JP2024001433A - 電源制御装置、ａｃ／ｄｃコンバータ、およびａｃアダプタ - Google Patents

電源制御装置、ａｃ／ｄｃコンバータ、およびａｃアダプタ Download PDF

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Abstract

Figure 2024001433000001
【課題】スイッチング素子における損失を抑制できる電源制御装置を提供する。
【解決手段】電源制御装置（１０）は、交流電圧（Ｖａｃ）が入力されるように構成される整流回路（３）と、前記整流回路による整流後の電圧を平滑化するように構成される入力コンデンサ（４）と、前記入力コンデンサに生じる入力電圧（Ｖｉｎ）をＤＣ／ＤＣ変換するように構成されるＤＣ／ＤＣ変換部（１５）と、を備えるＡＣ／ＤＣコンバータ（１）における前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御するように構成される電源制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、スイッチング素子（８）を有し、前記電源制御装置は、前記入力電圧が低いほど、前記スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング周波数（Ｆｓｗ）を高くするように構成されるスイッチング周波数制御部（１０６）を備える。
【選択図】図１

Description

本開示は、電源制御装置に関する。
従来、例えば、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、トランスと、当該トランスの１次巻線に接続されるスイッチング素子が備えられることが知られている。上記スイッチング素子は、制御ＩＣ（integrated circuit）によって駆動制御される（例えば特許文献１）。
特開２０１５－１３３９０７号公報
上記のようなＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、スイッチング素子における損失を抑えて、発熱を抑制することが要望される。
上記状況に鑑み、本開示は、スイッチング素子における損失を抑制できる電源制御装置を提供することを目的とする。
例えば、本開示の一側面に係る電源制御装置は、交流電圧が入力されるように構成される整流回路と、前記整流回路による整流後の電圧を平滑化するように構成される入力コンデンサと、前記入力コンデンサに生じる入力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するように構成されるＤＣ／ＤＣ変換部と、を備えるＡＣ／ＤＣコンバータにおける前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御するように構成される電源制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、スイッチング素子を有し、
前記電源制御装置は、前記入力電圧が低いほど、前記スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング周波数を高くするように構成されるスイッチング周波数制御部を備える構成としている。
本開示の例示的な電源制御装置によれば、スイッチング素子における損失を抑制できる。
図１は、本開示の第１実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 図２は、比較例に係る電源制御装置を備えるＡＣ／ＤＣコンバータにおける動作波形の例を示す図である。 図３は、ドレイン電流の波形例を示す図である。 図４は、オシレータの構成例を示す図である。 図５は、スイッチング周波数の入力電圧に対する対応関係の例を示す図である。 図６は、第１実施形態に係る電源制御装置を備えるＡＤ／ＤＣコンバータにおける動作波形の例を示す図である。 図７は、本開示の第２実施形態に係る電源制御装置を備えるＡＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 図８は、スイッチング時におけるドレイン電圧の波形例を示す図である。 図９は、本開示の第３実施形態に係る電源制御装置を備えるＡＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 図１０は、スイッチング時における巻線電圧の波形例を示す図である。 図１１は、本開示の第４実施形態に係る電源制御装置を備えるＡＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 図１２は、ＡＣアダプタの構成例を示す図である。
以下、本開示の例示的な実施形態について、図面を参照して説明する。
＜１．第１実施形態＞
図１は、本開示の第１実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ１の構成を示す図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１は、入力フィルタ２と、ダイオードブリッジ３と、入力コンデンサ４と、ＤＣ／ＤＣ変換部１５と、を備える。
交流電圧Ｖａｃは、入力フィルタ２に入力される。入力フィルタ２は、交流電圧Ｖａｃのノイズを除去する。ダイオードブリッジ３は、交流電圧Ｖａｃを全波整流する整流回路である。ダイオードブリッジ３の出力電圧は、入力コンデンサ４によって平滑化され、直流電圧である入力電圧Ｖｉｎに変換される。
絶縁型のＤＣ／ＤＣ変換部１５は、入力電圧Ｖｉｎを降圧して、目標値に安定化された出力電圧Ｖｏｕｔを出力端子Ｔｏｕｔに接続される負荷（不図示）に供給する。
ＤＣ／ＤＣ変換部１５は、トランス５と、ダイオード６と、出力コンデンサ７と、スイッチング素子８と、検出抵抗９と、電源制御装置１０と、フィードバック回路１１と、を有する。ＤＣ／ＤＣ変換部１５は、いわゆるフライバックコンバータである。
トランス５は、１次巻線５１と、２次巻線５２と、を有する。１次巻線５１の第１端は、入力電圧の印加端に接続される。スイッチング素子８は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）により構成される。１次巻線５１の第２端は、スイッチング素子８のドレインに接続される。スイッチング素子８のソースは、検出抵抗９の第１端に接続される。検出抵抗９の第２端は、接地端に接続される。
２次巻線５２の第１端は、接地端に接続される。２次巻線５２の第２端は、ダイオード６のアノードに接続される。ダイオード６のカソードは、出力コンデンサ７の第１端に接続される。出力コンデンサ７の第２端は、接地端に接続される。出力端子Ｔｏｕｔは、出力コンデンサ７の第１端に接続される。
電源制御装置１０は、制御ＩＣ（半導体装置）であり、外部との電気的接続を確立するための外部端子としてＯＵＴ端子（スイッチング出力端子）、ＣＳ端子（電流検出端子）、ＦＢ端子（フィードバック端子）、およびＶＩＮ端子（入力電圧端子）を有する。
ＯＵＴ端子は、スイッチング素子８のゲートに接続される。電源制御装置１０がスイッチング素子８をスイッチングすることにより、入力電圧Ｖｉｎが降圧され、出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。電源制御装置１０は、スイッチング素子８のスイッチングのデューティを調節することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを目標値に安定化させるとともに、スイッチング素子８に流れるドレイン電流Ｉｄｓを制御する。
検出抵抗９には、ドレイン電流Ｉｄｓに比例した検出電圧Ｖｃｓが発生する。検出電圧Ｖｃｓは、電源制御装置１０のＣＳ端子に入力される。電源制御装置１０は、検出電圧Ｖｃｓに基づいてドレイン電流Ｉｄｓを制御する。
フィードバック回路１１は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたフィードバック電圧Ｖｆｂを生成し、ＦＢ端子に供給する。フィードバック回路１１は、シャントレギュレータ１１１およびフォトカプラ１１２を有する。シャントレギュレータ１１１は、誤差増幅器であり、出力電圧Ｖｏｕｔと所定の目標値の誤差がゼロとなるようにレベルが調節されるフィードバック信号Ｓ１１を生成し、フォトカプラ１１２の発光ダイオードに供給する。フォトカプラ１１２のフォトトランジスタは、発光ダイオードからの光信号を、フィードバック信号Ｓ１１に応じたフィードバック電圧Ｖｆｂに変換する。
電源制御装置１０は、エッジブランキング回路１０１と、パルス変調器１０２と、ドライバ１０３と、プルアップ抵抗Ｒ１と、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３と、を集積化して有する。
スイッチング素子８がターンオン（オフ状態からオン状態への切替え）した直後、検出電圧Ｖｃｓには一時的に跳ね上がるサージ電圧が発生する。サージ電圧によってスイッチング素子８がターンオフ（オン状態からオフ状態への切替え）するのを抑制するために、エッジブランキング回路１０１は、スイッチング素子８のターンオン直後のマスク期間において検出電圧Ｖｃｓをマスクする。
ＦＢ端子は、コンデンサＣｆｂが外付けされるとともに、プルアップ抵抗Ｒ１によってプルアップされる。フィードバック電圧Ｖｆｂは、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３により分圧される。
パルス変調器１０２は、フィードバック電圧Ｖｆｂに応じてデューティ比が調節されるパルス状のパルス変調信号Ｓｐｍを生成する。パルス変調器１０２は、スイッチング素子８に流れるドレイン電流Ｉｄｓに比例した検出電圧Ｖｃｓに応じて、スイッチング素子８をオフするタイミングを制御する。すなわち、パルス変調器１０２は、ピーク電流モードの変調器である。ドライバ１０３は、パルス信号Ｓｐｍに応じてスイッチング素子８をスイッチングする。
パルス変調器１０２は、フリップフロップ１０４と、コンパレータ１０５と、スイッチング周波数制御部１０６と、を有する。
コンパレータ１０５は、フィードバック電圧Ｖｆｂを分圧した後のフィードバック電圧Ｖｆｂ１とエッジブランキング回路１０１から出力される検出電圧Ｖｃｓ１を比較し、検出電圧Ｖｃｓ１がフィードバック電圧Ｖｆｂ１に達するとアサートされるオフ信号Ｓｏｆｆを生成する。
スイッチング周波数制御部１０６は、入力電圧モニタ部１０６Ａと、オシレータ１０６Ｂと、を有する。オシレータ１０６Ｂは、所定の周期でアサートされるオン信号Ｓｏｎを生成する。オン信号Ｓｏｎは、所定周波数のパルス信号（クロック）である。なお、オシレータ１０６Ｂにより生成されるオン信号Ｓｏｎの周波数は可変であり、これについては後述する。
フリップフロップ１０４のセット端子（Ｓ）には、オン信号Ｓｏｎが入力され、リセット端子（Ｒ）には、オフ信号Ｓｏｆｆが入力される。フリップフロップ１０４から出力されるパルス変調信号Ｓｐｍは、オン信号Ｓｏｎがアサートされるたびにスイッチング素子８のオン状態に対応するオンレベル（ハイレベル）に遷移し、オフ信号Ｓｏｆｆがアサートされるたびにスイッチング素子８のオフ状態に対応するオフレベル（ローレベル）に遷移する。すなわち、パルス変調信号Ｓｐｍは、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）により変調された信号である。
本実施形態に係る電源制御装置１０では、スイッチング周波数制御部１０６によってスイッチング素子８のスイッチング周波数を可変制御することが可能である。ここでは、本実施形態の説明の前に、比較例について説明し、課題を明らかとする。
比較例に係る電源制御装置では、スイッチング周波数は固定である。すなわち、図１に示す構成においては、フリップフロップ１０４のセット端子に入力されるオン信号Ｓｏｎの周波数は固定である。比較例に係る電源制御装置を備えるＡＣ／ＤＣコンバータにおける動作波形の例を図２に示す。
図２に示す波形図では、上段から順に、交流電圧Ｖａｃ、全波整流後の交流電圧Ｖｒｃ、入力電圧Ｖｉｎ、スイッチング周波数Ｆｓｗ、およびスイッチング素子８の損失を示す。
図２に示すように、交流電圧Ｖｒｃが低下を開始すると、入力コンデンサ４が放電することにより入力電圧Ｖｉｎは低下を開始する。そして、入力電圧Ｖｉｎが交流電圧Ｖｒｃに達すると、交流電圧Ｖｒｃの上昇とともに入力コンデンサ４が充電されて入力電圧Ｖｉｎは交流電圧Ｖｒｃに追従して上昇する。入力電圧Ｖｉｎは、このような挙動を繰り返す。なお、図２において、入力電圧Ｖｉｎ２は、入力電圧Ｖｉｎ１よりも入力コンデンサ４の容量が小さい場合を示す。このように、入力コンデンサ４の容量が小さいと、入力電圧Ｖｉｎの低下する傾きが大きくなる。
ここで、スイッチング素子８は、交流電圧Ｖａｃの１周期においてスイッチングを繰り返している。図３の上方に、比較例に係るスイッチング１周期におけるドレイン電流Ｉｄｓの波形例を示す。スイッチング１周期は、オン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆとの和で表される。オン時間Ｔｏｎは、ターンオン期間Ａと、導通期間Ｂと、ターンオフ期間Ｃと、の和で表される。ターンオン期間Ａでは、瞬間的にドレイン電流Ｉｄｓが跳ね上がる。その後、導通期間Ｂでは、徐々にドレイン電流Ｉｄｓが増加する。そして、ターンオフ期間Ｃにおいて、ドレイン電流Ｉｄｓは０まで立ち下がる。オフ時間Ｔｏｆｆでは、ドレイン電流Ｉｄｓは０である。
図２に示すように、比較例においては、スイッチング周波数Ｆｓｗは固定である。従って、図３上方に示すスイッチング１周期＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆは固定である。ここで、入力電圧Ｖｉｎが低下する期間では、ＰＷＭ制御によってデューティ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）が大きくなるように調整される。すなわち、オン時間Ｔｏｎが長くなるため、ドレイン電流Ｉｄｓの導通期間Ｂにおけるピーク値が高くなる。これにより、スイッチング素子８における導通損失が大きくなる。特に図２に示す入力電圧Ｖｉｎ２のように入力コンデンサ４の容量を小さくすると、入力電圧Ｖｉｎがより低くなるため、よりデューティが大きくなり、導通損失が大きくなる。
なお、スイッチング素子８の損失には、導通損失に加えて、ターンオン期間Ａおよびターンオフ期間Ｃにおけるスイッチング損失も含まれるが、デューティが大きくなっても、ターンオン期間Ａおよびターンオフ期間Ｃの長さはほぼ変化しないため、スイッチング損失の変化はほぼない。
上記により、図２に示す損失Ｌｏｓｓのように、入力コンデンサ４の容量が小さい入力電圧Ｖｉｎ２の場合（破線）、入力コンデンサ４の容量が大きい入力電圧Ｖｉｎ１の場合（実線）に比べて、スイッチング素子８の損失が大きくなり、発熱が大きくなる。従って、比較例においては、入力コンデンサ４のサイズを小さくしにくい課題があった。
そこで、本実施形態に係る電源制御装置１０では、スイッチング周波数制御部１０６によってスイッチング周波数を可変制御する構成としている。図１に示すように、スイッチング周波数制御部１０６は、入力電圧モニタ部１０６Ａと、オシレータ１０６Ｂと、を有する。
入力電圧モニタ部１０６Ａは、分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を有し、ＶＩＮ端子に印加される入力電圧Ｖｉｎを分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により分圧することで、入力電圧Ｖｉｎをモニタする。分圧後の入力電圧Ｖｉｎｍは、オシレータ１０６Ｂに入力される。オシレータ１０６Ｂは、入力電圧Ｖｉｎｍに応じてオン信号Ｓｏｎの周波数を可変制御する。オン信号Ｓｏｎの周波数の調整により、パルス変調信号Ｓｐｍの周波数が調整され、スイッチング素子８のスイッチング周波数が調整される。なお、オシレータ１０６Ｂにおける素子の耐圧によっては、入力電圧モニタ部１０６Ａは必ずしも必要ではない。
図４は、オシレータ１０６Ｂの構成例を示す図である。オシレータ１０６Ｂは、分圧抵抗Ｒｄ１～Ｒｄ３、コンパレータ１０６１～１０６４、周波数選択部１０６５、定電流源１０６６、コンデンサＣ１、分圧抵抗Ｒｄ１１，Ｒｄ１２、およびコンパレータＣＰ１を有する。入力電圧Ｖｉｎｍはコンパレータ１０６１の第１入力端に入力され、入力電圧Ｖｉｎｍが分圧抵抗Ｒｄ１～Ｒｄ３により分圧された電圧がコンパレータ１０６２～１０６４のそれぞれの第１入力端に入力される。コンパレータ１０６１～１０６４のそれぞれの第２入力端には、基準電圧が印加される。周波数選択部１０６５は、コンパレータ１０６１～１０６４の出力結果に応じて定電流源１０６６の電流値を可変する。定電流源１０６６とコンデンサＣ１とが接続されるノードは、コンパレータＣＰ１の第１入力端に接続される。内部電圧ＶＲＥＦを分圧抵抗Ｒｄ１１，Ｒｄ１２で分圧した電圧ＶｄがコンパレータＣＰ１の第２入力端に印加される。定電流源１０６６の電流値に応じてコンデンサＣ１の充電による電圧上昇速度が変化し、コンパレータＣＰ１から出力されるオン信号Ｓｏｎの周波数が変化する。なお、コンデンサＣ１の電圧が分圧電圧Ｖｄを上回ると、コンデンサＣ１は放電される。
ここで、制御されるスイッチング周波数Ｆｓｗの入力電圧Ｖｉｎとの対応関係の例を図５に示す。図５に示すように、入力電圧Ｖｉｎの第１閾値Ｔｈ１以上では、スイッチング周波数Ｆｓｗは、下限値Ｆｓｗ１で一定となる。入力電圧Ｖｉｎが第１閾値Ｔｈ１より低くなるほど、スイッチング周波数Ｆｓｗは高くなる。このとき、入力電圧Ｖｉｎに対してスイッチング周波数Ｆｓｗは直線状に可変となる。なお、直線状に限らず、曲線状に可変としてもよい。
そして、入力電圧Ｖｉｎが第２閾値Ｔｈ２（＜Ｔｈ１）より低いと、スイッチング周波数Ｆｓｗは、上限値Ｆｓｗ２で一定となる。なお、スイッチング周波数Ｆｓｗをクランプする上限値Ｆｓｗ２は、ノイズ規格に基づき定められる。なお、図５に示す破線は、比較例に係る対応関係を示し、入力電圧Ｖｉｎによらずスイッチング周波数Ｆｓｗは一定である。
本実施形態に係る電源制御装置１０を備えるＡＤ／ＤＣコンバータ１における動作波形の例を図６に示す。すなわち、図６においては、入力電圧Ｖｉｎに応じたスイッチング周波数Ｆｓｗの可変制御を行っている。なお、図６に示す波形種別は、先述した図２と同様である。ただし、入力電圧Ｖｉｎは、入力コンデンサ４の容量を小さくした入力電圧Ｖｉｎ２の場合を示している。
図６に示すように、入力電圧Ｖｉｎが低下して第１閾値Ｔｈ１を下回ると、入力電圧Ｖｉｎの低下につれてスイッチング周波数Ｆｓｗが高くなる。そして、入力電圧Ｖｉｎが交流電圧Ｖｒｃに追従して上昇すると、スイッチング周波数Ｆｓｗは低下する。入力電圧Ｖｉｎが第１閾値Ｔｈ１以上となると、スイッチング周波数Ｆｓｗは下限値Ｆｓｗ１で一定となる。
ここで、図３下方には、上方と比べてスイッチングのデューティは維持してスイッチング周波数を高くした場合のドレイン電流Ｉｄｓの波形例を示す。このように、スイッチング周波数を高くすると、導通期間Ｂが短くなり、ドレイン電流Ｉｄｓのピーク値が低くなるため、導通損失が低下する。一方、スイッチング周波数を高くすると、同じ時間におけるターンオン期間Ａおよびターンオフ期間Ｃの発生する回数が増えるため、スイッチング損失は増加する。
スイッチング素子８が半導体材料としてＳｉ（ケイ素）を用いる場合は、ターンオン期間Ａおよびターンオフ期間Ｃを短くできないため、導通損失の低下に対してスイッチング損失の増加の影響が大きくなり、スイッチング素子８の損失の低減効果が抑制される。しかしながら、スイッチング素子８の半導体材料として、例えばＧａＮ（窒化ガリウム）を用いる場合は、ターンオン期間Ａおよびターンオフ期間Ｃを極小化することが可能となり、導通損失の低下に対してスイッチング損失の増加の影響を小さくすることができ、スイッチング素子８の損失の低減効果が大きくなる。なお、スイッチング素子８の半導体材料として、ＧａＮ以外の例えばＳｉＣ（炭化ケイ素）などのワイドバンドギャップ半導体を用いても、同様に損失の低減効果を確保することができる。特に、バンドギャップがより大きいＧａＮを用いることが好適である。
図６に示すように、入力コンデンサ４の容量が小さく、入力電圧Ｖｉｎ２の低下量が大きくなっても、入力電圧Ｖｉｎの低下に応じてスイッチング周波数Ｆｓｗを高くするため、図６の損失Ｌｏｓｓで示すように、比較例（破線）に比べて本実施形態（実線）ではスイッチング素子８の損失を抑制することができる。従って、入力コンデンサ４のサイズを小さくすることが可能となる。
＜２．第２実施形態＞
図７は、本開示の第２実施形態に係る電源制御装置１０を備えるＡＣ／ＤＣコンバータ１の構成を示す図である。本実施形態では、電源制御装置１０におけるスイッチング周波数制御部１０６の構成が第１実施形態と異なる。また、これに合わせて、電源制御装置１０には、外部端子としてＤＲ端子（ドレイン端子）が設けられる。
本実施形態に係るスイッチング周波数制御部１０６は、ドレイン電圧サンプリング部１０６Ｃと、オシレータ１０６Ｂと、を有する。ドレイン電圧サンプリング部１０６Ｃは、ＤＲ端子に印加されるスイッチング素子８のドレイン電圧Ｖｄｓのサンプリングを行うように構成される。
ここで、図８には、スイッチング時におけるドレイン電圧Ｖｄｓの波形例を示す。オン時間Ｔｏｎではドレイン電圧Ｖｄｓが０Ｖとなり、オフ時間Ｔｏｆｆではドレイン電圧Ｖｄｓは、Ｖｄｓ＝Ｖｉｎ＋ＶＯＲとなる。ただし、ＶＯＲ＝（Ｎｐ／Ｎｓ）・（Ｖｏｕｔ＋Ｖｆ）である。Ｎｐは、１次巻線５１の巻き数、Ｎｓは、２次巻線５２の巻き数、Ｖｆは、ダイオード６の順電圧である。
このようにオフ時間Ｔｏｆｆにおけるドレイン電圧Ｖｄｓは、入力電圧Ｖｉｎの関数となるため、ドレイン電圧サンプリング部１０６Ｃは、オフ時間Ｔｏｆｆにおけるドレイン電圧Ｖｄｓをサンプリングする。ただし、図８に示すように、ターンオフ直後はドレイン電圧Ｖｄｓにリンギングが発生するため、ターンオフ直後より後にサンプリングすることが望ましい。
オシレータ１０６Ｂは、サンプリング後のドレイン電圧Ｖｄｓｓに応じてオン信号Ｓｏｎの周波数を可変制御する。具体的には、ドレイン電圧Ｖｄｓｓが低いほど、オン信号Ｓｏｎの周波数を高くする。これにより、入力電圧Ｖｉｎが低いほど、スイッチング素子８のスイッチング周波数が高くなり、第１実施形態と同様の効果を享受できる。
＜３．第３実施形態＞
図９は、本開示の第３実施形態に係る電源制御装置１０を備えるＡＣ／ＤＣコンバータ１の構成を示す図である。本実施形態では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１において、トランス５に補助巻線５３を設けている。さらに、電源制御装置１０におけるスイッチング周波数制御部１０６の構成が第１実施形態と異なる。また、これに合わせて、電源制御装置１０には、外部端子としてＺＴ端子（巻線接続端子）が設けられる。
本実施形態に係るスイッチング周波数制御部１０６は、巻線電圧サンプリング部１０６Ｄと、オシレータ１０６Ｂと、を有する。巻線電圧サンプリング部１０６Ｄは、ＺＴ端子に印加される補助巻線５３の巻線電圧Ｖｚｔのサンプリングを行うように構成される。
ここで、図１０には、上段から順に、スイッチング素子８のオンオフ、スイッチング時における巻線電圧Ｖｚｔ、および１次巻線５１を流れる電流ＩＬの波形例を示す。図１０に示すように、スイッチング素子８がオン状態のときに巻線電圧Ｖｚｔ（負電圧）をサンプリングする。
オシレータ１０６Ｂは、サンプリング後の巻線電圧Ｖｗｓ（正電圧）に応じてオン信号Ｓｏｎの周波数を可変制御する。具体的には、巻線電圧Ｖｗｓが低いほど、オン信号Ｓｏｎの周波数を高くする。これにより、入力電圧Ｖｉｎが低いほど、スイッチング素子８のスイッチング周波数が高くなり、第１実施形態と同様の効果を享受できる。
＜４．第４実施形態＞
図１１は、本開示の第４実施形態に係る電源制御装置１０を備えるＡＣ／ＤＣコンバータ１の構成を示す図である。本実施形態では、電源制御装置１０におけるスイッチング周波数制御部１０６の構成が第１実施形態と異なる。また、これに合わせて、電源制御装置１０には、外部端子としてＡＣＩＮ端子（交流入力端子）が設けられる。
本実施形態に係るスイッチング周波数制御部１０６は、ＡＣ電圧検出部１０６Ｅと、オシレータ１０６Ｂと、を有する。ＡＣＩＮ端子と入力フィルタ２の正側出力ラインとの間にダイオードＤ１が接続され、ＡＣＩＮ端子と入力フィルタ２の負側出力ラインとの間にダイオードＤ２が接続される。ＡＣ電圧検出部１０６Ｅは、ＡＣＩＮ端子に印加される電圧に基づき交流電圧Ｖａｃの電圧レベルを検出するように構成される。例えば使用される国に応じて交流電圧Ｖａｃは１００Ｖあるいは２４０Ｖなど電圧レベルが異なる。オシレータ１０６Ｂは、ＡＣ電圧検出部１０６Ｅによる検出結果に応じてオン信号Ｓｏｎの周波数を可変制御する。具体的には、検出された電圧レベルが低いほど、オン信号Ｓｏｎの周波数を高くする。交流電圧Ｖａｃの電圧レベルが低いほど、交流電圧Ｖａｃのピーク値が低くなり、入力電圧Ｖｉｎが低くなる。これにより、入力電圧Ｖｉｎが低いほど、スイッチング素子８のスイッチング周波数が高くなり、交流電圧Ｖａｃの電圧レベルによらずにスイッチング素子８の損失を抑えることができる。
＜５．ＡＣアダプタ＞
図１２は、本開示の実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ１を適用するアプリケーションの一例としてのＡＣアダプタ１５０の構成例を示す図である。
図１２に示すＡＣアダプタ１５０は、アダプタ本体部１５１と、ＤＣプラグ１５２と、ケーブル１５３と、を備える。アダプタ本体部１５１には、差込みプラグ１５１Ａが設けられる。差込みプラグ１５１Ａは、コンセントに接続可能である。アダプタ本体部１５１には、ＡＣ／ＤＣコンバータ１が内蔵される。
アダプタ本体部１５１とＤＣプラグ１５２とは、ケーブル１５３により接続される。差込みプラグ１５１Ａに入力される交流電圧Ｖａｃは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１により直流電圧である出力電圧Ｖｏｕｔに変換され、ケーブル１５３を介してＤＣプラグ１５２から出力される。ＤＣプラグ１５２には、例えばスマートフォン、タブレットなどの機器を接続可能である。
先述したようにＡＣ／ＤＣコンバータ１において入力コンデンサ４のサイズを小さくできるため、アダプタ本体部１５１を小型・軽量化することができる。
＜６．その他＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
＜７．付記＞
以上のように、本開示の一側面に係る電源制御装置（１０）は、
交流電圧（Ｖａｃ）が入力されるように構成される整流回路（３）と、前記整流回路による整流後の電圧を平滑化するように構成される入力コンデンサ（４）と、前記入力コンデンサに生じる入力電圧（Ｖｉｎ）をＤＣ／ＤＣ変換するように構成されるＤＣ／ＤＣ変換部（１５）と、を備えるＡＣ／ＤＣコンバータ（１）における前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御するように構成される電源制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、スイッチング素子（８）を有し、
前記電源制御装置は、前記入力電圧が低いほど、前記スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング周波数（Ｆｓｗ）を高くするように構成されるスイッチング周波数制御部（１０６）を備える構成としている（第１の構成）。
また、上記第１の構成において、前記スイッチング素子は、半導体材料としてワイドバンドギャップ半導体を用いる構成としてもよい（第２の構成）。
また、上記第２の構成において、前記半導体材料として、ＧａＮが用いられる構成としてもよい（第３の構成）。
また、上記第１から第３のいずれかの構成において、前記スイッチング周波数制御部（１０６）は、前記スイッチング素子のターンオンのタイミングを決定するパルス状のオン信号（Ｓｏｎ）を出力するように構成され、
前記スイッチング周波数制御部は、前記オン信号の周波数を制御することで前記スイッチング周波数を制御するように構成されることとしてもよい（第４の構成）。
また、上記第４の構成において、前記スイッチング周波数制御部（１０６）は、前記入力電圧（Ｖｉｎ）をモニタするように構成される入力電圧モニタ部（１０６Ａ）と、
前記入力電圧モニタ部によるモニタ結果に応じて前記オン信号の周波数を可変制御するように構成されるオシレータ（１０６Ｂ）と、を有する構成としてもよい（第５の構成）。
また、上記第５の構成において、前記入力電圧モニタ部は、前記入力電圧を分圧するように構成される分圧抵抗（Ｒ１１，Ｒ１２）を有する構成としてもよい（第６の構成）。
また、上記第４の構成において、前記スイッチング周波数制御部（１０６）は、前記スイッチング素子のドレイン電圧（Ｖｄｓ）をサンプリングするように構成されるドレイン電圧サンプリング部（１０６Ｃ）と、
前記入力電圧サンプリング部によるサンプリング結果に応じて前記オン信号の周波数を可変制御するように構成されるオシレータ（１０６Ｂ）と、を有する構成としてもよい（第７の構成）。
また、上記第４の構成において、前記スイッチング周波数制御部（１０６）は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ（１）におけるトランス（５）に設けられる補助巻線（５３）の電圧（Ｖｚｔ）をサンプリングするように構成される巻線電圧サンプリング部（１０６Ｄ）と、
前記巻線電圧サンプリング部によるサンプリング結果に応じて前記オン信号の周波数を可変制御するように構成されるオシレータ（１０６Ｂ）と、を有する構成としてもよい（第８の構成）。
また、上記第４の構成において、前記スイッチング周波数制御部（１０６）は、前記交流電圧（Ｖａｃ）の電圧レベルを検出するように構成されるＡＣ電圧検出部（１０６Ｅ）と、
前記ＡＣ電圧検出部による検出結果に応じて前記オン信号の周波数を可変制御するように構成されるオシレータ（１０６Ｂ）と、を有する構成としてもよい（第９の構成）。
また、上記第１から第９のいずれかの構成において、前記スイッチング周波数制御部（１０６）は、前記入力電圧（Ｖｉｎ）が第１閾値（Ｔｈ１）以上の場合に前記スイッチング周波数を下限値（Ｆｓｗ１）で一定とし、前記入力電圧が第１閾値より低い場合に前記スイッチング周波数を可変とする構成としてもよい（第１０の構成）。
また、上記第１から第１０のいずれかの構成において、前記スイッチング周波数制御部（１０６）は、前記入力電圧（Ｖｉｎ）が第２閾値（Ｔｈ２）以上の場合に前記スイッチング周波数を可変とし、前記入力電圧が前記第２閾値より低い場合に前記スイッチング周波数を上限値（Ｆｓｗ２）でクランプする構成としてもよい（第１１の構成）。
また、上記第１から第１１のいずれかの構成において、前記スイッチング周波数制御部（１０６）は、前記入力電圧（Ｖｉｎ）に対して前記スイッチング周波数（Ｆｓｗ）を直線状に可変させる構成としてもよい（第１２の構成）。
また、本開示の一側面に係るＡＣ／ＤＣコンバータ（１）は、上記第１から第１２のいずれかの構成の電源制御装置（１０）と、
前記入力電圧（Ｖｉｎ）の印加端に接続されるように構成される第１端を含む１次巻線（５１）と、接地端に接続されるように構成される第１端を含む２次巻線（５２）と、を有するトランス（５）と、
前記１次巻線の第２端に接続されるように構成される前記スイッチング素子（８）と、
前記２次巻線の第２端に接続されるように構成されるアノードを有するダイオード（６）と、
前記ダイオードのカソードに接続されるように構成される出力コンデンサ（７）と、
を備える（第１３の構成）。
また、本開示の一側面に係るＡＣアダプタ（１５０）は、上記第１から第１２のいずれかの構成の電源制御装置（１０）を有する前記ＡＣ／ＤＣコンバータ（１）を内蔵するアダプタ本体部（１５１）を備える（第１４の構成）。
本開示は、例えば、ＡＣアダプタに備えられるＡＣ／ＤＣコンバータなどに利用することが可能である。
１ ＡＣ／ＤＣコンバータ
２ 入力フィルタ
３ ダイオードブリッジ
４ 入力コンデンサ
５ トランス
６ ダイオード
７ 出力コンデンサ
８ スイッチング素子
９ 検出抵抗
１０ 電源制御装置
１１ フィードバック回路
１５ ＤＣ変換部
５１ １次巻線
５２ ２次巻線
５３ 補助巻線
１０１ エッジブランキング回路
１０２ パルス変調器
１０３ ドライバ
１０４ フリップフロップ
１０５ コンパレータ
１０６ スイッチング周波数制御部
１０６Ａ 入力電圧モニタ部
１０６Ｂ オシレータ
１０６Ｃ ドレイン電圧サンプリング部
１０６Ｄ 巻線電圧サンプリング部
１０６Ｅ ＡＣ電圧検出部
１１１ シャントレギュレータ
１１２ フォトカプラ
１５０ ＡＣアダプタ
１５１ アダプタ本体部
１５１Ａ 差込みプラグ
１５２ ＤＣプラグ
１５３ ケーブル
Ｃｆｂ コンデンサ
Ｒ１ プルアップ抵抗
Ｒ２，Ｒ３ 分圧抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２ 分圧抵抗
Ｔｏｕｔ 出力端子

Claims (14)

  1. 交流電圧が入力されるように構成される整流回路と、前記整流回路による整流後の電圧を平滑化するように構成される入力コンデンサと、前記入力コンデンサに生じる入力電圧をＤＣ／ＤＣ変換するように構成されるＤＣ／ＤＣ変換部と、を備えるＡＣ／ＤＣコンバータにおける前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御するように構成される電源制御装置であって、
    前記ＤＣ／ＤＣ変換部は、スイッチング素子を有し、
    前記電源制御装置は、前記入力電圧が低いほど、前記スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング周波数を高くするように構成されるスイッチング周波数制御部を備える、電源制御装置。
  2. 前記スイッチング素子は、半導体材料としてワイドバンドギャップ半導体を用いる、請求項１に記載の電源制御装置。
  3. 前記半導体材料として、ＧａＮが用いられる、請求項２に記載の電源制御装置。
  4. 前記スイッチング周波数制御部は、前記スイッチング素子のターンオンのタイミングを決定するパルス状のオン信号を出力するように構成され、
    前記スイッチング周波数制御部は、前記オン信号の周波数を制御することで前記スイッチング周波数を制御するように構成される、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電源制御装置。
  5. 前記スイッチング周波数制御部は、
    前記入力電圧をモニタするように構成される入力電圧モニタ部と、
    前記入力電圧モニタ部によるモニタ結果に応じて前記オン信号の周波数を可変制御するように構成されるオシレータと、
    を有する、請求項４に記載の電源制御装置。
  6. 前記入力電圧モニタ部は、前記入力電圧を分圧するように構成される分圧抵抗を有する、請求項５に記載の電源制御装置。
  7. 前記スイッチング周波数制御部は、
    前記スイッチング素子のドレイン電圧をサンプリングするように構成されるドレイン電圧サンプリング部と、
    前記入力電圧サンプリング部によるサンプリング結果に応じて前記オン信号の周波数を可変制御するように構成されるオシレータと、
    を有する、請求項４に記載の電源制御装置。
  8. 前記スイッチング周波数制御部は、
    前記ＡＣ／ＤＣコンバータにおけるトランスに設けられる補助巻線の電圧をサンプリングするように構成される巻線電圧サンプリング部と、
    前記巻線電圧サンプリング部によるサンプリング結果に応じて前記オン信号の周波数を可変制御するように構成されるオシレータと、
    を有する、請求項４に記載の電源制御装置。
  9. 前記スイッチング周波数制御部は、
    前記交流電圧の電圧レベルを検出するように構成されるＡＣ電圧検出部と、
    前記ＡＣ電圧検出部による検出結果に応じて前記オン信号の周波数を可変制御するように構成されるオシレータと、
    を有する、請求項４に記載の電源制御装置。
  10. 前記スイッチング周波数制御部は、前記入力電圧が第１閾値以上の場合に前記スイッチング周波数を下限値で一定とし、前記入力電圧が第１閾値より低い場合に前記スイッチング周波数を可変とする、請求項１に記載の電源制御装置。
  11. 前記スイッチング周波数制御部は、前記入力電圧が第２閾値以上の場合に前記スイッチング周波数を可変とし、前記入力電圧が前記第２閾値より低い場合に前記スイッチング周波数を上限値でクランプする、請求項１に記載の電源制御装置。
  12. 前記スイッチング周波数制御部は、前記入力電圧に対して前記スイッチング周波数を直線状に可変させる、請求項１に記載の電源制御装置。
  13. 請求項１に記載の電源制御装置と、
    前記入力電圧の印加端に接続されるように構成される第１端を含む１次巻線と、接地端に接続されるように構成される第１端を含む２次巻線と、を有するトランスと、
    前記１次巻線の第２端に接続されるように構成される前記スイッチング素子と、
    前記２次巻線の第２端に接続されるように構成されるアノードを有するダイオードと、
    前記ダイオードのカソードに接続されるように構成される出力コンデンサと、
    を備える、ＡＣ／ＤＣコンバータ。
  14. 請求項１に記載の電源制御装置を有する前記ＡＣ／ＤＣコンバータを内蔵するアダプタ本体部を備える、ＡＣアダプタ。
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