JP2015104281A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング電源の間欠発振状態においてトランスから発生する可聴領域の音を低減すること。
【解決手段】制御ＩＣ６０７は、ＦＢ端子電圧が予め決められた値より低くなると、ＦＥＴ６０５を連続発振状態から間欠発振状態に移行させる電源装置であって、連続発振状態から間欠発振状態に移行すると、コンパレータ１０１の出力がローレベルとなりトランジスタ１０８がオン状態となって、ＩＳ端子電圧が補正されて、ＦＥＴ６０５のオン時間を短くするように切り替える。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置及び画像形成装置に関し、特に、軽負荷時におけるトランスからの可聴領域の音の発生を緩和するスイッチング電源に関する。

例えば、図５（ａ）に示すようなスイッチング電源では、負荷が軽くなるとスイッチング素子の駆動を間欠発振状態にして、消費電力を低減するように制御している。なお、図５（ａ）の詳細な説明は実施の形態において後述する。そしてスイッチング電源の間欠発振の周期又は高周波成分が可聴領域に入ることで、トランスから音鳴りが発生することが知られている。スイッチング電源が間欠発振状態で動作しているとき、電子機器の負荷モード（負荷状態）としてはスリープモードが支配的であり、スタンバイモードとしては負荷状態として非常に低い（負荷がスリープモードに近い）範囲が間欠発振状態に対応している。図５（ｂ）は、電子機器の負荷モードに対するスイッチング電源の状態を示した概念図である。電子機器の負荷モードには、例えば、オペレーションモード、スタンバイモード、スリープモードがあり、スイッチング電源の状態には、連続発振状態、間欠発振状態がある。オペレーションモードとは、電子機器が動作を実行している状態であり、スタンバイモードとは、電子機器が動作を実行しておらず動作の指示を待機している状態（動作をすぐに実行できる状態）である。そして、スリープモードとは、電子機器における一部の電力の供給を停止した省エネルギー状態である。図５（ｂ）（Ａ）が従来のスイッチング電源の状態を示す概念図であり、間欠発振状態に占めるスリープモードの割合（α）がスタンバイモードの割合（β）に対して非常に大きくなっている。このため、軽負荷時におけるトランスからの音鳴り対策として、電子機器の制御部からスリープモードであることを示す信号をスイッチング電源に送信する。そして、スリープモードであることを示す信号をトリガにしてスイッチング素子のオン幅を強制的に狭めるように制御している（例えば、特許文献１参照）。

特開２０００−１８４７０９号公報

しかしながら、近年、電子機器の消費電力は、従来にも増してますます低下してきている。この低消費電力化の影響により、スイッチング電源の間欠発振状態に対する負荷モードは、スリープモードよりもスタンバイモードが支配的になる。そのためトランスからの音鳴りも、スリープモード時よりもスタンバイモード時の方が目立つようになってきている。図５（ｂ）（Ｂ）が近年のスイッチング電源の状態を示す概念図であり、間欠発振状態に占めるスリープモードの割合（γ）がスタンバイモードの割合（δ）に対して非常に小さくなっている。このため、従来のように電子機器の制御部からスリープモードであることを示す信号をトリガにしてトランスの音鳴りの対策をしようとしても、対策しきれなくなっている。この対策として負荷全体に対して音鳴り対策を取ろうとすると、重負荷であるオペレーションモードにおいてもスイッチング素子のオン幅（オン時間）を狭める制御を行うこととなってしまう。その結果、重負荷であるオペレーションモード時でも駆動周波数を上げることになってしまい、消費電力の低下を妨げ、スイッチングノイズを増加させてしまうことになる。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、スイッチング電源の間欠発振状態においてトランスから発生する可聴領域の音を低減することを目的としている。

上述した課題を解決するために、本発明は以下の構成を備える。

（１）一次巻線及び二次巻線を有し、一次側と二次側を絶縁するトランスと、前記一次巻線に流れる電流をオン又はオフするスイッチング動作を行うスイッチング素子と、前記二次巻線に生成された電圧に応じた電圧を出力するフィードバック手段と、前記フィードバック手段により出力された電圧に基づいて前記スイッチング素子がオンするオン時間を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記フィードバック手段により出力された電圧が予め決められた値より低くなると、前記スイッチング素子を所定周期で連続発振させる連続発振状態から、前記スイッチング素子を前記所定周期よりも長い周期で間欠発振させる間欠発振状態に移行させる電源装置であって、前記連続発振状態から前記間欠発振状態に移行すると、前記スイッチング素子の前記オン時間を前記連続発振状態のオン時間よりも短くするように切り替える切替手段を備えることを特徴とする電源装置。

（２）記録材に画像形成を行う画像形成手段を備え、画像形成を行う第一モードと、前記第一モードよりも消費する電力が低く画像形成に備えて待機する第二モードと、前記第二モードよりも消費する電力が低く動作を休止する第三モードと、で稼働することが可能な画像形成装置であって、前記（１）に記載の電源装置を備えることを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、スイッチング電源の間欠発振状態においてトランスから発生する可聴領域の音を低減することができる。

実施例１のスイッチング電源の回路図 実施例１のＩＳ端子電圧の波形を示す図 実施例２のスイッチング電源の回路図、ＩＳ端子電圧の波形を示す図 実施例３のスイッチング電源の回路図、実施例４の画像形成装置の構成図 従来例のスイッチング電源の回路図、スイッチング電源の状態と負荷モードの関係を示す概念図

以下、本発明を実施するための形態を、実施例により図面を参照しながら詳しく説明する。

［従来のスイッチング電源］
後述する実施例との比較のために、図５（ａ）を用いて従来のスイッチング電源の回路を説明する。コンセントから供給される交流電源６０１（図５（ａ）中、単にＡＣと図示）の電圧は、不図示のノイズフィルタを介してダイオードブリッジ６０２に供給され、交流電圧が全波整流される。ダイオードブリッジ６０２により全波整流された電圧は、電解コンデンサ６０３によって平滑され、トランス６０４の一次側主巻線（以下、単に一次巻線という）６０４ａに供給される。なお、トランス６０４は、一次巻線６０４ａ及び二次巻線６０４ｂを有し、一次側と二次側を絶縁するものである。スイッチング素子（以降、ＦＥＴと呼ぶ）６０５のゲート端子は抵抗６０６を介して制御手段である制御ＩＣ６０７のＯＵＴ端子に接続され、ＦＥＴ６０５のドレイン端子がトランス６０４の一次巻線６０４ａの他端（●印のない側）に接続されている。制御ＩＣ６０７は、ＦＥＴ６０５を所定周期でオンオフ制御する。ＦＥＴ６０５がオン状態のとき、トランス６０４の一次巻線６０４ａには電流が流れるとともに、励磁エネルギーがトランス６０４内に蓄積される。このとき、トランス６０４の二次巻線６０４ｂは、巻方向が一次巻線と逆方向であるため、二次巻線６０４ｂの●印側が正極となる。この場合、整流ダイオード６０８の整流作用によって、トランス６０４から負荷側に電流は流れず、負荷電流は電解コンデンサ６０９、６１０からの供給となる。なお、チョークコイル６１１は、出力電圧のスパイク／リップル成分を低減するために設けられている。

一方、ＦＥＴ６０５がオフ状態のとき、トランス６０４に蓄積された励磁エネルギーは二次側に伝達され、二次巻線６０４ｂの●印のある端子と逆側の端子が正極となるため、整流ダイオード６０８、チョークコイル６１１を介して負荷側に電流が流れる。制御ＩＣ６０７は、スイッチング電源の制御を行う制御ＩＣであり、ＦＢ端子、ＩＳ端子、ＯＵＴ端子の３つの端子を有している。制御ＩＣ６０７のＦＢ端子は出力電圧Ｖｃｃに応じたフィードバック電圧を入力する端子、ＩＳ端子はＦＥＴ６０５に流れる電流を変換した電圧を入力する端子、ＯＵＴ端子はＦＥＴ６０５を駆動するためのゲート端子へのパルス電圧を出力する端子である。シャントレギュレータ６１２は、出力電圧Ｖｃｃを抵抗６１３、６１４で分圧した電圧と、シャントレギュレータ６１２内部の基準電圧を比較し、出力電圧Ｖｃｃを一定電圧になるように制御している。例えば、二次側負荷が重くなり出力電圧Ｖｃｃが下降すると、シャントレギュレータ６１２は内部に流れる電流量を減らし、フォトカプラ６１５の発光ダイオード６１５ａに流れる電流量を減少させる。すると、フォトカプラ６１５のフォトトランジスタ６１５ｂに流れる電流も減少し、制御ＩＣ６０７のＦＢ端子の電圧（以下、ＦＢ端子電圧とする）は上昇する。なお、ＦＢ端子は制御ＩＣ６０７内部でプルアップされている。このように、シャントレギュレータ６１２、フォトカプラ６１５はフィードバック手段として機能する。

変換手段である抵抗６１６はＦＥＴ６０５に流れる電流を電圧変換するための抵抗であり、抵抗６１６で電圧変換されたＦＥＴ６０５のドレイン電流は、ノイズ低減用の抵抗６１７を介して制御ＩＣ６０７のＩＳ端子に入力される。制御ＩＣ６０７は、ＦＢ端子とＩＳ端子に入力される電圧を比較し、ＩＳ端子の電圧（以下、ＩＳ端子電圧とする）がＦＢ端子電圧に到達したことを、不図示の内部のエラーアンプにより検出する。制御ＩＣ６０７は、ＩＳ端子電圧がＦＢ端子電圧に到達したことを検出すると、ＯＵＴ端子からの出力をローレベルに設定してＦＥＴ６０５をオフする。このため、負荷が重くなりＦＢ端子電圧が上昇すると、ＦＥＴ６０５のオン幅は拡がるように制御され、低下した出力電圧を増加するように機能する。

一方、二次側負荷が軽くなり出力電圧Ｖｃｃが上昇すると、シャントレギュレータ６１２は内部に流れる電流量を増加させ、フォトカプラ６１５の発光ダイオード６１５ａの電流量を増やす。すると、フォトカプラ６１５のフォトトランジスタ６１５ｂに流れる電流も増加するため、制御ＩＣ６０７のＦＢ端子電圧は下降する。上述したように、制御ＩＣ６０７は、不図示の内部のエラーアンプでＩＳ端子電圧とＦＢ端子電圧を比較し、ＩＳ端子電圧がＦＢ端子電圧と一致した時点で、ＯＵＴ端子からの出力をローレベルに設定してＦＥＴ６０５をオフする。このため、負荷が軽くなり、ＦＢ端子電圧が下降すると、ＦＥＴ６０５のオン幅は狭まるように制御され、上昇した出力電圧を減少するように機能する。

なお、制御ＩＣ６０７はＦＢ端子電圧が所定電圧値以下になると、二次側の負荷が十分に低下したと判断して、ＦＥＴ６０５を間欠発振状態で制御し、ＦＥＴ６０５の消費電力を極めて低くなるように制御する。また、制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧が所定電圧以上になると、スイッチング電源が過負荷状態になったと判断し、ＯＵＴ端子の出力をローレベルに設定して、ＦＥＴ６０５のスイッチング動作を停止するように制御する。なお、ＦＢ端子電圧、ＩＳ端子電圧の閾値は、一般的に制御ＩＣ６０７内部で決まり、外部から変更することはできない。

［スイッチング電源］
図１は実施例１の電源装置であるスイッチング電源の回路図、図２はその動作波形を示す図であり、図５（ａ）と同じ構成要素については、同一符号を付し説明を省略する。コンパレータ１０１は、非反転入力端子が抵抗１０２を介して制御ＩＣ６０７のＦＢ端子に接続されている。また、コンパレータ１０１は、反転入力端子に抵抗１０３と抵抗１０４が接続され、それぞれ比較電圧源１０５とコンパレータ１０１の出力端子に接続されている。抵抗１０２と抵抗１０３は、コンパレータ１０１の入力インピーダンスを揃えるために一般的に同じ抵抗値が選定される。また、抵抗１０４は、コンパレータ１０１の比較電圧にヒステリシスを持たせるための抵抗であり、動作原理上、抵抗１０４は構成しなくても構わない。比較電圧源１０５の電圧（所定閾値）は、制御ＩＣ６０７のＦＢ端子電圧が間欠発振状態に遷移する条件（間欠発振条件ともいう）となる電圧値（予め決められた値、仕様値）と同等の電圧に設定する。また、比較電圧源１０５は、制御ＩＣ６０７の電源電圧を抵抗分割して生成したり、ツェナーダイオードを用いたりする等して安定した電圧源となっている。補助電源１０６は、トランス６０４に巻かれた不図示の補助巻線の電圧を不図示のダイオードと不図示のコンデンサにより整流、平滑することで、所定電圧値を得ている。定電流源１０７は、図１の場合は、ＣＲＤ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｉｖｅ Ｄｉｏｄｅ）で構成している。ｐｎｐ型トランジスタ（以下、単にトランジスタという）１０８は、定電流源１０７からの電流を供給、遮断するための素子である。

このように構成されているスイッチング電源において、通常負荷時においては、制御ＩＣ６０７のＦＢ端子に入力される電圧値は、間欠発振条件である電圧値（比較電圧源１０５の電圧値）よりも十分に大きい。なお、ここでの通常負荷時とは、スイッチング電源が連続発振状態にあるときをいう。このため、コンパレータ１０１の出力はハイレベルとなり、トランジスタ１０８はオフ状態、即ち遮断状態を維持する。しかし、負荷が徐々に軽くなることで制御ＩＣ６０７のＦＢ端子電圧の電圧値が低下し、比較電圧源１０５の電圧よりもＦＢ端子電圧が下回る。即ち、コンパレータ１０１の反転入力端子に入力される電圧値よりも非反転入力端子に入力される電圧値の方が下回り、コンパレータ１０１の出力はローレベルに切り替わる。コンパレータ１０１の出力がローレベルに切り替わると、トランジスタ１０８がオン状態、即ち導通状態となる。トランジスタ１０８が導通すると、定電流源１０７の電流が抵抗６１７、６１６に流れ、制御ＩＣ６０７のＩＳ端子に入力される電圧が所定電圧だけかさ上げされた状態、言い換えれば所定電圧が加算された状態になる。かさ上げされた分の電圧は、直列に接続された抵抗６１７、６１６の合成抵抗の両端に生じる電圧に相当する。なお、制御ＩＣ６０７のＩＳ端子はハイインピーダンス状態であるため、定電流源１０７の電流は制御ＩＣ６０７のＩＳ端子側に流れることはない。

［ＩＳ端子電圧のかさ上げの効果］
図２の波形は制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧の変化を示したものであり、横軸が時間ｔ［μｓ］、縦軸が制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧Ｖｉｓ［Ｖ］である。また、図２には、比較電圧源１０５の電圧、即ち、制御ＩＣ６０７が間欠発振状態に遷移する条件となるＦＢ端子電圧の電圧値（予め決められた値、仕様値）をＦＢ電圧として点線で示している。時間Ａは、図５（ａ）に示す従来例の回路による間欠発振時の制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧がＦＢ電圧に到達するまでの時間であり、時間ＡがＦＥＴ６０５のオン時間に相当する。また、時間Ｂは、図１に示す本実施例の回路による間欠発振時の制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧がＦＢ電圧に到達するまでの時間である。従来例の時間Ａでは、負荷が軽くなった際に制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧が０Ｖから上昇を開始している。一方、本実施例の時間Ｂでは、負荷が軽くなった際に制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧が補正（上述したかさ上げ）された所定の電圧値から上昇を開始している。言い換えれば、本実施例のＦＥＴ６０５のオン時間は、補正制御された時間Ｂであるともいえる。本実施例のＦＥＴ６０５のオン時間に相当する時間Ｂは、定電流源１０７によって付加された電流（かさ上げされた電圧）によって、従来例の回路の時間Ａと比較すると、ＩＳ端子電圧がＦＢ電圧に到達するまでの時間が短くなる。制御ＩＣ６０７は、ＩＳ端子電圧がＦＢ端子電圧に到達するまでの時間を、ＦＥＴ６０５の駆動時間（オン時間）として制御しているため、ＩＳ端子に入力される電圧がかさ上げされると、ＦＥＴ６０５の駆動時間を短くすることになる。

このように、本実施例は、スイッチング電源が連続発振状態から間欠発振状態に移行すると、ＦＥＴ６０５のオン時間を短くするように切り替える切替手段を備える構成であるともいえる。ここで、切替手段には、コンパレータ１０１及びトランジスタ１０８が含まれる。そして、ＦＥＴ６０５のドレイン電流のピーク値はＦＥＴ６０５の駆動時間に応じて高くなるため、ＦＥＴ６０５の駆動時間を短くすることでＦＥＴ６０５のドレイン電流のピーク値を低く抑えることができる。これにより、スイッチング電源が間欠発振状態にあるときの駆動周波数を高くすることができ、トランス６０４から発生する可聴領域の音を低減することができる。

［ＦＢ端子電圧と比較電圧源］
なお、制御ＩＣ６０７が間欠発振状態に遷移する条件である制御ＩＣ６０７のＦＢ端子電圧値と、比較電圧源１０５の電圧値にはお互いバラツキが存在し、必ずしも一致しない。しかし、仮にこの２つの電圧値が異なったとしても、二次側の出力電圧は過渡的には変動が生じるが、シャントレギュレータ６１２を介した自動補正が掛かり、すぐに安定した出力電圧となる。即ち、図１に示すスイッチング電源においても、図５（ａ）で説明したように、出力電圧Ｖｃｃを一定に制御しようとしているフィードバック制御が行われている。このため、制御ＩＣ６０７のＦＢ端子電圧値と比較電圧源１０５の電圧値のバラツキが出力電圧Ｖｃｃの精度を低下させることはなく、出力電圧Ｖｃｃの精度は、シャントレギュレータ６１２と抵抗６１３、６１４の精度で決まる。

例えば、間欠発振状態となる制御ＩＣのＦＢ端子電圧の条件が０．５Ｖで、比較電圧源１０５の電圧が０．６Ｖであるとする。この場合、制御ＩＣ６０７としては間欠発振状態となっていない状態で、コンパレータ１０１による制御が掛かることになる。コンパレータ１０１による制御が始まると、ＦＥＴ６０５のオン時間（時間Ｂに相当）を短くしてドレイン電流のピーク値を絞ることになり、その状態でも同じエネルギーを供給する必要があるためＦＥＴ６０５の駆動周波数が上昇する。このため僅かに出力電圧が変動する可能性があるが、出力電圧に変動が生じたとしても、その変動分は、上述したように即座にシャントレギュレータ６１２を介してＦＢ端子電圧としてフィードバックされ、出力電圧は瞬時に補正され所定電圧に安定化される。

逆に、制御ＩＣ６０７のＦＢ端子電圧の条件が０．５Ｖで、比較電圧源１０５が０．４Ｖであるというように、ＦＢ端子電圧に対して比較電圧源１０５の電圧値が下回った場合について考察する。この条件の場合も、僅かに出力電圧が変動する可能性がある。しかし、上述したようにシャントレギュレータ６１２を介した補正がすぐに掛かり、出力電圧は瞬時に補正されて所定電圧に安定化されることになる。一方、この条件の場合は、本来トランス６０４から発生する可聴領域の音（音鳴りともいう）への対策を行うべき負荷範囲であるが、その対策が行われなくなってしまう。しかし、この間欠発振状態は、連続発振状態に遷移するかどうかの狭間の状態であり、スイッチング動作が停止している期間がほとんどない間欠状態となる。このような間欠発振の場合は間欠発振の周波数が高く、その周波数が可聴領域に入ることはほとんどない。したがって、耳障りな音（トランス６０４から発生する可聴領域に入る音）が聞こえることはなく、ＦＢ端子電圧値と比較電圧源１０５の電圧値にバラツキが存在してもよい。このため、制御ＩＣ６０７のＦＢ端子電圧源と比較電圧源１０５を異なる電圧源にすることも可能である。

このように、本実施例では、コンパレータ１０１によって間欠発振条件となる比較電圧源１０５の電圧と制御ＩＣ６０７のＦＢ端子電圧とを比較し、比較結果に応じて所定電流をＩＳ端子に接続された抵抗６１６、６１７に流すように構成する。これにより、制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧の上昇速度を上げて、ＦＥＴ６０５の駆動時間を短くすることができる。なお、間欠発振条件となる比較電圧源１０５とＩＳ端子電圧をコンパレータ１０１で比較する構成にしても、同様の効果が得られる。

以上、本実施例によれば、スイッチング電源の間欠発振状態においてトランスから発生する可聴領域の音を低減することができる。

実施例１では、コンパレータ１０１によって間欠発振条件となる比較電圧源１０５の電圧とＦＢ端子電圧とを比較し、比較結果に応じて所定電流をＩＳ端子に接続された抵抗に流すように構成した。これにより実施例１では、ＩＳ端子電圧の上昇速度を上げて、ＦＥＴ６０５の駆動時間を短くするように制御した。実施例２では、電流検知抵抗である抵抗を、第一の抵抗である抵抗６１６と後述する第二の抵抗である抵抗３０１の２つの抵抗を直列に接続した構成にする。そして、コンパレータ１０１の比較結果に応じて後述するトランジスタ３０２により、電流検知抵抗の抵抗値を切り替える構成である。これにより本実施例では、ＦＥＴ６０５の駆動時間を短くするように制御する。

［スイッチング電源］
図３（ａ）は本実施例の電源装置であるスイッチング電源の回路図、図３（ｂ）はスイッチング電源の動作波形を示す図であり、図１と同じ構成要素については、同一符号を付し説明を省略する。抵抗３０１は第二の電流検知用の抵抗であり、本来１本で構成するべき抵抗を、抵抗６１６と抵抗３０１の２本に分けた構成にしている。抵抗６１６と抵抗３０１は直列に接続されている。ｎｐｎトランジスタ（以下、単にトランジスタ）３０２は、抵抗３０１と並列接続されている。詳細には、トランジスタ３０２のコレクタ端子が、抵抗６１６と抵抗３０１の接続点（抵抗３０１の一端）に接続され、トランジスタ３０２のエミッタ端子が抵抗３０１の他端に接続されている。トランジスタ３０２を抵抗３０１と並列接続することで、トランジスタ３０２がオンすると抵抗３０１がショート状態となり、電流検知抵抗としては抵抗６１６のみが存在することになる。一方、トランジスタ３０２がオフすると、抵抗６１６と抵抗３０１の直列合成抵抗が、電流検知抵抗として機能することになる。

そして、通常負荷時においては、ＦＥＴ６０５に大きなドレイン電流を流す必要があるため、抵抗６１６と抵抗３０１の直列合成抵抗値が小さな値になるように構成している。また、軽負荷時においては、制御ＩＣ６０７のＦＢ端子に入力される電圧値を見掛け上、大きくしてＦＥＴ６０５の駆動時間を短くするため、抵抗６１６と抵抗３０１の直列合成抵抗値が大きな値になるように構成している。

このように構成されているスイッチング電源において、通常負荷状態では、制御ＩＣ６０７のＦＢ端子に入力される電圧値が間欠発振条件である電圧値よりも十分に大きく、コンパレータ１０１の出力はハイレベルとなる。コンパレータ１０１の出力がハイレベルになるとトランジスタ３０２はオン状態となって抵抗３０１をショート状態にする。このため、電流検知抵抗として機能するのは抵抗６１６のみとなり、電流検知抵抗の直列合成抵抗値としては小さくなって、大きな負荷まで対応できる構成となる。

一方、制御ＩＣ６０７のＦＢ端子に入力される電圧値が比較電圧源１０５の電圧値よりも小さくなる、即ちスイッチング電源が間欠発振状態になると、コンパレータ１０１の出力はローレベルとなる。コンパレータ１０１の出力がローレベルになるとトランジスタ３０２はオフ状態となる。このため、抵抗３０１及び抵抗６１６が直列接続された抵抗が電流検知抵抗として機能し、電流検知抵抗としては抵抗６１６と抵抗３０１の直列合成抵抗値となり大きくなる。仮に抵抗６１６と抵抗３０１を同じ抵抗値に設定している場合は、トランジスタ３０２のオン状態とオフ状態で、合成抵抗値は２倍の差が生じる。このように、本実施例では、通常負荷状態と間欠発振状態とで、抵抗６１６の抵抗値（第一の抵抗値）と、抵抗６１６と抵抗３０１の合成抵抗値（第一の抵抗値よりも大きい第二の抵抗値）と、を切り替える構成となっている。このため、本実施例は、スイッチング電源が連続発振状態から間欠発振状態に移行すると、ＦＥＴ６０５のオン時間を短くするように切り替える切替手段を備える構成であるともいえる。ここで、切替手段には、コンパレータ１０１及びトランジスタ３０２が含まれる。

［電流検知抵抗の抵抗値の切り替えによる効果］
図３（ｂ）の動作波形はトランジスタ３０２のオンオフ状態によって、制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧の波形がどのように変化するかを表したものである。なお、図３（ｂ）は図２と同様の図であり、説明は省略する。時間Ｃは、トランジスタ３０２がオン状態のとき、即ち電流検知抵抗が抵抗６１６のみのとき（合成抵抗値が小さいとき）の制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧がＦＢ電圧に到達するまでの時間である。なお、時間Ｃに対応する電圧Ｖｉｓの波形は、図５（ａ）で説明した従来のスイッチング電源の間欠発振状態時のものともいえる。一方、時間Ｄは、トランジスタ３０２がオフ状態のとき、即ち電流検知抵抗が直列接続された抵抗６１６及び抵抗３０１のとき（合成抵抗値が大きいとき）の制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧がＦＢ電圧に到達するまでの時間である。時間Ｄの場合は、時間Ｃに対して電流検知抵抗の抵抗値が大きいため、単位時間当たりの電圧上昇が大きくなり電圧上昇の傾きが大きくなる。このとき、同じドレイン電流で、且つ、２つの電流検知抵抗である抵抗６１６、抵抗３０１が同じ抵抗値の場合、制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧がＦＢ端子電圧に到達するまでの時間は、トランジスタ３０２のオンオフ制御によって、おおよそ半分になる。このように、間欠発振状態では、トランジスタ３０２がオフ状態となって抵抗６１６と抵抗３０１の合成抵抗値が大きくなり、ＦＥＴ６０５のオン時間が時間Ｄとなって時間Ｃよりも短くなる。これにより、間欠発振状態にトランス６０４からの発生する音を可聴領域からずらすことができる。

このように、本実施例は、コンパレータ１０１によって間欠発振条件となる比較電圧源１０５の電圧とＦＢ端子電圧とを比較し、比較結果に応じてトランジスタ３０２をオンオフ駆動することで、電流検知抵抗の抵抗値を切り替えて制御する構成である。そして、制御ＩＣ６０７が間欠発振状態を開始する時点で電流検知抵抗の抵抗値を大きく設定することで、制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧の上昇速度を上げてＦＥＴ６０５の駆動時間を短くすることができる。なお、本実施例の構成では、抵抗６１６、抵抗３０１を直列に接続し、トランジスタ３０２をその抵抗の一方に対して並列接続するように構成した。しかし、抵抗６１６、抵抗３０１を並列接続し、トランジスタ３０２をその一方に対して直列接続するように構成することでも同様の効果が得られる。

以上、本実施例によれば、スイッチング電源の間欠発振状態においてトランスから発生する可聴領域の音を低減することができる。

実施例１、２では、制御ＩＣ６０７が間欠発振状態に入ることを、制御ＩＣ６０７のＦＢ端子電圧をコンパレータ１０１でモニタすることで判断し、間欠発振状態では一律ＦＥＴ６０５のオン幅を狭めるように制御した。ＦＥＴ６０５のオン幅を狭める制御は、上述したようにＦＥＴ６０５の駆動周波数を上昇させることになるので、スイッチングロスが増加することになる。昨今では、電子機器の休止状態における消費電力を限りなくゼロワットに近づけることを目指しているため、休止状態におけるＦＥＴ６０５のスイッチングロスの増加は避けることが望ましい。そこで、本実施例では、電子機器が休止状態に入った場合は、トランス６０４の音鳴りを改善するための対策であるＦＥＴ６０５のオン幅を狭める制御を停止させる構成とする。なお、電子機器の休止状態とは、電子機器が図５（ｂ）のスリープモードである場合に相当する。

［スイッチング電源］
図４（ａ）は本実施例の電源装置であるスイッチング電源の回路図であり、図１と同じ構成要素については、同一符号を付し説明を省略する。フォトカプラ５０１は、フォトトランジスタ５０１ｂのコレクタ端子がトランジスタ１０８のコレクタ端子に、フォトトランジスタ５０１ｂのエミッタ端子が制御ＩＣ６０７のＩＳ端子に接続されている。また、フォトカプラ５０１は、発光ダイオード５０１ａのカソード端子がグランドに、アノード端子がプルアップ抵抗５０２を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されている。そして、フォトカプラ５０１の発光ダイオード５０１ａのアノード端子に、電子機器が休止状態であることを示す信号（以下、／ｓｌｅｅｐ信号とする）が、電子機器が有する不図示のＣＰＵから入力されるように構成されている。／ｓｌｅｅｐ信号は、電子機器がスリープモードに移行したことを通知するための信号である。ここで、不図示のＣＰＵは、電子機器が画像形成装置である場合は、例えばエンジンコントローラに相当する。なお、上述したように、休止状態とは図５（ｂ）で説明したスリープモードに相当する。このため、本実施例では、スイッチング電源が間欠発振状態であって、且つ、電子機器がスタンバイモードにある場合には、ＦＥＴ６０５のオン時間を短くしてトランス６０４から発生する音を低減する制御（以降、音鳴り対策制御という）が実行される。一方、スイッチング電源が間欠発振状態であって、且つ、電子機器がスリープモードに遷移した場合には、音鳴り対策制御が停止され、消費電力を低減する制御（以降、低消費電力制御という）が優先される。

このように構成されているスイッチング電源では、電子機器が休止状態ではない状態、即ちオペレーションモードやスタンバイモードである場合には、ＣＰＵからハイレベルの／ｓｌｅｅｐ信号が出力される。これにより、フォトカプラ５０１のフォトトランジスタはオン状態となる。このため、トランス６０４の音鳴り対策のための定電流源１０７からの電流が、常時流れる状態になっている。即ち、スイッチング電源が間欠発振状態であり、且つ電子機器が休止状態ではない状態の場合、トランス６０４の音鳴り対策制御が優先される。一方、電子機器が休止状態に入ると、ＣＰＵは／ｓｌｅｅｐ信号をスイッチング電源に出力することにより、電子機器が休止状態に入ることを通知する。ここでＣＰＵは、休止状態においてはローレベルの／ｓｌｅｅｐ信号を出力する。電子機器のＣＰＵから出力される／ｓｌｅｅｐ信号がローレベルの場合、フォトカプラ５０１はオフ状態となり、定電流源１０７からの電流は遮断される状態となる。即ち、実施例１で説明したように、コンパレータ１０１が間欠発振状態に入ることを制御ＩＣ６０７のＦＢ端子電圧をモニタすることにより検知する。そして、ＩＳ端子電圧に補正を掛けようとしても（ＩＳ端子電圧Ｖｉｓのかさ上げをしようとしても）、補正ができないようにする。このように、電子機器が休止状態（スリープモード）に入ると、スイッチング電源が間欠発振状態であっても、音鳴り対策制御よりも低消費電力制御の方が優先される。

以上説明したように、本実施例においても、コンパレータ１０１によって間欠発振条件となる比較電圧源１０５の電圧とＦＢ端子電圧とを比較し、比較結果に応じて所定電流をＩＳ端子に接続された抵抗６１６、６１７に流すように構成する。これにより、制御ＩＣ６０７のＩＳ端子電圧の上昇速度を上げて、ＦＥＴ６０５の駆動時間を短くすることができる。また、電子機器が休止状態に入るときは、電子機器のＣＰＵが／ｓｌｅｅｐ信号を出力することによって休止状態に入ることをスイッチング電源に報知し、ＦＥＴ６０５のオン幅を狭める制御を行わせないようにする。これにより、電子機器の休止状態における消費電力の低減を妨げないように制御することができる。このことから、フォトカプラ５０１は、外部から入力された信号である／ｓｌｅｅｐ信号に応じて、ＦＥＴ６０５のオン時間を短くする切り替え（音鳴り対策制御）を許可又は不許可とする許可手段として機能するともいえる。

なお、本実施例では、／ｓｌｅｅｐ信号によるＦＥＴ６０５のオン幅制御の実施可否（許可、不許可）を、コンパレータ１０１が比較電圧源１０５の電圧とＦＢ端子電圧とを比較し、その結果に応じて所定電流を抵抗６１６、６１７に流す構成において実施した。このコンパレータ１０１の比較対象が、比較電圧源１０５とＩＳ端子電圧との比較である構成でも同様の効果が得られる。

また、コンパレータ１０１の動作に応じて所定電流を抵抗６１６、６１７に流す構成ではなく、実施例２のように、抵抗６１６、３０１を直列又は並列に接続する構成にし、合成抵抗の抵抗値を切り替える構成でも同様の効果が得られる。例えば、実施例２のように抵抗６１６と抵抗３０１が直列又は並列に接続されている場合、次のような構成としてもよい。即ち、本実施例の／ｓｌｅｅｐ信号が発光ダイオード５０１ａに接続されているフォトカプラ５０１のフォトトランジスタ５０１ｂ側を、抵抗３０１に並列又は直列に接続する構成とすればよい。また、例えば、本実施例のフォトカプラ５０１のフォトトランジスタ５０１ｂ側を、トランジスタ３０２のベース端子とコンパレータ１０１の出力端子との間に接続する構成とすればよい。そして、／ｓｌｅｅｐ信号に基づいて電子機器がスリープモードではない場合には、抵抗６１６と抵抗３０１の合成抵抗値を切り替え可能とし、音鳴り対策制御を実施することができるようにする。一方、／ｓｌｅｅｐ信号に基づいて電子機器がスリープモードとなった場合には、抵抗６１６と抵抗３０１の合成抵抗値を切り替え不可とし、音鳴り対策制御よりも低消費電力制御を優先するようにする。このように、実施例２の回路構成においても、電子機器が休止状態（スリープモード）に移行することをスイッチング電源に報知することができる。

以上、本実施例によれば、スイッチング電源の間欠発振状態においてトランスから発生する可聴領域の音を低減することができる。

実施例１〜３で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、即ちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１〜３の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。

［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図４（ｂ）に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ３００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム３１１、感光ドラム３１１を一様に帯電する帯電部３１７（帯電手段）、感光ドラム３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム３１１に現像されたトナー像をカセット３１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部３１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器３１４で定着してトレイ３１５に排出する。この感光ドラム３１１、帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ３００は、実施例１〜３で説明した電源装置４００を備えている。なお、実施例１〜３の電源装置４００を適用可能な画像形成装置は、図４（ｂ）に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。

レーザビームプリンタ３００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御する不図示のコントローラを備えており、実施例１〜３に記載の電源装置４００は、例えばコントローラに電力を供給する。また、実施例１〜３に記載の電源装置４００は、感光ドラム３１１を回転するため又はシートを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部に電力を供給する。即ち、実施例１〜３の負荷は、コントローラや駆動部に相当する。

本実施例の画像形成装置は、画像形成動作を実行する通常動作モード（通常負荷時、図５（ｂ）のオペレーションモードに相当）や、省電力を実現する待機状態であるスタンバイモード、休止状態であるスリープモードで稼働することができる。即ち、本実施例の画像形成装置は、画像形成を行う第一モードである通常動作モードと、通常動作モードよりも消費する電力が低く画像形成に備えて待機する第二モードであるスタンバイモードとで稼働することが可能である。更に、本実施例の画像形成装置は、スタンバイモードよりも消費する電力が低く動作を休止する第三モードであるスリープモードで稼働することが可能である。そして、本実施例の画像形成装置は、スタンバイモードやスリープモードにある場合に、負荷を軽くして消費電力を低減させることができる。即ち、本実施例の画像形成装置では、スタンバイモード時（特に負荷が軽い場合）やスリープモード時に、実施例１〜３で説明した電源装置４００が間欠発振動作を行う。そして、電源装置４００が間欠発振動作で稼働している際には、実施例１〜３で説明した構成によって、電源装置４００のトランス６０４から発生する音鳴り（可聴領域の音）を低減することができる。更に、実施例３の電源装置４００では、画像形成装置がスリープモードに遷移した場合には、音鳴り対策の制御を実施しないようにして更なる消費電力の低減を実現することができる。

以上、本実施例によれば、スイッチング電源の間欠発振状態においてトランスから発生する可聴領域の音を低減することができる。

１０１ コンパレータ
１０５ 比較電圧源
１０８ トランジスタ
６０４ トランス
６０５ ＦＥＴ
６０７ 制御ＩＣ

Claims (13)

1. 一次巻線及び二次巻線を有し、一次側と二次側を絶縁するトランスと、
   前記一次巻線に流れる電流をオン又はオフするスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
   前記二次巻線に生成された電圧に応じた電圧を出力するフィードバック手段と、
   前記フィードバック手段により出力された電圧に基づいて前記スイッチング素子がオンするオン時間を制御する制御手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記フィードバック手段により出力された電圧が予め決められた値より低くなると、前記スイッチング素子を所定周期で連続発振させる連続発振状態から、前記スイッチング素子を前記所定周期よりも長い周期で間欠発振させる間欠発振状態に移行させる電源装置であって、
   前記連続発振状態から前記間欠発振状態に移行すると、前記スイッチング素子の前記オン時間を前記連続発振状態のオン時間よりも短くするように切り替える切替手段を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記一次巻線に流れる電流を電圧に変換する変換手段を備え、
   前記切替手段は、前記フィードバック手段により出力された電圧に基づいて前記間欠発振状態に移行したことを検知し、前記変換手段が出力する電圧に所定電圧を加算することによって、前記オン時間を短くすることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 定電流源を備え、
   前記切替手段は、前記定電流源からの電流を前記変換手段に供給することにより、前記所定電圧を加算することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記切替手段は、前記定電流源と前記変換手段の間に接続されたトランジスタを含み、
   前記トランジスタは、前記連続発振状態ではオフし、前記間欠発振状態ではオンすることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記一次巻線に流れる電流を電圧に変換する変換手段を備え、
   前記変換手段は、第一の抵抗値と前記第一の抵抗値よりも大きい第二の抵抗値とに切り替え可能な抵抗を有し、
   前記切替手段は、前記フィードバック手段により出力された電圧に基づいて前記間欠発振状態に移行したことを検知し、前記変換手段の抵抗の抵抗値を前記第一の抵抗値から前記第二の抵抗値に切り替えることによって、前記オン時間を短くすることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
6. 前記抵抗は、第一の抵抗と、前記第一の抵抗に直列に接続された第二の抵抗と、を有し、
   前記切替手段は、前記第二の抵抗に並列に接続されたトランジスタを含み、
   前記トランジスタは、前記連続発振状態ではオンし、前記間欠発振状態ではオフすることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記切替手段は、前記フィードバック手段により出力された電圧と所定閾値とを比較し、前記フィードバック手段により出力された電圧が前記所定閾値を下回ったときに前記間欠発振状態に移行したことを検知することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電源装置。
8. 前記所定閾値は、前記予め決められた値と等しいことを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
9. 前記所定閾値は、前記予め決められた値とは異なることを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
10. 外部から入力された信号に応じて前記切替手段により前記オン時間を短くする切り替えを許可又は不許可とする許可手段を備えることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電源装置。
11. 記録材に画像形成を行う画像形成手段を備え、
    画像形成を行う第一モードと、前記第一モードよりも消費する電力が低く画像形成に備えて待機する第二モードと、前記第二モードよりも消費する電力が低く動作を休止する第三モードと、で稼働することが可能な画像形成装置であって、
    請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電源装置を備えることを特徴とする画像形成装置。
12. 前記画像形成手段を制御する制御部を備え、
    前記制御部は、前記第三モードに移行した際に前記電源装置に前記第三モードに移行したことを通知するための信号を出力し、
    前記電源装置は、前記制御部から前記信号が入力された場合には、前記切替手段により前記オン時間を短くする切り替えを行わないようにすることを特徴とする請求項１１に記載の画像形成装置。
13. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
    前記画像形成手段を制御する制御部と、
    を備え、
    画像形成を行う第一モードと、前記第一モードよりも消費する電力が低く画像形成に備えて待機する第二モードと、前記第二モードよりも消費する電力が低く動作を休止する第三モードと、で稼働することが可能な画像形成装置であって、
    請求項１０に記載の電源装置を備え、
    前記制御部は、前記第三モードに移行した際に前記電源装置に前記第三モードに移行したことを通知するための信号を出力し、
    前記電源装置は、前記制御部から前記信号が入力された場合には、前記許可手段によって前記切替手段による前記オン時間を短くする切り替えを不許可とすることを特徴とする画像形成装置。

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