KR101376787B1 - 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터 - Google Patents

디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터 Download PDF

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최병조
박민준
김동윤
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경북대학교 산학협력단
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Abstract

본 발명은 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터에 관한 것이다. 본 발명은 공진형 컨버터를 출력 전압을 피이드백 받아 디지털 제어방식으로 제어하기 위한 디지털 제어기를 포함하여 구성된다. 이러한 디지털 제어기는 공진형 컨버터의 전력 변환단의 동 특성을 고려하여 s 영역(s-domain)에서 설계된 후 쌍선형(Bilinear) 변환기법을 적용하여 z 영역(z-domain)으로 변환되어 설계된다. 그리고 디지털 제어기는 푸쉬 풀 모드로 동작하면서 PWM 신호의 하이(high) 구간과 로우(low) 구간이 독립적으로 제어되고 있으며, 또한 최소 동작 주파수와 동일한 샘플링 주파수가 적용되고, A/D 샘플링을 위한 트리거 신호가 PWM 신호의 중간 지점에서 발생하는 특징을 제공한다. 이와 같은 본 발명에 따르면, 공진형 컨버터의 하드웨어를 간단하게 할 수 있으며, 또한 안정되고 빠른 응답 특성을 제공할 수 있는 이점이 있다.

Description

디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터{Resonant Converters having Digital Control}
본 발명은 공진형 컨버터에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 공진형 컨버터의 전력 변환단 동 특성을 기반으로 설계한 디지털 제어기를 이용하여 안정된 동작과 빠른 응답 특성을 제공하도록 하는 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터에 관한 것이다.
공진형 직류-직류 컨버터(이하, 공진형 컨버터라고 함)는 소프트 스위칭을 통해 스위칭 손실을 줄일 수 있고 소형화가 가능하여 여러 응용분야에서 폭넓게 사용되고 있다.
이와 같은 공진형 컨버터의 제어기술은 현재까지 대부분이 아날로그 제어회로에 의한 아날로그 방식이 이용되었다.
하지만, 아날로그 제어방식에 의한 공진형 컨버터는 회로 구성이 복잡한 문제가 있었고, 이에 공진형 컨버터를 제어하는데 어려움이 있었다. 또한 회로 구성을 위한 부품 소자가 증가함에 따라 제조 비용을 절감하지도 못하였다. 뿐만 아니라 공진형 컨버터의 최적 동작을 구현하기 위해 다양한 시뮬레이션 기법이 필요하다. 그렇지만 상술한 바와 같이 아날로그 방식의 제어기술을 적용하여 공진형 컨버터를 설계할 경우 다양한 시뮬레이션을 조건별로 수행해야 하기 때문에 많은 시간과 개발자의 노력이 필요하였다.
물론 종래에도 공진형 컨버터를 디지털 방식으로 제어하는 형태가 존재하였다. 그러나, 종래 사용되는 디지털 제어회로는 아날로그 제어회로에 비해 상대적으로 높은 비용과 연산 속도로 인한 성능 감소로 인하여 아날로그 제어 칩만으로 운용이 어려운 비선형 제어나 복잡한 시스템에 한정되어 이용되는 경우가 대부분이었다.
그렇지만 최근의 집적 회로 기술의 발전으로 디지털 칩의 가격이 하락하고 연산 성능이 향상되면서 공진형 컨버터를 디지털 방식으로 제어하려는 수요가 증가하고 있다.
공진형 컨버터를 디지털 제어방식으로 제어하게 되면 제어 보드를 구성하는 외부 부품 수를 줄일 수도 있다. 아울러 공진형 컨버터의 효율과 동특성을 종래의 아날로그 방식에 비해 보다 용이하게 최적으로 유지할 수 있게 된다.
따라서 본 발명의 목적은 상기한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 입력전압과 부하 변동을 고려하여 동작 조건이 변화하더라도 공진형 컨버터의 효율과 동 특성을 최적으로 유지하도록 디지털 제어기에 의해 구동되는 공진형 컨버터 를 제공하는 것이다.
이러한 본 발명에 따르면 공진형 컨버터에 사용되는 부품 수를 줄이면서도 넓은 입출력 범위에서 최적의 성능을 제공할 수 있는 공진형 컨버터를 제안할 수 있을 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따르면, 입력 전원(VS)과 연결되어 스위칭 동작하는 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)로 이루어진 스위칭부; 상기 스위칭부와 연결되며 공진 커패시터(CR), 기생 누설 인덕턴스(Llk), 및 기생 자화 인덕턴스(Lm)로 이루어진 LLC 공진부(LLC resonant tank); 상기 LLC 공진부와 접속하는 변압기(Three-winding transformer); 상기 변압기의 2차측 권선코일에 연결된 전압 출력부; 및 상기 전압 출력부의 출력 전압을 피이드백(feedback) 받고 상기 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)를 온/오프 동작을 제어하는 디지털 제어기를 포함하고, 상기 디지털 제어기는, 40 MIPS의 고속 연산 처리가 가능한 DSP(Digital signal processing) 기능을 내장한 16-비트(bit) 디지털 시그널 마이크로 컨트롤러를 이용하여 구현하는 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터가 제공된다.
그리고 상기 디지털 제어기는, 최소 유효 비트(LSB :Least Significant Bit)를 가지는 DPWM(Digital PWM)을 이용하여 주파수 제어에 필요한 전압 제어 발진을 수행하고, 상기 유효비트는 1.04nsec 임을 특징으로 한다.
또한 상기 디지털 제어기는, 상기 공진형 컨버터의 전력 변환단의 동 특성을 고려하여 s 영역(s-domain)에서 설계된 후 쌍선형(Bilinear) 변환기법을 적용하여 z 영역(z-domain)으로 변환되어 설계되고 있다.
그리고 상기 디지털 제어기는, 푸쉬 풀 모드로 동작하며, PWM 신호의 하이(high) 구간과 로우(low) 구간이 독립적으로 제어되어 동작한다.
또한 상기 디지털 제어기는, 하프 브리지 스위치 방식의 푸쉬 풀 모드 동작기법에 의하여 의하여 최소 동작 주파수와 동일한 샘플링 주파수가 적용되며, 상기 z 영역(z-domain)에서 3-극점 3-영점 보상기로 설계된다.
또한 상기 디지털 제어기는, A/D 샘플링을 위한 트리거 신호가 지연 시간을 최소화하기 위하여 PWM 신호의 중간 지점에서 발생하며, 하나의 A/D 샘플링된 연산 값은 다음 PWM 신호의 시작 지점에서 업 데이트 되는 것을 특징으로 한다.
이와 같은 본 발명의 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.
먼저 공진형 컨버터를 디지털 제어방식으로 제어하기 때문에 하드웨어를 간단하게 할 수 있고, 부품 수를 줄여 전체 제조 비용을 줄일 수 있다.
또한 푸쉬 풀 모드에 의한 동작에 따라 PWM 신호의 하이 구간과 로우 구간을 각각 독립적으로 제어하며, 최소 동작 주파수와 동일한 샘플링 주파수를 적용하고, 아울러 A/D 샘플링을 위한 트리거 신호가 PWM 신호의 중간 지점에서 발생하기 때문에 안정되고 빠른 응답 특성을 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터의 회로 구성도
도 2는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 전력 변환단 동 특성에 대한 아날로그 제어방식과 디지털 제어 방식에 대한 제어 대 출력 전달 함수를 비교한 도면으로,
a)는 동작점 A에서의 진폭과 위상 변화를 보인 도면
b)는 동작점 B에서의 진폭과 위상 변화를 보인 도면
도 3은 본 실시 예와 비교할 수 있는 디지털 제어기가 미 적용된 공진형 컨버터의 전력단에서 샘플링 레이트에 대한 진폭과 위상 변화를 보인 도면
도 4a는 일반적인 PWM 동작 모드의 샘플링 구현을 보인 도면
도 4b는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 푸쉬 풀 모드의 샘플링 구현을 보인 도면
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 실험 동작 파형도
도 6은 본 발명의 공진형 컨버터의 소신호 모델을 보인 구성도
도 7의(a) 및 (b)는 동작점 A 및 B에서 디지털 제어기의 이론적인 루프 이득 특성과 실험 측정 값을 비교한 도면
도 8은 본 발명 실시 예의 공진형 컨버터의 계단 부하 응답 특성을 보인 파형도로서,
(a)는 아날로그 제어방식에 따른 계단 부하 응답 특성
(b)는 디지털 제어 방식에 따른 계단 부하 응답 특성
이하 본 발명에 의한 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터의 회로 구성도이다.
도시된 바와 같이, 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터(100)는, 입력 전원(VS)과 연결되어 스위칭 동작하는 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)로 이루어진 스위칭부(110)가 구성된다. 스위칭부(110)는 MOSFET 스위치를 사용한 하프 브릿지(Half-bridge) 구조이다.
또한 스위칭부(110)와 연결되는 LLC 공진부(LLC resonant tank)(120)가 구성된다. LLC 공진부(120)는 직류전원을 공급받아 교류전압을 공급하는 역할을 하며, 도시된 바와 같이 공진 커패시터(CR), 기생 누설 인덕턴스(Llk), 및 기생 자화 인덕턴스(Lm)로 이루어진다. 즉 하나의 공진 커패시터(CR)와, 그리고 후술하는 변압기(Three-winding transformer)가 가지고 있는 기생누설 인덕턴스(Llk)와 기생자화 인덕턴스(Lm)로 구성되는 것이다.
또한 LLC 공진부(120)와 접속하는 변압기(Three-winding transformer)(130)가 구성된다. 변압기(130)는 1차측 권선코일과 2개의 2차측 권선코일로 구성되고, 그 권선코일의 권선비는 1:a 이다. 이러한 변압기(130)는 1, 2차측 권선코일의 권선비에 따라 입력전압에 대해 변환된 값의 출력전압을 공급하게 된다.
2차측 권선코일에는 전압 출력부(140)가 접속된다. 전압 출력부(140)는 1차측 권선코일에 대한 권선비에 따른 유도전압을 인가받고 소정 크기의 직류전압을 출력한다. 전압 출력부는 다이오드, 저항 및 커패시터로 구성된다. 여기서 다이오드는 2개가 사용되며 정류소자(Center-tapped rectifier)로의 기능을 수행할 것이다.
전압 출력부의 출력 전압을 피이드백(feedback) 받고 상기 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)를 온/오프 시키는 디지털 제어기(150)가 구성된다. 디지털 제어기(150)는 도시된 바와 같이 A/D 컨버터(152), 전달함수 보상기(154) 및 디지털 전압 제어 발진기(Digital VCO)(156)를 포함하여 구성된다.
디지털 제어기(150)는 본 실시 예에서는 40 MIPS의 고속 연산 처리가 가능한 DSP(Digital signal processing) 기능을 내장한 16-비트(bit) 디지털 시그널 마이크로 컨트롤러를 이용하여 구현하였고, 1.04nsec의 최소 유효 비트(LSB :Least Significant Bit)를 가지는 DPWM(Digital PWM)을 이용하여 주파수 제어에 필요한 VOC(전압 제어 발진기)의 기능을 제공하고 있다. 아울러 전압 출력부(140)에서 출력되는 출력 전압을 감지하고, A/D 컨버터(152)가 변환할 수 있는 전압 범위내로 출력 전압을 조절하고, 피이드백 되는 출력전압에 포함되는 높은 주파수 노이즈를 필터링하는 저역 통과 필터(Low pass filter)의 기능 등을 포함한다.
또한 디지털 제어기(150)는, 본 실시 예에서는 바람직한 폐 루프(closed loop) 성능을 달성하기 위하여 피이드백 보상에 대한 전달함수를 선택하고, 복소 도메인(s-domain)에서 설계되고 이에 상응하는 디지털 컨트롤러로 변환하여 설계한다. 다시 말해, 디지털 제어기(150)는 에뮬레이션(Emulation) 방식이 적용되며, 전력 변환단의 동 특성을 고려하여 s 영역(s-domain)에서 설계된 후 쌍선형(Bilinear) 변환기법을 적용하여 z 영역(z-domain)으로 변환되어 설계되는 것이다.
이와 같이 설계된 디지털 제어기(150)는 제어를 위한 출력 전압을 PWM 신호의 상승 구간에서 10bit A/D 컨버터(152)가 검출하며 A/D 인터럽트 함수로부터 전달함수 보상기(154) 및 디지털 전압 제어발진기(56)에서 연산 함수를 이용하여 연산한 후 다음 PWM 신호에 업데이트 하게 된다. 이의 동작은 후술하는 도면을 참조하여 자세하게 설명하기로 한다.
한편, 도 1에 회로 구성도에서 각 소자들은 다음의 값으로 제공되어 시뮬레이션 등이 수행될 것이다.
VS = 340 ~ 390V, VO = 24V, IO = 1A ~ 6A, Cr = 47 nF, Llk = 160 μH, L = 1.24 mH, a = 0.14, Cx = 0.1 μF이다.
이어서는 도 1과 같이 구성된 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터가 제공하는 특성 및 아날로그 제어기와의 각종 성능 비교를 설명할 것이다.
먼저, 공진형 컨버터의 제어 대 출력 전달 함수(Control - to - output transfer function)를 살펴본다.
이를 위해서는 먼저 공진형 컨버터의 동작점을 정의할 필요가 있다. 공진형 컨버터는 넓은 입출력 범위에서 동작하는 동작 영역을 가지는데, 입력 전압과 부하 전류의 변화에 따라 다음의 4개의 동작점으로 정의할 것이다.
동작점 A : VS = 340V, IO = 6A, 동작점 B : VS = 390V, IO = 6A
동작점 C : VS = 340V, IO = 1A, 동작점 D : VS = 390V, IO = 1A
이와 같은 동작점에 따라서 아날로그 제어방식과 디지털 제어방식에 대한 제어 대 출력 전달 함수를 비교한 도면인 도 2를 참조하기로 한다. 도 2에는 본 실시 예에 따른 제어 대 출력 전달 함수를 보인 도면으로, a)는 동작점 A에서의 크기와 위상 변화를 보이고 있고, b)는 동작점 B에서의 크기와 위상 변화를 보이고 있다.
도 2를 보면, 동작점 A 및 동작점 B에서 각각의 제어 대 출력 전달 함수는 종래 아날로그 제어기로부터 획득된 위상 곡선과 디지털 제어기로부터 획득된 그 위상 곡선을 비교하면 위상 지연이 발생하고 있다.
이와 같은 위상 지연 현상은 A/D 샘플링 및 PWM 샘플링, 즉 디지털 제어기(150)의 연산과 처리에 소요되는 시간에 해당하는 양만큼 위상에서의 지연으로 나타난다. 이러한 위상 지연은 제어 대 출력 전달 함수에 영향을 미친다.
또한 위상 지연은 어느 정도의 샘플링 주파수가 적용되느냐에 따라 달라진다. 이는 도 3을 참조한다. 도 3은 디지털 제어기가 미 적용된 공진형 컨버터의 전력단에서 샘플링 레이트에 대한 진폭과 위상 변화를 보인 도면이다.
이를 보면 A/D 샘플링 인터럽트 트리거 신호는 매 PWM 신호마다 발생하는데, 이때 샘플링 시간이 짧아질수록 크기가 겹쳐지는 현상이 발생하거나 위상 지연이 나빠지고 있음이 확인되고 있다.
이와 같이 위상 지연이 발생할 경우 최적화된 디지털 제어기를 설계하는 것이 어려워지고, 이는 공진형 컨버터의 제어 성능이 저하되는 문제로 이어진다.
그렇기 때문에, 이에 대한 보상이 절대적으로 필요하며, 이는 디지털 제어기의 전달 함수 보상기(154)를 통해 해결할 수 있다. 이는 전술한 바 있는 디지털 제어기를 z 영역(z-domain)으로 설계하는 것을 의미한다.
우선 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 전력 변환단의 전달 함수는 다음 수학식1과 같이 표현된다.
Figure 112012098252711-pat00001
하지만, 수학식 1에 의해 나타나는 전달 함수는 상술한 도 2에서 설명한 바와 같이 위상 지연 현상이 발생하기 때문에, 상기 전달 함수의 위상 저하 특성을 보상하기 위하여 수학식 1은 다음의 수학식 2와 같은 3-극점 2-영점(three-pole two-zero) s-영역 전달함수로 변환이 필요하다.
Figure 112012098252711-pat00002
여기서, 제로 점은 저 주파수 극점에 위치하고, W Z1 = W' pl = 5.0×103 rad/s, W Z2 = W spl = 7.0×103 rad/s이다. 또한 제 1 극점은 esr 제로 영역에 위치하고, W p1 = W esr = 1.0×105 rad/s이고 제 2 극점은 W p2 = 1.3×105 rad/s 영역에 위치한다. 아울러 이득 K m = 1257이다.
이후, 상기 수학식 2는 쌍선형(Bilinear) 변환기법에 의하여 최소 동작 주파수와 동일한 샘플링 주파수가 적용되어 수학식 3과 같이 z 영역(z-domain)에서의 3-극점 3-영점 보상기로 설계된다. 이는 극점 또는 영점 위치가 겹쳐지지 않은 상태로 z 영역 내에서 s 영역의 우 반면(left half plane : LHP) 위에 매핑하여 전달함수의 크기와 위상이 매칭되게 하는 것이다.
Figure 112012098252711-pat00003
즉, Fv(z)는
Figure 112012098252711-pat00004
이고, Z는 esT이기 때문에 이를 대신 적용하면 수학식 2는 수학식 3으로 변환이 가능하다.
한편, 상기 수학식 3에서 샘플링 주파수 f samp 는 50 ㎑이고, 이는 최소 동작 주파수로서 동작점 A에서의 스위칭 주파수와 같다. 또한 3-극점 3-영점으로서 전달함수에서의 극점과 영점 개수는 서로 동일하다.
다음에는 본 실시 예의 공진형 컨버터의 샘플링 동작에 대하여 도 4 및 도 5를 참조하여 살펴본다.
도 4a는 일반적인 PWM 동작 모드의 샘플링 구현을 보인 도면이고, 도 4b는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 푸쉬 풀 모드의 샘플링 구현을 보인 도면이다.
일단, 도 4a는 샘플링 주파수(f samp )가 하나의 스위칭 주파수(f sw )로서 설정되어 샘플링된다.
반면, 도 4b를 보면 본 실시 예는 하프 브릿지(Half-bridge) 타입의 스위치(Q1)(Q2)를 위한 구동신호는 푸쉬 풀 모드(push-pull mode)로 설정되고, A/D 샘플링 인터럽트의 2개 사이클은 하나의 스위칭 기간동안 수행되게 된다.
즉 샘플링 주파수는 2fsw와 같다.(f samp = 2 f sw )
이렇게 하면 빠른 A/D 샘플링의 구현이 가능하기 때문에 위상 지연을 줄일 수 있다.
또한 도 4b에 도시된 바와 같이 각 구동신호의 중간에서 A/D 샘플링이 트리거(trigger)되고 있다.
그리고 A/D 변환이 완료되면 A/D 컨버터(152)는 인터럽트 루틴을 발생하도록 셋업되고, 인터럽트 루틴에 의해 연산된 값은 다음 구동신호의 시작점에서 업데이트된다.
한편, 본 실시 예에서는 위상 지연을 최소화하도록 지연 시간은 가능한 한 짧게 설정되어야 하며, 전체 예상지연시간 t d 는 하나의 e - std 블록으로 표현될 것이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 실험 동작 파형도이다.
이에 따르면, 도 5a와 같이 피이드백 되는 출력 전압은 공진 전류의 노이즈에 대응되어 스파크 노이즈(spike noise)가 발생하고 있다.
따라서, 도 5a와 같이 스파크 노이즈가 발생하는 시점 직후에 A/D 인터럽트 신호가 발생하여 A/D 샘플링을 할 경우 지연시간이 약 10㎲로서 길어질 수밖에 없다.
반면, 도 5b와 같이 스파크 노이즈가 발생하고 일정 시간이 경과한 후에 A/D 샘플링을 위한 A/D 인터럽트 신호가 발생할 경우 지연시간은 10㎲로서 상대적으로 짧아지게 된다.
이때, 상기 A/D 인터럽트 신호는 PWM 펄스의 하이(high) 구간과 로우(low) 구간마다 발생한다.
그리고 A/D 샘플링된 연산 값은 다음의 PWM 펄스가 시작되기 전에 업데이트되고 있다.
도 6은 본 발명의 공진형 컨버터의 소신호 모델을 보인 구성도이다.
도 6에 도시된 바와 같이 소신호 모델 특성에는 전체 지연시간뿐만 아니라 샘플/홀드(S/H) 기능을 위한 모델이 포함된다.
또한 A/D 컨버터(152) 및 디지털 전압 제어 발진기(Digital VCO)(156)는 이상적인 양자화기로서 모델링이 가능하다.
따라서, 공진형 컨버터의 Tv(s) 값은 다음 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112012098252711-pat00005
한편, 본 실시 예의 공진형 컨버터에 제공된 디지털 제어기(150)는 에뮬레이션(Emulation) 방식에 의하여 설계됨은 전술한 바 있다. 또한 위상 지연을 최소화하는 것이 고려되어야 한다. 이렇게 하면 공진형 컨버터는 좋은 폐 루프 성능이 가능하다.
이를 위하여 다음에는 디지털 제어기의 폐 루프 특성을 살펴보기로 한다.
폐 루프 특성과 관련된 그래프는 도 7에 도시하고 있다. 도 7의(a) 및 (b)는 동작점 A 및 B에서 디지털 제어기의 이론적인 루프 이득 특성과 실험 측정 값을 비교한 것이다.
도시된 바와 같이, 동작점 A 및 B에서 이론값이 루프 이득과 실험을 통해 측정된 루프 이득 파형을 도시하고 있다.
이를 보면, 동작점 A에서는 2.3 ㎑의 크로스오버 주파수에서 55°의 위상 여유를 가지며, 동작점 B에서는 3.0 ㎑의 크로스오버 주파수에서 100°의 위상 여유를 가진다.
이러한 루프 이득 파형에 따르면, 본 실시 예의 공진형 컨버터는 종래 아날로그 제어방식과 동일하게 0dB 주파수에서 충분한 위상 여유를 가지며 안정되게 동작하고 있음을 확인할 수 있다.
도 8은 본 발명 실시 예의 공진형 컨버터의 계단 부하 응답 특성을 보인 파형도로서,(a)는 아날로그 제어방식에 따른 계단 부하 응답 특성이고, (b)는 디지털 제어 방식에 따른 계단 부하 응답 특성이다.
도면을 보면, 계단 부하 응답 측정을 위한 파형은 아날로그 제어방식과 동일한 응답 특성을 나타내는 것을 알 수 있다.
즉, 동작점 A에서 C 및 동작점 C에서 A로의 응답 특성은 높은 주파수에서 발생하는 작은 피크 값과 매우 유사한 출력 임피던스 특성을 보이고 있어, 작은 오버 슈트(overshoot) 또는 언더 슈트(undershoot)를 가지는 빠른 출력 전압 형태로 나타난다.
반면, 동작점 B에서 D 및 동작점 D에서 B로의 응답 특성은 낮은 주파수에서 발생하는 매우 큰 피크 값을 가진다. 따라서 동작점 B와 D 사이의 과도응답은 동작점 A 및 C 사이의 과동응답에 비하여 상대적으로 큰 오버 슈트(overshoot) 또는 언더 슈트(undershoot)와 함께 긴 응답 시간으로 나타나고 있다.
그러나, 전술한 바와 같이 계단 부하 응답 특성은 아날로그 제어방식의 파형과 동일하게 나타나고 있어, 디지털 제어기가 최적으로 설계되었음을 확인할 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에서는 공진형 컨버터를 s 영역에서 설계한 후 쌍선형(Bilinear) 변환기법을 적용하여 z 영역(z-domain)으로 변환되어 설계된 디지털 제어기에 의하여 안정된 동작과 빠른 응답 특성을 제공하는 공진형 컨버터를 제공함을 알 수 있다.
특히 공진형 컨버터는 푸쉬 풀 모드에 의한 동작에 따라 PWM 신호의 하이 구간과 로우 구간을 각각 독립적으로 제어하고 있고, 최소 동작 주파수와 동일한 샘플링 주파수 및 디지털 제어기의 연산 시간을 고려하여 A/D 샘플링 트리거 신호는 피이드백되는 출력 전압신호에 나타나는 스파크 노이즈 간의 중간 지점에서 발생되도록 함으로써 빠른 응답 특성을 제공하고 있다.
이상과 같이 본 발명의 도시된 실시 예를 참고하여 설명하고 있으나, 이는 예시적인 것들에 불과하며, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 지식을 가진자라면 본 발명의 요지 및 범위에 벗어나지 않으면서도 다양한 변형, 변경 및 균등한 타 실시 예들이 가능하다는 것을 명백하게 알 수 있을 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 청구범위의 기술적인 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
100 : 공진형 컨버터 110 : 스위칭부
120 : LLC 공진부 130 : 변압기
140 : 전압 출력부 150 : 디지털 제어기
152 : A/D 컨버터 154 : 전달함수 보상기
156 : 디지털 VCO

Claims (6)

  1. 입력 전원(VS)과 연결되어 스위칭 동작하는 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)로 이루어진 스위칭부;
    상기 스위칭부와 연결되며 공진 커패시터(CR), 기생 누설 인덕턴스(Llk), 및 기생 자화 인덕턴스(Lm)로 이루어진 LLC 공진부(LLC resonant tank);
    상기 LLC 공진부와 접속하는 변압기(Three-winding transformer);
    상기 변압기의 2차측 권선코일에 연결된 전압 출력부; 및
    상기 전압 출력부의 출력 전압을 피이드백(feedback) 받고 상기 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)를 온/오프 동작을 제어하는 디지털 제어기를 포함하고,
    상기 디지털 제어기는, 40 MIPS의 고속 연산 처리가 가능한 DSP(Digital signal processing) 기능을 내장한 16-비트(bit) 디지털 시그널 마이크로 컨트롤러를 이용하여 구현하면서, 공진형 컨버터의 전력 변환단의 동 특성을 고려하여 s 영역(s-domain)에서 설계된 후 쌍선형(Bilinear) 변환기법을 적용하여 z 영역(z-domain)으로 변환되어 설계됨을 특징으로 하는 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 디지털 제어기는,
    최소 유효 비트(LSB :Least Significant Bit)를 가지는 DPWM(Digital PWM)을 이용하여 주파수 제어에 필요한 전압 제어 발진을 수행하고,
    상기 유효비트는 1.04nsec 임을 특징으로 하는 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터.
  3. 삭제
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 디지털 제어기는,
    푸쉬 풀 모드로 동작하며, PWM 신호의 하이(high) 구간과 로우(low) 구간이 독립적으로 제어되어 동작하는 것을 특징으로 하는 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 디지털 제어기는,
    하프 브리지 스위치 방식의 푸쉬 풀 모드 동작기법에 의하여 최소 동작 주파수와 동일한 샘플링 주파수가 적용되며,
    상기 z 영역(z-domain)에서 3-극점 3-영점 보상기로 설계되는 것을 특징으로 하는 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 디지털 제어기는,
    A/D 샘플링을 위한 트리거 신호가 지연 시간을 최소화하기 위하여 PWM 신호의 중간 지점에서 발생하며,
    하나의 A/D 샘플링된 연산 값은 다음 PWM 신호의 시작 지점에서 업 데이트 되는 것을 특징으로 하는 디지털 제어기를 갖는 공진형 컨버터.
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