JP2013188083A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子のスイッチング動作による損失量を低減しつつ、間欠スイッチング動作時に発生するトランスの振動音の発生を回避すること。
【解決手段】間欠スイッチング動作の周期を検知する間欠周期−電圧変換回路と、間欠周期−電圧変換回路により検知した周期に相当する周波数がトランス振動周波数Ｆ４又はＦ５’に達した場合に、間欠スイッチング動作の周期がＦ１−Ｆ２間の周波数とならないように、間欠スイッチング動作の周波数を切り替える間欠スイッチング周期切替ＦＥＴ３２５とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、軽負荷時のトランスの振動音の発生を回避する電源装置及びその電源装置を備える画像形成装置の技術に関する。

昨今の機器では省エネルギー対応の製品が望まれ、特に通常運転の使用をしていなくてもコンセントに接続されている状態で消費される待機電力を減らすことが求められている。フライバック方式に代表されるスイッチング電源において待機時・軽負荷時における消費電力の大部分をスイッチング素子のスイッチングによる損失が占めている。この問題を解決する方法として軽負荷時には通常負荷時の連続スイッチング動作時よりもスイッチング休止期間を長くし、単位時間当たりにスイッチングする回数を減らした間欠動作を行うことでスイッチング損失量を減らした構成が知られている。また、特許文献１では装置が待機モードに入ったことの外部信号を受けて、電源ＩＣの発振回路周波数調整端子に接続された抵抗を切り替え、間欠スイッチング動作の周期を更に長くすることで待機時の更なる消費電力の低減を実現している。

特許第４４１５０５２号公報

しかしながら、従来技術では、間欠スイッチング動作時では、間欠周期に応じて振動するフライバックトランスの振動周波数が低くなることにより人間の可聴域に入ってしまい、トランスの唸り音（振動音）が発生する可能性がある。軽負荷状態では装置が通常動作をしていない静かな状況であり、トランスの唸り音はより顕著に感じられてしまうため、軽負荷状態の唸り音の対策は必須事項である。従来の構成でトランスの唸り音を回避しようとした場合、可聴域以上の振動周波数で動作させることが考えられるが、その場合スイッチング回数が増加してしまうため、スイッチング損失量が増えて消費電力が増加してしまう。

また、特許文献１では、軽負荷モードに入ったことの外部信号を受けて、間欠スイッチング周期を切り替える構成となっている。そのため、部品や基板による間欠周期の個体差や複数の電力モードをもつ装置において、トランスの振動周波数が低い場合に発生するトランスの唸り音への対策が困難である。

本発明はこのような状況のもとでなされたもので、スイッチング素子のスイッチング動作による損失量を低減しつつ、間欠スイッチング動作時に発生するトランスの振動音の発生を回避することを目的とする。

前述の課題を達成するために、本発明は以下の構成を備える。

（１）一次側と二次側を絶縁するトランスと、前記トランスの一次側に設けられ、前記トランスへの電力の供給をオンオフするスイッチング動作を行うスイッチング素子と、前記トランスの二次側からの出力を制御するために、前記スイッチング動作を連続して行う連続スイッチング動作と、前記スイッチング動作を行う期間と前記スイッチング動作を休止する期間とを有する間欠スイッチング動作を制御することが可能な制御手段と、前記間欠スイッチング動作の周期を検知する検知手段と、前記検知手段により検知した周期が所定の閾値に達した場合に、前記間欠スイッチング動作の周期が所定の範囲内の周期とならないように、前記間欠スイッチング動作の周期を切り替える周期切替手段と、を備えることを特徴とする電源装置。

（２）シート上に画像形成を行う画像形成動作を制御する制御部を備え、前記制御部にのみ電力を供給し消費電力を低減する省電力モードで稼働することが可能な画像形成装置であって、前記（１）に記載の電源装置を備え、前記電源装置は、前記省電力モードで稼働する際に前記間欠スイッチング動作を行うことを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、スイッチング素子のスイッチング動作による損失量を低減しつつ、間欠スイッチング動作時に発生するトランスの振動音の発生を回避することができる。

実施例１〜３のトランス振動周波数と二次側負荷電流の関係を示すグラフ 実施例１の電源装置の模式的回路図 実施例１の間欠動作周期切り替え時の動作波形の概要を示す図 実施例２の電源装置の模式的回路図、マイクロコンピュータの内部動作ブロック図 実施例２のマイクロコンピュータの動作を説明するフローチャート、実施例３の電源ＩＣの模式的ブロック図 実施例４の画像形成装置の概略構成図 従来例の電源装置の模式的回路図 従来例の電源装置の二次側通常負荷時の連続スイッチング動作波形と、二次側軽負荷時の間欠スイッチング動作波形を示す図 従来例の電源装置のトランス振動周波数と二次側負荷電流の関係を示すグラフ、一般的なスイッチング損失を説明する概略図

［本発明との比較のための従来例の電源装置の構成］
後述する実施例１〜３の電源装置の特徴を明瞭にするため、従来の電源装置の構成と動作について、図７を用いて説明する。図中の電源装置は、フライバック電源用トランス（以下、単にトランスという）１０３によって一次、二次間を絶縁している。電源装置の一次側には、オンオフすることにより断続的に電力供給を遮断するスイッチングＦＥＴ１０２、トランス１０３の補助巻線に誘起された電圧を整流平滑するダイオード１１４とコンデンサ１１１を備えている。また、電源装置の一次側には、コンデンサ１１１への突入電流を制限するための抵抗１１２とコンデンサ１１３で構成されるＲＣフィルタ回路、スイッチングＦＥＴ１０２を駆動、制御する電源ＩＣ１０１を備えている。電源ＩＣ１０１は、制御回路１、制御回路２、ＳＲフリップフロップ回路及びＩＣ内部のＦＢ電流制限抵抗１１５等を有する。また、電源装置の一次側には、スイッチングＦＥＴ１０２用のゲート抵抗１０４、二次側のフィードバック回路部からの信号を電源ＩＣ１０１に入力するためのフォトカプラ１０８とコンデンサ１０９、電流制限抵抗１１０を備えている。また、電源装置の一次側には、一次側電流を電圧に変換するための電流検出抵抗１０５を備えている。更に、電源装置の一次側には、電流検出抵抗１０５と電源ＩＣ１０１の電流検出端子ＩＳとを接続するラインに構成されたＲＣフィルタの抵抗１０６とコンデンサ１０７を備えている。Ｖｉｎ＿Ｈ、Ｖｉｎ＿Ｌには、商用交流電源を入力し、図示しない整流ダイオードブリッジを介し、全波整流された電圧が印加され、一次平滑電解コンデンサ１００に直流電圧としてチャージされる。

また、電源装置の二次側には、トランス１０３の二次側出力を整流するためのダイオード２０７、二次側電力を蓄えるための電解コンデンサ２０８、ダイオード２０７後の電圧を更に整流平滑するためのコイル２０９と電解コンデンサ２１０を備えている。ダイオード２０７後の電圧がコイル２０９と電解コンデンサ２１０により整流平滑されて所定の電圧（＋Ｖｏ）を得る。また、電源装置の二次側には、出力電圧から、比較電圧を生成するための分圧抵抗上段２０５と分圧抵抗下段２０６、フィードバック回路部の基準電圧及び作動増幅回路としてのレギュレータＩＣ２０１を備えている。更に、電源装置の二次側には、抵抗２０２とコンデンサ２０３からなるレギュレータＩＣ２０１の位相保証回路、二次側の電流を検出するための抵抗２０４を備えている。尚２１１は電源装置に接続される負荷である。

（フィードバック回路部）
以下に、従来の回路構成の概略的な動作を説明する。まず、電源装置の二次側のフィードバック回路部（図７中、一点鎖線部）を説明する。フィードバック回路部は、分圧抵抗上段２０５と分圧抵抗下段２０６により生成される出力電圧に比例した比較電圧（ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ）と、レギュレータＩＣ２０１の基準電圧ＲＥＦとを比較する。レギュレータＩＣ２０１は、比較した電圧の電位差を増幅し、レギュレータＩＣ２０１内のトランジスタを駆動することで、レギュレータＩＣ２０１のカソード−アノード間（以下、ＣＡＴＨＯＤＥ−ＡＮＯＤＥ間）に電流を流す。即ち、比較電圧と基準電圧の電位差に比例した電流が出力電圧からフォトカプラ１０８を介してレギュレータＩＣ２０１のＣＡＴＨＯＤＥ−ＡＮＯＤＥ間に流れる。

（通常負荷時の回路動作）
次に一次側回路の回路動作を説明する。図８（ａ）に二次側通常負荷時の一次側回路の基本的な動作波形を示す。図８（ａ）は、上から電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子電圧、スイッチングＦＥＴ１０２のＶｄｓ、スイッチングＦＥＴ１０２のＩｄ、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧、電源ＩＣ１０１のＩＳ端子電圧、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子電圧を示す波形である。電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子から出力される電圧の波形はパルス波であり、電圧がハイレベル（Ｈｉ）になると、スイッチングＦＥＴ１０２が駆動される（オン（ＯＮ）する）。このときＶｉｎ＿ＨからＶｉｎ＿Ｌに向けて、トランス１０３の一次巻線、スイッチングＦＥＴ１０２、一次側の電流検出抵抗１０５のラインに図８（ａ）に示すスイッチングＦＥＴ１０２のドレイン電流Ｉｄのような電流が流れる。このとき、トランス１０３には一次巻線に電流が流れることにより発生する磁束によってエネルギーの蓄積を行う。

電源ＩＣ１０１のＩＳ端子には、一次側の電流検出抵抗１０５により変換された、スイッチングＦＥＴ１０２のドレイン電流Ｉｄに比例した電圧が入力される。電源ＩＣ１０１のＩＳ端子に入力された電圧（ＩＳ端子電圧）と、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧が等しくなったタイミングで電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子電圧をローレベル（Ｌｏ）にし、スイッチングＦＥＴ１０２がオフする。ここで、スイッチングＦＥＴ１０２がオフされるとトランス１０３の二次巻線には一次側の逆起電力に応じた誘導起電力が発生し、コアに蓄積されたエネルギーを放出する。

電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧は、電源ＩＣ１０１より放出されるＦＢ端子電流と、二次側フィードバック回路及びフォトカプラ１０８の動作に応じて変化する。電源装置の出力電圧が低下するとフォトカプラ１０８のトランジスタ部に流れる電流Ｉｃが低下し、電源ＩＣ１０１の内部電源によりコンデンサ１０９が充電され、ＦＢ端子電圧は上昇する。また、これと逆に電源装置の出力電圧が上昇すると、フォトカプラ１０８のトランジスタ部に流れるＩｃが増加し、ＦＢ端子電圧は低下する。よって、スイッチングＦＥＴ１０２がオフし、トランス１０３の二次巻線からコアに蓄積されたエネルギーが放出されると、出力電圧は上昇し、それに応じて電源ＩＣ１０１のＦＢ端子の電圧が低下する。

トランス１０３の一次巻線／補助巻線の巻数比は、一次巻線／二次巻線の巻数比とは異なり、電源ＩＣ１０１に必要なＶＣＣ電圧が得られるように設定している。その補助巻線にも、一次側の逆起電力に応じた誘導起電力が発生し、二次巻線に比例した電圧が現れる。電源ＩＣ１０１は、ＩＣ内部のツェナーダイオード１１６及びコンデンサ１１３によってクランプされた補助巻線電圧をＢＯＴＴＯＭ端子に入力することで、トランス１０３の二次巻線からのエネルギー放出が終了したことを検知する。トランス１０３の二次巻線からのエネルギー放出が終了すると、即ち、ＢＯＴＴＯＭ端子の電圧がローレベルとなると、電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子の電圧が再びハイレベルとなり、前述した一連の動作を繰り返す。

前述した一連の動作の中で、電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子の電圧がハイレベルとなる期間、即ちオンデューティは、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧と電源ＩＣ内部の基準電圧（パルス停止電圧Ｖｔｈ（図８（ａ）参照））との差によって決定される。電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子の電圧のオンデューティは、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧が高いほど大きくなる。逆にＦＢ端子電圧がパルス停止電圧Ｖｔｈを下回ると、電源ＩＣ１０１はＯＵＴ端子電圧をローレベルとしてスイッチングＦＥＴ１０２をオフ状態にする。以上が通常負荷時の回路動作である。

（軽負荷間欠動作時の回路動作）
次にスイッチング回数を減らした軽負荷間欠動作時の動作について説明する。図８（ｂ）に従来例の二次側軽負荷時の一次側の動作波形を示す。図８（ｂ）は、上から順に図８（ａ）と同様の波形を示している。前述したように、スイッチングＦＥＴ１０２をオンするトリガーは、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子がローレベルとなり、かつＦＢ端子の電圧がパルス停止電圧Ｖｔｈよりも高くなったタイミングである。

通常負荷時であれば、図８（ａ）に示すようにＦＢ端子電圧は常にパルス停止電圧Ｖｔｈよりも高いため、ＢＯＴＴＯＭ端子電圧が基準電圧以下になるタイミングでスイッチングＦＥＴ１０２をオン状態にする。一方、軽負荷時は、ＦＢ端子の電圧が低く、トランス１０３に蓄積したエネルギーがフライバック電流として二次側に放出している間に、ＦＢ端子電圧がパルス停止電圧Ｖｔｈよりも低くなる。このため、フライバック電流を放出した後、ＦＢ端子電圧がパルス停止電圧Ｖｔｈよりも高くなるまではスイッチングＦＥＴ１０２をオンすることができない。従って、軽負荷時には、図８（ｂ）に示すような間欠動作となる。このように、スイッチングＦＥＴ１０２のスイッチング動作は、ＦＢ端子電圧がパルス停止電圧Ｖｔｈよりも低い期間では休止される。

（従来のトランス振動周波数と二次側負荷電流との関係）
図９（ａ）に従来の回路構成の二次側負荷電流とトランス振動周波数の関係を示した概略図を示す。図９（ａ）は横軸がトランス振動周波数（Ｈｚ）、縦軸が二次側負荷電流（Ａ）を示す。二次側負荷電流が図中のＩ３よりも高い場合には通常負荷時の回路動作、即ち図８（ａ）に示した連続スイッチング動作を行い、二次側負荷電流が負荷電流Ｉ３より低い軽負荷の場合、図８（ｂ）に示した軽負荷間欠動作（間欠スイッチング動作ともいう）を行う。ここで、Ｆ３は二次側負荷電流Ｉ３に対応するトランス１０３のトランス振動周波数である。尚、トランス１０３の振動周波数は、連続スイッチング動作の場合は連続するスイッチング周期によって決定されるが、間欠スイッチング動作時は図８（ｂ）に示した間欠動作周期Ｔ（間欠スイッチング周期ともいう）に応じた周波数によって決定される。二次側の負荷電流が高くなるに従いトランス１０３の振動周波数も高くなる。図中のトランス振動周波数の低周波数領域Ｆ１−Ｆ２間（図中、ハッチング部）（所定の範囲内）は、トランス１０３が唸り音（振動音）を鳴らす周波数領域（図中、不快可聴音領域と記す）となっている。従来例の回路構成では、Ｆ１−Ｆ２間のトランス振動周波数に応じた間欠スイッチング動作を行った場合、Ｆ１−Ｆ２間の振動周波数に応じた二次側負荷電流Ｉ１−Ｉ２間の負荷領域においてトランス１０３が唸り音を鳴らしてしまう。そこで、このような従来の課題を解決する本発明の実施の形態を、以下、実施例により詳しく説明する。

実施例１では、間欠スイッチング動作時にＦ１−Ｆ２間のトランス振動周波数を回避し、特定の間欠スイッチング周期での間欠動作を行わない構成にする。本実施例の二次側負荷電流とトランス振動周波数との関係を図１に示す。尚、図１において、図９（ａ）で用いた符号を付した箇所についての説明は省略する。本実施例では、図中に示すようにトランス振動周波数と二次側負荷電流との間に２つの特性を持たせる。トランス振動周波数が低く、二次側の負荷がＩ４よりも軽い状態から負荷を重くする場合、即ち領域Ａでは、図中の周波数−負荷特性１（濃い破線）を用いて間欠スイッチング動作を行う。そして、トランス振動周波数が、唸り音が発生するトランス振動周波数Ｆ１に入る直前のトランス振動周波数Ｆ４に達すると、周波数−負荷特性２（濃い二点鎖線）を用いたスイッチング動作に切り替える。尚、図１では、周波数−負荷特性１から周波数−負荷特性２への切り替え、即ち低い周波数（低周波）Ｆ４から高い周波数（高周波）Ｆ４’への切り替え（周波数切替）を一点鎖線矢印で示している。このように本実施例では、図１中、領域Ａから領域Ｂに遷移する。そして、トランス振動周波数Ｆ４’以上のトランス振動周波数に応じた間欠動作を行う。

一方、トランス振動周波数が高く、二次側負荷がＩ５よりも重い状態から負荷を軽くする場合、即ち領域Ｂでは、図中の周波数−負荷特性２を用いてスイッチング動作を行う。そして、トランス振動周波数が、唸り音が発生するトランス振動周波数Ｆ２に入る直前のトランス振動周波数Ｆ５’に達すると、周波数−負荷特性１を用いたスイッチング動作に切り替える。尚、図１では、周波数−負荷特性２から周波数−負荷特性１への切り替え、即ち高い周波数（高周波）Ｆ５’から低い周波数（低周波）Ｆ５への切り替え（周波数切替）を破線矢印で示している。このように本実施例では、図１中、領域Ｂから領域Ａに遷移する。そして、トランス振動周波数Ｆ５以下のトランス振動周波数に応じた間欠スイッチング動作を行う。このように２つの周波数−負荷特性を切り替え、トランス振動周波数領域Ｆ１−Ｆ２間を含む領域Ｃでのスイッチング動作を行わないことで、軽負荷間欠スイッチング動作時のトランス１０３の唸り音発生を回避する。

また上述のようにトランス振動周波数切替前後で二次側負荷−振動周波数間にヒステリシス特性を持たせることで、二次側の負荷変動によるトランス振動周波数切替前後の発振を防ぐ構成となっている。更にトランス振動周波数Ｆ４以下で使用する周波数−負荷特性１の傾きを決めるＩ４／Ｆ４の値を周波数−負荷特性２の傾きＩ５／Ｆ５’の値よりも十分大きくする。これにより、低周波数領域でのスイッチングＦＥＴ１０２のスイッチング回数を減らし、スイッチングによるエネルギー損失を低減させることができる。

尚、図９（ｂ）にスイッチング損失を説明するための一般的な波形図を示す。図９（ｂ）は、上からスイッチングＦＥＴ１０２の一般的なＶｄｓ（実線）、Ｉｄ（破線）、スイッチング損失を示す。スイッチング損失とは、スイッチングＦＥＴ１０２がスイッチング時に発生させてしまう損失のことである。スイッチング損失は、スイッチングＦＥＴ１０２のスイッチング動作時のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓと、ドレイン電流Ｉｄを掛け合わせた電力をさし、図９（ｂ）の楕円で囲った、２つの波形の交差部分となる。図９（ｂ）からわかるように、スイッチング動作における単位時間当たりのスイッチング動作の回数を少なくすればスイッチング損失が生じる回数が少なくなり、スイッチング損失量が低減する。

［電源装置の構成］
図２は本実施例の電源装置の模式的回路図である。図２において図７と同じ構成には同じ符号を付し説明は省略する。本実施例では、現状の間欠スイッチング動作周期を検知するため周期検知信号として電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子電圧を抵抗３０１、３０２、オペアンプ３０３によって構成されたバッファ回路に入力する。バッファ回路を通過した周期検知信号は、コンデンサ３０４、ダイオード３０５、３０６、抵抗３０８、３１０、オペアンプ３０９、コンデンサ３０７によって構成される、間欠動作周期検出部である間欠周期−電圧変換回路（検知手段）に入力される。間欠周期−電圧変換回路は、バッファ回路から入力される信号電圧が負方向へ変化する際にコンデンサ３０７に電荷が充電され、間欠周期が短いほど出力される電圧が増加する。これにより、間欠周期−電圧変換回路は、バッファ回路から入力されるトランス１０３の周期に関する情報を電圧に変換し、電圧Ｖｂとして出力する（図中、Ｂ点電圧）。間欠周期−電圧変換回路は、電圧Ｖｂを基準電圧切替部と周波数・基準電圧比較部に出力する。

基準電圧切替部において、コンパレータ３１３は、間欠周期−電圧変換回路から入力されたＢ点の電圧Ｖｂと、抵抗３１１、３１２の分圧によって構成されたＣ点の電圧Ｖｃを比較する。電圧Ｖｃ（所定周期に相当する電圧）は、図１中の領域Ｃであるトランス１０３のトランス振動周波数Ｆ４−Ｆ５’間の、例えば中点の周波数に相当する間欠スイッチング周期において周期−電圧変換した場合の電圧レベルに設定する。ここで、入力する周期検知信号の周期が比較的長い場合、即ち基準電圧切替部に入力される電圧Ｖｂが電圧Ｖｃよりも低い場合（Ｖｂ＜Ｖｃ）、コンパレータ３１３はローレベルの信号を出力する。基準電圧切替部は、プルアップ抵抗３１４、電流制限抵抗３１５、基準電圧切替ＦＥＴ３１６を有している。基準電圧切替ＦＥＴ３１６は、コンパレータ３１３からローレベルの信号を入力されるとオフ状態となり、抵抗３１８、３１９によって分圧された電圧がＤ点電圧となる。このときのＤ点の分圧レベルは図１中のトランス振動周波数Ｆ４に相当する電圧レベルＶｄｆ４（第一閾値）に設定する。一方、入力する周期検知信号の周期が比較的短い場合、即ち電圧Ｖｂが電圧Ｖｃよりも高い場合（Ｖｂ＞Ｖｃ）、コンパレータ３１３はハイレベルの信号を出力し、基準電圧切替ＦＥＴ３１６はオン状態となる。そして、抵抗３１７、３１８、３１９によって分圧された電圧がＤ点電圧となる。このときのＤ点の分圧レベルは図１中のトランス振動周波数Ｆ５’に相当する電圧レベルＶｄｆ５’（第二閾値）に設定する。基準電圧切替部のＤ点電圧は、周波数・基準電圧比較部に出力される。

周波数・基準電圧比較部は、コンパレータ３２１、プルアップ抵抗３２２、電流制限抵抗３２３を有する。周波数・基準電圧比較部は、間欠周期−電圧変換回路から入力された現在の間欠スイッチング動作周期に応じた電圧Ｖｂと、基準電圧切替部から入力されたＤ点電圧とをコンパレータ３２１によって比較し、ローレベル又はハイレベルの信号を出力する。Ｅ点電圧は、周波数・基準電圧比較部から出力された電圧である。ここで、基準電圧切替部から周波数・基準電圧比較部に入力される電圧（Ｄ点電圧）は、上述したように、Ｖｂ＜Ｖｃの場合は電圧Ｖｄｆ４、Ｖｂ＞Ｖｃの場合は電圧Ｖｄｆ５’である。

間欠スイッチング周期切替ＦＥＴ３２５（周期切替手段）は、周波数・基準電圧比較部から入力された信号がローレベルの場合にオフしてＦＢ端子電流切替リレーであるリレースイッチ３２６をオフする。一方、間欠スイッチング周期切替ＦＥＴ３２５は、周波数・基準電圧比較部から入力された信号がハイレベルの場合にオンしてリレースイッチ３２６をオンにする。尚、３２４はチャージ用コンデンサ、３２７は電流制限抵抗、３２８はＦＢ端子電流切替抵抗である。

［間欠スイッチング周期の切り替え制御］
以上の構成において間欠スイッチング周期を切り替える動作について動作波形を用いて説明する。図３は間欠スイッチング動作においてトランス振動周波数をＦ４未満からＦ４−Ｆ１間、Ｆ４’以上、Ｆ２−Ｆ５’間、Ｆ５未満へと変化させたときの間欠スイッチング周期の切替の様子を示した動作波形である。即ち、図３は、装置の状態を軽負荷の状態から通常負荷の状態へ遷移させ、続いて通常負荷の状態から軽負荷の状態へと遷移させた場合の動作波形図である。図３は上から、電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子電圧、スイッチングＦＥＴ１０２のＶｄｓ、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧、電源ＩＣ１０１のＩＳ端子電圧、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子電圧、Ｃ点電圧Ｖｃ、Ｄ点電圧、Ｂ点電圧Ｖｂ、Ｅ点電圧を示す。尚、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子電圧は、図２のＡ点電圧である。

時刻ｔ１まではトランス振動周波数がＦ４未満になる間欠スイッチング動作を行う。尚、間欠スイッチング動作の周期を間欠動作周期Ｔとする。時刻ｔ１では、Ｖｂ＜Ｖｃとなっているため、Ｄ点電圧はＶｄｆ４となっている。トランス１０３のトランス振動周波数がＦ４未満である場合には、Ｖｂ＜Ｖｄｆ４となり、周波数・基準電圧比較部のコンパレータ３２１はローレベルを出力する（Ｅ点電圧）。このため間欠スイッチング周期切替ＦＥＴ３２５はオフ状態となり、検出された間欠スイッチング周期どおりの間欠スイッチング動作を行う。

時刻ｔ１を過ぎるとトランス振動周波数がＦ４に近づき、間欠スイッチング周期が短くなるため電圧Ｖｂが上昇し、時刻ｔ２でＶｂ＝Ｖｄｆ４となった後はＶｂ＞Ｖｄｆ４となる。その結果、時刻ｔ２でコンパレータ３２１はオープン出力となり、Ｅ点電圧がハイレベルとなって、図２中の間欠スイッチング周期切替ＦＥＴ３２５をオンし、リレースイッチ３２６がオンする。リレースイッチがオンすると、リレースイッチ３２６がオフのときと比較して、電流制限抵抗１１０、ＦＢ端子電流切替抵抗３２８、コンデンサ１０９によって決定される時定数が減少する。これによりフォトカプラ１０８に引き抜かれる電流の応答時間が早くなるため、ＦＢ端子電圧がパルス停止電圧Ｖｔｈを超える時間が短くなり、次のピーク値に達するまでの時間が早くなる。そのため間欠スイッチング動作の周期が短くなり、時刻ｔ３でトランス振動周波数はＦ４からＦ４’へ切り替わり、図１の領域Ｂへ遷移する。即ち、時刻ｔ２で周波数切替制御が実行され、時刻ｔ３で周波数の切り替えが反映される。

トランス振動周波数がＦ４’以上へ切り替わった後、間欠周期−電圧変換回路によって電圧Ｖｂは更に上昇し、時刻ｔ４でＶｂ＝Ｖｃとなった後はＶｂ＞Ｖｃとなり、基準電圧切替ＦＥＴ３１６をオンする。これによりＤ点電圧は抵抗３１９とコンデンサ３２０によって決定される時定数を持って、Ｖｄｆ５’まで上昇する。

時刻ｔ５において二次側の負荷２１１を下げ、トランス振動周波数をＦ５’に近づける。すると電圧Ｖｂは徐々に減少し、時刻ｔ６においてＶｂ＝Ｖｄｆ５’となった後はＶｂ＜Ｖｄｆ５’となる。その結果、時刻ｔ６でコンパレータ３２１はローレベルの出力となり、Ｅ点電圧がローレベルとなって、間欠スイッチング周期切替ＦＥＴ３２５をオフし、リレースイッチ３２６がオフする。リレースイッチ３２６がオフすると、リレースイッチ３２６がオンのときと比較して、ＦＢ端子電圧のピーク値までの応答時間が遅くなるため、間欠スイッチング動作の周期が長くなり、時刻ｔ８でトランス振動周波数はＦ５’からＦ５未満へ切り替わる。即ち、時刻ｔ６で周波数切替制御が実行され、時刻ｔ８で周波数の切り替えが反映される。尚、時刻ｔ７ではＶｃ＜Ｖｂ＜Ｖｄｆ５’となっている。時刻ｔ８でＶｂ＝Ｖｃとなった後はＶｂ＜Ｖｃとなり、基準電圧切替ＦＥＴ３１６がオフする。これによりＤ点電圧は時定数をもって再びＶｄｆ４まで減少する。

このように、本実施例では、時刻ｔ２（Ｖｂ＝Ｖｄｆ４）、時刻ｔ６（Ｖｂ＝Ｖｄｆ５’）で周波数切替制御が実行される。また、時刻ｔ４（Ｖｂ＝Ｖｃ）、時刻ｔ８（Ｖｂ＝Ｖｃ）では、二次側の負荷変動による周波数切替前後の発振を防ぐためのヒステリシス特性を持たせるために、Ｄ点電圧の切り替えが実行される。

本実施例において間欠周期−電圧変換回路の出力部Ｂ点と比較する基準電圧Ｄ点電圧の値を２値（Ｖｄｆ４、Ｖｄｆ５’）に設定している。トランス振動周波数を低周波から高周波に切り替える際にはＶｄｆ４になるように設定し、高周波から低周波に切り替える際にはＶｄｆ５’になるように設定する。これにより振動周波数切替前後で二次側負荷−振動周波数間にヒステリシス特性を持たせ、間欠スイッチング周期切替前後の発振を防ぐ構成となっている。

尚、本実施例において周期検知信号として電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子電圧を、間欠動作周期の周期切替手段としてＦＢ端子に接続された抵抗値の切り替えをそれぞれ選択し、説明したが本発明の適応範囲を限定するものではない。周期検知信号としては間欠スイッチング動作をするライン全てが対象となり、具体的には以下の５通りがある。
（ａ）トランス１０３の一次側補助巻き線電圧（電源ＩＣ１０１のＢＯＴＴＯＭ端子電圧）
（ｂ）スイッチングＦＥＴ１０２のオン／オフ制御信号（電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子電圧）
（ｃ）スイッチングＦＥＴ１０２のドレイン電流Ｉｄ（電源ＩＣ１０１のＩＳ端子電圧）
（ｄ）電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧
（ｅ）トランス１０３の二次側巻き線電圧

また、間欠動作周期の周期切替手段については以下の５通りがある。
（ｆ）電源ＩＣ１０１のＦＢ端子ラインの抵抗値の切替
（ｇ）電源ＩＣ１０１のＦＢ端子ラインのチャージ用コンデンサ容量の切替
（ｈ）二次側フィードバック回路部のゲイン切替
（ｉ）電源ＩＣ１０１のＩＣ内部のＦＢ電流切替
（ｊ）電源ＩＣ１０１のＩＣ内部で決定されるＯＵＴ端子電圧パルス幅の切替
（ｋ）電源ＩＣ１０１のＩＣ内部のＦＢ端子基準電圧の切替（パルス停止電圧Ｖｔｈの切替）

このように、（ａ）〜（ｅ）の１つ以上の周期検知信号を間欠周期検知手段により検出し、（ｆ）〜（ｋ）の１つ以上の間欠動作周期の周期切替手段を用いて間欠スイッチング周期の切替を実現する。

本実施例では、通常負荷時のスイッチングの周波数から軽負荷時の目標のスイッチングの周波数へと移行する過程で、トランスが唸り音を発生する振動周波数（図１の領域Ｃ）とならないように周波数切替制御を行う。同様に、軽負荷時のスイッチングの周波数から通常負荷時の目標のスイッチングの周波数へと移行する過程で、トランスが唸り音を発生する振動周波数（図１の領域Ｃ）とならないように周波数切替制御を行う。また、間欠スイッチング動作の目標の周波数が、トランスが唸り音を発生する振動周波数とならないように周波数切替制御を行うこともできる。尚、本実施例の構成は、消費電力を低減させる目的に限定されるものではなく、他の目的のためにスイッチング動作を低周波で制御する場合にも適用でき、これは以下の実施例についても同様である。

以上本実施例によれば、スイッチング素子のスイッチング動作による損失量を低減しつつ、間欠スイッチング動作時に発生するトランスの振動音の発生を回避することができる。

［電源装置の構成］
図４（ａ）に実施例２の電源装置の模式的回路図を示す。図４（ａ）において図７と同じ構成には同じ符号を付し説明は省略する。周期検知信号として電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子電圧を抵抗４０１、４０２、４０４、４０６、トランジスタ４０３、フォトカプラ４０５によって構成される周期信号一次−二次伝達回路に入力する。周期信号一次−二次伝達回路は、入力される周期検知信号に応じてフォトカプラ４０５のトランジスタ部をオン、オフし出力信号をマイクロコンピュータ５００に入力する。

［マイクロコンピュータの構成］
マイクロコンピュータ５００内部の動作の模式的ブロック図を図４（ｂ）に示す。マイクロコンピュータ５００（検知手段）は、周期信号一次−二次伝達回路より入力された入力信号Ｂ１の例えば立下りエッジの検出処理Ｂ２を実行し、間欠周期算出処理Ｂ３により間欠スイッチング動作の間欠動作周期Ｔを算出する。詳しくは、マイクロコンピュータ５００は、入力信号Ｂ１の例えば立下りから次の立下りまでを、不図示のタイマやカウンタで計測し、間欠動作周期Ｔを算出する。マイクロコンピュータ５００は、算出された間欠動作周期Ｔに応じて間欠周期閾値を切り替える間欠周期閾値切替処理Ｂ５を実行する。マイクロコンピュータ５００は、間欠周期−閾値比較処理Ｂ４により、間欠周期算出処理Ｂ３で算出した間欠動作周期Ｔと、間欠周期閾値切替処理Ｂ５で切り替えた閾値とを比較する。マイクロコンピュータ５００は、間欠周期−閾値比較処理Ｂ４による比較結果に応じて出力信号Ｂ６のハイレベル、ローレベルを決定する。

［間欠周期−閾値比較処理］
マイクロコンピュータ５００の詳細処理について図５（ａ）に示したフローチャートにより説明する。尚、図５（ａ）内に示されたＴ４（第一閾値）、Ｔ５’（第二閾値）は図１で示したトランス１０３のトランス振動周波数がＦ４、Ｆ５’のときの間欠動作周期を示す。また、Ｔｃ（所定周期）はＴ４、Ｔ５’の例えば中点周期である。マイクロコンピュータ５００は、周期信号一次−二次伝達回路からの入力信号Ｂ１が入力されると処理を開始する。具体的には、マイクロコンピュータ５００は、周期信号一次−二次伝達回路から入力された入力信号Ｂ１に対して、例えば信号がハイレベルからローレベルに立下るタイミングを検出する立下りエッジ検出処理Ｂ２を実行する。そして、マイクロコンピュータ５００は、立下りエッジ検出処理Ｂ２の結果に基づいて、トランス１０３の間欠動作周期Ｔを間欠周期算出処理Ｂ３により算出する。Ｓ２でマイクロコンピュータ５００は、間欠周期閾値切替処理Ｂ５により、Ｓ１で算出した間欠動作周期ＴをＴｃと比較する。即ち、マイクロコンピュータ５００は、間欠動作周期ＴがＴｃより大きいか否か（長いか否か）を判断する。

Ｓ２でマイクロコンピュータ５００は、算出した間欠動作周期ＴがＴｃより大きいと判断した場合、Ｓ３で間欠周期閾値をＴ４に設定する。Ｓ４でマイクロコンピュータ５００は、間欠周期−閾値比較処理Ｂ４により間欠動作周期Ｔと閾値Ｔ４を比較する。即ち、マイクロコンピュータ５００は、間欠動作周期Ｔが閾値Ｔ４より大きいか否かを判断する。Ｓ４でマイクロコンピュータ５００は、算出した間欠動作周期Ｔが閾値Ｔ４より大きいと判断した場合、Ｓ５でローレベル（Ｌｏと図示）の信号を出力信号Ｂ６として出力する。Ｓ４でマイクロコンピュータ５００は、算出した間欠動作周期Ｔが閾値Ｔ４以下であると判断した場合は、Ｓ８でハイレベル（Ｈｉと図示）の信号を出力信号Ｂ６として出力する。

Ｓ２でマイクロコンピュータ５００は、間欠周期閾値切替処理Ｂ５により、算出した間欠動作周期ＴがＴｃ以下であると判断した場合、Ｓ６で間欠周期閾値をＴ５’に設定する。Ｓ７でマイクロコンピュータ５００は、間欠周期−閾値比較処理Ｂ４により、算出した間欠動作周期Ｔと閾値Ｔ５’を比較する。Ｓ７でマイクロコンピュータ５００は、算出した間欠動作周期Ｔが閾値Ｔ５’より小さいと判断した場合、Ｓ８でハイレベルの信号を出力する。Ｓ７でマイクロコンピュータ５００は、算出した間欠動作周期Ｔが閾値Ｔ５’以上であると判断した場合は、Ｓ９でローレベルの信号を出力する。マイクロコンピュータ５００は、以上の処理を繰り返し行う。

ここで、図５（ａ）のＳ２、Ｓ３、Ｓ６の処理が図４（ｂ）の間欠周期閾値切替処理Ｂ５に相当し、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ７〜Ｓ９の処理が図４（ｂ）の間欠周期−閾値比較処理Ｂ４に相当する。

［間欠動作周期の切替］
図４（ａ）においてマイクロコンピュータ５００からローレベルの信号が出力されると（図５（ａ）のＳ５、Ｓ９の場合）、間欠スイッチング周期切替ＦＥＴ４０９はオフし、フィードバックゲイン切替リレーであるリレースイッチ４１０がオンする。リレースイッチがオンするとリレースイッチがオフのときと比較して、抵抗２０２、フィードバックゲイン切替抵抗４１１が並列に接続されることにより抵抗値が低くなり、フィードバックゲインが上がる。このため、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧がパルス停止電圧Ｖｔｈを超えるまでの応答時間が遅くなる。そのため間欠スイッチング動作の間欠動作周期Ｔが長くなり、トランス振動周波数は低くなる。マイクロコンピュータ５００からハイレベルの信号が出力されると、間欠スイッチング周期切替ＦＥＴ４０９はオンし、リレースイッチ４１０がオフして、フィードバックゲインが下がる。このため、間欠動作周期Ｔが短くなり、トランス振動周波数は高くなる。以上の構成から間欠動作周期Ｔを切り替え、軽負荷間欠動作時Ｆ１−Ｆ２間（図１の領域Ｃ）のトランス振動周波数を回避し、トランス１０３の唸り音を回避する。尚、４０７、４１２は電流制限抵抗、４０８はチャージ用コンデンサである。

本実施例においてマイクロコンピュータ５００によって算出された間欠動作周期Ｔと比較する周期の閾値を２値（Ｔ４、Ｔ５’）に設定している。これによりトランス振動周波数を低周波から高周波に切り替える際にはスイッチング周期Ｔ４よりも短くなった際に切り替えるように設定し、高周波から低周波に切り替える際にはＴ５’よりも長くなったときに切り替えるように設定する。これにより振動周波数切替前後で二次側負荷−振動周波数間にヒステリシス特性を持たせ、負荷の変動による間欠スイッチング周期切替前後の発振を防ぐ構成となっている。

尚、本実施例において周期検知信号として電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子電圧を、間欠動作周期の周期切替手段として二次側フィードバック回路部のゲインの切り替えをそれぞれ選択し説明したが、実施例１と同様に本発明の適応範囲を限定するものではない。具体的には実施例１に記載の（ａ）〜（ｅ）の１つ以上の間欠周期信号を間欠周期検知手段により検出し、実施例１に記載の（ｆ）〜（ｋ）の１つ以上の間欠動作周期の周期切替手段を用いて間欠スイッチング周期の切替を実現する。本実施例の構成の場合、実施例１と比較して回路規模を小さく構成できる。

以上本実施例によれば、スイッチング素子のスイッチング動作による損失量を低減しつつ、間欠スイッチング動作時に発生するトランスの振動音の発生を回避することができる。

［電源ＩＣのブロック図］
図５（ｂ）に実施例３の電源ＩＣ１０１の模式的なブロック図を示す。本実施例は間欠動作周期の切り替えが電源ＩＣ１０１内部で完結する構成となっている。電源ＩＣ１０１（検知手段）は、ドライブ回路Ｃ９の出力部から出力されたＯＵＴ端子信号を周期検知部Ｃ２に入力し、間欠動作周期を検知する。周期検知部Ｃ２による検知結果は、間欠周期閾値切替部Ｃ３と間欠周期−閾値比較部Ｃ４に出力される。間欠周期閾値切替部Ｃ３は、周期検知部Ｃ２から入力された間欠動作周期の検知結果に基づいて間欠周期閾値を切り替える。間欠周期−閾値比較部Ｃ４は、周期検知部Ｃ２により検知された間欠動作周期と、間欠周期閾値切替部Ｃ３によって決定された間欠周期閾値とを比較し、比較結果をＦＢ端子電流決定部Ｃ５に出力する。ＦＢ端子電流決定部Ｃ５は、間欠周期−閾値比較部Ｃ４から入力された比較結果に応じてＦＢ端子電流値を決定し、決定したＦＢ端子電流値をパルス幅決定部Ｃ６に出力する。

パルス幅決定部Ｃ６には、ＦＢ端子電流決定部Ｃ５により決定されたＦＢ端子電流値と、パルス停止電圧ＶｔｈであるＦＢ端子基準電圧Ｃ１０が入力される。パルス幅決定部Ｃ６は、ＦＢ端子電流決定部Ｃ５により決定されたＦＢ端子電流値に応じた電圧と、ＦＢ端子基準電圧Ｃ１０とを比較し、その比較結果からＯＵＴ端子信号のオン時間を決定し、ＦＢ端子電圧とオン時間をＦＢ−ＩＳ端子電圧比較部Ｃ８に出力する。ＦＢ−ＩＳ端子電圧比較部Ｃ８は、パルス幅決定部Ｃ６から入力されたＦＢ端子電圧とＩＳ端子電圧とを比較し、比較結果をドライブ回路Ｃ９に出力する。ドライブ回路Ｃ９は、ＦＢ−ＩＳ端子電圧比較部Ｃ８から入力された比較結果から、各電圧が等しくなったと判断すると、ローレベルの信号を出力しＯＵＴ端子に接続されたスイッチングＦＥＴ１０２をオフする。

ＦＢ端子電流決定部Ｃ５によって決定された電流値が高いほどフォトカプラ１０８に引き抜かれる電流の応答時間が早くなるため、ＦＢ端子電圧がパルス停止電圧Ｖｔｈを超える時間が短くなり、次のピーク値に達するまでの時間が早くなる。そのため間欠動作周期が短くなる。図１においてトランス振動周波数−負荷特性１のときのＦＢ端子電流値の設定をＩｆｂ１、トランス振動周波数−負荷特性２のときのＦＢ端子電流値の設定をＩｆｂ２とすると、それぞれの電流値の大小関係はＩｆｂ１＜Ｉｆｂ２である。

実施例２において定義した間欠動作周期Ｔ４、Ｔ５’、Ｔｃを用いてＦＢ端子電流値の切替条件について説明する。電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電流決定部Ｃ５は、間欠周期−閾値比較部Ｃ４による比較の結果、周期検知部Ｃ２により検知された周期が次の条件を満たす場合に次のように電流値を決定する。即ち、周期検知部Ｃ２により検知された周期がＴ＞Ｔ４（図５（ａ）のＳ５に相当）、又はＴ５’≦Ｔ≦Ｔｃ（図５（ａ）のＳ９に相当）の場合に、ＦＢ端子電流値として電流値Ｉｆｂ１を決定（選択）する。尚、図５（ａ）のＳ５，Ｓ９の「出力Ｌｏ」が本実施例の電流値Ｉｆｂ１に相当する。一方、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電流決定部Ｃ５は、間欠周期−閾値比較部Ｃ４による比較の結果、周期検知部Ｃ２により検知された周期が次の条件を満たす場合に次のように電流値を決定する。即ち、周期検知部Ｃ２により検知された周期がＴｃ＜Ｔ≦Ｔ４、又はＴ＜Ｔ５’の場合（図５（ａ）のＳ８に相当）に、ＦＢ端子電流値として電流値Ｉｆｂ２を決定（選択）する。尚、図５（ａ）のＳ８の「出力Ｈｉ」が本実施例の電流値Ｉｆｂ２に相当する。以上の構成からＦＢ端子電流値の切り替えによって間欠動作周期を切り替え、軽負荷間欠動作時Ｆ１−Ｆ２間のトランス振動周波数を回避し、トランスの唸り音を回避する。

本実施例において、間欠周期閾値切替部Ｃ３により、検知された間欠動作周期Ｔと比較する周期の閾値を２値に設定している。これによりトランス振動周波数を低周波から高周波に切り替える際にはスイッチング周期Ｔ４よりも短くなった際に切り替えるように設定し、高周波から低周波に切り替える際にはＴ５’よりも長くなったときに切り替えるように設定する。これにより、振動周波数切替前後で二次側負荷−振動周波数間にヒステリシス特性を持たせ、負荷２１１の変動による間欠スイッチング周期切替前後の発振を防ぐ構成となっている。

尚、本実施例において周期検知信号として電源ＩＣ１０１のＯＵＴ端子電圧を、間欠動作周期の周期切替手段としてＦＢ端子電流の切替をそれぞれ選択し説明したが、実施例１と同様に本発明の適応範囲を限定するものではない。具体的には実施例１に記載の（ａ）〜（ｄ）の１つ以上の周期検知信号を間欠周期検知手段により検出し、実施例１に記載の（ｉ）〜（ｋ）の１つ以上の間欠動作周期の周期切替手段を用いて間欠スイッチング周期の切替えを実現する。

本実施例の場合、電源ＩＣ１０１内部で間欠動作周期の切り替えを完結する構成となっているため、実施例１、２と比較してＩＣ周辺に外部回路を必要としない。そのため外部回路の拡張の必要がなく、バラつきについても低減が可能である。

以上本実施例によれば、スイッチング素子のスイッチング動作による損失量を低減しつつ、間欠スイッチング動作時に発生するトランスの振動音の発生を回避することができる。

実施例１〜３で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、即ちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１〜３の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。

［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図６に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ１３００は、静電潜像が形成される感光ドラム１３１１（像担持体）、感光ドラム１３１１を一様に帯電する帯電部１３１７（帯電手段）、感光ドラム１３１１上の静電潜像をトナーで現像する現像部１３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム１３１１に現像されたトナー像をカセット１３１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部１３１８（転写手段）によって転写して、シート上に転写したトナー像を定着器１３１４で定着してトレイ１３１５に排出する。この感光ドラム１３１１、帯電部１３１７、現像部１３１２、転写部１３１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ１３００は、実施例１〜３で説明した、図６には不図示の電源装置を備えている。尚、実施例１〜３の電源装置を適用可能な画像形成装置は、図６に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム１３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。

レーザビームプリンタ１３００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御する不図示のコントローラを備えており、実施例１〜３に記載の電源装置は、例えばコントローラに電力を供給する。また、実施例１〜３に記載の電源装置は、感光ドラム１３１１を回転するため又はシートを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部に電力を供給する。即ち、実施例１〜３の負荷２１１は、コントローラや駆動部に相当する。本実施例の画像形成装置は、省電力を実現する待機状態（例えば、省電力モードや待機モード）にある場合に、例えばコントローラのみに電力を供給する等、負荷を軽くして消費電力を低減させることができる。即ち、本実施例の画像形成装置では、省電力モード時に、実施例１〜３で説明した電源装置が間欠スイッチング動作を行う。そして、画像形成装置が省電力モードで稼働している際には、実施例１〜３で説明した構成によって、電源装置のトランス１０３のトランス振動周波数が図１で説明したトランス振動周波数Ｆ１−Ｆ２間にならないように制御する。

これにより本実施例によれば、スイッチング素子のスイッチング動作による損失量を低減しつつ、間欠スイッチング動作時に発生するトランスの振動音の発生を回避することができる。

１０１ 電源ＩＣ
１０２ スイッチングＦＥＴ
１０３ トランス
３２５ 間欠スイッチング周期切替ＦＥＴ

Claims (10)

1. 一次側と二次側を絶縁するトランスと、
   前記トランスの一次側に設けられ、前記トランスへの電力の供給をオンオフするスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
   前記トランスの二次側からの出力を制御するために、前記スイッチング動作を連続して行う連続スイッチング動作と、前記スイッチング動作を行う期間と前記スイッチング動作を休止する期間とを有する間欠スイッチング動作を制御することが可能な制御手段と、
   前記間欠スイッチング動作の周期を検知する検知手段と、
   前記検知手段により検知した周期が所定の閾値に達した場合に、前記間欠スイッチング動作の周期が所定の範囲内の周期とならないように、前記間欠スイッチング動作の周期を切り替える周期切替手段と、
   を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記検知手段により検知した周期に応じて前記所定の閾値を切り替える閾値切替手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記閾値切替手段は、前記検知手段により検知した周期が所定周期より長い場合には前記所定の閾値を第一閾値とし、前記検知手段により検知した周期が前記所定周期より短い場合には前記所定の閾値を前記第一閾値とは異なる第二閾値とすることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記制御手段に抵抗を介して前記トランスの二次側の出力に関する情報を出力するフィードバック回路部を備え、
   前記周期切替手段は、前記抵抗の抵抗値を切り替えることにより、前記間欠スイッチング動作の周期を切り替えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置。
5. 前記制御手段にコンデンサを介して前記トランスの二次側の出力に関する情報を出力するフィードバック回路部を備え、
   前記周期切替手段は、前記コンデンサの容量を切り替えることにより、前記間欠スイッチング動作の周期を切り替えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置。
6. 前記制御手段に前記トランスの二次側の出力に関する情報を出力するフィードバック回路部を備え、
   前記周期切替手段は、前記フィードバック回路部のフィードバックゲインを切り替えることにより、前記間欠スイッチング動作の周期を切り替えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 前記制御手段に前記トランスの二次側の出力に関する情報を出力するフィードバック回路部を備え、
   前記制御手段は、前記フィードバック回路部からの情報を入力する端子を有し、
   前記周期切替手段は、前記端子に流す電流の値を切り替えることにより、前記間欠スイッチング動作の周期を切り替えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置。
8. 前記制御手段は、前記スイッチング素子にパルス波を出力することにより前記スイッチング動作を制御し、
   前記周期切替手段は、前記パルス波のパルス幅を切り替えることにより、前記間欠スイッチング動作の周期を切り替えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置。
9. 前記制御手段に前記トランスの二次側の出力に応じた電圧を出力するフィードバック回路部を備え、
   前記制御手段は、前記フィードバック回路部から出力された電圧と基準電圧を比較した結果に基づき前記スイッチング動作を制御し、
   前記周期切替手段は、前記基準電圧を切り替えることにより、前記間欠スイッチング動作の周期を切り替えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置。
10. シート上に画像形成を行う画像形成動作を制御する制御部を備え、前記制御部にのみ電力を供給し消費電力を低減する省電力モードで稼働することが可能な画像形成装置であって、
    請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電源装置を備え、
    前記電源装置は、前記省電力モードで稼働する際に前記間欠スイッチング動作を行うことを特徴とする画像形成装置。

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