JP2019526214A - 直流電圧−パルス電圧変換の方法 - Google Patents
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Abstract
開示する直流電圧からパルス電圧への変換方法では、誘導負荷の直流電圧源への接続を周期的に制御するために、調節可能なパルス比を有する一連の制御用矩形波パルスが発生させられ、それにより、誘導負荷を含む回路内にパルス電流が発生させられる。回路内の電子制御抵抗器によってパルス電流が制限され、それにより、直流電圧をパルス電圧に変換し、それにより、周囲環境に放射される電磁ノイズのレベルの調節が実現される。
Description
提案する工学的な解決策は、電気工学に関するものであり、周囲環境に放射される電磁ノイズのレベルが低減されたパルスパワー源内において使用することができ、直流電圧−パルス電圧変換能力に属する追加技術として使用することができるものである。
以下の基本的な特徴の組合せを含む、複数の類似の設計が知られている（たとえば、２０１１年１２月１５日に公開された特許文献１参照）：
− 直流電圧を提供する；
− 調節可能なパルス比を有する制御用矩形波パルスを発生させる；
− 一連の制御用パルスを用いて、誘導負荷を、直流電圧源の出力に周期的に接続する；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる；および
− 直流電圧をパルス電圧に変換する。
− 直流電圧を提供する；
− 調節可能なパルス比を有する制御用矩形波パルスを発生させる；
− 一連の制御用パルスを用いて、誘導負荷を、直流電圧源の出力に周期的に接続する；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる；および
− 直流電圧をパルス電圧に変換する。
提案する解決策と上記の類似構成とに共通する特徴は、以下である：
− 直流電圧を提供する；
− 調節可能なパルス比を有する制御用矩形波パルスを発生させる；
− 一連の制御用パルスを用いて、誘導負荷を、直流電圧源の出力に周期的に接続する；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる；および
− 直流電圧をパルス電圧に変換する。
− 直流電圧を提供する；
− 調節可能なパルス比を有する制御用矩形波パルスを発生させる；
− 一連の制御用パルスを用いて、誘導負荷を、直流電圧源の出力に周期的に接続する；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる；および
− 直流電圧をパルス電圧に変換する。
非特許文献１として公開された設計も知られている。この設計は最も近い類似構成（プロトタイプ）として選択されたものであり、以下の基本的な特徴の組合せを含む：
− 直流電圧を提供する；
− 調節可能なパルス比を有する制御用矩形波パルスを発生させる；
− 一連の制御用パルスを用いて、誘導負荷を、直流電圧源の出力に周期的に接続する；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を制限する；および
− 直流電圧をパルス電圧に変換する。
− 直流電圧を提供する；
− 調節可能なパルス比を有する制御用矩形波パルスを発生させる；
− 一連の制御用パルスを用いて、誘導負荷を、直流電圧源の出力に周期的に接続する；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を制限する；および
− 直流電圧をパルス電圧に変換する。
提案する解決策と上記のプロトタイプとに共通する特徴は、以下である：
− 直流電圧を提供する；
− 調節可能なパルス比を有する制御用矩形波パルスを発生させる；
− 一連の制御用パルスを用いて、誘導負荷を、直流電圧源の出力に周期的に接続する；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を制限する；および
− 直流電圧をパルス電圧に変換する。
− 直流電圧を提供する；
− 調節可能なパルス比を有する制御用矩形波パルスを発生させる；
− 一連の制御用パルスを用いて、誘導負荷を、直流電圧源の出力に周期的に接続する；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる；
− 誘導負荷を通って流れるパルス電流を制限する；および
− 直流電圧をパルス電圧に変換する。
Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｎｏｔｅ ＦＡＮ６３００ ＜＜Ｈｉｇｈｌｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｑｕａｓｉ−Ｒｅｓｏｎａｎｔ ＰＷＭ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ（高度集積準共鳴ＰＷＭコントローラ）＞＞（https://www.fairchildsemi.com/application-notes/AN/AN-6300.pdf, Rev. 1.0.2.参照、２０１０年５月２１日）
上記の技術的解決策のいずれによっても達成できない技術的成果は、より低レベルの電磁パルスノイズを有する可変の出力パルス電圧を得て、それにより直流−パルス電圧変換を実行する能力範囲を増大させるという点にある。
上記の目標を達成できない理由は、周囲環境に放射される電磁パルスノイズとして削減不能なレベルの電磁パルスノイズを有する可変の出力パルス電圧を得ることを目的とした研究に、適切な関心が払われなかったためである。したがって、既知の比較可能な技術的解決策を改善することにつき、差し迫った必要性が存在する。
従来技術の設計の特徴および分析を考慮に入れると、周囲環境に放射される電磁パルスノイズとして、実用的レベルと言えるほど低いレベルの電磁パルスノイズを有する、制御可能な出力パルス電圧を得るという目的は、時宜にかなった目的であると結論付けることができる。
上記の技術的成果は、直流電圧をパルス電圧に変換する従来技術に係る方法、すなわち、直流電圧を提供する工程と、調節可能なパルス比を有する制御用矩形波パルスを発生させる工程と、一連の制御用パルスを用いて、誘導負荷を、直流電圧源の出力に周期的に接続する工程と、その誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる工程と、その誘導負荷を通って流れるパルス電流を制限する工程とを含む方法において、誘導負荷を通って流れるパルス電流を制限することが、その誘導負荷を通って流れるパルス電流の回路内に組み込まれた電子制御抵抗器によって行われ、それにより、周囲環境に放射される電磁ノイズのレベルの調節を可能とするような態様で、直流電圧をパルス電圧に変換する方法により達成される。
誘導負荷に印加される直流電圧は周期的にオン／オフされ、固定のパルス比または顕著には変化しない調節可能なパルス比を有するパルス電流が形成される一方で、電子制御抵抗器の制御可能な抵抗値を形成する処理を提供することは、かかる電子制御抵抗器によりパルス電流を制限することを可能とし、それにより直流電圧はパルス電圧に変換される。この状態が生じるため、また、直流電圧−パルス電圧変換の過程において周囲環境に放射されるパルス電磁ノイズのパワーはパルス電流の値に依存するため、電子制御抵抗器の抵抗値を増大させることは、誘導負荷に電流供給する回路内を流れるパルス電流を減少させる結果をもたらす。そのため、直流電圧−パルス電圧変換のための装置により周囲環境に放射される電磁ノイズのレベルは、低減させられる。したがって、提案する技術的解決策を用いることは、パルスパワー源により電力供給される多岐にわたる電子ユニットにつき、その電磁的な互換性を改善し、結果として、人間環境における環境設定をより良好なものとする。これが、上記の技術的成果を達成することが誇示される点である。
既知の従来技術間で行われた分析は、それらの従来技術がいずれも、提案する解決策の基本的な特徴の全体的な組合せを有しておらず、また、提案する解決策の差別的な（特色的な）特徴を有していないことを示す結果となった。したがって、提案する解決策の新規性および進歩性に関する結論を認める結果となった。
直流電圧−パルス電圧変換のための提案方法の技術的な本質部分は、以下の点にある：
− 直流電圧を提供する；
− 調節可能なパルス比を有する一連の制御用矩形波パルスを発生させる；
− かかる一連の制御用矩形波パルスを用いて、誘導負荷を、上記の直流電圧の電圧源の出力に周期的に接続する；
− 上記の誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる；
− 上記のパルス電流を制限する；
− 上記のパルス電流を制限することが、誘導負荷を通って流れるそのパルス電流の回路内に組み込まれた電子制御抵抗器によって行われ、それにより、周囲環境に放射される電磁ノイズのレベルが調節されるような態様で、直流電圧をパルス電圧に変換する。
− 直流電圧を提供する；
− 調節可能なパルス比を有する一連の制御用矩形波パルスを発生させる；
− かかる一連の制御用矩形波パルスを用いて、誘導負荷を、上記の直流電圧の電圧源の出力に周期的に接続する；
− 上記の誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる；
− 上記のパルス電流を制限する；
− 上記のパルス電流を制限することが、誘導負荷を通って流れるそのパルス電流の回路内に組み込まれた電子制御抵抗器によって行われ、それにより、周囲環境に放射される電磁ノイズのレベルが調節されるような態様で、直流電圧をパルス電圧に変換する。
提案する方法の上記およびその他の特徴および利点は、添付の図面を参照しながら、以下の発明の詳細な説明において説明される。
図１によれば、直流電圧−パルス電圧変換器は、具体的には以下を備えている：
− 高直流電圧源１；
− 磁気導体上の巻線として形成された誘導負荷２であって、強磁性体コア５を用いた変圧器４の一次巻線３と、負荷（図示せず）を伴って整流器７に接続された二次巻線６とを含み、該誘導負荷２の端子のうちの１つ（第１の端子）８を介して高直流電圧源１の正極９に接続された誘導負荷２；
− たとえばＭＯＳトランジスタ１１を含む、制御可能なスイッチ１０であって、該スイッチ１０の第１の端子（主端子）１２（ＭＯＳトランジスタ１１のドレイン）を介して、誘導負荷２の別の端子（第２の端子）１３に接続されている制御可能なスイッチ１０；
− 制御可能な矩形波パルス発生器１４であって、該矩形波パルス発生器１４の出力部１５により、制御可能なスイッチ１０の制御入力部１６（ＭＯＳトランジスタ１１のゲート）に接続されている制御可能な矩形波パルス発生器１４；
− 第１の制御電圧ドライバ１７であって、たとえば、直流電圧源１８とポテンショメータ１９とを含み、ポテンショメータ１９の第１の端子２０が、直流電圧源１８の正極２１に接続されており、ポテンショメータ１９の第２の端子２２が、直流電圧源１８の負極２３に接続されており（この極２３は第１の制御電圧ドライバ１７の第１の端子２４である）、ポテンショメータ１９の第３の端子（スライダ）２５（この端子２５は第１の制御電圧ドライバ１７の第２の出力部２６である）が、制御可能な矩形波パルス発生器１４の制御入力部２７に接続されている、第１の制御電圧ドライバ１７；
− 低直流電圧源２８であって、該低直流電圧源２８の正極２９が、制御可能な矩形波パルス発生器１４の第１のパワー入力部３０に接続されており、該低直流電圧源２８の負極３１が、高直流電圧源１の負極３２に接続されている、低直流電圧源２８；
− 制限抵抗器３３であって、該制限抵抗器３３の端子３４を介して、制御可能なスイッチ１０の出力部３５（ＭＯＳトランジスタ１１のソース）に接続されている制限抵抗器３３；
− 電子制御抵抗器（ＥＣＲ）３６であって、該ＥＣＲ３６の第１の端子３７によって、制限抵抗器３３の別の端子３８に接続されており、該ＥＣＲ３６は、たとえば、ＭＯＳトランジスタ３９（該ＭＯＳトランジスタ３９のドレインが、ＥＣＲ３６の第１の端子３７である）と、追加の抵抗器４０（該追加の抵抗器４０の第１の端子４１が、ＭＯＳトランジスタ３９のドレインに接続されており、該追加の抵抗器４０の第２の端子４２が、ＭＯＳトランジスタ３９のソース、およびＥＣＲ３６の第２の端子４３に接続されている）と、演算増幅器（ＯＡ）４４（該ＯＡ４４の出力部４５が、ＭＯＳトランジスタ３９のゲートに接続されている）と、オフセット電圧源（ＯＶＳ）４６（該ＯＶＳ４６の正極が、ＯＡ４４の非反転（「＋」）入力部４８に接続されており、該ＯＶＳ４６の負極４９が、ＥＣＲ３６の第２の端子４３に接続されている）と、第１の抵抗器５０と、第２の抵抗器５１と（第１の抵抗器５０と第２の抵抗器５１とは互いに接続されており、共にＯＡ４４の伝送効率を規定し、第１の抵抗器５０の端子５２が、ＯＡ４４の出力部４５に接続されており、第２の抵抗器５１の端子５３は、ＥＣＲ３６の制御入力部５４であり、第１の抵抗器５０と第２の抵抗器５１との接続点が、ＯＡ４４の反転（「−」）入力部５５に接続されている）、を含む電子制御抵抗器（ＥＣＲ）３６；
− 制御電圧の第２のドライバ５６（以下、第２の制御電圧ドライバ５６と呼ぶ）であって、該第２の制御電圧ドライバ５６の第１の入力部５７が、整流器７の第１の出力部５８に接続されており、該第２の制御電圧ドライバ５６の第１の出力部５９が、整流器７の第２の出力部６０に接続されており、該第２の制御電圧ドライバ５６の第２の入力部６１が、低直流電圧原２８の正極２９に接続されており、該第２の制御電圧ドライバ５６の第２の出力部６２が、ＥＣＲ３６の制御入力部に接続されており、該第２の制御電圧ドライバ５６の第３の出力部６３が、第１の制御電圧ドライバ１７の第１の端子２４に、制御可能な矩形波パルス発生器１４の第２のパワー入力部６４に、ＥＣＲ３６の第２の端子４３に、および高圧直流電圧源１の負極３２に接続されている、第２の制御電圧ドライバ５６。
− 高直流電圧源１；
− 磁気導体上の巻線として形成された誘導負荷２であって、強磁性体コア５を用いた変圧器４の一次巻線３と、負荷（図示せず）を伴って整流器７に接続された二次巻線６とを含み、該誘導負荷２の端子のうちの１つ（第１の端子）８を介して高直流電圧源１の正極９に接続された誘導負荷２；
− たとえばＭＯＳトランジスタ１１を含む、制御可能なスイッチ１０であって、該スイッチ１０の第１の端子（主端子）１２（ＭＯＳトランジスタ１１のドレイン）を介して、誘導負荷２の別の端子（第２の端子）１３に接続されている制御可能なスイッチ１０；
− 制御可能な矩形波パルス発生器１４であって、該矩形波パルス発生器１４の出力部１５により、制御可能なスイッチ１０の制御入力部１６（ＭＯＳトランジスタ１１のゲート）に接続されている制御可能な矩形波パルス発生器１４；
− 第１の制御電圧ドライバ１７であって、たとえば、直流電圧源１８とポテンショメータ１９とを含み、ポテンショメータ１９の第１の端子２０が、直流電圧源１８の正極２１に接続されており、ポテンショメータ１９の第２の端子２２が、直流電圧源１８の負極２３に接続されており（この極２３は第１の制御電圧ドライバ１７の第１の端子２４である）、ポテンショメータ１９の第３の端子（スライダ）２５（この端子２５は第１の制御電圧ドライバ１７の第２の出力部２６である）が、制御可能な矩形波パルス発生器１４の制御入力部２７に接続されている、第１の制御電圧ドライバ１７；
− 低直流電圧源２８であって、該低直流電圧源２８の正極２９が、制御可能な矩形波パルス発生器１４の第１のパワー入力部３０に接続されており、該低直流電圧源２８の負極３１が、高直流電圧源１の負極３２に接続されている、低直流電圧源２８；
− 制限抵抗器３３であって、該制限抵抗器３３の端子３４を介して、制御可能なスイッチ１０の出力部３５（ＭＯＳトランジスタ１１のソース）に接続されている制限抵抗器３３；
− 電子制御抵抗器（ＥＣＲ）３６であって、該ＥＣＲ３６の第１の端子３７によって、制限抵抗器３３の別の端子３８に接続されており、該ＥＣＲ３６は、たとえば、ＭＯＳトランジスタ３９（該ＭＯＳトランジスタ３９のドレインが、ＥＣＲ３６の第１の端子３７である）と、追加の抵抗器４０（該追加の抵抗器４０の第１の端子４１が、ＭＯＳトランジスタ３９のドレインに接続されており、該追加の抵抗器４０の第２の端子４２が、ＭＯＳトランジスタ３９のソース、およびＥＣＲ３６の第２の端子４３に接続されている）と、演算増幅器（ＯＡ）４４（該ＯＡ４４の出力部４５が、ＭＯＳトランジスタ３９のゲートに接続されている）と、オフセット電圧源（ＯＶＳ）４６（該ＯＶＳ４６の正極が、ＯＡ４４の非反転（「＋」）入力部４８に接続されており、該ＯＶＳ４６の負極４９が、ＥＣＲ３６の第２の端子４３に接続されている）と、第１の抵抗器５０と、第２の抵抗器５１と（第１の抵抗器５０と第２の抵抗器５１とは互いに接続されており、共にＯＡ４４の伝送効率を規定し、第１の抵抗器５０の端子５２が、ＯＡ４４の出力部４５に接続されており、第２の抵抗器５１の端子５３は、ＥＣＲ３６の制御入力部５４であり、第１の抵抗器５０と第２の抵抗器５１との接続点が、ＯＡ４４の反転（「−」）入力部５５に接続されている）、を含む電子制御抵抗器（ＥＣＲ）３６；
− 制御電圧の第２のドライバ５６（以下、第２の制御電圧ドライバ５６と呼ぶ）であって、該第２の制御電圧ドライバ５６の第１の入力部５７が、整流器７の第１の出力部５８に接続されており、該第２の制御電圧ドライバ５６の第１の出力部５９が、整流器７の第２の出力部６０に接続されており、該第２の制御電圧ドライバ５６の第２の入力部６１が、低直流電圧原２８の正極２９に接続されており、該第２の制御電圧ドライバ５６の第２の出力部６２が、ＥＣＲ３６の制御入力部に接続されており、該第２の制御電圧ドライバ５６の第３の出力部６３が、第１の制御電圧ドライバ１７の第１の端子２４に、制御可能な矩形波パルス発生器１４の第２のパワー入力部６４に、ＥＣＲ３６の第２の端子４３に、および高圧直流電圧源１の負極３２に接続されている、第２の制御電圧ドライバ５６。
この構成が生じる際、第２の制御電圧ドライバ５６は、第１の電流設定抵抗器６５と、第２の電流設定抵抗器６６と、第３の電流設定抵抗器６７と、電圧安定化電流調整器６８と、光カプラ６９と、抵抗器７０とを備えることができ、第１の電流設定抵抗器６５は第２の電流設定抵抗器６６に接続されており、第２の電流設定抵抗器６６は第３の電流設定抵抗器６７に接続されており、第１の電流設定抵抗器６５の第１の端子は光カプラ６９の第１の入力部７２に接続されており、第１の電流設定抵抗器６５と第２の電流設定抵抗器６６との間の接続点は第２の制御電圧ドライバ５６の第１の入力部５７であり、第２の電流設定抵抗器６６と第３の電流設定抵抗器６７との接続点は電圧安定化電流調整器６８の制御入力部７３に接続されており、電圧安定化電流調整器６８の第１の端子７４は光カプラ６９の第２の入力部７５に接続されており、第３の電流設定抵抗器６７の第２の端子７６は、電圧安定化電流調整器６８の第２の端子７７に接続され、かつ第２の制御電圧ドライバ５６の第１の出力部５９である。同時に、光カプラ６９の第１の出力部７８は、抵抗器７０の第１の端子７９に接続され、かつ第２の制御電圧ドライバ５６の第２の出力部６２であり、一方、抵抗器７０の第２の端子８０は、第２の制御電圧ドライバ５６の第２の入力部６１である。
図２に提示された経時変化のグラフは、以下を示している：
２ａ−高圧直流電圧源１の出力電圧Ｕｏ；
２ｂ−制御可能なスイッチ１０の制御入力部１６におけるパルスＵｃｔｒ；
２ｃ−ＥＣＲ３６の最大抵抗時において誘導負荷２の供給回路を通って流れ、Ｕｃｔｒのパルスの終了時までに最小値Ｉｏ ｍｉｎに到達する、ランプアップ電流；
２ｄ−ＥＣＲ３６の最大抵抗時における、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間の高パルス電圧Ｕｍｉｎ；
２ｅ−ＥＣＲ３６の最小抵抗時において誘導負荷２の供給回路を通って流れ、Ｕｃｔｒのパルスの終了時までに最大値Ｉｏ ｍａｘに到達する、ランプアップ電流；
２ｆ−ＥＣＲ３６の最小抵抗時における、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間の高パルス電圧Ｕｍａｘ。
２ａ−高圧直流電圧源１の出力電圧Ｕｏ；
２ｂ−制御可能なスイッチ１０の制御入力部１６におけるパルスＵｃｔｒ；
２ｃ−ＥＣＲ３６の最大抵抗時において誘導負荷２の供給回路を通って流れ、Ｕｃｔｒのパルスの終了時までに最小値Ｉｏ ｍｉｎに到達する、ランプアップ電流；
２ｄ−ＥＣＲ３６の最大抵抗時における、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間の高パルス電圧Ｕｍｉｎ；
２ｅ−ＥＣＲ３６の最小抵抗時において誘導負荷２の供給回路を通って流れ、Ｕｃｔｒのパルスの終了時までに最大値Ｉｏ ｍａｘに到達する、ランプアップ電流；
２ｆ−ＥＣＲ３６の最小抵抗時における、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間の高パルス電圧Ｕｍａｘ。
以下、提案する方法がどのように実装されるかを、当該方法の実施形態である図１の変換器の動作で例示して説明する。
低直流電圧源２８の端子からの直流電圧が、制御可能な矩形波パルス発生器１４のパワー入力部３０および６４に印加されると、制御可能な矩形波パルス発生器１４は矩形波パルスを発生し始め（図２ｂ）、それら矩形波パルスのパルス比は、第１の制御電圧ドライバ１７の出力部２６から制御可能な矩形波パルス発生器１４の制御入力部２７に印加される、制御電圧の値によって規定される。
第１の制御電圧ドライバ１７の出力部２６における制御電圧を変化させる処理は、たとえば、ポテンショメータ１９の端子２０および２２により直流電圧源１８の正極２１および負極２３にそれぞれ接続されたポテンショメータ１９の、スライダ２５を動かすことにより実現される。このようにして、調整されたパルス比を有する一連の制御用矩形波パルスが発生させられる。
制御可能な矩形波パルス発生器１４の出力部１５からの矩形波パルスは、制御可能なスイッチ１０の制御入力部１６（ＭＯＳトランジスタ１１のゲート）に到達し、その結果、制御可能なスイッチ１０を開状態とする。パルス電流は、以下の回路内において、制御可能なスイッチ１０を通って流れ始める：高直流電圧源１の正極９（図２ａ）−誘導負荷２の第１の端子８−誘導負荷２の第２の端子１３−制御可能なスイッチ１０−制限抵抗器３３−ＥＣＲ３６−ＥＣＲ３６の第２の端子４３−高直流電圧源１の負極３２。
こうして、一連の制御用パルスは、高直流電圧源１の端子に誘導負荷２を周期的に接続し、誘導負荷２を通って流れるパルス電流を生成し、かかるパルス電流を制限抵抗器３３によって制限する。
この動作が生じると、誘導負荷２内にもたらされる自己インダクタンスｅｍｆが、回路内の電流が即時に変化することを防止する。この結果、電流は、矩形波パルス中において線形にランプアップし（図２ｃおよび２ｅ）、矩形波パルスの終了時までに、予め設定された値Ｉｏ（図２ｃにおけるＩｏ ｍｉｎ、または図２ｅにおけるＩｏ ｍａｘ）に到達する。このとき、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間の高パルス電圧の値は、Ｉｏの値に比例する。しかしながら、Ｉｏの値は、上記の回路のすべての要素の抵抗により規定されるものであり、すなわち、
である。ここで、Ｋ１は比例係数であり、Ｒ１は誘導負荷２のアクティブな抵抗値であり、Ｒｔｒは開状態の制御可能なスイッチ１０の抵抗値（開状態のＭＯＳトランジスタ１１の抵抗値）であり、Ｒｌｉｍは制限抵抗器３３の抵抗値であり、ＲＥＣＲはＥＣＲ３６の抵抗値である。
Ｒ１＜＜ＲｌｉｍおよびＲｔｒ＜＜Ｒｌｉｍという値の小ささのため、上記の式（１）は以下のように単純化することができる。
こうして、ＥＣＲ３６の抵抗を変化させることにより、Ｉｏの値を設定することができ、その結果として、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間の高パルス電圧の値を設定することができる。
そのような変化は、整流器７の第１の出力部５８と第２の出力部６０との間における、該整流器７の出力電圧を変化させることにより実現される（たとえば、整流器７の負荷抵抗の変化により）。この変化する電圧が、第２の制御電圧ドライバ５６の第１の入力部５７に印加され、第１の電流設定抵抗器６５を介して、光カプラ６９の第１の入力部７２に伝達される。したがって、変化する電流が光カプラ６９を通って流れ、この電流の値は、光カプラ６９の第１の入力部７２における電圧、および、第２の電流設定抵抗器６６、第３の電流設定抵抗器６７、ならびに電圧安定化電流調整器６８のパラメータに依存する。したがって、変化する電圧は、光カプラ６９の出力部７８および抵抗器７０の第１の端子７９にも出現し、この抵抗器７０の第２の端子８０は、第２の制御電圧ドライバ５６の第２の入力部６１を介して、低直流電圧源２８の正極２９に接続されている。この変化する
電圧は、第２の制御電圧ドライバ５６の第２の出力部６２に印加される。
電圧は、第２の制御電圧ドライバ５６の第２の出力部６２に印加される。
第２の制御電圧ドライバ５６の第２の出力部６２における電圧が変化すると、制御電圧（第２の制御電圧ドライバ５６の第２の出力部６２からＥＣＲ３６の制御入力部５４に到達する）が、第２の抵抗器５１を介して、直流電圧増幅器として動作するＯＡ４４の反転（「−」）入力部５５に印加される。このとき、ＯＡ４４の動作モードは、オフセット電圧源４６の正出力部４７における電圧により設定され、この電圧は、ＯＡ４４の非反転（「＋」）入力部４８に印加される。こうして、ＯＡ４４の出力部４５において制御信号（該制御信号の値は、ＯＡ４４の伝送比を設定する、第１の抵抗器５０と第２の抵抗器５１との抵抗の相関関係により規定される）が生成され、かかる制御信号がＭＯＳトランジスタ３９のゲートへと向かう。制御信号がゼロであるときは、ＭＯＳトランジスタ３９は閉状態となり、追加の抵抗器４０の抵抗値Ｒａｄｄには影響を与えない。したがって、ＥＣＲ３６の抵抗値は最大の
となり、一方、Ｉｏは最小となって、
に等しくなる。
ＲＥＣＲ＝Ｒａｄｄにおいて誘導負荷２を流れる最小電流Ｉｏ ｍｉｎ（図２ｃ）に対応するのは、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間における高パルス電圧の最小値（図２ｄ）、および周囲環境に放射される最小レベルのパルス電磁ノイズである。
第２の制御電圧ドライバ５６の出力電圧が変化する間（たとえば、整流器７の出力電圧を低下させる場合が該当し得る）、ＭＯＳトランジスタ３９のゲートに到達する制御信号は増大し、ＭＯＳトランジスタ３９を開状態とする。電流は、ＭＯＳトランジスタ３９を通って流れ始め、ＭＯＳトランジスタのスルー抵抗が減少し始め、追加抵抗器４０のＲａｄｄを短絡する。そのため、結果としてのＥＣＲ３６の抵抗値は、減少し始める。ＭＯＳトランジスタ３９のゲートに到達する信号が非常に大きいためにＭＯＳトランジスタ３９が完全開状態となる極限状態においては、追加抵抗器４０は完全に短絡され、ＥＣＲ３６の抵抗値はゼロに近くなり、Ｉｏは最大となって、
に等しくなる。
ＲＥＣＲ＝０において誘導負荷２を流れる最大電流Ｉｏ ｍａｘ（図２ｅ）に対応するのは、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間における高パルス電圧の最大値（図２ｆ）、および周囲環境に放射される最大レベルのパルス電磁ノイズである。
こうして、第２の制御電圧ドライバ５６の出力電圧の変化時における、ＥＣＲ３６の抵抗値の変化は、提案する方法において、上記で述べた回路内を流れる電流を、下限Ｉｏ ｍｉｎから上限Ｉｏ ｍａｘの範囲内で変化させることを可能とする。このようにして、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間における高パルス電圧の値が設定される。
上記のプロトタイプを含む従来技術では、パルス比が変化させられる（たとえば、第１の制御電圧ドライバ１７および制御可能な矩形波パルス発生器１４によって）。しかしながら、パルス比が変化する際、Ｉｏは変化させられないままであり、Ｉｏ ｍａｘに等しい。その結果、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間の高パルス電圧の値は、変化させられないままとなる。
それに伴ってパルスの存在中に生じるのは、パルスパワーの一部である
の周囲環境への放射であり、ここでＫ２は第２の比例係数である。
パルスパワーの一部を周囲環境へ放射することは、パルス電磁ノイズを生じさせ、かかるパルス電磁ノイズは、近接して配置された無線電子機器の動作と干渉し、それら無線電子機器の効率に悪影響を与える。加えて、周囲環境への電磁放射は、人間環境内のエコロジーを悪化させる結果を招く。
これと対照的に、提案する技術的解決策では、ＥＣＲ３６の抵抗値を制御することにより、下限Ｉｏ ｍｉｎから上限Ｉｏ ｍａｘの範囲内でＩｏを変化させることが提案される。したがって、最大値であるＰｒａｄ＝Ｋ２Ｉｏ ｍａｘ ２の電磁ノイズは、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間の高パルス電圧が公称値であるときにおいてのみ生じる。Ｉｏが減少するにつれて、パルス電磁ノイズのパワーもＩｏの自乗として減少し、そのため、近接して配置された無線電子機器の効率、および人間環境内のエコロジーに対する、ノイズの影響は低減される。
よって、提案する方法を実装した変換器は、従来技術の方法を具現化した変換器と比較すると、同一の機能を実行する。その回路構成は、制御用矩形波パルスのパルス比ばかりでなく、誘導負荷２の端子１３とＥＣＲ３６の端子４３との間の高パルス電圧の値をも変化させることを可能にするという点で、従来技術の変換器で用いられる回路構成とは異なり、これにより、上記で述べた技術的成果が達成される。
上記で説明した変換器を構築する複数の機能ユニットは、様々なやり方で実現することができる。
たとえば、制御された矩形波パルス発生器１４は、パルス幅変調器として機能するマイクロチップ（たとえばテキサスインスツルメンツ（ＴＩ）社のＵＣＣ２８１３ＱＤＲ−５Ｑ１）、またはパルス周波数変調器の機能を満たすマイクロチップ（たとえばオン・セミコンダクター社のＦＡＮ−６３００Ｈ）、または一連の矩形波パルスにおいてパルス割当量の変化を提供する任意の他の回路構成を含み得る。
第１の制御電圧ドライバ１７は、図１に示すように実現されてもよいし、フィードバックループを含めて、制御動作を制御電圧に変換する任意の他の手法を用いて実現されてもよい。
第２の制御電圧ドライバ５６は、図１に示すように実現されてもよいし、演算増幅器および基準電圧の従来型の供給源を採用して実現されてもよいし、制御動作を、ＥＣＲを制御する電圧に変換する任意の他の手法を用いて実現されてもよい。
ＴＩ社のマイクロチップＴＬ４３１またはその類似品が、図１に示された電圧安定化電流調整器として用いられ得る。
制御可能なスイッチ１０のトランジスタは、バイポーラ型のものであってもよいし、ＭＯＳ型のものであってもよいし、ＩＧＢＴ型のものであってもよい。スイッチ自体が、該スイッチの性能を向上させる追加の回路構成を含んでいてもよい。
変換器全体内および第１の制御電圧ドライバ１７ならびにＥＣＲ３６内における低電圧源１８、２８および４６は、対応の抵抗分割器が付与された１つの低電圧源として実現されてもよい。
ＥＣＲ３６は、図１に示すように使用されてもよいし、Ａ. Ｐｅｔｒｏｖ著、「ＡＢＣ ｏｆ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ（トランジスタ回路構成のＡＢＣ）」、ＲＬ、１９９４年（http://zpostbox.ru/az0.htm、第１１章、Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ（同期整流器））に開示されている回路構成を採用してもよいし、回路の一部の抵抗値を、ゼロに近い値から抵抗値Ｒｌｉｍに匹敵する値まで変化させることを可能とする、任意の他の回路構成を用いてもよい。
変換器のすべての他の構成要素は、よく知られたものであり、パルス技術および無線電子機器を扱った様々な情報源において開示されている。
上記の実装形態のいずれにおいても、誘導負荷を通って流れる電流を変化させること、すなわち出力パルス電圧を変化させることが可能とされ、それにより、周囲環境に放射されるパルス電磁ノイズのレベルが低減される。このようにして、直流電圧をパルス電圧に変換する本願発明の方法の、技術的成果が達成される。
１ 高直流電圧源
２ 誘導負荷
４ 変圧器
７ 整流器
１０ 制御可能なスイッチ
１４ 制御可能な矩形波パルス発生器
１７ 第１の制御電圧ドライバ
２８ 低直流電圧源
３３ 制限抵抗器
３６ 電子制御抵抗器（ＥＣＲ）
５６ 第２の制御電圧ドライバ
６８ 電圧安定化電流調整器
６９ 光カプラ
２ 誘導負荷
４ 変圧器
７ 整流器
１０ 制御可能なスイッチ
１４ 制御可能な矩形波パルス発生器
１７ 第１の制御電圧ドライバ
２８ 低直流電圧源
３３ 制限抵抗器
３６ 電子制御抵抗器（ＥＣＲ）
５６ 第２の制御電圧ドライバ
６８ 電圧安定化電流調整器
６９ 光カプラ
Claims (1)
- 直流電圧−パルス電圧変換の方法であって、
直流電圧を提供する工程と、
調節可能なパルス比を有する一連の制御用矩形波パルスを発生させる工程と、
前記一連の制御用矩形波パルスを用いて、誘導負荷を、前記直流電圧の電圧源の出力に周期的に接続する工程と、
前記誘導負荷を通って流れるパルス電流を発生させる工程と、
前記パルス電流を制限する工程と、
を含み、
前記パルス電流を制限する前記工程が、前記誘導負荷を通って流れる前記パルス電流の回路内に組み込まれた電子制御抵抗器によって行われ、それにより、前記直流電圧をパルス電圧に変換し、それにより、周囲環境に放射される電磁ノイズのレベルの調節が実現される、
ことを特徴とする方法。
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