JP2000324837A - 直流電源回路 - Google Patents
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【課題】 複数のコンバータにより構成される電源装置
を、各コンバータの負荷分担を容易に設定でき、かつ、
回路構成を簡略化して低コストとする。 【解決手段】 コンバータトランスＴ1 と、直流入力を
断続して前記コンバータトランスの１次側に供給するス
イッチＱ1 ，Ｑ2 と、トランスの２次側から出力される
電圧を整流する整流回路Ｄ1 ，Ｄ2 とを有するコンバー
タ２１〜２３が複数設けられ、各コンバータの出力電圧
を縦続接続して合成出力電圧Ｖout を得る出力回路と、
前記合成出力電圧と基準電圧との差に基づいて前記複数
のスイッチをフィードバック制御する共通の制御回路２
５〜３０とから直流電源回路を構成する。各コンバータ
の負荷分担は、各出力電圧の設定で決まる。また、制御
回路を共通化することにより電源装置を低コストとする
ことができる。
を、各コンバータの負荷分担を容易に設定でき、かつ、
回路構成を簡略化して低コストとする。 【解決手段】 コンバータトランスＴ1 と、直流入力を
断続して前記コンバータトランスの１次側に供給するス
イッチＱ1 ，Ｑ2 と、トランスの２次側から出力される
電圧を整流する整流回路Ｄ1 ，Ｄ2 とを有するコンバー
タ２１〜２３が複数設けられ、各コンバータの出力電圧
を縦続接続して合成出力電圧Ｖout を得る出力回路と、
前記合成出力電圧と基準電圧との差に基づいて前記複数
のスイッチをフィードバック制御する共通の制御回路２
５〜３０とから直流電源回路を構成する。各コンバータ
の負荷分担は、各出力電圧の設定で決まる。また、制御
回路を共通化することにより電源装置を低コストとする
ことができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流／直流コンバ
ータを使用した電源装置に関するものである。
ータを使用した電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＰＤＰ（プラズマ ディスプレイ パネ
ル）テレビなどの電源装置としては、大容量の直流／直
流コンバータが使用される。なお、以下の説明において
は、「直流／直流コンバータ」を単に「コンバータ」と
言う。このＰＤＰテレビは、薄型（１００ｍｍ程度が一
般的）である点に特長があるので、ＰＤＰテレビに収納
される電源装置についても薄型化が要求される。
ル）テレビなどの電源装置としては、大容量の直流／直
流コンバータが使用される。なお、以下の説明において
は、「直流／直流コンバータ」を単に「コンバータ」と
言う。このＰＤＰテレビは、薄型（１００ｍｍ程度が一
般的）である点に特長があるので、ＰＤＰテレビに収納
される電源装置についても薄型化が要求される。
【０００３】図１は、従来より知られているＰＤＰテレ
ビの電源回路の構成を示す図である。プラグ１１の後段
に整流器１２，１３が接続される。整流器１２の後段に
は、コンバータにより構成される待機用電源１４が接続
され、５．６Ｖを出力する。整流器１３の後段には、力
率制御回路１５とコンデンサ１６が接続され、その後段
にコンバータにより構成されるパネル用電源１７〜１９
が接続される。
ビの電源回路の構成を示す図である。プラグ１１の後段
に整流器１２，１３が接続される。整流器１２の後段に
は、コンバータにより構成される待機用電源１４が接続
され、５．６Ｖを出力する。整流器１３の後段には、力
率制御回路１５とコンデンサ１６が接続され、その後段
にコンバータにより構成されるパネル用電源１７〜１９
が接続される。
【０００４】Ｖs 電源１７は、パネルサステイン用であ
り、−１６０〜−１９０Ｖ、１．９Ａを出力する。Ｖd
電源１８は、パネルアドレス用であり、５０〜９０Ｖ、
１．７Ａを出力する。Ｖcc電源１９は、ロジック部の制
御用であり、５Ｖ，６Ａを出力する。信号処理用電源２
０は、テレビ／パネルインターフェース用の電源であ
る。
り、−１６０〜−１９０Ｖ、１．９Ａを出力する。Ｖd
電源１８は、パネルアドレス用であり、５０〜９０Ｖ、
１．７Ａを出力する。Ｖcc電源１９は、ロジック部の制
御用であり、５Ｖ，６Ａを出力する。信号処理用電源２
０は、テレビ／パネルインターフェース用の電源であ
る。
【０００５】図２は、電源１６〜２０を構成するコンバ
ータの回路構成を示し、図３は、コンバータ回路におけ
る動作波形を示す。図２に示すコンバータは、従来より
知られている電流共振形コンバータである。直流電源Ｖ
inにメインスイッチを構成するトランジスタＱ1 ，Ｑ2
が直列に接続される。各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 に並列
に転流用のダイオードＤ1 ，Ｄ2 が接続される。トラン
ジスタＱ1 ，Ｑ2 は、図示しないフィードバック制御回
路により制御信号Ｖgs1 ，Ｖgs2 が供給され、交互にオ
ン・オフされる。
ータの回路構成を示し、図３は、コンバータ回路におけ
る動作波形を示す。図２に示すコンバータは、従来より
知られている電流共振形コンバータである。直流電源Ｖ
inにメインスイッチを構成するトランジスタＱ1 ，Ｑ2
が直列に接続される。各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 に並列
に転流用のダイオードＤ1 ，Ｄ2 が接続される。トラン
ジスタＱ1 ，Ｑ2 は、図示しないフィードバック制御回
路により制御信号Ｖgs1 ，Ｖgs2 が供給され、交互にオ
ン・オフされる。
【０００６】一方のトランジスタＱ2 と並列に、平滑用
コンデンサＣv と、トランスＴ1 （コンバータトラン
ス）の１次側コイルＮp と共振用コンデンサＣi の直列
回路とが接続される。トランスＴ1 は、電圧を昇圧又は
降圧し、かつ、１次側と２次側を電気的に分離する。ト
ランスＴ1 の１次側コイルＮp は、巻線構造が疎結合と
されて、その漏洩インダクタンスによりインダクタンス
成分Ｌr ，Ｌp が形成される。インダクタンス成分
Ｌr ，Ｌp とコンデンサＣi とで直列共振回路が構成さ
れる。トランスＴ１の２次側巻線Ｎs とダイオード
Ｄ3 ，Ｄ4 により整流回路が構成され、出力電圧Ｖout
が平滑コンデンサＣ0 を介して負荷へ供給される。
コンデンサＣv と、トランスＴ1 （コンバータトラン
ス）の１次側コイルＮp と共振用コンデンサＣi の直列
回路とが接続される。トランスＴ1 は、電圧を昇圧又は
降圧し、かつ、１次側と２次側を電気的に分離する。ト
ランスＴ1 の１次側コイルＮp は、巻線構造が疎結合と
されて、その漏洩インダクタンスによりインダクタンス
成分Ｌr ，Ｌp が形成される。インダクタンス成分
Ｌr ，Ｌp とコンデンサＣi とで直列共振回路が構成さ
れる。トランスＴ１の２次側巻線Ｎs とダイオード
Ｄ3 ，Ｄ4 により整流回路が構成され、出力電圧Ｖout
が平滑コンデンサＣ0 を介して負荷へ供給される。
【０００７】図３の波形図を用いて、図２のコンバータ
の動作を説明する。図３の動作波形も従来より知られた
ものであるので、ここでの説明は簡単なものに止める。
図示しない制御回路により、信号Ｖgs1 ，Ｖgs2 がトラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 に供給され、トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 は、同じデューティ比で交互にオン／オフする。な
お、両方のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 が共にオフとなるデ
ッドタイム期間（ｔ3 〜ｔ4 ，ｔ7 〜ｔ8 ）が設けられ
る。図３では、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 の印加電圧が方
形波Ｖds1 ，Ｖds2 で表され、電流がＩd1，Ｉd2で表さ
れている。
の動作を説明する。図３の動作波形も従来より知られた
ものであるので、ここでの説明は簡単なものに止める。
図示しない制御回路により、信号Ｖgs1 ，Ｖgs2 がトラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 に供給され、トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 は、同じデューティ比で交互にオン／オフする。な
お、両方のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 が共にオフとなるデ
ッドタイム期間（ｔ3 〜ｔ4 ，ｔ7 〜ｔ8 ）が設けられ
る。図３では、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 の印加電圧が方
形波Ｖds1 ，Ｖds2 で表され、電流がＩd1，Ｉd2で表さ
れている。
【０００８】トランジスタＱ1 ，Ｑ2 があるスイッチン
グ周波数で交互にオン／オフされると、インダクタンス
成分Ｌr ，Ｌp とコンデンサＣi によって構成される直
列共振回路に方形波電圧Ｖd2が印加され、直列共振回路
に共振電流Ｉr が流れる。図４は、コンバータにおける
直列共振回路の周波数特性を示す図である。インダクタ
ンス成分Ｌr ，Ｌp とコンデンサＣi によって構成され
る直列共振回路は、周波数の変化により、その共振電流
が変化する。周波数の制御範囲を共振点Ｆ 0 以上のｆ1
〜ｆ2 にすることにより、共振電流Ｉr は、トランジス
タＱ1 ，Ｑ 2 のスイッチチング周波数によって変化し、
周波数が下がると増大し、上がると減少する。
グ周波数で交互にオン／オフされると、インダクタンス
成分Ｌr ，Ｌp とコンデンサＣi によって構成される直
列共振回路に方形波電圧Ｖd2が印加され、直列共振回路
に共振電流Ｉr が流れる。図４は、コンバータにおける
直列共振回路の周波数特性を示す図である。インダクタ
ンス成分Ｌr ，Ｌp とコンデンサＣi によって構成され
る直列共振回路は、周波数の変化により、その共振電流
が変化する。周波数の制御範囲を共振点Ｆ 0 以上のｆ1
〜ｆ2 にすることにより、共振電流Ｉr は、トランジス
タＱ1 ，Ｑ 2 のスイッチチング周波数によって変化し、
周波数が下がると増大し、上がると減少する。
【０００９】図２，図３に戻り、共振電流Ｉr により共
振コンデンサＣi が充放電され、その電圧Ｖciが変化す
る。なお、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が共にオフとなるデ
ッドタイム期間には、直列共振回路には平滑コンデンサ
Ｃv から電流Ｉv が供給される。トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 に流れる電流Ｉd1，Ｉd2をＩd ＞０で制御すると、転
流用ダイオードＤ1 ，Ｄ2 に電流が流れ、ゼロ電圧スイ
ッチング又はゼロ電流スイッチチングが実現される。
振コンデンサＣi が充放電され、その電圧Ｖciが変化す
る。なお、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が共にオフとなるデ
ッドタイム期間には、直列共振回路には平滑コンデンサ
Ｃv から電流Ｉv が供給される。トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 に流れる電流Ｉd1，Ｉd2をＩd ＞０で制御すると、転
流用ダイオードＤ1 ，Ｄ2 に電流が流れ、ゼロ電圧スイ
ッチング又はゼロ電流スイッチチングが実現される。
【００１０】以上説明したコンバータをＰＤＰテレビに
適用する場合、ＰＤＰテレビの薄型化のために、電源部
を構成するコンバータに対しても高さ制限などの要求が
される。この要求に対応するため、図１のＶs 電源１７
などの大容量電源については、小容量の複数のコンバー
タを並列接続して、１つの大容量コンバータを構成する
ことが行われている。
適用する場合、ＰＤＰテレビの薄型化のために、電源部
を構成するコンバータに対しても高さ制限などの要求が
される。この要求に対応するため、図１のＶs 電源１７
などの大容量電源については、小容量の複数のコンバー
タを並列接続して、１つの大容量コンバータを構成する
ことが行われている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、複数の
コンバータを並列化するためには、各コンバータの負
荷、即ち、各コンバータトランスに流れる電流を均一に
しなければならないという問題がある。また、各コンバ
ータごとに制御回路を設ける必要があるため、コストが
上昇するという問題があった。
コンバータを並列化するためには、各コンバータの負
荷、即ち、各コンバータトランスに流れる電流を均一に
しなければならないという問題がある。また、各コンバ
ータごとに制御回路を設ける必要があるため、コストが
上昇するという問題があった。
【００１２】本発明は、複数のコンバータにより構成さ
れる電源装置において、各コンバータの負荷分担を容易
に設定でき、かつ、回路構成を簡略化して低コストとす
ることを目的とするものである。
れる電源装置において、各コンバータの負荷分担を容易
に設定でき、かつ、回路構成を簡略化して低コストとす
ることを目的とするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するためになされたものである。本発明においては、
コンバータトランスと、直流入力を断続して前記コンバ
ータトランスの１次側に供給するスイッチと、前記コン
バータトランスの２次側から出力される電圧を整流する
整流回路とを有するコンバータが複数設けられ、前記複
数のコンバータの各出力電圧を縦続接続して合成出力電
圧を得る出力回路と、前記合成出力電圧と基準電圧との
差に基づいて前記複数のスイッチをフィードバック制御
する共通の制御回路とから直流電源回路を構成する。
成するためになされたものである。本発明においては、
コンバータトランスと、直流入力を断続して前記コンバ
ータトランスの１次側に供給するスイッチと、前記コン
バータトランスの２次側から出力される電圧を整流する
整流回路とを有するコンバータが複数設けられ、前記複
数のコンバータの各出力電圧を縦続接続して合成出力電
圧を得る出力回路と、前記合成出力電圧と基準電圧との
差に基づいて前記複数のスイッチをフィードバック制御
する共通の制御回路とから直流電源回路を構成する。
【００１４】本発明によれば、各コンバータの出力側が
縦続接続されることにより、各コンバータは、それぞれ
の出力電圧に応じた負荷分担となる。また、複数のコン
バータに対してフィードバック制御を行う制御回路を共
通化することにより、回路構成が簡略化され低コストと
することができる。本発明における電源装置に使用する
コンバータとしては、任意の形式のコンバータが使用可
能であり、例えば、電流共振形コンバータ、電圧共振形
コンバータ、フォワード形コンバータ、ＲＣＣ形コンバ
ータ、フライバックコンバータなどが使用できる。
縦続接続されることにより、各コンバータは、それぞれ
の出力電圧に応じた負荷分担となる。また、複数のコン
バータに対してフィードバック制御を行う制御回路を共
通化することにより、回路構成が簡略化され低コストと
することができる。本発明における電源装置に使用する
コンバータとしては、任意の形式のコンバータが使用可
能であり、例えば、電流共振形コンバータ、電圧共振形
コンバータ、フォワード形コンバータ、ＲＣＣ形コンバ
ータ、フライバックコンバータなどが使用できる。
【００１５】
【発明の実施の形態】本発明の実施形態について図を用
いて説明する。図５は、電源装置の回路構成を示す。図
示の電源装置は、例えば、前述の図１の電源部のＶｓ電
源１８に適用される。電源装置は、３つのコンバータ２
１，２２，２３と共通の１つのフィードバック制御回路
から構成される。本例におけるコンバータ２１〜２３と
して、既に説明した図２に示した電流共振形コンバータ
が使用されるが、その他の形式のコンバータも使用可能
である。
いて説明する。図５は、電源装置の回路構成を示す。図
示の電源装置は、例えば、前述の図１の電源部のＶｓ電
源１８に適用される。電源装置は、３つのコンバータ２
１，２２，２３と共通の１つのフィードバック制御回路
から構成される。本例におけるコンバータ２１〜２３と
して、既に説明した図２に示した電流共振形コンバータ
が使用されるが、その他の形式のコンバータも使用可能
である。
【００１６】その他の形式のコンバータとしては、トラ
ンスとその出力を整流する回路と平滑コンデンサを具備
するものが使用できる。例えば、電圧共振形コンバー
タ、ＦＯＲＷＡＲＤ形コンバータ、ＲＣＣ形コンバー
タ、ＦＬＹＢＡＣＫコンバータなどがある。また、コン
バータの数については、３に限らず、２以上の任意の数
とすることが可能である。
ンスとその出力を整流する回路と平滑コンデンサを具備
するものが使用できる。例えば、電圧共振形コンバー
タ、ＦＯＲＷＡＲＤ形コンバータ、ＲＣＣ形コンバー
タ、ＦＬＹＢＡＣＫコンバータなどがある。また、コン
バータの数については、３に限らず、２以上の任意の数
とすることが可能である。
【００１７】各コンバータ２１〜２３の入力側は並列に
接続され、直流入力電圧Ｖｉｎが入力される。各コンバ
ータ２１〜２３の出力は縦続接続される。また、各コン
バータ２１〜２３は、トランスの１次側において、共振
回路（インダクタンス成分Ｌ r ，Ｌp とコンデンサ
Ｃi ）が並列に接続され、共振用コンデンサＣi が並列
に接続される。
接続され、直流入力電圧Ｖｉｎが入力される。各コンバ
ータ２１〜２３の出力は縦続接続される。また、各コン
バータ２１〜２３は、トランスの１次側において、共振
回路（インダクタンス成分Ｌ r ，Ｌp とコンデンサ
Ｃi ）が並列に接続され、共振用コンデンサＣi が並列
に接続される。
【００１８】電源装置のフィードバック制御回路は次の
ように構成される。電源装置の出力電圧Ｖout が２つの
抵抗Ｒ01，Ｒ02と調整用抵抗Ｒ00により分圧されて検出
され、出力電圧比較器２４に入力される。出力電圧比較
器２４は、基準電圧Ｖref と出力電圧Ｖout との差をと
り、差の信号がフォトカプラ２５を介して共振形コント
ローラ２８に入力される。フォトカプラ２５は、電気信
号を光信号に変換する発光ダイオード２６と、光信号を
電気信号に変換するフォトトランジスタ２７から構成さ
れ、コンバータ２１〜２３の高電圧部と低電圧部との間
（トランスＴ1 の１次側と２次側の間）を電気的に絶縁
する。
ように構成される。電源装置の出力電圧Ｖout が２つの
抵抗Ｒ01，Ｒ02と調整用抵抗Ｒ00により分圧されて検出
され、出力電圧比較器２４に入力される。出力電圧比較
器２４は、基準電圧Ｖref と出力電圧Ｖout との差をと
り、差の信号がフォトカプラ２５を介して共振形コント
ローラ２８に入力される。フォトカプラ２５は、電気信
号を光信号に変換する発光ダイオード２６と、光信号を
電気信号に変換するフォトトランジスタ２７から構成さ
れ、コンバータ２１〜２３の高電圧部と低電圧部との間
（トランスＴ1 の１次側と２次側の間）を電気的に絶縁
する。
【００１９】共振形コントローラ２８は、ＶＣＯ(Volta
ge Controlled Oscillator) を含み、これにより電源装
置の出力電圧Ｖout に対応した周波数出力を得る。この
周波数出力は、出力電圧Ｖout が高いときは高い周波
数、低いときは低い周波数となる。共振形コントローラ
２８の出力信号はＭＯＳドライバ２９に入力される。Ｍ
ＯＳドライバ２９は、コントローラ２８から入力された
周波数に基づいて、ハイサイドのトランジスタＱ1 とロ
ーサイドのトランジスタＱ2 のゲートに対して図３に示
した信号Ｖgs1 ，Ｖgs2 を出力する。また、ハイサイド
の信号Ｖgs1を形成するために、トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 間の電位が昇圧回路３０を介して入力される。
ge Controlled Oscillator) を含み、これにより電源装
置の出力電圧Ｖout に対応した周波数出力を得る。この
周波数出力は、出力電圧Ｖout が高いときは高い周波
数、低いときは低い周波数となる。共振形コントローラ
２８の出力信号はＭＯＳドライバ２９に入力される。Ｍ
ＯＳドライバ２９は、コントローラ２８から入力された
周波数に基づいて、ハイサイドのトランジスタＱ1 とロ
ーサイドのトランジスタＱ2 のゲートに対して図３に示
した信号Ｖgs1 ，Ｖgs2 を出力する。また、ハイサイド
の信号Ｖgs1を形成するために、トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 間の電位が昇圧回路３０を介して入力される。
【００２０】以上説明したフィードバック制御回路は、
電源装置の出力電圧Ｖout が低下すると、低い周波数
（図４のｆ1 側）でトランジスタＱ1 ，Ｑ2 をオン／オ
フする。また、出力電圧Ｖout が上昇すると、高い周波
数（図４のｆ2 側）でトランジスタＱ1 ，Ｑ2 をオン／
オフする。これにより、共振電流が制御され、各コンバ
ータ２１〜２３の出力電圧Ｖout1，Ｖout2，Ｖout3が一
定に保たれ、その和の電源装置の出力電圧Ｖout が一定
に保たれる。
電源装置の出力電圧Ｖout が低下すると、低い周波数
（図４のｆ1 側）でトランジスタＱ1 ，Ｑ2 をオン／オ
フする。また、出力電圧Ｖout が上昇すると、高い周波
数（図４のｆ2 側）でトランジスタＱ1 ，Ｑ2 をオン／
オフする。これにより、共振電流が制御され、各コンバ
ータ２１〜２３の出力電圧Ｖout1，Ｖout2，Ｖout3が一
定に保たれ、その和の電源装置の出力電圧Ｖout が一定
に保たれる。
【００２１】本例においては、複数のコンバータ２１〜
２３に対してフィードバック制御回路を共通化したこと
により、電源装置の回路構成を簡略化でき、低コストな
ものとすることができる。また、各コンバータ２１〜２
３の出力側、即ち、トランスＴ1 の出力側を縦続接続し
たので、電源装置の出力電圧Ｖout は、各コンバータ２
１〜２３の出力電圧の合計（Ｖout1＋Ｖout2＋Ｖout3）
で得られる。したがって、各コンバータ２１〜２３は、
それぞれの出力電圧に応じた負荷分担をすることとな
る。例えば、各トランスＴ１を同一の仕様とすれば、各
コンバータ２１〜２３の出力電圧は全体の１／３とな
り、負荷分担も１／３となる。なお、トランスＴ1 の製
造上のバラツキによる若干の負荷分担の誤差は出る。
２３に対してフィードバック制御回路を共通化したこと
により、電源装置の回路構成を簡略化でき、低コストな
ものとすることができる。また、各コンバータ２１〜２
３の出力側、即ち、トランスＴ1 の出力側を縦続接続し
たので、電源装置の出力電圧Ｖout は、各コンバータ２
１〜２３の出力電圧の合計（Ｖout1＋Ｖout2＋Ｖout3）
で得られる。したがって、各コンバータ２１〜２３は、
それぞれの出力電圧に応じた負荷分担をすることとな
る。例えば、各トランスＴ１を同一の仕様とすれば、各
コンバータ２１〜２３の出力電圧は全体の１／３とな
り、負荷分担も１／３となる。なお、トランスＴ1 の製
造上のバラツキによる若干の負荷分担の誤差は出る。
【００２２】以上、本発明の実施形態について説明をし
てきたが、本発明は、特許請求の範囲に記載された事項
の範囲内で種々の変更が可能である。
てきたが、本発明は、特許請求の範囲に記載された事項
の範囲内で種々の変更が可能である。
【００２３】
【発明の効果】本発明によれば、複数のコンバータによ
り構成される電源装置において、各コンバータの負荷分
担を容易に設定できる。また、複数のコンバータのパワ
ートレイン部に対する制御回路を共通化できるので、回
路構成が簡略化され低コストとなる。
り構成される電源装置において、各コンバータの負荷分
担を容易に設定できる。また、複数のコンバータのパワ
ートレイン部に対する制御回路を共通化できるので、回
路構成が簡略化され低コストとなる。
【図１】従来のＰＤＰテレビの電源回路の構成を示す
図。
図。
【図２】従来の直流／直流コンバータの回路構成を示す
図。
図。
【図３】図２の直流／直流コンバータの動作波形を示す
図。
図。
【図４】図２のコンバータにおける共振回路の周波数特
性を示す図。
性を示す図。
【図５】本発明を適用した電源装置の回路構成を示す
図。
図。
１１…プラグ １２，１３…整流器 １４…待機用電源 １５…力率制御回路 １６…コンデンサ １７…Ｖs 電源 １８…Ｖd 電源 １９…Ｖcc電源 ２０…信号処理用電源 ２１，２２，２３…コンバータ ２４…出力電圧比較器 ２５…フォトカプラ ２６…発光ダイオード ２７…フォトトランジスタ ２８…共振形コントローラ ２９…ＭＯＳドライバ ３０…昇圧回路
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G065 AA00 AA08 DA01 DA06 DA07 EA06 FA02 GA07 HA04 HA07 JA01 LA01 MA01 MA10 NA09 PA05 5H730 AA16 AS01 BB26 BB62 BB72 BB85 BB88 DD04 DD26 EE03 EE07 FD01 FD21 FF19 FG01 FG09
Claims (1)
- 【請求項１】 コンバータトランスと、直流入力を断続
して前記コンバータトランスの１次側に供給するスイッ
チと、前記コンバータトランスの２次側から出力される
電圧を整流する整流回路とを有するコンバータが複数設
けられ、 前記複数のコンバータの各出力電圧を縦続接続して合成
出力電圧を得る出力回路と、 前記合成出力電圧と基準電圧との差に基づいて前記複数
のスイッチをフィードバック制御する共通の制御回路
と、 を具備する直流電源回路。
Priority Applications (3)
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|---|---|---|---|
| JP11116656A JP2000324837A (ja) | 1999-04-23 | 1999-04-23 | 直流電源回路 |
| US09/557,181 US6297976B1 (en) | 1999-04-23 | 2000-04-21 | Thin, cascade-connected direct current source circuit |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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ID=14692648
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP11116656A Pending JP2000324837A (ja) | 1999-04-23 | 1999-04-23 | 直流電源回路 |
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-
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- 2000-04-21 US US09/557,181 patent/US6297976B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-04-22 KR KR10-2000-0021488A patent/KR100378801B1/ko not_active IP Right Cessation
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