JP2020061799A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源装置の第１の待機状態での直流電圧リップルの低減と、第２の待機状態での消費電力を低減と、を両立させる。【解決手段】電源装置は、補助巻線１１３の電圧に基づいて負荷１３４を検知する負荷領域検知部３０の検知結果に基づきコンデンサの容量を切り換える間欠周期制御部４０と、フィードバック部からの電圧に基づき間欠周期制御部４０のコンデンサの充電、放電を行う電源制御ＩＣ１２１を備える。電源制御ＩＣ１２１は、間欠周期制御部４０のコンデンサの電圧が所定電圧以上の場合はＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を行い、間欠周期制御部４０のコンデンサの電圧が所定の電圧より小さい場合はＦＥＴのスイッチング動作を停止する。間欠周期制御部４０は、所定の負荷以上の場合は、コンデンサの容量を減らして間欠モードの間欠周期を短くし、所定の負荷より小さい場合は、コンデンサの容量を増やして間欠モードの間欠周期を長くする。【選択図】図１

Description

本発明は、連続モードと間欠モードとを切り換え可能な電源装置、及び電源装置を備える画像形成装置に関する。

近年の省エネルギー化の要求の増大に伴い、プリンタ等の画像形成装置のような電子機器は、消費電力を低減させた第１の待機状態に加え、第１の待機状態より更に消費電力を低減させることを目的とした第２の待機状態を備えている。第１の待機状態では、例えば、液晶パネル部や、スキャナに原稿が設置されたことを検知するためのフォトセンサ部等が動作している。第２の待機状態では、これらの消費電力の比較的大きな動作部は停止させ、第２の待機状態から第１の待機状態に復帰するトリガーを検知するためのユーザインターフェース部等の最低限の機能のみを動作させる。これにより、電源装置の負荷を軽減し、消費電力の低減化を図っている。また、電源装置を制御する電源制御ＩＣでは、省エネルギー化の要求に対応するため、常時スイッチング動作を行う連続モードに加え、間欠的にスイッチング動作を行って消費電力を低減する間欠モードを備えた電源制御ＩＣが増加傾向にある。画像形成装置の電源装置は、プリント動作に即座に移行するために、電源制御ＩＣは、第１の待機状態では連続モードで動作している場合が多い。一方、電源制御ＩＣは、第２の待機状態では、省エネルギー化の度合いを高めるために、間欠モードで動作し、スイッチングによる損失を減少させている。

しかし、例えば電流共振方式でスイッチング動作を行う電源装置の場合、第１の待機状態において連続モードで動作しているため、トランスの一次側には定常的に共振電流が流れている。このため、電源装置に接続されている負荷が小さいにもかかわらず、共振電流による消費電力の増大や素子の昇温が生じ、場合によっては、ファン等の冷却手段が必要になるという課題があった。そこで、例えば特許文献１では、第１の待機状態及び第２の待機状態に限らず、待機状態においては間欠モードで動作し、動作状態においては速やかに連続モードに切り換えることで、待機状態における消費電力の低減及び素子の低温化が提案されている。

特開２０１５−１００２５２号公報

しかしながら、上述した特許文献１では、画像形成装置のように複数の待機状態を備えた構成は想定されていないため、上述した第１の待機状態と第２の待機状態とで、間欠モードでの間欠周期を切り換える手段は設けられていない。ここで、間欠モードは、電源制御ＩＣの機能として自動的に制御が行われ、間欠周期は、電源制御ＩＣに接続される外部回路によって調整することが一般的である。例えば、コンデンサへの充放電を行う回路を外部回路として設け、電源制御ＩＣは、外部回路の電圧と基準電圧とを比較することにより、間欠周期を制御する。間欠動作は、間欠周期が長い程、消費電力を低減できるため、通常、第２の待機状態での消費電力を低減させるために、第２の待機状態での間欠周期が長くなるように回路定数が設定されている。

そのため、外部回路の回路定数を、第２の待機状態と同一の回路定数に設定して、第１の待機状態にて間欠モードを動作させた場合には、間欠周期が長くなる。間欠モード中の休止期間には、トランスの二次側への電力供給は行われない。上述した負荷には、スイッチング動作を休止している期間でも、電力供給が行われるため、間欠周期が長いと、負荷に供給される直流電圧が低下する。その結果、間欠周期が短い場合と比較して、間欠周期が長い場合には、消費電力は低減できるものの、スイッチング動作期間とスイッチング休止期間の直流電圧の変動量（以下、直流電圧リップルという）が増大するという課題が生じる。直流電圧リップルが増大すると、負荷として接続されているＩＣ等に供給される直流電圧が、ＩＣの電源電圧定格を超えることによってＩＣが破壊されたり、逆にＩＣの動作保証電圧を下回ることによってＩＣが動作不良を引き起こしたりするおそれがある。

一方、第１の待機状態の直流電圧リップルを低減するために、外部回路の回路定数を第２の待機状態とは異なる回路定数に設定して間欠周期を短くした場合には、第２の待機状態では、スイッチング回数が増加することになる。その結果、消費電力が増加し、省エネルギー化の度合い（以下、省エネルギー性ともいう）が低下することになる。このように、上述した従来技術のように、単一の待機状態を想定した構成をそのまま画像形成装置に搭載する電源装置に適用した場合には、第１の待機状態での低直流電圧リップル化と、第２の待機状態での低消費電力化を両立できないという課題が生じる。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、第１の待機状態での直流電圧リップルを低減させることと、第２の待機状態での消費電力を低減させることとを両立させることを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明では、以下の構成を備える。

（１）交流電圧を整流、平滑して入力電圧を生成する整流平滑手段と、一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記入力電圧が印加される前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング手段と、前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、前記スイッチング手段を所定周期で連続発振させる連続モード、又は前記スイッチング手段を前記所定周期よりも長い周期で間欠発振させる間欠モードに切り換えが可能で、前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、を備える電源装置であって、前記補助巻線に誘起される電圧に基づいて、前記トランスの二次側に接続された負荷を検知する負荷検知手段と、電荷を蓄積可能なコンデンサを有し、前記負荷検知手段の検知結果に基づいて、前記コンデンサの容量を切り換える容量切り換え手段と、前記フィードバック手段から入力された前記フィードバック電圧に基づいて、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの充電又は放電を行い、前記スイッチング手段による前記スイッチング動作のスイッチング周期を制御する周期制御手段と、を備え、前記スイッチング制御手段が前記間欠モードの場合に、前記周期制御手段は、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を行い、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が前記所定の電圧より小さい場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を停止させ、前記容量切り換え手段は、前記負荷検知手段により検知された前記負荷が所定の負荷以上の第一の待機状態の場合には、前記負荷検知手段により検知された前記負荷が前記所定の負荷より小さい第二の待機状態に比べて、前記コンデンサに蓄積可能な容量を減らすことにより前記間欠モードの間欠周期を短くし、前記第二の待機状態の場合には、前記第一の待機状態に比べて、前記コンデンサに蓄積可能な容量を増やすことにより前記間欠モードの間欠周期を長くすることを特徴とする電源装置。

（２）記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。

（３）記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記画像形成手段を制御するコントローラと、前記画像形成手段に電力を供給する電源装置と、を備える画像形成装置であって、前記電源装置は、交流電圧を整流、平滑して入力電圧を生成する整流平滑手段と、一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記入力電圧が印加される前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング手段と、前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、前記スイッチング手段を所定周期で連続発振させる連続モード、又は前記スイッチング手段を前記所定周期よりも長い周期で間欠発振させる間欠モードに切り換えが可能で、前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、電荷を蓄積可能なコンデンサを有し、前記コントローラからの指示に基づいて、前記コンデンサの容量を切り換える容量切り換え手段と、前記フィードバック手段から入力された前記フィードバック電圧に基づいて、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの充電又は放電を行い、前記スイッチング手段による前記スイッチング動作のスイッチング周期を制御する周期制御手段と、を備え、前記スイッチング制御手段が前記間欠モードの場合に、前記周期制御手段は、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を行い、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が前記所定の電圧より小さい場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を停止させ、前記容量切り換え手段は、前記コントローラからの前記指示が、前記トランスの二次側に接続された負荷が所定の負荷以上の第一の待機状態の場合には、前記負荷検知手段により検知された前記負荷が前記所定の負荷より小さい第二の待機状態に比べて、前記コンデンサに蓄積可能な容量を減らすことにより前記間欠モードの間欠周期を短くし、前記第二の待機状態の場合には、前記第一の待機状態に比べて、前記コンデンサに蓄積可能な容量を増やすことにより前記間欠モードの間欠周期を長くすることを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、第１の待機状態での直流電圧リップルを低減させることと、第２の待機状態での消費電力を低減させることとを両立させることができる。

実施例１、３の電源装置の回路構成を示す回路図 実施例１〜３の電流共振回路の動作を説明する図 実施例１〜３の電流共振回路のＦＥＴのドレイン電流波形を示す図 実施例１〜３の電源制御ＩＣの構成を示すブロック図 実施例１〜３の間欠モードにおけるスイッチング動作を説明するタイミングチャート 従来例における間欠周期−負荷領域特性を示す図 実施例１の構成における間欠周期−負荷領域特性を示す図 実施例２、３の電源装置の構成を示す回路図 実施例３の画像形成装置の構成を示す概略断面図

以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。

［電源装置の構成］
図１は、実施例１の電源装置の回路構成を示す回路図である。本実施例の電源装置は、一般的な電流共振方式でスイッチング動作を行う電源装置である。図１において、インレット１０１から入力された交流電圧は、ヒューズ１０２、コモンモードコイル１０３を経て、整流ダイオードブリッジ１０４により整流され、平滑コンデンサ１０５により平滑化される。トランス１０９のスイッチングを行う電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）１０６、１０７は直列に接続されている。そして、平滑コンデンサ１０５の一端はＦＥＴ１０６（第一のスイッチング素子）のドレイン端子に接続され、平滑コンデンサ１０５の他端はＦＥＴ１０７（第二のスイッチング素子）のソース端子に接続されている。

トランス１０９は、漏洩インダクタンスがコントロールされて設計されたトランスであり、一次側には一次巻線１１０、補助巻線１１３を有し、二次側には二次巻線１１１、１１２を有する。一次巻線１１０の一端は、ＦＥＴ１０７のドレイン端子とＦＥＴ１０６のソース端子との接続点に接続され、一次巻線１１０の他端は、電流共振コンデンサの一端に接続され、電流共振コンデンサの他端は、ＦＥＴ１０７のソース端子に接続されている。補助巻線１１３には、補助巻線１１３に誘起された電圧を整流平滑するダイオード１１４、平滑コンデンサ１１５が接続され、平滑コンデンサ１１５に蓄えられた電圧は電源制御ＩＣ１２１のＶＣＣ端子に入力される。トランス１０９の二次巻線１１１、１１２には、それぞれダイオード１３１、１３２が接続され、ダイオード１３１、１３２は、二次巻線１１１、１１２に誘起された電圧を整流し、平滑コンデンサ１３３により平滑化される。平滑コンデンサ１３３に蓄えられた電圧は、二次側の出力電圧である直流電圧Ｖｏｕｔとして、電源装置に接続された負荷１３４に出力される。

直流電圧Ｖｏｕｔの状態を一次側にフィードバックするフィードバック部は、フォトカプラ１４４、シャントレギュレータ１４３、抵抗１４１、１４２から構成されている。シャントレギュレータ１４３のＲＥＦ端子には、直流電圧Ｖｏｕｔを抵抗１４１、１４２で分圧された電圧が入力される。フィードバック部の動作については、後述する。電源装置の連続モード、間欠モードを切り換えるモード切替部は、フォトカプラ２０５、トランジスタ２０４から構成され、コントロールユニット２０１のＧＰ０１端子から出力される信号に応じてトランジスタ２０４がオン、オフされる。トランジスタ２０４のオン、オフにより、フォトカプラ２０５のフォトトランジスタがオン、オフし、フォトカプラ２０５のフォトトランジスタが接続されている電源制御ＩＣ１２１のＲＥＧ端子及びＳＢ端子の入力電圧に応じて、モード切替が行われる。

電源装置を制御する電源制御ＩＣ１２１は、ＦＥＴ１０６、１０７のゲート端子に電圧を印加し、ＦＥＴ１０６、１０７のオン・オフ動作を制御するＧ１、Ｇ２端子、及び補助巻線１１３で生成された電源電圧が供給されるＶＣＣ端子を備えている。また、電源制御ＩＣ１２１は、定電圧を出力するＲＥＧ端子、及び電源装置から出力される直流電圧Ｖｏｕｔの電圧値をモニタするためのＦＢ（フィードバック）端子を備えている。更に、電源制御ＩＣ１２１は、コントロールユニット２０１のＧＰ０１端子から出力される信号に応じて連続モードと間欠モードを切り換える機能、及び間欠モードでのスイッチング周波数と間欠周期を決定するためのＳＢ端子を備えている。なお、電源制御ＩＣ１２１は、ＳＢ端子の端子電圧ＶＳＢ（以下、ＳＢ端子電圧ＶＳＢという）がモード切り換え閾値の電圧以上になった場合には、ＦＥＴ１０６、１０７を所定周期で連続発振させる連続モードに切り換える。一方、電源制御ＩＣ１２１は、ＳＢ端子電圧ＶＳＢがモード切り換え閾値未満になった場合には、ＦＥＴ１０６、１０７を所定周期よりも長い周期で間欠発振させる間欠モードに切り換える。電源制御ＩＣ１２１のＦＢ端子には、フォトカプラ１４４と並列に接続されたコンデンサ１２２が接続されている。そして、電源制御ＩＣ１２１は内部にＦＢ端子と接続された定電流回路（図４の電流源５０１）を有し、コンデンサ１２２に電荷を供給する。また、電源制御ＩＣ１２１はＳＢ端子と接続されたコンデンサへの充電及び放電を行うために、内部にＳＢ端子と接続された定電流充電回路及び定電流放電回路を備えている。更に、電源制御ＩＣ１２１は、ＳＢ端子電圧ＶＳＢに応じて、間欠モードにおける間欠周期、及びＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング周波数を制御する。

負荷領域検知部３０は、抵抗３０１、３０２、ＦＥＴ３０３を有し、ＦＥＴ３０３のゲート端子には、電源制御ＩＣ１２１のＶＣＣ端子に入力される電圧を抵抗３０１、３０２で分圧した電圧が印加される。また、負荷領域信号Ｓｌｏａｄは、負荷領域検知部３０から出力される信号であり、ＦＥＴ３０３のオン、オフ状態に応じて、ロー（Ｌｏｗ）レベル、又はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルの信号が出力される。

間欠周期制御部４０は、コンデンサ４０１、４０２、及びＦＥＴ４０３を有し、ＦＥＴ４０３のゲート端子には、負荷領域信号Ｓｌｏａｄが入力される。ＦＥＴ４０３とコンデンサ４０２は直列に接続され、コンデンサ４０１とは並列に接続されている。ＦＥＴ４０３のオン、オフ状態に応じて、電源制御ＩＣ１２１のＳＢ端子に接続されるコンデンサは、それぞれ、２つのコンデンサ４０１、４０２、又はコンデンサ４０１のみとなる。

［スイッチング動作の説明］
上述した回路構成において、電源制御ＩＣ１２１のＶＣＣ端子に補助巻線１１３から電源電圧が供給されると、電源制御ＩＣ１２１が起動される。電源制御ＩＣ１２１は起動されると、ＦＥＴ１０６、１０７の各ゲート端子にＧ１、Ｇ２端子から制御信号を出力し、ＦＥＴ１０６、１０７の動作を制御する。次に、図２、図３を参照して、電源装置が搭載された画像形成装置が画像形成を行う通常モード（連続モードともいう）におけるトランス１０９の一次側の電流の流れについて、ＦＥＴ１０６、１０７のオン／オフ状態に応じた順序に沿って説明する。図２は、トランス１０９の一次側の電流の流れを説明するために、トランス１０９、ＦＥＴ１０６、１０７、電源制御ＩＣ１２１、平滑コンデンサ１０５から構成される電流共振回路の周辺回路部分を図１の回路図より抜き出した回路図である。図２では、説明の順に（ａ）から（ｆ）の回路図に電流の流れを矢印で表示している。図３は、ＦＥＴ１０６、１０７のドレイン電流の電流波形を示した図であり、上図はＦＥＴ１０６のドレイン電流の電流波形を示しており、下図はＦＥＴ１０７のドレイン電流の電流波形を示している。図３では、縦軸は電流値、横軸は時間を示す。また、図３に示すＦＥＴ１０６、１０７の波形図は、図２（ａ）〜（ｆ）の電流の流れと対応しており、図中に記載した順序番号（順序１〜順序７）は、図２の（ａ）（順序１、７）〜（ｆ）（順序６）に対応する。

１）順序１（図２（ａ）の状態）
図２（ａ）では、ＦＥＴ１０６がオン（ＯＮ）状態、ＦＥＴ１０７がオフ（ＯＦＦ）状態であり、このときの電流の流れを図中、順序１の破線で示している。図２（ａ）では、電流は平滑コンデンサ１０５からＦＥＴ１０６を介して、トランス１０９の一次巻線１１０へと流れ、一次巻線１１０を流れた電流は、電流共振コンデンサ１０８を経て、平滑コンデンサ１０５に戻る電流経路で流れる。

２）順序２（図２（ｂ）の状態）
図２（ｂ）では、ＦＥＴ１０６がオフ（ＯＦＦ）状態、ＦＥＴ１０７がオフ（ＯＦＦ）状態であり、このときの電流の流れを図中、順序２の破線で示している。図２（ｂ）では、ＦＥＴ１０６がオン状態からオフ状態になっても、トランス１０９の一次巻線１１０に流れる電流は図２（ａ）での電流の流れを維持しようと働く。そのため、トランス１０９の一次巻線１１０を流れる電流は、電流共振コンデンサ１０８を経て、ＦＥＴ１０７の寄生ダイオードを経由して一次巻線１１０に戻る電流経路で電流が流れる。

３）順序３（図２（ｃ）の状態）
図２（ｃ）では、ＦＥＴ１０６がオフ（ＯＦＦ）状態、ＦＥＴ１０７がオン（ＯＮ）状態であり、このときの電流の流れを図中、順序３の破線で示している。図２（ｃ）では、順序２の状態でＦＥＴ１０７をオン状態にしても、引き続き、電流は、トランス１０９の一次巻線１１０から電流共振コンデンサ１０８を経て、ＦＥＴ１０７の寄生ダイオードを経由する電流経路で流れる。

４）順序４（図２（ｄ）の状態）
図２（ｄ）では、順序３に引き続き、ＦＥＴ１０６がオフ（ＯＦＦ）状態、ＦＥＴ１０７がオン（ＯＮ）状態であり、このときの電流の流れを図中、順序４の破線で示している。図２（ｄ）では、トランス１０９の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ１０８との共振作用により、電流は、順序３の状態から次第に次のように流れる。すなわち、電流は、電流共振コンデンサ１０８からトランス１０９の一次巻線１１０へと流れ、ＦＥＴ１０７を経て、電流共振コンデンサ１０８に戻る電流経路で流れるように変化する。

５）順序５（図２（ｅ）の状態）
図２（ｅ）では、ＦＥＴ１０６がオフ（ＯＦＦ）状態、ＦＥＴ１０７がオフ（ＯＦＦ）状態であり、このときの電流の流れを図中、順序５の破線で示している。図２（ｅ）では、順序４の状態のままでＦＥＴ１０７をオン状態からオフ状態にしても、トランス１０９の一次巻線１１０に流れる電流は図２（ｄ）での電流の流れを維持しようと働く。そのため、電流は、電流共振コンデンサ１０８からトランス１０９の一次巻線１１０へと流れ、トランス１０９の一次巻線１１０からＦＥＴ１０６の寄生ダイオードを経由して、平滑コンデンサ１０５に向かう電流経路で流れる。

６）順序６（図２（ｆ）の状態）
図２（ｆ）では、ＦＥＴ１０６がオン（ＯＮ）状態、ＦＥＴ１０７がオフ（ＯＦＦ）状態であり、このときの電流の流れを図中、順序６の破線で示している。図２（ｆ）では、順序５の状態でＦＥＴ１０６をオフ状態からオン状態にしても、引き続き、電流は、次のように流れる。すなわち、電流は、電流共振コンデンサ１０８からトランス１０９の一次巻線１１０へと流れ、トランス１０９の一次巻線１１０からＦＥＴ１０６の寄生ダイオードを経由して、平滑コンデンサ１０５に向かう電流経路で流れる。

７）順序７（図２（ａ）の状態）
図２（ｆ）に引き続き、ＦＥＴ１０６がオン（ＯＮ）状態、ＦＥＴ１０７がオフ（ＯＦＦ）状態であり、このときの電流の流れを図中、順序７の破線で示している。トランス１０９の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ１０８との共振作用により、電流は、順序６の状態から、次第に次のように流れる。すなわち、電流は、平滑コンデンサ１０５からＦＥＴ１０６を経由してトランス１０９の一次巻線１１０へと流れ、一次巻線１１０から電流共振コンデンサ１０８を経由して平滑コンデンサ１０５に戻る電流経路で、電流が流れるように変化する。

このようにして、トランス１０９の一次巻線１１０には、正方向と逆方向の電流が交互に流れることになる。これにより、トランス１０９の二次巻線１１１、１１２に電圧が誘起され、その後、誘起された電圧は、２つのダイオード１３１、１３２、及び平滑コンデンサ１３３から構成される整流平滑回路によって整流・平滑化されて、直流電圧Ｖｏｕｔが生成される。また、このとき、トランス１０９の補助巻線１１３にも電圧が誘起され、この誘起電圧は、ダイオード１１４、及び平滑コンデンサ１１５の整流平滑回路により整流平滑化され、電源制御ＩＣ１２１のＶＣＣ端子に電源電圧として入力される。なお、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング周波数が低い程、ＦＥＴ１０６、１０７のオン時間が長くなるため、ＦＥＴ１０６、１０７のドレイン電流が増加し、トランス１０９の一次巻線１１０の電圧振幅が大きくなる。これにより、トランス１０９の二次側には、より大きな電圧が誘起され、より大きな電圧の直流電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。

［フィードバック制御の説明］
次に、フィードバック部のフィードバック制御について説明する。トランス１０９の二次側から負荷１３４に直流電圧Ｖｏｕｔが出力されると、直流電圧Ｖｏｕｔを抵抗１４１、１４２によって分圧した電圧がシャントレギュレータ１４３のＲＥＦ端子に入力される。シャントレギュレータ１４３は、ＲＥＦ端子の入力電圧が、シャントレギュレータ１４３が内部に有する基準電圧より高い場合は、カソード端子Ｋをアノード端子Ａと導通させることで、シャントレギュレータ１４３を導通状態に設定する。一方、シャントレギュレータ１４３は、ＲＥＦ端子の入力電圧が、シャントレギュレータ１４３が内部に有する基準電圧以下の場合には、カソード端子Ｋをハイインピーダンス状態にして、シャントレギュレータ１４３を非導通状態に設定する。

シャントレギュレータ１４３のカソード端子Ｋは、フォトカプラ１４４の発光ダイオードと接続され、シャントレギュレータ１４３が導通状態の場合には、フォトカプラ１４４の発光ダイオードに電流が流れる。これにより、フォトカプラ１４４のフォトトランジスタがオンする。一方、シャントレギュレータ１４３が非導通状態の場合には、フォトカプラ１４４の発光ダイオードには電流が流れず、フォトカプラ１４４のフォトトランジスタはオフする。また、フォトカプラ１４４のフォトトランジスタは、電源制御ＩＣ１２１のＦＢ端子に接続されている。そのため、フィードバック電圧であるＦＢ端子の電圧ＶＦＢ（以下、ＦＢ端子電圧ＶＦＢという）は、ＦＢ端子に接続された定電流源から供給される電流量、コンデンサ１２２の容量値、フォトカプラ１４４のフォトトランジスタのオン・オフ状態により変化する。

直流電圧Ｖｏｕｔの電圧が高い場合には、ＲＥＦ端子の入力電圧が高くなり、シャントレギュレータ１４３が導通状態となる。これにより、フォトカプラ１４４の発光ダイオードが導通状態となり、フォトカプラ１４４のフォトトランジスタがオンし、その結果、コンデンサ１２２に充電された電荷が放電され、電源制御ＩＣ１２１のＦＢ端子電圧ＶＦＢが低下する。

一方、直流電圧Ｖｏｕｔの電圧が低下すると、フォトカプラ１４４の発光ダイオードに流れる電流が減少するため、発光量が減り、フォトトランジスタに流れる電流も低下する。そのため、電源制御ＩＣ１２１内部のＦＢ端子に接続されている定電流充電回路により電流が供給され、コンデンサ１２２が充電されることにより、ＦＢ端子電圧ＶＦＢは上昇する。そして、直流電圧Ｖｏｕｔの電圧が更に低下して、シャントレギュレータ１４３のＲＥＦ端子の入力電圧が、シャントレギュレータ１４３が内部に有する基準電圧以下になると、カソード端子Ｋはハイインピーダンス状態となる。その結果、フォトカプラ１４４の発光ダイオードには電流が流れなくなり、フォトトランジスタはオフ状態となるため、定電流充電回路から供給される電流によりコンデンサ１２２が充電されるため、ＦＢ端子電圧ＶＦＢは、更に上昇する。このように、電源制御ＩＣ１２１は、ＦＢ端子電圧ＶＦＢに基づいて、直流電圧Ｖｏｕｔの電圧を検知することができ、ＦＢ端子電圧ＶＦＢに基づいて、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング制御を行う。これにより、電源装置は、安定した直流電圧Ｖｏｕｔを出力することが可能になる。

［モード切り換え手順の説明］
電源装置は、連続モードの場合には常にスイッチング動作を行っているため、電源制御ＩＣ１２１の動作電流や、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング時の損失により、消費電力がより増加する。そのため、近年の電源制御ＩＣは、消費電力を低減させるためにスイッチング動作を間欠的に行う間欠モードを備えている。ここでは、電源装置が搭載された画像形成装置がプリント動作から待機状態に移行する際の、動作モードの切り換え手順について説明する。

画像形成装置がプリント動作を行うときには、モータ等のアクチュエータを稼働させるために電源装置の負荷が大きく、負荷に必要な電力を供給するために、電源制御ＩＣ１２１は連続モードで動作するように設定される。そのため、コントロールユニット２０１は、ＧＰＯ１端子からハイレベルの信号を出力し、これによりトランジスタ２０４がＯＮし、フォトカプラ２０５の発光ダイオードが導通状態となり、フォトカプラ２０５のフォトトランジスタがオンする。フォトカプラ２０５のフォトトランジスタがオンすると、ＳＢ端子電圧ＶＳＢがＲＥＧ端子の出力電圧（定電圧）まで上昇して、モード切り換え閾値よりも高くなると、電源制御ＩＣ１２１は、動作モードを連続モードに切り換える。

一方、画像形成装置はプリント動作が終了して、待機状態へ移行すると、プリント動作のために稼動していたアクチュエータ類が停止し、電源装置の負荷が減少する。そのため、画像形成装置は待機状態になると、コントロールユニット２０１はＧＰＯ１端子からローレベルの信号を出力する。これにより、トランジスタ２０４がオフし、フォトカプラ２０５の発光ダイオードは非導通状態となり、フォトカプラ２０５のフォトトランジスタもオフする。フォトカプラ２０５のフォトトランジスタがオフすると、ＳＢ端子電圧ＶＳＢは徐々に低下し、モード切り換え閾値未満になると、電源制御ＩＣ１２１は動作モードを間欠モードに移行する。

［間欠モード時におけるスイッチング動作の説明］
図４は、電源制御ＩＣ１２１のＳＢ端子及びＦＢ端子の内部構成と、その周辺回路を表したブロック図である。なお、以下では、第１の待機状態に発生し得る負荷の範囲を第１の負荷領域、第２の待機状態に発生し得る負荷の範囲を第２の負荷領域という。図４を参照して、従来の第１の待機状態での負荷状態、すなわち所定の負荷以上の負荷状態である第１の負荷領域内の負荷における間欠モードでのスイッチング動作の制御方法について説明する。なお、ここでは説明を簡潔にするために、電源制御ＩＣ１２１が連続モードから間欠モードへ移行した後は、ＳＢ端子電圧ＶＳＢは０Ｖから開始するものとする。また、従来例の説明を行うため、負荷領域信号Ｓｌｏａｄは常にハイレベルとし、第１の負荷領域と、所定の負荷よりも小さい負荷状態である第２の負荷領域において、ＳＢ端子に接続されているコンデンサの容量値は同一とする。そのため、図４において、負荷領域信号Ｓｌｏａｄがハイレベルの場合には、間欠周期制御部４０のＦＥＴ４０３はオン状態となり、ＳＢ端子には、コンデンサ４０２、４０２が接続された状態となる。

図４において、電流源５０１は、ＦＢ端子から外部へ一定電流を供給する定電流源であり、周期制御手段である比較器５０２は、基準電圧Ｖｒｅｆ１とＦＢ端子電圧ＶＦＢとを比較した結果を出力する。スイッチ５０３、５０５は、比較器５０２の比較結果に応じて、オン又はオフされるスイッチであり、スイッチ５０３とスイッチ５０５は互いに逆に動作する。すなわち、スイッチ５０３がオンするとスイッチ５０５はオフし、スイッチ５０３がオフするとスイッチ５０５はオンする。電流源５０４は、スイッチ５０３がオンすると、ＳＢ端子から外部へ一定電流を供給する定電流源であり、一方、電流源５０６は、スイッチ５０５がオンすると、ＳＢ端子を介して内部へ一定電流を引き込む定電流源である。比較器５０７は、基準電圧Ｖｒｅｆ２とＳＢ端子電圧ＶＳＢとを比較した結果を出力する。出力部５０８は、ＳＢ端子電圧ＶＳＢ及び比較器５０７から出力される比較結果に応じて、Ｇ１端子及びＧ２端子からＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を制御する信号を出力する。ＦＢ端子は、電源制御ＩＣ１２１内部には電流源５０１が接続され、電源制御ＩＣ１２１外部にはコンデンサ１２２及びフォトカプラ１４４が接続されている。前述したように、直流電圧Ｖｏｕｔの電圧値に応じて、ＦＢ端子電圧ＶＦＢは増減する。また、間欠周期制御部４０は、後述するように、第１の負荷領域又は第２の負荷領域に応じて、ＳＢ端子に接続されるコンデンサの容量を制御する。

なお、誤動作を防止するために、比較器５０２、５０７の基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２にはヒステリシス特性を持たせている。比較器５０２の出力がハイレベルからローレベルになるときの基準電圧Ｖｒｅｆ１を基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｎとし、比較器５０２の出力がローレベルからハイレベルになるときの基準電圧Ｖｒｅｆ１を基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｆｆとする。また、比較器５０７の出力がハイレベルからローレベルになるときの基準電圧Ｖｒｅｆ２を基準電圧Ｖｒｅｆ２ｏｎとし、比較器５０７の出力がローレベルからハイレベルになるときの基準電圧Ｖｒｅｆ２を基準電圧Ｖｒｅｆ２ｏｆｆとする。

比較器５０２は、反転入力端子（−）に入力されるＦＢ端子電圧ＶＦＢが、非反転端子（＋）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｎ以上（第二の閾値以上）になるとローレベル信号を出力し、スイッチ５０３がオンし、スイッチ５０５はオフする。スイッチ５０３がオンすると、電流源５０４からＳＢ端子を介して外部に定電流が出力され、電流源５０４からの定電流により、間欠周期制御部４０内のコンデンサに電荷が蓄えられ、ＳＢ端子電圧ＶＳＢが上昇する。比較器５０７は、反転入力端子（−）に接続されたＳＢ端子電圧ＶＳＢが上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆ２ｏｎ以上になると、ローレベル信号を出力する。比較器５０７がローレベル信号を出力すると、出力部５０８は、Ｇ１端子及びＧ２端子を介してＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング制御を行う。また、このときのＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング周波数は、ＳＢ端子電圧ＶＳＢに応じて決定される。

一方、比較器５０２は、反転入力端子（−）に入力されるＦＢ端子電圧ＶＦＢが、非反転入力端子（＋）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｆｆを下回ると、ハイレベル信号を出力し、スイッチ５０３がオフし、スイッチ５０５はオンする。スイッチ５０５がオンすると、電流源５０６によって、ＳＢ端子の外部に接続されたコンデンサからＳＢ端子を介して電源制御ＩＣ１２１内部へ電流が流入し、ＳＢ端子電圧ＶＳＢが減少する。比較器５０７は、反転入力端子（−）に入力されるＳＢ端子電圧ＶＳＢが減少し、非反転入力端子（＋）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ２ｏｆｆを下回ると、ハイレベル信号を出力し、出力部５０８はＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング制御を停止する。このように、間欠モードにおけるＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作は、電源制御ＩＣ１２１のＦＢ端子電圧ＶＦＢとＳＢ端子電圧ＶＳＢによって制御される。

なお、本実施例では、負荷領域信号Ｓｌｏａｄの状態が切り替わることにより、間欠周期制御部４０によってＳＢ端子に接続されるコンデンサが切り換わり、それによりＳＢ端子電圧ＶＳＢの上昇速度及び下降速度が切り換えられる構成になっている。詳細動作については後述する。

［間欠モード時の各部動作の説明］
図５は、電源制御ＩＣ１２１のＦＢ端子、ＳＢ端子の電圧、負荷１３４への出力電圧である直流電圧Ｖｏｕｔの電圧波形を用いて、上述したＦＥＴ１０６、１０７の従来のスイッチング制御を説明したタイミングチャートである。図５（ａ）において、縦軸方向には、上から順に、ＦＢ端子電圧ＶＦＢの電圧波形、ＳＢ端子電圧ＶＳＢの電圧波形、ＦＥＴ１０６、１０７のゲート端子の電位（ゲート電位）、間欠モードの状態、直流電圧Ｖｏｕｔの電圧波形を示している。横軸は時間を示し、Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄ、Ｔｅは、時間（タイミング）を示す。図５（ｂ）も、図５（ａ）と同様であり、時間を示す横軸のＴａ’、Ｔｂ’、Ｔｃ’、Ｔｄ’、Ｔｅ’は時間（タイミング）を示す。なお、図５（ａ）と図５（ｂ）では、電源装置はそれぞれ同一の負荷１３４と接続されている。また、図５（ａ）は、ＳＢ端子に接続されたコンデンサの容量がＣ１の場合の電圧波形を示し、図５（ｂ）は、ＳＢ端子に接続されたコンデンサの容量がＣ２の場合の電圧波形を示している。なお、コンデンサの容量Ｃ１、Ｃ２の大小関係は、Ｃ１＞Ｃ２とする。

まず、図５（ａ）について説明する。電源装置の動作モードが連続モードから間欠モードに切り替わると、電源制御ＩＣ１２１は、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止する。そのため、負荷１３４に供給される直流電圧Ｖｏｕｔが徐々に低下し、上述したフィードバック制御によってＦＢ端子電圧ＶＦＢが上昇する。時間ＴａにおいてＦＢ端子電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｎ以上になると、比較器５０２はローレベル信号を出力し、スイッチ５０３がオンし、スイッチ５０５がオフする。これにより、電流源５０１からＳＢ端子に接続されたコンデンサに対して電流が供給され、ＳＢ端子電圧ＶＳＢが上昇する。時間ＴｂにおいてＳＢ端子電圧ＶＳＢが基準電圧Ｖｒｅｆ２ｏｎ以上になると、比較器５０７からローレベル信号が出力される。これにより、出力部５０８は、間欠モードの休止期間のため停止していたＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を再開させ、その結果、直流電圧Ｖｏｕｔは徐々に上昇する。

一方、直流電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、フォトカプラ１４４がオンし、コンデンサ１２２の電荷が放電されるため、ＦＢ端子電圧ＶＦＢが低下する。そして、時間ＴｃにおいてＦＢ端子電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｆｆを下回ると、比較器５０２はハイレベル信号を出力し、スイッチ５０３はオフし、スイッチ５０５がオンする。これにより、ＳＢ端子に接続される電流源は、電流源５０４から電流源５０６に切り替わることで、ＳＢ端子電圧ＶＳＢが低下する。そして、時間Ｔｄにおいて、ＳＢ端子電圧ＶＳＢが基準電圧Ｖｒｅｆ２ｏｆｆを下回ると、比較器５０７からハイレベル信号が出力され、出力部５０８は、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止して、間欠モードの休止期間へと移行する。

間欠モードの休止期間では、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作が行われないため、トランス１０９の二次側には電力が供給されない。そのため、負荷１３４への電力供給は、平滑コンデンサ１３３に蓄積された電荷から行われるが、電力供給が続くと、平滑コンデンサ１３３の電荷が徐々に減少していき、直流電圧Ｖｏｕｔは徐々に低下する。直流電圧Ｖｏｕｔが低下すると、シャントレギュレータ１４３のＲＥＦ端子に入力される電圧も低下するため、フォトカプラ１４４がオフし、その結果、ＦＢ端子電圧ＶＦＢが上昇する。そして、ＦＢ端子電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｎ以上になると、再び上述した制御を行い、時間Ｔｅにおいて、出力部５０８が、再度、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を再開する動作期間に移行して、上述した制御を繰り返す。

なお、間欠モードにおいて、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を開始する時間Ｔｂから、次のスイッチング動作を開始する時間Ｔｅまでの期間を間欠周期（スイッチング周期）という。また、図５（ａ）の直流電圧Ｖｏｕｔの波形では、このときの直流電圧リップル（直流電圧Ｖｏｕｔの最大電圧と最小電圧との電圧差）を図示している。なお、負荷１３４が増加すると、休止期間中の直流電圧Ｖｏｕｔの低下速度が増加し、ＦＢ端子電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｎ以上になるまでの時間が短くなり、その結果、間欠周期が短くなる。一方、負荷１３４が減少すると、休止期間中の直流電圧Ｖｏｕｔの低下速度が減少し、ＦＢ端子電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｎ以上になるまでの時間が長くなり、その結果、間欠周期が長くなる。

次に、図５（ｂ）について説明する。図５（ｂ）と図５（ａ）との違いは、ＳＢ端子に接続されたコンデンサの容量の大きさの違いであり、負荷の大きさ等のその他の条件は同一である。上述したように、図５（ｂ）でＳＢ端子に接続されているコンデンサの容量Ｃ２は、図５（ａ）でのコンデンサの容量Ｃ１より小さいものとする。

図５（ｂ）において、時間Ｔａ’でＦＢ端子電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｎ以上になると、比較器５０２はローレベル信号を出力し、スイッチ５０３がオンし、スイッチ５０５がオフする。これにより、電流源５０１からＳＢ端子に接続されたコンデンサに対して電流が供給される。時間Ｔａ’においてスイッチ５０３がオンして、電源制御ＩＣ１２１内部の電流源５０４からＳＢ端子を介して外部のコンデンサに電流が供給されると、コンデンサの容量が小さいため、ＳＢ端子電圧ＶＳＢの上昇速度は、図５（ａ）と比較して速くなる。そして、時間Ｔｂ’で、ＳＢ端子電圧ＶＳＢが基準電圧Ｖｒｅｆ２ｏｎ以上になると、比較器５０７からローレベル信号が出力される。これにより、出力部５０８は、間欠モードの休止期間のため停止していたＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を再開させ、その結果、直流電圧Ｖｏｕｔは徐々に上昇する。

一方、直流電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、ＦＢ端子電圧ＶＦＢが低下する。そして、時間Ｔｃ’で、ＦＢ端子電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｆｆを下回ると、比較器５０２はハイレベル信号を出力し、スイッチ５０３はオフし、スイッチ５０５がオンする。これにより、ＳＢ端子に接続される電流源は、電流源５０４から電流源５０６に切り替わることで、ＳＢ端子を介して、電源制御ＩＣ１２１の内部に定電流が流れ込むため、ＳＢ端子電圧ＶＳＢは減少する。このときも、ＳＢ端子に接続されているコンデンサの容量が小さいため、ＳＢ端子電圧ＶＳＢの下降速度は、図５（ａ）と比較して速くなる。そして、時間Ｔｄ’において、ＳＢ端子電圧ＶＳＢが基準電圧Ｖｒｅｆ２ｏｆｆを下回ると、比較器５０７からハイレベル信号が出力され、出力部５０８は、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を停止する。

このように、図５（ｂ）では、図５（ａ）と比較すると、ＳＢ端子電圧ＶＳＢの上昇速度及び下降速度が速い。そのため、結果としてＦＥＴ１０６、１０７のスイッチングが開始される時間Ｔｂ’から、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチングが停止される時間Ｔｄ’までの動作期間が短くなり、スイッチング回数が減少する。そして、動作期間が短く、スイッチング回数が少ないことによって、動作期間における直流電圧Ｖｏｕｔの増加分も小さくなり、直流電圧リップルも、図５（ａ）の場合に比べて小さくなる。

また、図５（ａ）と図５（ｂ）で負荷１３４は同一なので、間欠モードのＦＥＴ１０６、１０７がスイッチング動作を停止している休止期間中の、直流電圧Ｖｏｕｔの低下速度は同一となる。ＦＢ端子電圧ＶＦＢは、直流電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧値まで低下すると増加し、基準電圧Ｖｒｅｆ１ｏｎ以上になると次の動作期間が開始するため、動作期間中の直流電圧Ｖｏｕｔの増加分が小さい図５（ｂ）の方が、次の動作期間が早く開始されることになる。

その結果、ＳＢ端子容量に接続されるコンデンサの容量が小さい場合には、間欠モードの間欠周期が短くなり、直流電圧リップルを抑制することができる。しかしながら、間欠モードの休止期間が短くなることにより、消費電力がより増加するという短所がある。一方、図５（ａ）のように、ＳＢ端子に接続されるコンデンサの容量が大きいと、間欠モードの間欠周期を長くすることができ、スイッチング休止期間が長くなって消費電力を低減することができる。しかしながら、図５（ｂ）と比べて直流電圧リップルが増大するという短所がある。

［従来の構成の課題］
図６は、上述した間欠周期の変化と課題をまとめた図であり、図６（ａ）、（ｂ）は、それぞれ図５（ａ）、（ｂ）に対応している。図６（ａ）、（ｂ）において、縦軸は間欠モードの間欠周期を示し、横軸は負荷１３４の大きさを示している。図６（ａ）、（ｂ）では、負荷１３４の基準となる負荷をＬｔｈで示し、負荷Ｌｔｈより小さい領域を第２の負荷領域、負荷Ｌｔｈより大きい領域を第１の負荷領域としている。電源装置は、電源装置が搭載される電子機器に応じて、消費電力や出力電圧リップルが所定の範囲内であることが要求される。上述したように、消費電力や出力電圧リップルの仕様は、間欠周期の影響を受けるため、間欠周期も所定の範囲内であることが必要となる。図６は、本実施例における第１の負荷領域における出力電圧リップルに対する要求範囲と、第２の負荷領域における消費電力の省エネルギーの度合いに対する要求範囲をハッチングで示している。

本実施例では、電源装置が画像形成装置に搭載された場合、第１の負荷領域では、ＤＣブラシレスモータやステッピングモータ用のモータ駆動ＩＣ等が負荷として接続されている。そして、このとき、電源装置から供給する直流電圧Ｖｏｕｔは２２．８Ｖ〜２５．２Ｖの範囲であり、出力電圧リップルとしては２．４Ｖ（＝２５．２Ｖ−２２．８Ｖ）以下が要求されているものとする。出力電圧リップルを２．４Ｖ以下とするためには、間欠モードの間欠周期も所定の時間以下に設定する必要があり、その範囲を図６（ａ）、（ｂ）の出力電圧リップルに対する要求範囲（ハッチング部分）として示している。なお省エネルギー性に対する規格については、第１の負荷領域では第２の負荷領域と比較して要求水準が低いため、ここでは間欠周期に依らず満足しているものとする。

一方、電源装置が画像形成装置に搭載された場合、第２の負荷領域では、消費電力の低減化のために、上述したモータ駆動ＩＣ等の負荷への電力供給はＦＥＴ等のロードスイッチによって遮断される。そして、第２の負荷領域では、第２の負荷領域から第１の負荷領域に復帰するトリガー（ボタン等の操作）を検知するために、ユーザインターフェース部のみが動作している。第２の負荷領域では、省エネルギー性に対する規格を満足するために、間欠モードの間欠周期を所定の時間以上に設定する必要があり、その範囲を図６（ａ）、（ｂ）の消費電力に対する要求範囲（ハッチング部分）として示している。なお、負荷として電源装置に接続されているユーザインターフェース部は、一般的にモータ駆動ＩＣと比べて、電源電圧の変動に対する許容範囲が広いため、出力電圧リップルに対する要求水準は低いものとする。そのため、第２の負荷領域では、間欠周期に依らず出力電圧リップルに対する要求範囲は満足しているものとする。

図６（ａ）に対応する図５（ａ）で説明したＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作の場合、図６（ｂ）に対応する図５（ｂ）と比較して、間欠周期が長く、第２の負荷領域での消費電力に対する要求範囲を満足している。しかしながら、図６（ａ）は、間欠周期が長いため、出力電圧リップルが増大し、第１の負荷領域においては出力電圧リップルに対する要求範囲（ハッチング部分）からはずれ、要求範囲を満足していない。一方、図６（ｂ）に対応する図５（ｂ）で説明したＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作の場合は、図６（ａ）と比較して、間欠周期が短く、第１の負荷領域での出力電圧リップルの要求範囲を満たしている。しかしながら、図６（ｂ）は、間欠周期が短いため、消費電力が大きくなり、第２の負荷領域においては消費電力に対する要求範囲（ハッチング部分）からはずれ、要求範囲を満足していない。このように、電源装置に対して、出力電圧リップルと消費電力の両方を所定の範囲内とすることが求められている場合には、ＳＢ端子に接続されているコンデンサの容量を固定していると要求を満足できない場合があり、課題となっている。

［負荷領域検知部の説明］
上述した課題を解決するために、本実施例では、電源装置に接続される負荷１３４の負荷領域を検知し、検知結果に応じて、ＳＢ端子に接続されているコンデンサの容量を切り換え、それに伴い間欠周期の切り換えを行う。まず、負荷領域を検知する負荷検知手段である負荷領域検知部について説明する。

一般的に、電流共振方式のトランスは、共振電流を流すために漏洩インダクタンスが大きくなるように作られており、一次側のインダクタンスは、二次側と磁気結合する励磁インダクタンスと、漏洩インダクタンスの合計値で表わすことができる。そのため、本実施例のように補助巻線１１３を一次巻線１１０に巻いた場合には、励磁インダクタンス及び漏洩インダクタンスと磁気結合するため、補助巻線１１３に発生する電圧は、励磁インダクタンス及び漏洩インダクタンスに発生する電圧の影響を受ける。漏洩インダクタンスには二次側への負荷電流が流れるため、漏洩インダクタンスに発生する電圧は負荷１３４の大きさに依存する。そのため、補助巻線１１３に誘起される電圧は、負荷１３４の大きさに依存した電圧となる。その結果、第１の負荷領域と第２の負荷領域で補助巻線１１３に誘起される電圧に大きな差がある場合は、誘起される電圧に基づいて、負荷１３４の負荷領域を検知することができる。図１に示す負荷領域検知部３０は、補助巻線１１３に誘起される電圧に基づいて、負荷１３４の負荷領域を検知する回路の一例を示したものである。負荷領域検知部３０には、補助巻線１１３に誘起された電圧をダイオード１１４と平滑コンデンサ１１５によって整流・平滑化された電圧が入力される。そして、入力された電圧は抵抗３０１、３０２で分圧されて、第一のスイッチ素子であるＦＥＴ３０３のゲート端子に印加される。

第１の負荷領域は、第２の負荷領域と比較して負荷が大きいため、補助巻線１１３に誘起される電圧が上昇する。その結果、抵抗３０１、３０２で分圧されてＦＥＴ３０３のゲート端子に印加される電位が上昇し、閾値電圧以上（第一の閾値以上）になるとＦＥＴ３０３がオンする。ＦＥＴ３０３がオンすると、ＦＥＴ３０３のドレイン端子の電位が低下して、負荷領域検知部３０から出力される負荷領域信号Ｓｌｏａｄはローレベル（第一の信号）となる。一方、第２の負荷領域は、第１の負荷領域と比較して負荷が小さいため、補助巻線１１３に誘起される電圧が低下する。その結果、抵抗３０１、３０２で分圧されてＦＥＴ３０３のゲート端子に印加される電位が低下し、閾値電圧未満（第一の閾値未満）になるとＦＥＴ３０３はオフする。ＦＥＴ３０３がオフすると、ＦＥＴ３０３のドレイン端子の電位が上昇して、負荷領域検知部３０から出力される負荷領域信号Ｓｌｏａｄはハイレベル（第二の信号）となる。なお、上述した動作を行うために、補助巻線１１３に誘起される電圧値を考慮した上で、抵抗３０１、３０２の抵抗値、及びＦＥＴ３０３がオンするスレッショルドレベルを適正に選定する必要がある。

［間欠周期制御部の説明］
次に、負荷領域に応じて、間欠モードの間欠周期を切り換える間欠周期制御部４０の構成及び動作について説明する。負荷領域検知部３０から間欠周期制御部４０に負荷領域信号Ｓｌｏａｄが入力されると、容量切り換え手段である間欠周期制御部４０は、負荷領域信号Ｓｌｏａｄに応じて、電源制御ＩＣ１２１のＳＢ端子に接続されるコンデンサの容量を切り換える。負荷領域信号ＳｌｏａｄはＦＥＴ４０３のゲート端子に入力され、負荷領域信号Ｓｌｏａｄがローレベル、すなわち負荷１３４が第１の負荷領域の場合にはＦＥＴ４０３はオフする。その結果、ＳＢ端子に接続されているコンデンサはコンデンサ４０１（第一のコンデンサ）のみとなる。一方、負荷領域信号Ｓｌｏａｄがハイレベル、すなわち負荷１３４が第２の負荷領域の場合には、ＦＥＴ４０３（第二のスイッチ素子）はオンする。その結果、ＳＢ端子には、コンデンサ４０１に加え、コンデンサ４０１に並列に接続されたコンデンサ４０２（第二のコンデンサ）も接続される。そのため、第１の負荷領域の場合と比較して、ＳＢ端子に接続されているコンデンサの電荷を蓄積可能な容量は増加することになる。図５で説明したように、電流源５０４及び電流源５０６は定電流源であるため、電流量は一定である。そのため、ＳＢ端子に接続されているコンデンサの容量が増減すると、ＳＢ端子電圧ＶＳＢの上昇速度及び下降速度も変動することになる。

ＳＢ端子電圧ＶＳＢの上昇速度及び下降速度が減少すると、図５（ａ）に示したように、間欠モードの間欠周期は長くなり、その結果、直流電圧リップルは大きくなるが、間欠モードの休止期間が長くなることにより消費電力は少なくなる。低消費電力が要求される第２の負荷領域においては、このように簡潔モードの間欠周期を長くすることにより、所望の仕様を実現することができる。一方、ＳＢ端子電圧ＶＳＢの上昇速度及び下降速度が増加すると、図５（ｂ）に示したように、間欠モードの間欠周期は短くなり、その結果、直流電圧リップルは小さくなるが、間欠モードの休止期間が短くなることにより消費電力は大きくなる。低直流電圧リップルが要求される第１の負荷領域においては、このように間欠周期を短くすることにより、所望の仕様を実現することができる。

図７は、上述した間欠モードにおける電源装置の動作をまとめた図である。従来技術について説明した図６では、負荷に対する間欠周期は直線で表現され、第１の負荷領域及び第２の負荷領域に対して連続性を有しており、そのため、負荷領域においては、消費電力、又は出力電圧リップルのいずれか一方の仕様しか満足できていなかった。これに対し、本実施例の負荷に対する間欠周期の関係を示す図７においては、第１の負荷領域内、又は第２の負荷領域内の同じ負荷領域内では、負荷に対する間欠周期は連続的であるが、第１の負荷領域と第２の負荷領域との間では不連続となっている。このように電源装置に接続された負荷１３４の負荷領域に応じて、間欠モードの間欠周期を大きく切り換えることで、負荷領域に応じた所望の仕様を満足するように電源装置を動作させることができる。

なお、図６、図７で説明した間欠周期−負荷の特性は線形であるが、この特性は電源制御ＩＣの仕様によって決定され、必ずしも線形である必要はなく、例えば二次関数や指数関数的な特性となることもある。

以上説明したように、本実施例では、補助巻線１１３に誘起される巻線電圧を利用して負荷１３４の負荷領域を検知し、検知された負荷領域に応じてＳＢ端子に接続されたコンデンサの容量を切り換えることで、負荷領域に応じた間欠周期に切り換える。負荷領域に応じて間欠モードの間欠周期を切り換えることにより、第２の待機状態である第２の負荷領域における低消費電力と、第１の待機状態である第１の負荷領域における低出力電圧リップルとを両立させることができる。更に、本実施例では、負荷領域の検知を、トランス１０９が通常備えている補助巻線１１３の誘起電圧に基づいて行うことで、新たな検知回路を追加することによるコストの増加を抑えることができる。なお、本実施例では、ＳＢ端子に接続される間欠周期制御部４０内のコンデンサの容量を切り換えることで、間欠モードの間欠周期の切り換えを行っているが、例えばＦＢ端子に接続されたコンデンサの容量を切り換えることで、同様の制御を行ってもよい。

以上説明したように、本実施例によれば、第１の待機状態での直流電圧リップルを低減させることと、第２の待機状態での消費電力を低減させることとを両立させることができる。

実施例１では、補助巻線に誘起される電圧に基づいて負荷領域を検知し、検知された負荷領域に応じて間欠モードの間欠周期を切り換える構成について説明した。実施例１の構成の場合には、第１の待機状態である第１の負荷領域と、第２の待機状態である第２の負荷領域で補助巻線１１３に発生する電圧に大きな差がある場合には適用可能であるが、電圧差が小さい場合には適用が難しい場合がある。そこで、実施例２では、第１の負荷領域と第２の負荷領域で補助巻線１１３に発生する電圧に大きな差がない場合でも適用が可能な、コントロールユニット２０１からの指示により、第１の待機状態と第２の待機状態を切り換える構成について説明する。

［電源装置の構成］
図８は、実施例２の電源装置の回路構成を示す回路図である。図８は、実施例１の図１と比較すると、負荷領域検知部３０が削除され、コントロールユニット２０１にＧＰＯ２端子を設け、ＧＰ０２端子からの出力信号を間欠周期制御部４０のＦＥＴ４０３のゲート端子に入力する回路が追加されている点が異なる。フォトカプラ２０６は、待機状態を二次側から一次側へ伝えるために設けられている。フォトカプラ２０６の発光ダイオードは、コントロールユニット２０１のＧＰＯ２端子と接続され、フォトカプラ２０６のフォトトランジスタは、間欠周期制御部４０のＦＥＴ４０３のゲート端子と接続されている。

実施例１では、負荷領域検知部３０から出力された負荷領域信号Ｓｌｏａｄが、間欠周期制御部４０のＦＥＴ４０３のゲート端子に出力されていた。実施例２では、負荷領域信号Ｓｌｏａｄの代わりに、コントロールユニット２０１のＧＰＯ２端子からの待機状態を指示する制御信号が、間欠周期制御部４０のＦＥＴ４０３のゲート端子に出力される。コントロールユニット２０１が第１の待機状態と第２の待機状態との切り換えを行っているため、負荷領域検知部３０が設けられていなくても、コントロールユニット２０１は、電源装置がいずれの待機状態にあるかどうか判断することができる。

コントロールユニット２０１は、電源装置を第１の待機状態に設定する場合には、ＧＰＯ２端子からハイレベルの信号を出力して、フォトカプラ２０６の発光ダイオードを導通状態にして、フォトトランジスタをオンさせる。フォトカプラ２０６のフォトトランジスタがオンすることにより、ＦＥＴ４０３のゲート端子に入力される負荷領域信号Ｓｌｏａｄをローレベルにし、ＦＥＴ４０３をオフする。実施例１で説明したように、ＦＥＴ４０３がオフ状態となることで、電源制御ＩＣ１２１のＳＢ端子に接続されるコンデンサの容量はコンデンサ４０１の容量のみとなり、接続されるコンデンサの容量が小さくなることでＳＢ端子電圧ＶＳＢの上昇速度が増加する。これにより、第１の待機状態では、間欠モードの間欠周期を短くし、出力電圧リップルを小さくすることができる。

一方、コントロールユニット２０１は、電源装置を第２の待機状態に設定する場合には、ＧＰＯ２端子からローレベルの信号を出力して、フォトカプラ２０６の発光ダイオードを非導通状態にして、フォトトランジスタをオフさせる。フォトカプラ２０６のフォトトランジスタがオフすることにより、ＦＥＴ４０３のゲート端子に入力される負荷領域信号Ｓｌｏａｄはハイレベルとなり、ＦＥＴ４０３をオンする。実施例１で説明したように、ＦＥＴ４０３がオン状態となることで、電源制御ＩＣ１２１のＳＢ端子に接続されるコンデンサの容量は、コンデンサ４０１とコンデンサ４０２の合計容量となる。その結果、接続されるコンデンサの容量が大きくなることで、ＳＢ端子電圧ＶＳＢの上昇速度が減少する。これにより、第２の待機状態では、間欠モードの間欠周期を長くし、消費電力を抑制することができる。

以上説明したように、本実施例では、コントロールユニット２０１からの第１の待機状態又は第２の待機状態への切り換えを指示する制御信号により、間欠周期制御部４０を制御して、ＳＢ端子に接続されるコンデンサを切り換えている。このように、本実施例では、実施例１のように第１の待機状態と第２の待機状態で負荷に大きな差がない場合でも、コントロールユニット２０１は、負荷に応じて電源装置の待機状態を切り換えることができる。

以上説明したように、本実施例によれば、第１の待機状態での直流電圧リップルを低減させることと、第２の待機状態での消費電力を低減させることとを両立させることができる。

実施例１、２で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、すなわちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１、２の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。

［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図９に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ３００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム３１１、感光ドラム３１１を一様に帯電する帯電部３１７（帯電手段）、感光ドラム３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム３１１に現像されたトナー像をカセット３１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部３１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器３１４で定着してトレイ３１５に排出する。この感光ドラム３１１、帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８が画像形成部（画像形成手段）である。また、レーザビームプリンタ３００は、実施例１、２で説明した電源装置５００を備えている。なお、実施例１、２の電源装置５００を適用可能な画像形成装置は、図９に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。

レーザビームプリンタ３００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御するコントローラ３２０を備えており、実施例１、２に記載の電源装置５００は、例えばコントローラ３２０に電力を供給する。また、実施例１、２に記載の電源装置５００は、感光ドラム３１１を回転するため、又はシートを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部に電力を供給する。なお、コントローラ３２０は、実施例１の図１、及び実施例２の図８のコントロールユニット２０１に相当する。本実施例の電源装置５００が実施例１の電源装置である場合、電源制御ＩＣ１２１は、コントローラ３２０からの指示に応じて、連続モード又は間欠モードの切り換えを行う。また、負荷領域検知部３０は、補助巻線１１３に誘起される電圧に基づいて負荷１３４の負荷領域を検知し、間欠周期制御部４０は、検知された負荷領域に応じてＳＢ端子に接続されたコンデンサの容量を切り換え、負荷領域に応じた間欠周期に切り換える。これにより、第２の待機状態である第２の負荷領域における低消費電力と、第１の待機状態である第１の負荷領域における低出力電圧リップルとを両立させることができる。

また、本実施例の画像形成装置は、間欠モードでは、第１の待機状態に対応するスタンバイモード、又は第２の待機状態に対応するスリープモードで動作することが可能となっている。スタンバイモードは、画像形成動作を行う通常動作モード（連続モードともいう）よりも消費する電力を低減させつつ、印刷指示を受信したらすぐに画像形成動作を実施できる状態となるモードである。スリープモードは、スタンバイモードより更に消費する電力を低減させた状態となるモードである。電源装置５００が実施例２の電源装置である場合には、コントローラ３２０のＧＰ０１端子から出力された指示に応じて、連続モード又は間欠モードの切り換えを行う。更に、実施例２の電源装置の場合には、コントローラ３２０のＧＰ０２端子から出力された指示に応じて、第１の待機状態又は第２の待機状態の切り換えを行う。これにより、実施例２の電源装置では、第１の待機状態と第２の待機状態で負荷に大きな差がない場合でも、コントローラ３２０の指示に応じて、電源装置の待機状態を切り換えることができる。

以上説明したように、本実施例によれば、第１の待機状態での直流電圧リップルを低減させることと、第２の待機状態での消費電力を低減させることとを両立させることができる。

３０ 負荷領域検知部
４０ 間欠周期制御部
１０６、１０７ ＦＥＴ
１１３ 補助巻線
１２１ 電源制御ＩＣ
１３４ 負荷１３４

Claims (11)

1. 交流電圧を整流、平滑して入力電圧を生成する整流平滑手段と、
   一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、
   前記入力電圧が印加される前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング手段と、
   前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、
   前記スイッチング手段を所定周期で連続発振させる連続モード、又は前記スイッチング手段を前記所定周期よりも長い周期で間欠発振させる間欠モードに切り換えが可能で、前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
   を備える電源装置であって、
   前記補助巻線に誘起される電圧に基づいて、前記トランスの二次側に接続された負荷を検知する負荷検知手段と、
   電荷を蓄積可能なコンデンサを有し、前記負荷検知手段の検知結果に基づいて、前記コンデンサの容量を切り換える容量切り換え手段と、
   前記フィードバック手段から入力された前記フィードバック電圧に基づいて、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの充電又は放電を行い、前記スイッチング手段による前記スイッチング動作のスイッチング周期を制御する周期制御手段と、
   を備え、
   前記スイッチング制御手段が前記間欠モードの場合に、
   前記周期制御手段は、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を行い、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が前記所定の電圧より小さい場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を停止させ、
   前記容量切り換え手段は、前記負荷検知手段により検知された前記負荷が所定の負荷以上の第一の待機状態の場合には、前記負荷検知手段により検知された前記負荷が前記所定の負荷より小さい第二の待機状態に比べて、前記コンデンサに蓄積可能な容量を減らすことにより前記間欠モードの間欠周期を短くし、前記第二の待機状態の場合には、前記第一の待機状態に比べて、前記コンデンサに蓄積可能な容量を増やすことにより前記間欠モードの間欠周期を長くすることを特徴とする電源装置。
2. 前記補助巻線に誘起される電圧は、前記トランスの二次側に接続された前記負荷に応じて大きくなることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記負荷検知手段は、前記補助巻線に誘起される電圧を分圧する抵抗と、前記抵抗により分圧された電圧が入力される第一のスイッチ素子と、を有し、
   前記第一のスイッチ素子は、前記入力される電圧が第一の閾値以上となる前記第一の待機状態の場合には第一の信号を出力し、前記入力される電圧が前記第一の閾値未満となる前記第二の待機状態の場合には前記第一の信号とは異なる第二の信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記容量切り換え手段は、第一のコンデンサと、第二のスイッチ素子と直列に接続された第二のコンデンサと、が並列に接続された回路を有し、
   前記第二のスイッチ素子には、前記負荷検知手段から前記第一の信号又は前記第二の信号が入力され、
   前記容量切り換え手段の前記コンデンサの容量は、
   前記第二のスイッチ素子に前記第二の信号が入力された場合には、前記第二のスイッチ素子がオンし、前記第一のコンデンサ及び前記第二のコンデンサのそれぞれの容量を合計した容量であり、
   前記第二のスイッチ素子に前記第一の信号が入力された場合には、前記第二のスイッチ素子はオフし、前記第一のコンデンサの容量であることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記周期制御手段は、前記フィードバック電圧が第二の閾値以上の場合には、前記容量切り換え手段のコンデンサの充電を行い、前記フィードバック電圧が前記第二の閾値より小さい場合には、前記容量切り換え手段のコンデンサの放電を行うことを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記スイッチング制御手段は、外部からの信号に基づいて、前記スイッチング手段を前記連続モード又は前記間欠モードに切り換えることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 前記スイッチング手段は、直列に接続された第一のスイッチング素子及び第二のスイッチング素子を有し、
   前記第一のスイッチング素子は、一端が前記整流平滑手段の一端に接続され、他端が前記第二のスイッチング素子に接続され、
   前記第二のスイッチング素子は、一端が前記第一のスイッチング素子の前記他端に接続され、他端が前記整流平滑手段の他端に接続され、
   前記一次巻線は、一端が前記第一のスイッチング素子の前記他端と前記第二のスイッチング素子の前記一端とに接続され、他端がコンデンサの一端と接続され、
   前記コンデンサの他端は、前記第二のスイッチング素子の前記他端と接続されていることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電源装置。
8. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
   請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電源装置と、
   を備えることを特徴とする画像形成装置。
9. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
   請求項６に記載の電源装置と、
   を備える画像形成装置であって、
   前記画像形成手段を制御するコントローラを備え、
   前記外部からの信号は、前記コントローラから出力された信号であることを特徴とする画像形成装置。
10. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
    前記画像形成手段を制御するコントローラと、
    前記画像形成手段に電力を供給する電源装置と、
    を備える画像形成装置であって、
    前記電源装置は、
    交流電圧を整流、平滑して入力電圧を生成する整流平滑手段と、
    一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、
    前記入力電圧が印加される前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング手段と、
    前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、
    前記スイッチング手段を所定周期で連続発振させる連続モード、又は前記スイッチング手段を前記所定周期よりも長い周期で間欠発振させる間欠モードに切り換えが可能で、前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
    電荷を蓄積可能なコンデンサを有し、前記コントローラからの指示に基づいて、前記コンデンサの容量を切り換える容量切り換え手段と、
    前記フィードバック手段から入力された前記フィードバック電圧に基づいて、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの充電又は放電を行い、前記スイッチング手段による前記スイッチング動作のスイッチング周期を制御する周期制御手段と、
    を備え、
    前記スイッチング制御手段が前記間欠モードの場合に、
    前記周期制御手段は、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を行い、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が前記所定の電圧より小さい場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を停止させ、
    前記容量切り換え手段は、前記コントローラからの前記指示が、前記トランスの二次側に接続された負荷が所定の負荷以上の第一の待機状態の場合には、前記負荷検知手段により検知された前記負荷が前記所定の負荷より小さい第二の待機状態に比べて、前記コンデンサに蓄積可能な容量を減らすことにより前記間欠モードの間欠周期を短くし、前記第二の待機状態の場合には、前記第一の待機状態に比べて、前記コンデンサに蓄積可能な容量を増やすことにより前記間欠モードの間欠周期を長くすることを特徴とする画像形成装置。
11. 前記コントローラは、前記スイッチング制御手段に、前記スイッチング手段の前記連続モード又は前記間欠モードへの切り換えを指示することを特徴とする請求項１０に記載の画像形成装置。

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