JP5642356B2 - 電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、一対の入力端子間に印加される電圧を別の電圧値を有する電圧に変換して出力する電力変換回路を少なくとも一対備える電力変換システムに関する。

この種の電力変換回路としては、例えば下記特許文献１に見られるように、トランスの一対の１次側コイルが、フォワードコンバータとエネルギ蓄積コイルとの役割を交互に果たすものも提案されている。この電力変換回路によれば、トランスの２次側にチョークコイルを設けなくても、出力電流のリプルを低減することができる。

ところで、近年、例えばハイブリッド車に搭載される高電圧バッテリの電圧を降圧して低電圧バッテリに出力する電力変換回路等においては、そのスイッチング素子を非常な高速で操作することがなされている。しかし、この場合、スイッチング素子のスイッチング状態の切替に起因して、コモンモードノイズが発生するという問題がある。

そこで従来、コモンモードフィルタ回路やアクティブコモンモードノイズキャンセラ回路等を車両に搭載することで、コモンモードノイズに対処していた。

なお、従来の電力変換回路としては、他にも例えば下記特許文献２に記載されているものがある。

特開２００８−１１３５４８号公報 特開平７−３２７３６６号公報

ただし、コモンモード対策のためにコモンモードフィルタ回路やアクティブコモンモードノイズキャンセラ回路等のハードウェア手段を追加することは、電力変換システムの大型化や、回路構成の複雑化、電力変換損失の増加、更にはコストアップの要因となる。更に、コモンモードフィルタ回路やアクティブコモンモードノイズキャンセラ回路にはコモンモードノイズに対処できる周波数領域に限りがあるため、スイッチング周波数を変化させる状況下等にあっては、コモンモードノイズの抑制効果が低くなるという問題もある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、一対の入力端子間に印加される電圧を別の電圧値を有する電圧に変換して出力する電力変換回路を備えるものにあって、コモンモードノイズ対策専用のハードウェア手段への依存を抑制しつつもコモンモードノイズを抑制することのできる電力変換システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

第１の発明は、一対の入力端子間に印加される電圧を別の電圧値を有する電圧に変換して出力する電力変換回路を少なくとも一対備える電力変換システムにおいて、前記一対の電力変換回路は、第１の開閉手段及び第２の開閉手段を備え、前記第１の開閉手段の一方の端子は前記第２の開閉手段よりも低電位側に接続されて且つ前記第２の開閉手段の一方の端子は前記第１の開閉手段よりも高電位側に接続され、前記第１の開閉手段が閉状態とされる場合に当該電力変換回路の備えるコイルに電圧を印加するための第１のループ回路が形成される一方、前記第２の開閉手段が閉状態とされる場合に前記コイルに電圧を印加するための第２のループ回路が形成されるものであり、前記第１の開閉手段と前記第２の開閉手段とは、交互に周期的にオン操作されるものであり、前記電力変換回路は、前記交互のオン操作の一周期に対する前記第１のループ回路が形成される時間の比率を「０〜１／２」内の所定の領域内の任意の値とした際と、前記一周期に対する前記第２のループ回路が形成される時間の比率を前記任意の値とした際とで、前記出力される電圧が互いに等しくなるものであり、前記一対の電力変換回路のうちの一方の前記第１の開閉手段の操作及び前記一対の電力変換回路のうちの他方の前記第２の開閉手段の操作と、前記一対の電力変換回路のうちの一方の前記第２の開閉手段の操作及び前記一対の電力変換回路のうちの他方の前記第１の開閉手段の操作とのそれぞれを同期させる同期手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、一対の電力変換回路の一方における第１の開閉手段と、他方における第２の開閉手段とが、互いに同期して操作される。このため、一方における第１の開閉手段と他方における第２の開閉手段とで、これらの操作に伴う入力端子又は出力端子の電位変化が互いに逆となる。このため、一方における第１の開閉手段と他方における第２の開閉手段との操作に際し、一対の電力変換回路の一方において生じるコモンモードノイズと他方において生じるコモンモードノイズとが互いに打ち消しあうこととなる。同様に、一対の電力変換回路の一方における第２の開閉手段と、他方における第１の開閉手段とが、互いに同期して操作される。このため、一方における第２の開閉手段と他方における第１の開閉手段とで、これらの操作に伴う入力端子又は出力端子の電位変化が互いに逆となる。このため、一方における第２の開閉手段と他方における第１の開閉手段との操作に際し、一対の電力変換回路の一方において生じるコモンモードノイズと他方において生じるコモンモードノイズとが互いに打ち消しあうこととなる。したがって、上記発明では、コモンモード対策専用のハードウェア手段への依存を抑制しつつもコモンモードノイズを低減することができる。

しかも、上記発明によれば、時比率を上記所定の領域（ゼロよりも大きい幅を持つ領域）内で操作することで、一対の電力変換回路の出力電圧を等しくすることも可能となる。このため、所定の領域内で時比率を操作することで電力変換回路の出力電圧を可変制御することができる。

第２の発明は、第１の発明において、前記一対の電力変換回路は、前記一対の入力端子に１次側コイルが接続されて且つ前記変換された電圧を出力する側に２次側コイルが接続されたトランスを備え、前記コイルは、前記１次側コイルであることを特徴とする。

なお、前記トランスは、前記第１のループ回路と前記第２のループ回路との双方が、前記電力変換回路の一対の入力端子間に接続される給電手段を備えることを特徴としてもよい。また、前記一対の電力変換回路は、前記一対の入力端子間に各別の蓄電手段が接続されていることを特徴としてもよい。また、前記一対の電力変換回路の入力端子が直列接続されることを特徴としてもよい。また、前記一対の電力変換回路の出力側には、各別の蓄電手段が備えられることを特徴としてもよい。また、前記トランスの１次側コイルは、２次側からの出力電流を平滑化するための平滑化用コイルを備えることを特徴としてもよい。

第３の発明は、第２の発明において、前記第１及び第２の開閉手段は、相補的に駆動されるものであり、前記電力変換回路は、その出力電圧が、前記一周期に対する前記第１のループ回路が形成される時間の比率が「１／２」となる点に対して対称性を有することを特徴とする。

上記発明では、上記同期手段による同期処理を行っても、一対の電力変換回路間で出力電圧を同一とすることができる。

第４の発明は、第３の発明において、前記第１及び第２の開閉手段が直列接続されて且つ、前記一対の入力端子間に並列接続されており、前記トランスは、第１トランス及び第２トランスを備え、前記電力変換回路は、第１蓄電手段及び第２蓄電手段を備え、前記第１のループ回路は、前記一対の入力端子間に接続される給電手段、前記第２蓄電手段及び前記第１トランスの１次側コイルを備える回路と、前記第１蓄電手段及び前記第２トランスの１次側コイルを備える回路とを備え、前記第２のループ回路は、前記一対の入力端子間に接続される給電手段、前記第２トランスの１次側コイル、及び前記第１蓄電手段を備える回路と、前記第１トランスの１次側コイル及び前記第２蓄電手段を備える回路とを備え、前記第１トランスと前記第２トランスとの１次側及び２次側の少なくとも一方に、これら第１トランス及び第２トランスの出力電流を平滑化するための平滑化用コイルを更に備えることを特徴とする。

なお、上記発明は、前記第１トランスは、その１次側コイルとして第１コイル及び第２コイルを備え、前記第２トランスは、その１次側コイルとして第３コイル及び第４コイルを備え、前記第１のループ回路は、前記一対の入力端子間に接続される給電手段、前記第１コイル、前記第３コイル、及び前記第２蓄電手段を備える回路と、前記第２コイル、前記第４コイル、及び前記第１蓄電手段を備える回路とを備え、前記第２のループ回路は、前記一対の入力端子間に接続される給電手段、前記第４コイル、前記第２コイル、及び前記第１蓄電手段を備える回路と、前記第３コイル、前記第１コイル、及び前記第２蓄電手段を備える回路とを備えることを特徴としてもよい。

第５の発明は、第３の発明において、前記第１及び第２の開閉手段が直列接続されて且つ、前記一対の入力端子間に並列接続されており、前記電力変換回路は、蓄電手段を備え、前記第１のループ回路及び前記第２のループ回路のいずれか一方は、前記蓄電手段の電圧を前記トランスの１次側コイルに直接印加する回路であり、いずれか他方は、前記一対の入力端子間の電圧から前記蓄電手段の電圧を減算したものを前記トランスの１次側コイルに印加する回路であり、前記トランスの１次側及び２次側の少なくとも一方に、前記トランスの出力電流を平滑化するための平滑化用コイルを更に備えることを特徴とする。

第６の発明は、第２の発明において、前記第１のループ回路が形成される時間と前記第２のループ回路が形成される時間とが互いに等しく且つ、前記周期的なオン操作の一周期に対するこれらの時間の比率の操作によって前記出力される電圧が制御されることを特徴とする。

上記発明では、上記同期手段による同期操作によって、出力電圧を所望に制御しつつもコモンモードノイズを抑制することができる。

第７の発明は、第６の発明において、前記第１及び第２の開閉手段が直列接続されて且つ、前記一対の入力端子間に並列接続されており、前記電力変換回路は、蓄電手段を備え、前記第１のループ回路及び前記第２のループ回路のいずれか一方は、前記トランスの１次側コイルに前記蓄電手段の電圧を直接印加するものであり、前記第１のループ回路及び前記第２のループ回路のいずれか他方は、前記一対の入力端子間の電圧から前記蓄電手段の電圧を減算したものを前記１次側コイルに印加するものであり、前記トランスの１次側及び２次側の少なくとも一方に、前記トランスの出力電流を平滑化するための平滑化用コイルを更に備えることを特徴とする。

第８の発明は、第６の発明において、前記第１及び第２の開閉手段が直列接続されて且つ、前記一対の入力端子間に並列接続されており、前記電力変換回路は、前記一対の入力端子間に、更に第３及び第４の開閉手段の直列接続体を備えて且つ、前記第１及び第２の開閉手段の接続点と前記第３及び第４の開閉手段の接続点とが前記１次側コイルにて接続されるものであり、前記第１のループ回路は、前記第１の開閉手段及び第４の開閉手段を閉状態とすることで前記一対の入力端子と前記１次側コイルとを接続する経路であり、前記第２のループ回路は、前記第２の開閉手段及び前記第３の開閉手段を閉状態とすることで前記一対の入力端子と前記１次側コイルとを接続する経路であることを特徴とする。

第９の発明は、第８の発明において、前記第１及び前記第４の開閉手段の操作状態の切替タイミングを互いに相違させる処理と、前記第２及び前記第３の開閉手段の操作状態の切替タイミングを互いに相違させる処理との少なくとも一方を行うことを特徴とする。

上記発明では、第１の開閉手段の操作状態の切り替えタイミングと第４の開閉手段の操作状態の切り替えタイミングとを互いに相違させたり、第２の開閉手段の操作状態の切り替えタイミングと第３の開閉手段の操作状態の切り替えタイミングとを互いに相違させたりすることで、ソフトスイッチングを行うことができる。ただし、この場合、第１の開閉手段の操作状態の切り替えタイミングと第４の開閉手段の操作状態の切り替えタイミングとを同期させたり、第２の開閉手段の操作状態の切り替えタイミングと第３の開閉手段の操作状態の切り替えタイミングとを同期させたりする場合に得られるコモンモードノイズの相殺効果が得られなくなる。このため、上記同期手段の利用価値が特に大きい。

第１０の発明は、第２〜９の発明のいずれか１つにおいて、前記トランスは、前記２次側コイルを、前記一対の電力変換回路間で共有することを特徴とする。

上記発明では、一対の電力変換回路間で２次側コイルを共有することで、部品点数を低減することができる。

第１１の発明は、第２〜９の発明のいずれか１つにおいて、前記一対の電力変換回路の出力側は、互いに直列接続されることを特徴とする。

上記発明では、電力変換システムの出力電圧を大きくすることができる。

第１２の発明は、第１〜９の発明のいずれか１つにおいて、前記一対の電力変換回路の出力側は、互いに並列接続されることを特徴とする。

一対の電力変換回路の出力側を並列接続する場合には、これら一対の電力変換回路間で出力電圧が一致することが望まれる。このため、上記発明では、第１〜９の発明の利用価値が特に大きい。

第１３の発明は、第１〜１２の発明のいずれか１つにおいて、前記一対の電力変換回路の前記一対の入力端子同士が同一の給電手段に並列接続されることを特徴とする。

上記発明では、一対の電力変換回路同士で、一対の入力端子の電位が互いに等しいため、コモンモードノイズの相殺効果を好適に発揮することができる。

第１４の発明は、第１〜１３の発明のいずれか１つにおいて、当該電力変換システムの備える前記電力変換回路は、前記一対の電力変換回路の１又は複数の組からなることを特徴とする。

上記発明では、電力変換回路の数を偶数個として且つ、一対の電力変換回路の１又は複数の組からなるようにすることで、コモンモードノイズを好適に抑制することができる。

第１５の発明は、第１〜１４の発明のいずれか１つにおいて、前記一対の電力変換回路は、車載降圧コンバータであることを特徴とする。

第１の実施形態のシステム構成図。 同実施形態にかかる出力電圧と時比率との関係を示す図。 同実施形態にかかるパワースイッチング素子の配置態様を示す断面図。 コンバータ回路の操作態様について検討したパターンを示すタイムチャート。 上記パターンにおける浮遊容量の両端電圧の変動の計測結果を示すタイムチャート。 第２の実施形態のシステム構成図。 第３の実施形態のシステム構成図。 第４の実施形態のシステム構成図。 第５の実施形態のシステム構成図。 第６の実施形態のシステム構成図。 第７の実施形態のシステム構成図。 第８の実施形態のシステム構成図。 第９の実施形態のシステム構成図。 第１０の実施形態のシステム構成図。 第１１の実施形態のシステム構成図。 同実施形態にかかるコンバータ回路の操作態様を示すタイムチャート。 第１２の実施形態のシステム構成図。 同実施形態にかかるコンバータ回路の操作態様を示すタイムチャート。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換システムをハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。

高電圧バッテリ１０は、その端子電圧が、所定の高電圧（例えば数百〜千数百Ｖ）となるものであり、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムを構成するものである。高電圧バッテリ１０は、車載主機の電力供給源となるものである。

一方、補機１２は、車載低電圧システムを構成するものであり、低電圧バッテリ等を備えて構成されている。補機１２は、その負極側がグランド３０（車体）に接続されている。なお、上記低電圧バッテリは、その端子電圧が所定の低電圧（例えば数Ｖ〜数十Ｖ）となるものである。

ここで、上記高電圧バッテリ１０は、補機１２への電力供給源となる。すなわち、高電圧バッテリ１０の電圧は、ＤＣＤＣコンバータ（コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ）によって降圧されて補機１２に印加される。詳しくは、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、コンデンサ１４に接続される一対の入力端子Ｔｐ，Ｔｍに高電圧バッテリ１０の正極及び負極がそれぞれ接続されている。ここで、コンデンサ１４は、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの直接の給電手段である。また、コンバータ回路ＣＶａの出力端子Ｔｏ１，Ｔｏ２は、補機１２の正極及び負極に接続されており、コンバータ回路ＣＶｂの出力端子Ｔｏ３，Ｔｏ４は、補機１２の正極及び負極に接続されている。

コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、いずれも一対のトランスＴ１，Ｔ２を備えた絶縁型コンバータである。トランスＴ１は、一対の１次側コイルＷ１，Ｗ２と、２次側コイルＷ５とを備えている。また、トランスＴ２は、一対の１次側コイルＷ３，Ｗ４と、２次側コイルＷ６とを備えている。ここで、各トランスＴ１，Ｔ２の各１次側及び２次側の巻数比は、互いに同一の巻数比ｎである。すなわち、１次側コイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４と２次側コイルＷ５，Ｗ６のターン数Ｎ１〜Ｎ６の間に「ｎ＝Ｎ１／Ｎ３＝Ｎ２／Ｎ３＝Ｎ４／Ｎ６＝Ｎ５／Ｎ３」の関係が成立している。なお、ここでターン数とは、トランスの磁路を鎖交する回数のことである。

更に、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、いずれも一対の入力端子間に並列接続されるパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体を備える。これらパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、NチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタである。ここで、パワースイッチング素子Ｑ１の一方の端子は、高電圧バッテリ１０の負極側に接続されており、パワースイッチング素子Ｑ２の一方の端子は、高電圧バッテリ１０の正極側に接続されている。

パワースイッチング素子Ｑ１には、１次側コイルＷ２，Ｗ４、コンデンサＣ１の直列接続体が並列接続されている。また、パワースイッチング素子Ｑ２には、コンデンサＣ２，１次側コイルＷ１，Ｗ３の直列接続体が並列接続されている。

トランスＴ１，Ｔ２の２次側コイルＷ５，Ｗ６は、コンデンサ１６に並列接続されている。また、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの２次側には、２次側コイルＷ６を流れる電流を一方向に制限する手段（ダイオードＤ１）と、２次側コイルＷ５を流れる電流を一方向に制限する手段（ダイオードＤ２）とが備えられている。これらは、それぞれ、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間にコイルＷ６を流れる電流を許容して且つパワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間にコイルＷ６を電流が流れることを禁止する手段と、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間にコイルＷ５を流れる電流を許容して且つパワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間にコイルＷ５を電流が流れることを禁止する手段とである。

これにより、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間においては、トランスＴ２がフォワードコンバータとして機能して且つ１次側コイルＷ１，Ｗ２がエネルギ蓄積コイルとして機能する。また、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間においては、トランスＴ１がフォワードコンバータとして機能して且つ１次側コイルＷ３，Ｗ４がエネルギ蓄積コイルとして機能する。

なお、コンデンサ１６の両端は、出力端子Ｔｏ１，Ｔｏ２（Ｔｏ３，Ｔｏ４）に接続されている。

コントローラ２０は、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を操作することで、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧を制御する。詳しくは、これら一対のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を相補駆動する（図中、相補信号によって駆動されることをパルス生成回路２０ａの出力の論理反転信号を生成するインバータ２０ｂにて模式的に表現している）。すなわち、これらパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方をオン且つ他方をオフする状態と一方をオフ且つ他方をオンする状態との２者択一の操作がなされる（ただし、周知のデッドタイム期間が設けられる場合については、この期間を無視する）。なお、パワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数は、例えば「数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ」とすればよく、特に本実施形態では、「百数十ｋＨｚ」を想定している。ただし、スイッチング周波数は固定値ではなく、スペクトラム拡散制御によって、複数の周波数に拡散されている。

ここで、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧は、パワースイッチング素子Ｑ１のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の比率（時比率）に応じて制御される。特に、本実施形態のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧Ｖｏｕｔは、高電圧バッテリ１０の端子電圧Ｖｉｎ及び時比率Ｄを用いて、「Ｖｉｎ・Ｄ・（１−Ｄ）／ｎ」と表現される。すなわち、図２に示すように、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、時比率Ｄが「１／２」となる点に対して対称性を有するものとなる。以下、これについて説明する。
パワースイッチング素子Ｑ１がオンである場合及びオフである場合のそれぞれの１次側コイルＷｉ（ｉ＝１〜４）の電圧Ｖｉｏｎ、Ｖｉｏｆｆを用いると、１次側コイルＷ１〜Ｗ４についてのｅｔ積の関係は、以下の式（ｃ１）〜（ｃ４）となる。
Ｄ・Ｖ１ｏｎ＝（１−Ｄ）Ｖ１ｏｆｆ …（ｃ１）
Ｄ・Ｖ２ｏｎ＝（１−Ｄ）Ｖ２ｏｆｆ …（ｃ２）
Ｄ・Ｖ３ｏｎ＝（１−Ｄ）Ｖ３ｏｆｆ …（ｃ３）
Ｄ・Ｖ４ｏｎ＝（１−Ｄ）Ｖ４ｏｆｆ …（ｃ４）
パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる場合、高電圧バッテリ１０、コンデンサＣ２，１次側コイルＷ１，Ｗ３を備える閉ループ回路が構成される。ここで、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を用いると、以下の式（ｃ５）が成立する。
Ｖｉｎ−Ｖｃ２＝Ｖ１ｏｎ＋Ｖ３ｏｎ …（ｃ５）
一方、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態とされる場合、コンデンサＣ２、１次側コイルＷ１，Ｗ３を備える閉ループ回路が構成される。この際、以下の式（ｃ６）が成立する。
Ｖｃ２＝Ｖ１ｏｆｆ＋Ｖ３ｏｆｆ …（ｃ６）
上記の式（ｃ１）、（ｃ３）、（ｃ５）、（ｃ６）を用いると、以下の式（ｃ７）が導出される。
Ｄ・（Ｖｉｎ−Ｖｃ２）＝（１−Ｄ）・Ｖｃ２ …（ｃ７）
上記の式（ｃ７）から、下記の式（ｃ８）が得られる。
Ｖｃ２＝Ｄ・Ｖｉｎ …（ｃ８）
ここで、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間においては１次側コイルＷ１がエネルギ蓄積コイルとして機能して且つ、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間においてはトランスＴ１がフォワードコンバータとして機能することに鑑みれば、上記の式（ｃ１）は、以下の式（ｃ９）と書き換えられる。
Ｄ（Ｖｉｎ−Ｄ・Ｖｉｎ−ｎ・Ｖｏｕｔ）＝（１−Ｄ）・ｎＶｏｕｔ …（ｃ９）
これを解くと、以下の式（ｃ１０）が得られる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ・Ｄ・（１−Ｄ）／ｎ …（ｃ１０）
このように、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、時比率Ｄを、所定値ｘ（≦１／２）とした場合と、「１−ｘ」とした場合とで、出力電圧Ｖｏｕｔが同一となる。本実施形態では、この点に鑑み、先の図１に示すように、コンバータ回路ＣＶａのパワースイッチング素子Ｑ１とコンバータ回路ＣＶｂのパワースイッチング素子Ｑ２とを同一の操作信号にて操作し、コンバータ回路ＣＶａのパワースイッチング素子Ｑ２とコンバータ回路ＣＶｂのパワースイッチング素子Ｑ１とを同一の操作信号にて操作する。このように、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を操作するための相補信号をコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で互いに逆論理とする場合であっても、これら一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧Ｖｏｕｔは、互いに同一となる。このため、上記時比率Ｄを「０〜１／２」の範囲で操作することで、コンバータ回路ＣＶａ、ＣＶｂの出力電圧Ｖｏｕｔを、所望に可変制御することができる。

上記操作信号の設定は、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング状態の切り替えに起因するコモンモードノイズがグランド３０を伝って補機１２（特に無線機器等）のノイズ源となることを回避するためのものである。以下、これについて説明する。

ここで、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング状態の切り替えに際しては、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの１次側とグランド３０間のキャパシタ成分（浮遊容量）を介して、グランド３０にコモンモードノイズが流れる。ここで、上記コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂにあっては、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位の変化が特に顕著となる。そして、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の構造及びその配置上、これらのドレインを介してコモンモードノイズが特に流れやすい。

図３に、本実施形態にかかるパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を構成するパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタの断面構成及びその配置態様を示す。図示されるように、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ４０は、ドレイン領域（図中、ｎ型の伝導型を有する拡散領域）が、絶縁シート４２を介して導電体である放熱器４４上に配置されている。ここで、放熱器４４は、グランド３０に接続されている。このため、絶縁シート４２とドレインと放熱器４４とがキャパシタ（浮遊容量）を構成する。このため、先の図１に示したように、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とグランド３０との間の浮遊容量３２、３４を介してグランド３０にコモンモードノイズが流れる。なお、実際には、１次側コイルＷ１〜Ｗ４とグランド３０との間の浮遊容量を介してもコモンモードノイズが流れると考えられる。

ここで、本実施形態では、コンバータ回路ＣＶａにおいてパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング状態の切り替えによって生じるコモンモードノイズを、コンバータ回路ＣＶｂにおいてパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング状態の切り替えによって生じるコモンモードノイズによってキャンセルする。これは、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂのそれぞれにおけるパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の操作を互いに逆とすることで実現されるものである。

すなわち、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態且つパワースイッチング素子Ｑ２がオフ状態である場合（スイッチング状態Ａ）、一対のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は、高電圧バッテリ１０の負極電位となる。これに対し、パワースイッチング素子Ｑ１がオフ状態且つパワースイッチング素子Ｑ２がオン状態である場合（スイッチング状態Ｂ）、一対のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は、高電圧バッテリ１０の正極電位となる。

すなわち、高電圧バッテリ１０の負極の電位を「０」とすると、スイッチング状態Ａからスイッチング状態Ｂに切り替えられる場合、上記接続点の電位が「０」から「Ｖｉｎ」に変化する一方、スイッチング状態Ｂからスイッチング状態Ａに切り替えられる場合、上記接続点の電位が「Ｖｉｎ」から「０」に変化する。

このため、パワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれをコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに逆論理の相補信号によって操作することで、先の図１に示した浮遊容量３２を介してコンバータ回路ＣＶａから出力されるコモンモードノイズは、浮遊容量３４を介してコンバータ回路ＣＶｂに入力される。このため、コモンモードノイズがグランド３０を介して補機１２へと流れ込む事態を好適に抑制することができる。

ここで、本実施形態の効果の確認結果を示す。図４は、効果の確認のためのパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の３つの操作パターンである。ここでは、コンバータ回路ＣＶａのパワースイッチング素子Ｑ１の操作信号（ＣＶａ―Ｑ１）と、コンバータ回路ＣＶｂのパワースイッチング素子Ｑ１の操作信号（ＣＶａ―Ｑ１）とについての３つのパターン（制御Ａ，Ｂ，Ｃ）を示す。一方、図５に、これら各パターンによる操作がなされる際の浮遊容量３２，３４の電圧変動の計測結果を示す。図示されるように、本実施形態に対応する制御Ｃの場合において、浮遊容量３２，３４の両端の電圧の変動が好適に抑制されることが確認できた。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）時比率Ｄが「１／２」となる点に対して出力電圧Ｖｏｕｔに対称性があるコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂを備え、これらの一対のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の操作信号の論理値を、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で互いに逆とした。これにより、コモンモードノイズを抑制しつつも、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で出力電圧を互いに同一とすることができる。

（２）コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力側を、互いに並列接続した。この場合、これら一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧が一致することが特に望まれるため、上記操作信号の設定手法の利用価値が特に大きい。

（３）コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの一対の入力端子同士を、同一の給電手段（高電圧バッテリ１０）に並列接続した。これにより、一対の入力端子の電位をコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で互いに等しくすることができ、ひいてはコモンモードノイズの相殺効果を好適に発揮することができる。

（４）高電圧バッテリ１０の電圧を降圧して補機１２に印加するコンバータ回路を、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂとした。これにより、コモンモードノイズを好適に相殺させることができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの２次側を互いに直列接続する。すなわち、コンバータ回路ＣＶａの低電位側の出力端子Ｔｏ２と、コンバータ回路ＣＶｂの高電位側の出力端子Ｔｏ３とを短絡させ、コンバータ回路ＣＶａの高電位側の出力端子Ｔｏ１とコンバータ回路ＣＶｂの低電位側の出力端子Ｔｏ４との間に補機１２を接続する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）、（４）の各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（５）コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力側を、互いに直列接続した。これにより、電力変換システムの出力電圧を大きくすることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの２次側を互いに共有化する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（６）コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの２次側を互いに共有化した。これにより、部品点数を低減することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態にかかるコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂにおいても、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体は、高電圧バッテリ１０に並列接続されている。ただし、トランスＴ１，Ｔ２の１次側コイルが、それぞれ１次側コイルＷ１，Ｗ２となっている。そして、１次側コイルＷ１，Ｗ２とコンデンサＣ１とは、パワースイッチング素子Ｑ１に並列接続されている。

また、トランスＴ１，Ｔ２の２次側コイルＷ５，Ｗ６は、いずれもコンデンサ１６の両端に接続されている。そして、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの２次側には、２次側コイルＷ５を流れる電流を一方向に制限する手段（ダイオードＤ１）と、２次側コイルＷ６を流れる電流を一方向に制限する手段（ダイオードＤ２）とが備えられている。これらは、それぞれ、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間にコイルＷ５を流れる電流を許容して且つパワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間にコイルＷ５を電流が流れることを禁止する手段と、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間にコイルＷ６を流れる電流を許容して且つパワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間にコイルＷ６を電流が流れることを禁止する手段とである。

上記コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力端子は、互いに並列に接続されている。

上記構成において、パワースイッチング素子Ｑ２をオン状態とすると、高電圧バッテリ１０、１次側コイルＷ１，Ｗ２、コンデンサＣ１を備える閉ループ回路が形成される。この期間においては、２次側コイルＷ６に電流が流れる。すなわち、この期間においては、１次側コイルＷ１がエネルギ蓄積コイルとして機能する一方、トランスＴ２がフォワードコンバータとして機能する。一方、パワースイッチング素子Ｑ１をオン状態とすると、コンデンサＣ１、１次側コイルＷ１，Ｗ２を備える閉ループ回路が形成される。この期間においては、２次側コイルＷ５を電流が流れる。すなわち、この期間においては、トランスＴ１がフォワードコンバータとして機能し、１次側コイルＷ２がエネルギ蓄積コイルとして機能する。

これらコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂもその出力電圧Ｖｏｕｔが「Ｖｉｎ・Ｄ・（１−Ｄ）／ｎ」となるものである。このため、一対のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の操作信号の論理値を、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに逆としても、これらコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧Ｖｏｕｔは、互いに同一となる。しかもこれにより、コンバータ回路ＣＶａから出力されるコモンモードノイズと、コンバータ回路ＣＶｂから出力されるコモンモードノイズとを、互いに相殺させることができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９において、先の図８に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの２次側を互いに直列接続する。すなわち、コンバータ回路ＣＶａの低電位側の出力端子Ｔｏ２と、コンバータ回路ＣＶｂの高電位側の出力端子Ｔｏ３とを短絡させ、コンバータ回路ＣＶａの高電位側の出力端子Ｔｏ１とコンバータ回路ＣＶｂの低電位側の出力端子Ｔｏ４との間に補機１２を接続する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第２の実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１０において、先の図８に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの２次側を互いに共有化する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第３の実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１１において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂを３組備える。これらは、いずれも高電圧バッテリ１０の正極及び負極に一対の入力端子が接続されるものである。また、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの３つの組は、いずれもその出力側が並列接続されている。

ここで、上記各組のパワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点間のグランド３０上の距離は、他の組のいずれの上記接続点との間のグランド３０上の距離よりも長くないことが望ましい。更に、上記各組のパワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点間のグランド３０上の距離は、他の組のいずれの上記接続点との間のグランド３０上の距離よりも短いことがより望ましい。

上記各組のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、先の図４（ｃ）に示した態様にて操作される。ただし、互いに相違する組のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の操作信号については、必ずしも同一でなくてもよい。例えば、スイッチング制御に起因するノイズ周波数を拡散させるスペクトラム拡散を行う観点からは、各組のスイッチング周波数を互いに相違させることが望ましい。

以上説明した本実施形態によれは、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（７）高電圧バッテリ１０の電圧を降圧して補機１２に印加するコンバータ回路を、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの複数組とした。これにより、コンバータ回路ＣＶａから出力されるコモンモードノイズとコンバータ回路ＣＶｂから出力されるコモンモードノイズとを好適に相殺させることができる。

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第１、第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１２において、先の図１等に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂを３組備える。これらは、いずれも高電圧バッテリ１０の正極及び負極に一対の入力端子が接続されるものである。また、合計６個のコンバータ回路は、互いにその出力側が直列接続されている。

詳しくは、合計６個のコンバータ回路は、隣接するもの同士が互いに論理値が反転した相補信号によって操作されるコンバータとなるようにして直列接続されている。これは、上記各組のパワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点間のグランド３０上の距離が、他の組のいずれの上記接続点との間のグランド３０上の距離よりも長くないようにする設定を容易とするためのものである。

（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第３、第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１３に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１３において、先の図１０に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂを３組備える。これらは、いずれも高電圧バッテリ１０の正極及び負極に一対の入力端子が接続されるものである。また、合計６個のコンバータ回路は、トランスＴの２次側の回路を共有化している。

詳しくは、合計６個のコンバータ回路の１次側回路ＦＣａ，ＦＣｂは、隣接するもの同士が互いに論理値が反転した相補信号によって操作されるようにして並列接続されている。これは、上記各組のパワースイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点間のグランド３０上の距離が、他の組のいずれの上記接続点との間のグランド３０上の距離よりも長くないようにする設定を容易とするためのものである。

（第１０の実施形態）
以下、第１０の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１４に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１４において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの入力端子Ｔｐ，Ｔｍに、高電圧バッテリ１０の両端の電圧が印加されるわけではない。これに代えて、昇圧回路によって昇圧された電圧が印加される。すなわち、高電圧バッテリ１０には、昇圧用コイル５２及びスイッチング素子５４が並列接続され、これらの接続点にダイオード５６が接続されている。そして、ダイオード５６のカソード側が正極の入力端子Ｔｐに接続され、高電圧バッテリ１０の負極側が負極の入力端子Ｔｍに接続されている。

一対の入力端子Ｔｐ，Ｔｍ間には、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続体と、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体とが並列接続されている。そして、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点と、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に、トランスＴの１次側コイルＷ１が接続されている。

一方、トランスＴの２次側コイルＷ５，Ｗ６は、それぞれ、チョークコイル５０を介してコンデンサ１６に接続されている。また、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの２次側には、２次側コイルＷ５，Ｗ６のそれぞれを流れる電流を一方向に制限するための同期整流用のスイッチング素子６０，６２が接続されている。

ここで、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態となる期間においては、１次側コイルＷ１及びコンデンサＣ１を備える閉ループ回路が構成され、１次側コイルＷ１にコンデンサＣ１の電圧が印加される。またこの期間には、スイッチング素子６０をオン状態とすることで、２次側コイルＷ５に電流を流す。これに対し、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態となる期間においては、１次側コイルＷ１及びコンデンサＣ２を備える閉ループ回路が構成され、１次側コイルＷ１にコンデンサＣ２の電圧が印加される。またこの期間には、スイッチング素子６２をオン状態とすることで、２次側コイルＷ６に電流を流す。

これらコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、その出力電圧Ｖｏｕｔが「２・Ｖｉｎ・Ｄ・（１−Ｄ）／ｎ」となるものである。このため、一対のパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の操作信号の論理値を、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ同士で互いに逆としても、これらコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧Ｖｏｕｔは、互いに同一となる。しかもこれにより、コンバータ回路ＣＶａから出力されるコモンモードノイズと、コンバータ回路ＣＶｂから出力されるコモンモードノイズとを、互いに相殺させることができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

（第１１の実施形態）
以下、第１１の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１５において、先の図１に示した部材に対応する部材には、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、高電圧バッテリ１０に並列に、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続体と、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体とが並列接続されている。そして、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点と、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に、トランスＴ１の１次側コイルＷ１とトランスＴ２の１次側コイルＷ２の直列接続体が接続されている。なお、コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量は互いに等しく設定されている。

ここで、パワースイッチング素子Ｑ１をオン状態とする期間においては、コンデンサＣ１及び１次側コイルＷ１，Ｗ２を備える閉ループ回路が形成され、１次側コイルＷ１，Ｗ２にコンデンサＣ１の電圧が印加される。一方、パワースイッチング素子Ｑ２をオン状態とする期間においては、コンデンサＣ２及び１次側コイルＷ１，Ｗ２を備える閉ループ回路が形成され、１次側コイルＷ１，Ｗ２にコンデンサＣ２の電圧が印加される。

一方、トランスＴ１の２次側コイルＷ５とトランスＴ２の２次側コイルＷ６とは、互いに直列接続されている。これら２次側コイルＷ５，Ｗ６は、それぞれコンデンサ１６に接続されている。更に、２次側コイルＷ６には、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態とされる場合に２次側コイルＷ６に流れる電流を許容して且つ、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態とされる場合に２次側コイルＷ６に電流が流れることを阻止する手段（ダイオードＤ１）が接続されている。また、２次側コイルＷ５には、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態とされる場合に２次側コイルＷ５に流れる電流を許容して且つ、パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態とされる場合に２次側コイルＷ５に電流が流れることを阻止する手段（ダイオードＤ２）が接続されている。

なお、上記トランスＴ１，Ｔ２は、互いに等しい巻数比ｎを有するものである。

ここで、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン操作されることで出力電圧Ｖｏｕｔを制御可能なものである。特に、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、パワースイッチング素子Ｑ１のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の比率である時比率と、パワースイッチング素子Ｑ２のオン・オフ操作の一周期に対するオン時間の比率である時比率とが同一の時比率Ｄ（≦０．５）として操作される。そして、この時比率Ｄによって出力電圧Ｖｏｕｔは、「Ｄ・Ｖｉｎ／（２ｎ）」となる。なお、この出力電圧Ｖｏｕｔの導出については、特開２００７−７４８３０号公報に記載されている。

図１６に、本実施形態にかかるコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの操作態様を示す。詳しくは、図１６（ａ）に、コンバータ回路ＣＶａのパワースイッチング素子Ｑ１の操作信号の推移を示し、図１６（ｂ）に、コンバータ回路ＣＶａのパワースイッチング素子Ｑ２の操作信号の推移を示し、図１６（ｃ）に、コンバータ回路ＣＶｂのパワースイッチング素子Ｑ１の操作信号の推移を示し、図１６（ｄ）に、コンバータ回路ＣＶｂのパワースイッチング素子Ｑ２の操作信号の推移を示す。

図示されるように、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、オン・オフ操作の１周期の始点及び中央点においてオフ状態からオン状態への切り替えがなされる。ただし、コンバータＣＶａ，ＣＶｂ間で、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン操作する期間を互いに逆とする。こうした操作によっても、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧は互いに同一となる。しかもこれにより、コンバータ回路ＣＶａから出力されるコモンモードノイズと、コンバータ回路ＣＶｂから出力されるコモンモードノイズとは互いに相殺される。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（２）〜（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（８）パワースイッチング素子Ｑ１がオン状態とされることで閉ループ回路が形成される時間と、パワースイッチング素子Ｑ２がオン状態とされることで閉ループ回路が形成される時間とを互いに等しくして且つ、周期的なオン・オフ操作の一周期に対するこれらの時間の比率の操作によって出力電圧を制御するコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂを用いて且つ、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンされる期間をコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で互いに逆とした。これにより、コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの出力電圧Ｖｏｕｔを所望に可変制御しつつも、コモンモードノイズを抑制することができる。

（第１２の実施形態）
以下、第１２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１７において、先の図１に示した部材には、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態にかかるコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂは、いずれもフルブリッジ回路を備えるものである。すなわち、高電圧バッテリ１０に並列に、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体と、パワースイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列接続体とが接続されている。ここで、パワースイッチング素子Ｑ３，Ｑ４もＮチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタである。パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、パワースイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間には、トランスＴの１次側コイルＷ１が接続されている。

これにより、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態とされる期間においては、高電圧バッテリ１０及び１次側コイルＷ１を備える閉ループ回路が形成され、１次側コイルＷ１に高電圧バッテリ１０の電圧が印加される。また、パワースイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態とされる期間においても、高電圧バッテリ１０及び１次側コイルＷ１を備える閉ループ回路が形成され、１次側コイルＷ１に高電圧バッテリ１０の電圧が印加される。ただし、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態とされる期間と、パワースイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態とされる期間とでは、１次側コイルＷ１に印加される電圧の極性が互いに逆となる。

トランスＴの２次側は、一対の２次側コイルＷ５，Ｗ６を備えている。これら２次側コイルＷ５，Ｗ６は、互いに直列接続され、また、２次側コイルＷ５，Ｗ６は、チョークコイル５０を介してコンデンサ１６にそれぞれ接続されている。ここで、２次側コイルＷ５には、パワースイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態とされる期間において２次側コイルＷ５に流れる電流を許容して且つ、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態とされる期間において２次側コイルＷ５に電流が流れることを阻止する手段（ダイオードＤ２）が接続されている。一方、２次側コイルＷ６には、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン状態される期間において２次側コイルＷ６に流れる電流を許容して且つ、パワースイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態とされる期間において２次側コイルＷ６に電流が流れることを阻止する手段（ダイオードＤ１）が接続されている。

ここで、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオン操作することで形成される第１の閉ループ回路と、パワースイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオン操作することで形成される第２の閉ループ回路とは、交互に形成される。また、上記閉ループ回路の交互の形成処理の一周期に対する第１の閉ループ回路の形成時間の比率と、第２の閉ループ回路の形成時間の比率とは、互いに等しい時比率Ｄ（≦０．５）となっている。

こうした処理によって出力電圧を可変制御する場合に最も簡易な手法は、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のスイッチング状態の切り替えを同時に行って且つ、パワースイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のスイッチング状態の切り替えを同時に行うことである。ただし、この場合、ハードスイッチングとなることが知られている。そこで本実施形態では、これらを同時にオン操作しないいわゆるフェーズシフト処理を行うことで、ソフトスイッチング処理を行う。

ただし、この場合、ハードスイッチングにおけるコモンモードノイズの相殺効果が消失する。すなわち、ハードスイッチングでは、例えば、パワースイッチング素子Ｑ１のスイッチング状態の切り替えに際してのパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位変化と、パワースイッチング素子Ｑ４のスイッチング状態の切り替えに際してのパワースイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点の電位変化とは、互いに絶対値が同一で逆極性となる。このため、例えば、パワースイッチング素子Ｑ１のスイッチング状態の切り替えとパワースイッチング素子Ｑ４のスイッチング状態の切り替えとを同時に行う場合、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２間の電位変化によるコモンモードノイズと、パワースイッチング素子Ｑ３，Ｑ４間の電位変化によるコモンモードノイズとが相殺される。このため、フェーズシフト処理はソフトスイッチングを可能とするものの、コモンモードノイズの相殺効果を消失させる。

そこで本実施形態では、図１８に示すように、コンバータ回路ＣＶａとコンバータ回路ＣＶｂとで、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間と、パワースイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン期間とのそれぞれを、互いに逆とする。ちなみに、図１８（ａ）は、コンバータ回路ＣＶａのパワースイッチング素子Ｑ１の操作信号の推移を示し、図１８（ｂ）は、コンバータ回路ＣＶａのパワースイッチング素子Ｑ２の操作信号の推移を示し、図１８（ｃ）は、コンバータ回路ＣＶａのパワースイッチング素子Ｑ３の操作信号の推移を示し、図１８（ｄ）は、コンバータ回路ＣＶａのパワースイッチング素子Ｑ４の操作信号の推移を示す。また、図１８（ｅ）は、コンバータ回路ＣＶｂのパワースイッチング素子Ｑ１の操作信号の推移を示し、図１８（ｆ）は、コンバータ回路ＣＶｂのパワースイッチング素子Ｑ２の操作信号の推移を示し、図１８（ｇ）は、コンバータ回路ＣＶｂのパワースイッチング素子Ｑ３の操作信号の推移を示し、図１８（ｈ）は、コンバータ回路ＣＶｂのパワースイッチング素子Ｑ４の操作信号の推移を示す。

こうした設定によれば、コンバータ回路ＣＶａにおけるスイッチング状態の切り替えに伴う電位変化と、コンバータ回路ＣＶｂにおける同時期のスイッチング状態の切り替えに伴う電位変化とが互いに絶対値が同一で極性が逆となる。このため、コンバータ回路ＣＶａにおけるスイッチング状態の切り替えに伴うコモンモードノイズと、コンバータ回路ＣＶｂにおけるスイッチング状態の切り替えに伴うコモンモードノイズとを相殺することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（２）〜（４）の効果や、先の第１１の実施形態の上記（８）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（９）フルブリッジ構造のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂにおいて、ソフトスイッチングを行った。この場合、ハードスイッチングによって得られるコモンモードノイズの相殺効果が得られないため、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂ間で相補信号の論理値を互いに逆とする設定の利用価値が特に大きい。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１〜第３、第７〜第９の実施形態においては、コンデンサＣ２を、正極側の入力端子Ｔｐと１次側コイルＷ１との間に接続したがこれに限らない。例えば、１次側コイルＷ１及び１次側コイルＷ３間に接続してもよい。

・上記第１〜第３、第７〜第９の実施形態においては、コンデンサＣ１を、負極側の入力端子Ｔｍと１次側コイルＷ２との間に接続したがこれに限らない。例えば、１次側コイルＷ２及び１次側コイルＷ４間に接続してもよい。

・上記第１〜第９、第１１の実施形態においては、トランスＴ１，Ｔ２の２次側からの出力電流を平滑化するための平滑化用コイルを、トランスＴ１，Ｔ２の１次側コイルにて構成したがこれに限らず、例えば第１０、第１２の実施形態のように２次側にチョークコイル５０を備えるようにしてもよい。

・上記第１〜第９、第１１、第１２の実施形態においては、トランスＴ１，Ｔ２の２次側からの出力電流を整流する整流手段をダイオードＤ１，Ｄ２にて構成したがこれに限らず、例えば一対のスイッチング素子と、これを操作する操作手段とを備えて構成してもよい。

・上記第４〜第６の実施形態では、コンデンサＣ１を、パワースイッチング素子Ｑ１と１次側コイルＷ１との間に接続したがこれに限らない。例えばパワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と１次側コイルＷ２との間や、１次側コイルＷ１及び１次側コイルＷ２間であってもよい。

・上記第４〜第６の実施形態では、１次側コイルＷ１，Ｗ２及びコンデンサＣ１を、パワースイッチング素子Ｑ１に並列接続したがこれに限らない。例えば、パワースイッチング素子Ｑ２に並列接続してもよい。

・上記第１０、第１２の実施形態では、トランスＴの２次側からの出力電流を平滑化するための手段として、トランスＴの２次側にチョークコイル５０を備えたがこれに限らず、上記第１〜第９及び第１１の実施形態のように、トランスＴの１次側コイルにて構成してもよい。

・第１０の実施形態においては、トランスＴの２次側からの出力電流を整流する整流手段を、一対のスイッチング素子と、これを操作する操作手段とを備えて構成したがこれに限らない。例えば、上記第１〜第９、第１１、第１２の実施形態のように、ダイオードＤ１，Ｄ２にて構成してもよい。

・上記第１１の実施形態において、コンデンサＣ１，Ｃ２のうちの一方を削除してもよい。

・上記第１２の実施形態において、ソフトスイッチング手法としては、先の図１８に例示したものに限らない。例えば、特開２００２−２０９３８３号公報の図２に例示されているものであってもよい。

・上記第１２の実施形態において、ハードスイッチングを行ってもよい。この場合、ハードスイッチング自体に上述したコモンモードノイズの抑制効果があるものの、上記実施形態のスイッチング手法を用いることでその抑制効果を高めることができると考えられる。

・コンデンサＣ１、Ｃ２に代えて、２次電池を用いてもよい。

・上記各実施形態では、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂのそれぞれの一対の入力端子を互いに同電位としたがこれに限らない。例えば、一対のコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの入力端子に接続されるコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの給電手段を互いに相違させてもよい。ただし、これら給電手段の出力電圧は互いに略等しい（出力電圧に対するその差が例えば「５％」以下）であることが望ましい。ちなみに、高電圧バッテリ１０が電池セルの直列接続体としての組電池である場合、各別の給電手段を、組電池を構成する電池セルを２分割することで構成することができる。また、２個直列に接続される蓄電手段（コンデンサ）に発電機の出力電圧が印加されるようにし、これら蓄電手段をそれぞれコンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂの各別の給電手段としてもよい。更に、コンバータ回路の入力端子を直列接続する手法としては、一対のコンバータ回路の入力端子を直列接続するものに限らず、複数組のコンバータ回路の入力端子を直列接続するものであってよい。この場合、給電手段は、例えば、高電圧バッテリ１０の電池セルを複数組によって分割したり、発電機の出力電圧の印加対象を複数組直列接続された蓄電手段としたりすることで構成することができる。

・上記各実施形態では、パワースイッチング素子Ｑ１，Ｑ２等として、ＮチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタを用いたがこれに限らず、ＰチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等任意のパワー電界効果トランジスタであってもよい。また例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等であってもよい。

・コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂとしては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。更に、車載コンバータにも限らない。

・コンバータ回路ＣＶａ，ＣＶｂとしては、降圧コンバータに限らず、昇圧コンバータや昇降圧コンバータであってもよい。

１０…高電圧バッテリ、１２…補機、ＣＶａ，ＣＶｂ…コンバータ回路（電力変換回路の一実施形態）、Ｑ１，Ｑ２…パワースイッチング素子。

Claims (9)

1. 一対の入力端子間に印加される電圧を別の電圧値を有する電圧に変換して出力する電力変換回路を少なくとも一対備える電力変換システムにおいて、
   前記一対の電力変換回路は、第１の開閉手段及び第２の開閉手段を備え、前記第１の開閉手段の一方の端子は前記第２の開閉手段よりも低電位側に接続されて且つ前記第２の開閉手段の一方の端子は前記第１の開閉手段よりも高電位側に接続され、前記第１の開閉手段のオン操作によって前記第１の開閉手段が閉状態とされる場合に当該電力変換回路の備えるコイルに電圧を印加するための第１のループ回路が形成される一方、前記第２の開閉手段のオン操作によって前記第２の開閉手段が閉状態とされる場合に前記コイルに電圧を印加するための第２のループ回路が形成されるものであり、
   前記第１の開閉手段と前記第２の開閉手段とは、前記第１の開閉手段をオン且つ前記第２の開閉手段をオフする状態と、前記第１の開閉手段をオフ且つ前記第２の開閉手段をオンする状態との２者択一の操作がなされることで、交互に周期的にオン操作されるものであり、
   前記電力変換回路は、その出力電圧が、前記交互のオン操作の一周期に対する前記第１のループ回路が形成される時間の比率が「１／２」となる点に対して対称性を有するものであり、
   前記一対の電力変換回路のうち一方の電力変換回路において前記交互のオン操作の一周期に対する前記第１のループ回路が形成される時間の比率を所定値ｘ（０≦ｘ≦１／２）とした際の前記一方の電力変換回路の出力電圧と、前記一対の電力変換回路のうち他方の電力変換回路において前記一周期に対する前記第２のループ回路が形成される時間の比率を前記所定値ｘとした際の前記他方の電力変換回路の出力電圧とは、互いに等しくなり、
   前記一対の電力変換回路は、前記一対の入力端子に１次側コイルが接続されて且つ前記変換された電圧を出力する側に２次側コイルが接続されたトランスを備え、
   前記コイルは、前記１次側コイルであり、
   前記一対の電力変換回路のうちの一方の前記第１の開閉手段のオン操作と前記一対の電力変換回路のうちの他方の前記第２の開閉手段のオン操作とを同期させ、また、前記一対の電力変換回路のうちの一方の前記第２の開閉手段のオン操作と前記一対の電力変換回路のうちの他方の前記第１の開閉手段のオン操作とを同期させる同期手段を備えることを特徴とする電力変換システム。
2. 前記第１及び第２の開閉手段が直列接続されて且つ、前記一対の入力端子間に並列接続されており、
   前記トランスは、第１トランス及び第２トランスを備え、
   前記電力変換回路は、第１蓄電手段及び第２蓄電手段を備え、
   前記第１のループ回路は、前記一対の入力端子間に接続される給電手段、前記第２蓄電手段及び前記第１トランスの１次側コイルを備える回路と、前記第１蓄電手段及び前記第２トランスの１次側コイルを備える回路とを備え、
   前記第２のループ回路は、前記一対の入力端子間に接続される給電手段、前記第２トランスの１次側コイル、及び前記第１蓄電手段を備える回路と、前記第１トランスの１次側コイル及び前記第２蓄電手段を備える回路とを備え、
   前記第１トランスと前記第２トランスとの１次側及び２次側の少なくとも一方に、これら第１トランス及び第２トランスの出力電流を平滑化するための平滑化用コイルを更に備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換システム。
3. 前記第１及び第２の開閉手段が直列接続されて且つ、前記一対の入力端子間に並列接続されており、
   前記電力変換回路は、蓄電手段を備え、
   前記第１のループ回路及び前記第２のループ回路のいずれか一方は、前記蓄電手段の電圧を前記トランスの１次側コイルに直接印加する回路であり、いずれか他方は、前記一対の入力端子間の電圧から前記蓄電手段の電圧を減算したものを前記トランスの１次側コイルに印加する回路であり、
   前記トランスの１次側及び２次側の少なくとも一方に、前記トランスの出力電流を平滑化するための平滑化用コイルを更に備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換システム。
4. 前記トランスは、前記２次側コイルを、前記一対の電力変換回路間で共有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換システム。
5. 前記一対の電力変換回路の出力側は、互いに直列接続されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換システム。
6. 前記一対の電力変換回路の出力側は、互いに並列接続されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換システム。
7. 前記一対の電力変換回路の前記一対の入力端子同士が同一の給電手段に並列接続されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換システム。
8. 当該電力変換システムの備える前記電力変換回路は、前記一対の電力変換回路の１又は複数の組からなることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換システム。
9. 前記一対の電力変換回路は、車載降圧コンバータであることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換システム。