高周波になるように制御した場合に、各周波数におけるノイズレベル（平均値）を測定した結果を示す。（３）のスイッチング周波数を散らす制御を停止する期間のスイッチング周波数が、最も高周波になるように制御した場合には、低周波（２０８ｋＨｚ）から高周波（２２２ｋＨｚ）まで、均一にノイズが生じている。このため、（３）の制御では、雑音端子電圧のマージンをより改善することができる。図６（Ａ）の結果は、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間の周波数を、スイッチング周波数を散らす制御を行う期間の平均周波数よりも高い周波数に設定することで、雑音端子電圧をより改善することができる例を示している。
また、図６（Ｂ）は、散らす制御を停止する期間を設けた場合におけるトランス音の改善効果を示すグラフであり、トランスＴ４の近傍で測定した音のスペクトルを示す。図６（Ｂ）は、横軸に周波数（Ｈｚ）、縦軸に音（ｄＢ）を示し、実線は散らす制御を停止する期間を設けた場合を示し（停止制御有り）、点線は散らす制御を停止する期間を設けない場合を示す（停止制御なし）。グラフに実線で記載した停止制御有りの場合、トランスＴ４の音は、点線で記載した停止制御なしの場合に比べて、スイッチング周波数の変動周期Ｐ（＝６ｋＨｚ）の音を約７ｄＢ改善できている。
（スイッチング電源の制御）
図７は実施例２のＣＰＵ１３による、スイッチング電源４００の制御シーケンスを説明するフローチャートである。ＣＰＵ１３は、交流電源１０がスイッチング電源４００に接続され、スイッチング電源４００に電力供給される状態になると、Ｓ６０２以降の処理を開始する。Ｓ６０２でＣＰＵ１３は、スイッチング電源４００の状態をスリープ状態に遷移させる。電源の起動時にはまずスリープ状態から制御が開始される。具体的には、ＣＰＵ１３は、出力電圧Ｖｏｕｔを低い状態とし、制御信号ＤＬのオン時間を短い状態、制御信号ＤＨのオン時間を長い状態とし、スイッチング周期を長い状態にする。
Ｓ６０３でＣＰＵ１３は、ＦＢ端子電圧に基づき制御信号ＤＬのオン時間を演算する。Ｓ６０４でＣＰＵ１３は、ＩＳ端子電圧に基づき制御信号ＤＨのオン時間を演算する。Ｓ６０５でＣＰＵ１３は、制御信号ＤＬのオン時間、制御信号ＤＨのオン時間、固定時間のデッドタイムに基づき、制御信号ＤＨ及び制御信号ＤＬを生成する。Ｓ６０６でＣＰＵ１３は、切替え制御部１１８から入力されるＳＬＥＥＰ信号に基づき、スイッチング電源４００をスリープ状態からスタンバイ状態へ遷移させるか否かの判断を行う。Ｓ６０６でＣＰＵ１３は、ＳＬＥＥＰ信号がロー状態であることを検知した場合、スリープ状態からスタンバイ状態へ遷移させると判断し、処理をＳ６０７に進め、スタンバイ状態に移行する制御を行う。Ｓ６０６でＣＰＵ１３は、ＳＬＥＥＰ信号がハイ状態であることを検知した場合、スリープ状態を維持するため処理をＳ６０３に戻し、Ｓ６０３〜Ｓ６０５の制御を繰り返し行う。このように、スリープモードでは、スイッチング周波数を散らす制御は行われない。
Ｓ６０７でＣＰＵ１３は、スイッチング電源４００の状態をスタンバイ状態に移行するための制御を行う。具体的には、ＣＰＵ１３は、出力電圧Ｖｏｕｔを高い状態とし、制御信号ＤＬのオン時間を長い状態、制御信号ＤＨのオン時間を短い状態とし、スイッチング周期を短い状態にし、処理をＳ６０９に進める。Ｓ６０９でＣＰＵ１３は、ＦＢ端子電圧に基づき制御信号ＤＬのオン時間を演算する。Ｓ６１０でＣＰＵ１３は、ＩＳ端子電圧に基づき制御信号ＤＨのオン時間を演算する。Ｓ６１１でＣＰＵ１３は、図５（Ｃ）に示すように、変動量Δｆ、変動周期Ｐで変動する、現在の散らし量ｆを求める。制御信号ＤＬのオン時間の変動量をＰｌ、制御信号ＤＨのオン時間の変動量をＰｈとする。ＣＰＵ１３は、制御信号ＤＬのオン時間の変動量Ｐｌと制御信号ＤＨのオン時間の変動量Ｐｈを変動させることで、スイッチング周期の散らし制御を行う。制御信号ＤＬのオン時間の変動量Ｐｌと、制御信号ＤＨのオン時間の変動量Ｐｈと、散らし量ｆとの関係は、次の式（３）から求められる。
１／ｆ＝Ｐｌ＋Ｐｈ （３）
散らし量ｆは変動量Ｐｌ及び変動量Ｐｈに基づく量であるため、以降、ｆ（Ｐｌ、Ｐｈ）と表記する場合もある。散らし量ｆ（Ｐｌ、Ｐｈ）はＣＰＵ１３に内蔵されるタイマー（不図示）等を用いて、ＣＰＵ１３によって演算できる。
Ｓ６１２でＣＰＵ１３は、制御信号ＤＬのオン時間、制御信号ＤＨのオン時間、現在の散らし量ｆ（Ｐｌ、Ｐｈ）、固定時間のデッドタイムに基づき、制御信号ＤＨ及び制御信号ＤＬを生成し、処理をＳ６０８に進める。Ｓ６０８でＣＰＵ１３は、切替え制御部１１８から入力されるＳＬＥＥＰ信号に基づき、スイッチング電源４００をスタンバイ状態からスリープ状態へ遷移させるか否かの判断を行う。Ｓ６０８でＣＰＵ１３は、ＳＬＥＥＰ信号がハイ状態であることを検知した場合、スタンバイ状態からスリープ状態へ遷移させるために処理をＳ６０２に戻し、スリープ状態に移行する。Ｓ６０８でＣＰＵ１３は、ＳＬＥＥＰ信号がロー状態であることを検知した場合、スタンバイ状態を維持するために処理をＳ６０９に進め、Ｓ６０９〜Ｓ６１２の制御を繰り返し行う。以上の制御を行うことによって、ＣＰＵ１３はスイッチング電源４００の制御を行っている。
以上に説明したように、スイッチング電源４００の制御部４１０が、スイッチング周波数を散らす制御を行う期間と、スイッチング周波数を散らす制御を停止する期間を有している。また、実施例２のスタンバイモードにおけるスイッチング周波数を散らす制御を停止する期間では、スイッチング周波数の変動量Δｆの範囲の中で最も高い周波数に、スイッチング周波数が設定される。更に、実施例２のスリープモードではスイッチング周波数を散らす制御は行われない。これにより、実施例２によれば、雑音端子電圧の低減とトランスから発生する音の低減とを両立することができる。
実施例１、２で説明した電源装置であるスイッチング電源１００、４００は、例えば画像形成装置の低圧電源、即ちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給するスイッチング電源として適用可能である。以下に、実施例２のスイッチング電源４００を適用した画像形成装置の構成を説明する。
［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図８は電子写真記録技術を用いたレーザプリンタ（画像形成装置）７００の断面図である。プリント信号が発生すると、画像情報に応じて変調されたレーザ光をスキャナユニット７２１が出射し、帯電ローラ１６によって所定の極性に帯電された感光ドラム１９を走査する。これにより感光ドラム１９には静電潜像が形成される。この静電潜像に対して現像器１７からトナーが供給され、感光ドラム１９上に画像情報に応じたトナー画像が形成される。一方、給紙カセット７１１に積載された記録材（記録紙）Ｐはピックアップローラ７１２によって一枚ずつ給紙され、ローラ７１３によってレジストレーションローラ７１４（以下、レジストローラ７１４という）に向けて搬送される。
更に、記録材Ｐは、感光ドラム１９上のトナー画像が感光ドラム１９と転写ローラ２０で形成される転写位置に到達するタイミングに合わせて、レジストローラ７１４から転写位置へ搬送される。記録材Ｐが転写位置を通過する過程で感光ドラム１９上のトナー画像は記録材Ｐに転写される。その後、記録材Ｐは加熱装置２００で加熱されてトナー画像が記録材Ｐに加熱定着される。定着済みのトナー画像を担持する記録材Ｐは、ローラ２６、２７によってレーザプリンタ７００上部のトレイに排出される。なお、１８は感光ドラム１９を清掃するクリーナである。商用の交流電源１０に接続された、加熱装置の制御回路３００から、加熱装置２００へ電力供給している。上述した、感光ドラム１９、帯電ローラ１６、スキャナユニット７２１、現像器１７、転写ローラ２０が、記録材Ｐに未定着画像を形成する画像形成部を構成している。なお、スイッチング電源４００を適用可能な画像形成装置は、図８に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム１９上のトナー像を中間転写ベルトに転写する１次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する２次転写部を備える画像形成装置であってもよい。
レーザプリンタ７００は、画像形成部による画像形成動作や、記録材Ｐの搬送動作を制御するコントローラ３０１を備えている。コントローラ３０１は、実施例１、２で説明したＳＴＡＮＢＹ信号及びＴＲ１＿ＯＮ信号を出力しており、スイッチング電源４００及び制御回路３００を制御している。また、スイッチング電源４００は、感光ドラム１９を回転させるため又は記録材Ｐを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部や、コントローラ３０１に電力を供給している。
次に、レーザプリンタ７００のスタンバイモードとスリープモードについて説明する。レーザプリンタ７００のスタンバイモードは、画像形成が可能な状態と定義する。スタンバイモードにおいては、コントローラ３０１が、加熱装置２００の制御回路３００を制御し、加熱装置２００のヒータ抵抗ＲＨ１に電力を供給可能な状態である。レーザプリンタ７００のスリープモードは、画像形成が不可能な状態と定義する。スリープモードにおいては、制御回路３００のリレーＲＬ１はオフ状態であり、加熱装置２００のヒータ抵抗ＲＨ１に電力を供給不可能な状態である。
レーザプリンタ７００では、スタンバイモードにおいて、スイッチング電源４００のノイズに加えて、制御回路３００によるノイズが生じるため、雑音端子電圧が増加する。そのため、スタンバイモードにおいては、図５（Ｃ）で説明したスイッチング周波数を散らす制御を行うことで、レーザプリンタ７００の雑音端子電圧を低減させている。
また、レーザプリンタ７００は、スリープモードにおいては、制御回路３００によるノイズが生じないため、レーザプリンタ７００の雑音端子電圧を低く抑えることができる。またレーザプリンタ７００のスリープモードでは、レーザプリンタ７００が備えるファン（不図示）やモータ（不図示）等の駆動部品が停止する。このため、スリープモードでは、相対的にスイッチング電源４００をより静穏化する必要がある。よって、レーザプリンタ７００のスリープモードにおいては、スイッチング電源４００のスイッチング周波数を散らす制御を行わないことで、レーザプリンタ７００の静穏化を行っている。以上、実施例４によれば、雑音端子電圧の低減とトランスから発生する音の低減とを両立することができる。
１１０ 制御部
１５０ フィードバック部
ＦＥＴ１ スイッチング素子
Ｔ１ トランス

Claims (9)

  1. １次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
    前記トランスの前記１次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、
    前記トランスの前記２次巻線に誘起された電圧に応じて、１次側にフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、
    前記フィードバック電圧に基づいて、前記スイッチング素子をオン又はオフさせるスイッチング動作を制御する制御手段と、
    を備え、
    前記制御手段は、前記スイッチング動作の周波数を、前記フィードバック電圧に基づいて決定された周波数に応じた所定の範囲内及び所定の周期で変動させる第１の制御と、前記フィードバック電圧に基づいて決定された周波数に応じた所定の範囲内及び所定の周期で変動させずに、前記スイッチング動作の周波数を制御する第２の制御と、を交互に繰り返すことを特徴とする電源装置。
  2. 前記制御手段は、前記第２の制御において、前記スイッチング動作の周波数を前記決定された周波数に固定することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  3. 前記制御手段は、前記第２の制御において、前記スイッチング動作の周波数を前記所定の範囲よりも狭い範囲内で変動させることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  4. １次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
    前記トランスの前記１次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、
    前記トランスの前記１次巻線に並列に接続された第２のスイッチング素子と、
    前記第２のスイッチング素子に直列に接続され、前記第２のスイッチング素子とともに前記トランスの前記１次巻線に並列に接続されたコンデンサと、
    前記トランスの前記２次巻線に誘起された電圧に応じて、１次側にフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、
    前記フィードバック電圧に基づいて、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のオン又はオフを制御する制御手段と、
    を備え、
    前記制御手段は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子をともにオフさせるデッドタイムを挟んで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を交互にオン又はオフさせるスイッチング動作を行う電源装置であって、
    外部から入力された信号に応じて、前記２次巻線から出力される出力電圧を第１の電圧とする第１の状態と、前記出力電圧を前記第１の電圧よりも低い第２の電圧とする第２の状態と、に切り替える切替手段を備え、
    前記制御手段は、前記第１の状態において、前記スイッチング動作の周波数を、前記フィードバック電圧に基づいて決定された周波数に応じた所定の範囲内及び所定の周期で変動させる第１の制御と、前記フィードバック電圧に基づいて決定された周波数に応じた所定の範囲内及び所定の周期で変動させずに、前記スイッチング動作の周波数を制御する第２の制御と、を交互に繰り返すことを特徴とする電源装置。
  5. 前記制御手段は、前記第１の状態における前記第２の制御において、前記スイッチング動作の周波数を前記所定の範囲内における最も高い周波数に固定することを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
  6. 前記制御手段は、前記第２の状態において、前記第１の制御を行わないことを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の電源装置。
  7. 前記制御手段は、前記第２の状態における前記スイッチング動作の周期が、前記第１の状態における前記スイッチング動作の周期よりも長くなるように制御することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
  8. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
    請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電源装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。
  9. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
    前記画像形成手段を制御するコントローラと、
    請求項４から請求項７のいずれか１項に記載の電源装置と、
    を備え、
    前記コントローラは、前記切替手段により前記第１の状態と前記第２の状態を切り替えるための前記信号を前記電源装置に出力することを特徴とする画像形成装置。
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