CN113394983B - 一种反激式变换器的电压反馈电路及其控制方法 - Google Patents

一种反激式变换器的电压反馈电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明属于开关电源技术领域，具体的说是涉及一种反激式变换器的电压反馈电路及其控制方法。本发明的电路包括光耦、TL431、第一电阻、第二电阻、第三电阻和第四电阻，光耦的发光二极管正极通过第一电阻后接反激式变换器的输出电压，光耦的发光二极管负极接TL431的输出端，TL431的控制极接第二电阻和第三电阻的连接点，第二电阻的另一端接反激式变换器的输出电压，第三电阻的另一端接地；光耦的三极管的发射极接地，光耦的三极管的集电极通过第四电阻后接输入电压，光耦的三极管与第四电阻的连接点输出反馈信号到反激式变换器；第四电阻由六个可单独开闭的电阻支路构成，从而实现阻值可调。本发明能降低待机功耗，同时成本低廉、环路易调节且效果明显。

Description

一种反激式变换器的电压反馈电路及其控制方法
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，具体的说是涉及一种反激式变换器的电压反馈电路及其控制方法。
背景技术
反激式(Flyback)变换器又称单端反激式或隔离式"Buck-Boost"变换器。因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。反激式变换器以其电路结构简单，成本低廉，在小功率电源以及各种电源适配器中应用广泛。反激电源有两种反馈方式，原边反馈和次边反馈。两种反馈方式的区别在于获取输出电压的方式不同。根据目前行业态势，通常大于20W的反激电源基本都采用副边反馈方式，即通过光耦+TL431反馈输出电压。反馈部分架构如图1所示。
图1所示的反激电源反馈部分控制架构由5部分组成：分压电阻（Rup和Rdown）、光耦、TL431、原边FB上拉电阻（Rpullup）、光耦发光二极管上拉电阻（RLED）。这5部分缺一不可。通常为了反馈的稳定性，会在TL431的参考电压端与阴极之间并联RC或RCC，构成Type II型补偿；或者在光耦发光二极管上拉电阻两端并联RC，构成Type III型补偿。
系统的待机功耗和外围参数密切相关。假设输出电压为Vout，光耦传输比计做CTR， FB电压记为VFB1。则整个反馈系统的功耗为：
Figure 904959DEST_PATH_IMAGE002
由上式可见，反馈部分的损耗由三部分组成：反馈电阻损耗、光耦发光二极管支路损耗、光耦三极管支路损耗。如果要降低待机功耗，需要同时从这三个方面着手，在不影响系统反馈可靠性和环路稳定性的前提下，如下措施均可降低待机功耗：1）按比例增大反馈电阻的比值；2）降低LVDD的电压；3）增加Rpullup的值；4）选用CTR大的光耦。对于通过增加Rpullup的阻值来实现降低待机功耗的目的的，但由于光耦三极管的集电极和基极间存在一个比较大的电容，因此在典型应用中，光耦体现为一个单极点，带来的带宽影响与它连接的电阻Rpullup相关，降低此电阻有利于环路的补偿。
目前通用的副边反馈反激变换器架构，针对Rpullup的选择大多是采用折中方案：选择一个既不太大也不太小的电阻值，以平衡环路稳定性和待机功耗。 通常该电阻选择10~20k。
图2是某固定Rpullup电阻模式的反激电源方案在burst模式下的FB电压波形。下面根据FB波形计算反馈回路的功耗。
根据一个周期内FB电压波形的拟合曲线：
Figure 906413DEST_PATH_IMAGE004
可以得到光耦三极管支路和发光二极管支路的功耗分别为：
Figure 292264DEST_PATH_IMAGE006
Figure 898825DEST_PATH_IMAGE008
其中，Rpullup电阻选择12k，LVDD为5.0V，输出电压20V，T=2.5ms，CTR=100%，带入数据可以计算得到：Pin_BJT=1.10mW，Pin_LED=7.34mW。两者相加功耗可达8.44mW。
如果把Rpullup增加到30k，则Pin_BJT’=0.44mW, Pin_LED’=2.94mW，两者相加功耗为3.38mW。相比12k的Rpullup，可以节省5.06mW待机功耗。
发明内容
本发明针对上述问题，提出了一种针对副边调节模式的反激控制器能降低待机功耗的反激式变换器的电压反馈电路及其控制方法。
本发明的技术方案是：
一种反激式变换器的电压反馈电路，包括光耦、精密稳压基准源TL431、第一电阻、第二电阻、第三电阻和第四电阻，光耦的发光二极管正极通过第一电阻后接反激式变换器的输出电压，光耦的发光二极管负极接精密稳压基准源TL431的输出端，精密稳压基准源TL431的控制极接第二电阻和第三电阻的连接点，第二电阻的另一端接反激式变换器的输出电压，第三电阻的另一端接地；光耦的三极管的发射极接地，光耦的三极管的集电极通过第四电阻后接输入电压，光耦的三极管与第四电阻的连接点输出反馈信号到反激式变换器；其特征在于，所述第四电阻由六个并联的电阻支路构成，每条支路由一个电阻和一个开关串联构成，通过控制每条支路开关的闭合或关断，使第四电阻的阻值发生改变，从而在反激式变换器轻载时通过增加阻值以降低待机功耗，或者在反激式变换器重载时通过减小阻值以增强环路稳定性。
一种反激式变换器的电压反馈电路的控制方法，包括：
将构成第四电阻的六个电阻支路依次定义为第一支路、第二支路、第三支路、第四支路、第五支路和第六支路，将六个电阻支路均连通的状态定义为状态0，将第一支路到第五支路全部连通的状态定义为状态1，将第一支路到第四支路全部连通的状态定义为状态2，将第一支路到第三支路全部连通的状态定义为状态3，将第一支路和第二支路连通的状态定义为状态4，将只有第一支路连通的状态定义为状态5，其中状态0对应反激式变换器为重载，状态5对应反激式变换器为空载，其他状态对应反激式变换器的负荷位于重载和空载之间；
在反激式变换器开始工作时，令第四电阻位于状态0，并定义参数K=0，其中参数K表示状态位，对应第四电阻的6个状态；
获取反激式变换器burst模式下每个burst周期脉冲的最后一个脉冲与下一个burst周期的第一个脉冲的时间间隔δT，定义Toff为每个脉冲之间的时间间隔，判断δT＞（K+1）ms是否连续10次成立实现状态位的依次渐进切换，即当连续10次δT＞（K+1）ms时，由当前状态K切换到状态K+1，由此实现从状态0渐进切换到状态5；
特别的，在状态的切换过程当中，当第四电阻位于状态3或状态4或状态5时，若反馈信号电压高于1.5V或Toff连续10次小于1ms，则第四电阻将从状态3或状态4或状态5直接切换到状态2；在状态2或状态1，若反馈信号电压高于1.5V或Toff连续10次小于1ms，则第四电阻将从状态2或状态1切换到状态0。
本发明的有益效果是：本发明在降低待机功耗的同时，还可以兼容重载下的环路稳定性，同时针对现有的控制模式而言，改动较小、成本低廉、环路易调节且效果明显。
附图说明
图1为常见的反激开关电源反馈部分架构；
图2为burst模式下的FB电压波形；
图3为FB上拉电阻结构示意图；
图4为burst模式下一个周期内脉冲间隔时间δT和关断时间Toff示意图；
图5为从重载切换到空载FB上拉电阻切换示意图；
图6为从轻载到重载FB上拉电阻切换示意图；
图7为系统状态切换图；
图8为FB上拉电阻置位电路；
图9为FB上拉电阻复位电路。
具体实施方式
下面结合附图对本发明进行详细的描述。
现有的基于副边绕组反馈导通的控制架构，FB上拉电阻大多是固定的。FB电阻对系统性能的影响主要体现在两个方面：环路稳定性和待机功耗。由于RLED需要给TL431提供工作电流，所以其阻值不能太大，其值上限为：
Figure 79140DEST_PATH_IMAGE010
其中，VF是光耦发光二极管两端压降，计算时取1V；VAK_MIN是TL431的AK两端最小电压，取2.5V。LVDD按照5V计算，FB的最小值按照0.3V计算，则可求得RLED上限为3.8k。
又由于FB到输出的直流增益为：
Figure 505573DEST_PATH_IMAGE012
所以RLED不能太小，否则某些情况下直流增益太大容易引起环路不稳定。
以上分析可知，RLED的选择受限于TL431的供电能力和系统稳定性。如果RPULLUP太大，导致RPULLUP/RLED超出了环路稳定所需要的的直流增益范围，则容易引起环路不稳定，给系统调节带来困难。
本发明提出的RPULLUP的示意图如图3所示，由6个并联支路构成，每条支路由电阻和开关串联构成，开关S0~S5的开关状态和对应的稳态RPULLUP阻值如下表1所示：
表1 RPULLUP和S0~S1开关状态对应关系
Figure DEST_PATH_IMAGE014A
各个状态之间的切换状态关系如图7所示。
其中，δT为burst模式下每个burst周期的最后一个脉冲与下一个burst周期的第一个脉冲的时间间隔，Toff为每个脉冲之间的时间间隔。如图4所示。
从重载切换到空载，FB上拉电阻需要从状态0切换到状态5。状态的切换需要每次计算burst下脉冲簇间隔时间，连续10次出现δT>Nms（N=1/2/3/4/5）内无脉冲，则上拉电阻切到下一个档位。电阻增加需要渐进式，每次增加1个档位。如图7所示。
电阻减小需要迅速。比如从空载切到满载，假设空载FB电阻是30k（状态5），突然带载则FB电压会升高，FB一旦高于1.5V，或者连续10次Toff<1ms，则电阻切换到16k（状态2）。切到16k之后，如果连续10次出现Toff<1ms，或者FB电压高于1.5V，则电阻切换到8k（状态0）。中间状态满足条件也可以跳转。
上拉电阻切换状态转换流程图如图7所示，根据本发明的控制流程，本发明的电路有以下的优点：
A，通过空载时FB上拉电阻增大的方式降低待机功耗；
B，通过重载时FB上拉电阻减小的方式提高系统环路稳定性；
C，通过并联电阻增减的方式实现FB上拉电阻阻值的改变 ；
D，从重载进入空载，通过判断burst模式下的脉冲间隔时间实现FB上拉电阻的渐进式状态切换；
E，从空载进入重载，通过判断burst模式下的FB电压波形或脉冲间隔时间，实现FB上拉电阻的跳跃式状态切换。
如图8所示，为FB上拉电阻置位电路。当原边开关管驱动信号DRV到来，开关S11（103）闭合，将104放电到0；当驱动信号结束即DRV信号为低电平DRV_OFF信号为高电平，开关S12（100）闭合，恒流源101开始给电容104充电，充电时间为1ms时104的电压为2V，此时比较器105经过102之后产生一个300ns的脉冲，该脉冲进入上升沿计数器106。连续10个脉冲后，或门电路107输出为1，RS触发器108输出为1，S5打开完成FB上拉电阻的增大。
如图9所示，为FB上拉电阻复位电路。当原边开关管驱动信号DRV到来，开关S13（203）闭合，将204放电到0；当驱动信号结束即DRV信号为低电平DRV_OFF信号为高电平，开关S14（200）闭合，恒流源201开始给电容204充电，充电时间不足1ms时205的反向输出端为高电平，此时如果DRV信号关闭即DRV_OFF信号为高电平，则与门电路208输出高电平，此脉冲信号输入上升沿计数器211，当连续14次计数之后，则S5_RST信号为高电平，此信号输入到RS触发器108的复位端，完成开关S5（110）的闭合以实现FB上拉电阻的减小。同时，当FB电压高于1.5V或者DRV_OFF信号超过1ms，则上升沿信号立马被清零，同时RS触发器108也被复位，开关S5（110）迅速闭合。

Claims (1)

1.一种反激式变换器的电压反馈电路的控制方法，所述反激式变换器的电压反馈电路，包括光耦、精密稳压基准源TL431、第一电阻、第二电阻、第三电阻和第四电阻，光耦的发光二极管正极通过第一电阻后接反激式变换器的输出电压，光耦的发光二极管负极接精密稳压基准源TL431的输出端，精密稳压基准源TL431的控制极接第二电阻和第三电阻的连接点，第二电阻的另一端接反激式变换器的输出电压，第三电阻的另一端接地；光耦的三极管的发射极接地，光耦的三极管的集电极通过第四电阻后接输入电压，光耦的三极管与第四电阻的连接点输出反馈信号到反激式变换器；所述第四电阻由六个并联的电阻支路构成，每条支路由一个电阻和一个开关串联构成，通过控制每条支路开关的闭合或关断，使第四电阻的阻值发生改变，从而在反激式变换器轻载时通过增加阻值以降低待机功耗，或者在反激式变换器重载时通过减小阻值以增强环路稳定性；其特征在于，所述控制方法包括：
将构成第四电阻的六个电阻支路依次定义为第一支路、第二支路、第三支路、第四支路、第五支路和第六支路，将六个电阻支路均连通的状态定义为状态0，将第一支路到第五支路全部连通的状态定义为状态1，将第一支路到第四支路全部连通的状态定义为状态2，将第一支路到第三支路全部连通的状态定义为状态3，将第一支路和第二支路连通的状态定义为状态4，将只有第一支路连通的状态定义为状态5，其中状态0对应反激式变换器为重载，状态5对应反激式变换器为空载，其他状态对应反激式变换器的负荷位于重载和空载之间；
在反激式变换器开始工作时，令第四电阻位于状态0，并定义参数K＝0，其中参数K表示状态位，对应第四电阻的6个状态；
获取反激式变换器burst模式下每个burst周期脉冲的最后一个脉冲与下一个burst周期的第一个脉冲的时间间隔δT，定义Toff为每个脉冲之间的时间间隔，判断δT＞(K+1)ms是否连续10次成立实现状态位的依次渐进切换，即当连续10次δT＞(K+1)ms时，由当前状态K切换到状态K＝K+1，由此实现从状态0渐进切换到状态5；
在状态的切换过程当中，当第四电阻位于状态3或状态4或状态5时，若反馈信号电压高于1.5V或δT连续10次小于1ms，则第四电阻将从状态3或状态4或状态5直接切换到状态2，在状态2，若反馈信号电压高于1.5V或δT连续10次小于1ms，则第四电阻将从状态2切换到状态0；而当第四电阻位于状态1时，若反馈信号电压高于1.5V或δT连续10次小于1ms，则第四电阻将从状态1切换到状态0。
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