TW201509087A - 具功率因數校正之以多階層升壓為基礎之整流器之調整系統及方法 - Google Patents
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Abstract
本申請案提供用於調整基於非對稱升壓轉換器拓樸之功率因數校正整流器操作之一種控制方法與系統。使用來自利用網路的正弦電流以及提供分離DC輸出電壓的下游轉換器，而達成前端階的控制。本申請案亦提供一種方法與系統，用於降低具有功率因數校正之升壓為基礎的整流器中反應元件的體積。用具有比該轉換器之切換頻率低很多的頻率之一偏壓電感器電流，降低通過該電感器的通量密度。
Description
相關申請案之交叉參考
這是本發明所申請的第一個申請案。
本發明係涉及以多階層升壓為基礎之功率因數校正整流器之調整。
這是本發明所申請的第一個申請案。
本發明係涉及以多階層升壓為基礎之功率因數校正整流器之調整。
以升壓為基礎的功率因數校正(PF)整流器的主要缺點之一在於其體積龐大以及沉重的電感器顯著影響整體系統的成本並且防止其使用在重量與體積敏感的應用中。大的升壓電感器亦造成不可忽略的核心損失，並且造成線圈相對大的寄生電容。此電容允許高頻率電流流經線EMI過濾器，增加其尺寸。
習知以升壓為基礎的拓樸的另一問題係切換損失，造成散熱問題，其處理通常需要體積龐大且昂貴的冷卻元件。該切換損失最主要係與該半導體開關在相對高切換電壓的操作有關。再者，升壓轉換器之PFC整流器在連續傳導模式(CCM)中操作的主要缺點之一係該體積龐大的升壓電感器，其係整體重量、體積與整個系統成本的主要貢獻原因之一。
為了將以升壓為基礎的PFC電感器尺寸最小化並且降低損失，已經提出許多方法。然而，這些方法具有限制。
因此，需要多階層以升壓為基礎功率因數校正整流器調整之改良方法與系統。
習知以升壓為基礎的拓樸的另一問題係切換損失，造成散熱問題，其處理通常需要體積龐大且昂貴的冷卻元件。該切換損失最主要係與該半導體開關在相對高切換電壓的操作有關。再者，升壓轉換器之PFC整流器在連續傳導模式(CCM)中操作的主要缺點之一係該體積龐大的升壓電感器，其係整體重量、體積與整個系統成本的主要貢獻原因之一。
為了將以升壓為基礎的PFC電感器尺寸最小化並且降低損失，已經提出許多方法。然而，這些方法具有限制。
因此，需要多階層以升壓為基礎功率因數校正整流器調整之改良方法與系統。
根據第一方面，提供一種系統用於調整具有功率因子校正的整流器之非對稱升壓為基礎之前端階，該系統包括一主動電容分壓器耦合至該前端階的一電感器，用於降低該電感器的最大電壓擺動值。
根據第二方面，提供一種方法用於調整具有功率因數校正的整流器之非對稱升壓為基礎之前端階，該方法包括使用一主動電容分壓器，降低該前端階之電感器的最大電壓擺動值。
根據第二方面，提供一種用於在一PFC整流器中降低升壓電感器之體積與損失的方法，該方法包括提供一偏壓電路與一輔助線圈，用於提供一低頻偏壓電流，因而於兩倍線頻率消去該電感器的通量元件(flux component)。
根據第二方面，提供一種用於降低PFC整流器中升壓電感器之體積與損失的系統，該系統包括耦合至該電感器的一輔助線圈以及耦合至該輔助線圈的一偏壓電路，用於提供一低頻偏壓電流，因而於兩倍線頻率消去該電感器的通量元件(flux component)。
根據第二方面，提供一種方法用於調整具有功率因數校正的整流器之非對稱升壓為基礎之前端階，該方法包括使用一主動電容分壓器，降低該前端階之電感器的最大電壓擺動值。
根據第二方面，提供一種用於在一PFC整流器中降低升壓電感器之體積與損失的方法，該方法包括提供一偏壓電路與一輔助線圈，用於提供一低頻偏壓電流，因而於兩倍線頻率消去該電感器的通量元件(flux component)。
根據第二方面，提供一種用於降低PFC整流器中升壓電感器之體積與損失的系統，該系統包括耦合至該電感器的一輔助線圈以及耦合至該輔助線圈的一偏壓電路，用於提供一低頻偏壓電流，因而於兩倍線頻率消去該電感器的通量元件(flux component)。
10、1000、1100‧‧‧整流器
12、1004‧‧‧全波二極體整流器
14‧‧‧非對稱多階層升壓前端階
16‧‧‧電荷平衡分離下游DC-DC階
18‧‧‧控制器
20、1006、1028、1032、1102、1104‧‧‧電感器
22‧‧‧主動電容分壓器
24、26、1012、1030‧‧‧電容器
28、30‧‧‧電晶體或開關
32、34‧‧‧二極體
36、38‧‧‧比較器
40、42‧‧‧類比至數位轉換器(ADC)
44‧‧‧數位至類比轉換器(DAC)
46‧‧‧數位邏輯
48‧‧‧過濾器
50‧‧‧位準偏移器
52‧‧‧反向器
54‧‧‧1位元積分三角調變器
56‧‧‧模式選擇器
58、1024‧‧‧數位脈衝寬度調變器(DPWM)
60‧‧‧電流迴路補償器
62‧‧‧電壓迴路補償器
64‧‧‧起始偵測器模組
70‧‧‧有限狀態機(FSM)
400‧‧‧時序
500‧‧‧修飾返馳式轉換器
600‧‧‧順向式轉換器
700‧‧‧模式選擇器
902‧‧‧放大版本
1002‧‧‧交流電(AC)線輸入
1007‧‧‧附加線圈
1008‧‧‧電晶體
1010‧‧‧二極體
1014‧‧‧輸出負載
1016‧‧‧數位控制器
1018‧‧‧低功率偏壓電路
1020‧‧‧電流源
1022‧‧‧補償器
1026‧‧‧全橋開關
1034‧‧‧變壓器
12、1004‧‧‧全波二極體整流器
14‧‧‧非對稱多階層升壓前端階
16‧‧‧電荷平衡分離下游DC-DC階
18‧‧‧控制器
20、1006、1028、1032、1102、1104‧‧‧電感器
22‧‧‧主動電容分壓器
24、26、1012、1030‧‧‧電容器
28、30‧‧‧電晶體或開關
32、34‧‧‧二極體
36、38‧‧‧比較器
40、42‧‧‧類比至數位轉換器(ADC)
44‧‧‧數位至類比轉換器(DAC)
46‧‧‧數位邏輯
48‧‧‧過濾器
50‧‧‧位準偏移器
52‧‧‧反向器
54‧‧‧1位元積分三角調變器
56‧‧‧模式選擇器
58、1024‧‧‧數位脈衝寬度調變器(DPWM)
60‧‧‧電流迴路補償器
62‧‧‧電壓迴路補償器
64‧‧‧起始偵測器模組
70‧‧‧有限狀態機(FSM)
400‧‧‧時序
500‧‧‧修飾返馳式轉換器
600‧‧‧順向式轉換器
700‧‧‧模式選擇器
902‧‧‧放大版本
1002‧‧‧交流電(AC)線輸入
1007‧‧‧附加線圈
1008‧‧‧電晶體
1010‧‧‧二極體
1014‧‧‧輸出負載
1016‧‧‧數位控制器
1018‧‧‧低功率偏壓電路
1020‧‧‧電流源
1022‧‧‧補償器
1026‧‧‧全橋開關
1034‧‧‧變壓器
由以下詳細說明與圖式可更了解本發明的其他特徵與優點。
第1圖為根據本發明之一實施方式說明一以非對稱升壓為基礎的功率因數校正(PFC)整流器之概示圖；
第2圖為第1圖該以非對稱升壓為基礎之PFC整流器的詳細示意圖；
第3a圖為說明第2圖該以非對稱多階層升壓之前端階的第一操作模式；
第3b圖為說明第2圖該以非對稱多階層升壓之前端階的第二操作模式；
第3c圖為說明第2圖該以非對稱多階層升壓之前端階的第三操作模式；
第4圖為說明第2圖模式選擇器的實施之電路圖；
第5圖為根據本發明實施方式之無縫模式過渡運算之流程圖；
第6圖為根據本發明實施方式說明開始與無負載運算之流程圖；
第7圖為第5圖與第6圖之運算的有限態機器實施的流程圖；
第8圖為用於取樣第2圖分壓器電容器之時序的概示圖；
第9a圖為根據本發明實施方式之修飾的返馳式轉換器的概示圖；
第9b圖為根據本發明實施方式之修飾的順向式轉換器的概示圖；
第10圖為第2圖中習知升壓轉換器與該以非對稱升壓為基礎之PFC整流器切換與傳導損失之比較表；
第11a圖為習知升壓轉換器之電流與電壓波形圖；
第11b圖為第2圖非對稱升壓PFC整流器之電流與電壓波形圖；
第12圖為根據本發明實施方式具有偏壓系統之PFC升壓為基礎的整流器之電路；
第13圖為在一半線週期期間中習知升壓PFC之電感器電流與B-H曲線之圖式；
第14圖為習知升壓PFC之電感器幾何範例之圖式；
第15圖為在一半線週期中第12圖升壓PFC之電感器與通量取消偏壓電流以及B-H曲線的圖式；
第16圖為說明第12圖偏壓電路的控制電流源簡化模式之電路圖；
第17圖為說明第16圖控制電流源之可能實施方式的電路圖；
第18圖為第17圖控制電流源之電感器與偏壓電流的概示圖；
第19圖為根據本發明實施方式具有用於通量取消之第二輔助線圈的升壓PFC電感器概示圖；
第20圖說明第12圖偏壓電路之控制電流源的模擬結果圖式；
第21圖為根據本發明實施方式具有倒轉耦合電感器之兩相交錯升壓PFC的電路；以及
第22圖為第21圖兩相交錯升壓PFC之核心設計範例的概示圖。
注意在全部圖式中，相同的特徵係以相同的元件符號標示。
第1圖為根據本發明之一實施方式說明一以非對稱升壓為基礎的功率因數校正(PFC)整流器之概示圖；
第2圖為第1圖該以非對稱升壓為基礎之PFC整流器的詳細示意圖；
第3a圖為說明第2圖該以非對稱多階層升壓之前端階的第一操作模式；
第3b圖為說明第2圖該以非對稱多階層升壓之前端階的第二操作模式；
第3c圖為說明第2圖該以非對稱多階層升壓之前端階的第三操作模式；
第4圖為說明第2圖模式選擇器的實施之電路圖；
第5圖為根據本發明實施方式之無縫模式過渡運算之流程圖；
第6圖為根據本發明實施方式說明開始與無負載運算之流程圖；
第7圖為第5圖與第6圖之運算的有限態機器實施的流程圖；
第8圖為用於取樣第2圖分壓器電容器之時序的概示圖；
第9a圖為根據本發明實施方式之修飾的返馳式轉換器的概示圖；
第9b圖為根據本發明實施方式之修飾的順向式轉換器的概示圖；
第10圖為第2圖中習知升壓轉換器與該以非對稱升壓為基礎之PFC整流器切換與傳導損失之比較表；
第11a圖為習知升壓轉換器之電流與電壓波形圖；
第11b圖為第2圖非對稱升壓PFC整流器之電流與電壓波形圖；
第12圖為根據本發明實施方式具有偏壓系統之PFC升壓為基礎的整流器之電路；
第13圖為在一半線週期期間中習知升壓PFC之電感器電流與B-H曲線之圖式；
第14圖為習知升壓PFC之電感器幾何範例之圖式；
第15圖為在一半線週期中第12圖升壓PFC之電感器與通量取消偏壓電流以及B-H曲線的圖式；
第16圖為說明第12圖偏壓電路的控制電流源簡化模式之電路圖；
第17圖為說明第16圖控制電流源之可能實施方式的電路圖；
第18圖為第17圖控制電流源之電感器與偏壓電流的概示圖；
第19圖為根據本發明實施方式具有用於通量取消之第二輔助線圈的升壓PFC電感器概示圖；
第20圖說明第12圖偏壓電路之控制電流源的模擬結果圖式；
第21圖為根據本發明實施方式具有倒轉耦合電感器之兩相交錯升壓PFC的電路；以及
第22圖為第21圖兩相交錯升壓PFC之核心設計範例的概示圖。
注意在全部圖式中，相同的特徵係以相同的元件符號標示。
參閱第1圖，根據第一實施方式說明一功率因數校正(PFC)整流器10。該PFC整流器10係以非對稱多階層升壓(NSMB)轉換器拓樸為基礎，並且包括一全波二極體整流器12、一非對稱多階層升壓前端階14、一電荷平衡分離下游DC-DC階16、以及一控制器18。該全波二極體整流器12可用以整流一輸入線電壓vline
(t)，藉以產生一電壓vin
(t)。而後該非對稱多階層升壓前端階14與該控制器18係用以迫使一輸入電流iin
(t)跟隨vin
(t)的波形，並且產生一調整的匯流排電壓Vbuss
(t)。由於該電壓匯流排典型具有高值並且無法直接使用，該電荷平衡分離下游DC-DC階16進一步被用以將該匯流排電壓降低至一較低值。使用該電荷平衡分離下游DC-DC階16，在系統錯誤例子中與潛在危險的匯流排電壓直接接觸，因而改善該系統的安全性。
現在參閱第2圖，該非對稱多階層升壓前端階14包括具有L值與隨最大電壓擺動Vswing 之電壓變化的一電感器20。關於最大電感器電流波紋Iripple,max ，該電感器L值與該最大電壓擺動Vswing 的關係如方程式(1)所述，輸入至輸出轉換比例(或負載比)D實質等於0.5：
, (1)
其中fsw 是該電荷平衡分隔下游DC-DC階16的切換頻率。可看見決定該電感器20大小的該最大波紋係與Vswing 成線性比例。因此，藉由最小化通過該升壓電感器20的電壓變化以及更特別係最大電壓擺動Vswing 的值，可降低該電感器20的大小，同時維持相同的電流波紋。因此，為了最小化該NSMB整流器10的電感體積，設計該NSMB整流器10，使得vx (t)的電壓擺動依即時整流的輸入電壓值vin (t)而變化。為此目的，透過在該非對稱多階層升壓前端階14中提供一主動電容分壓器22來進行該擺動變化。使用該主動電容分壓器22，可確保永遠滿足適當升壓操作的條件，亦即條件，其中vx_max 係該切換節點電壓的最大值。
特別地且如下進一步討論，相較於習知Vbuss ，該主動電容分壓器22將該電感器20的最大電壓擺動值降低至Vbuss /3。為了適當的升壓操作，該主動電容分壓器22亦維持該切換節點vx (t)之電壓最大值永遠大於vin (t)。如以下所述，可藉由設定該非對稱多階層升壓前端階14中所提供之分壓器電容器24與26的電壓，而將擺動值分別降低至約2Vbuss /3與Vbuss /3。在一實施方式中，該電容器24與26使得電容器26的電容C2實質為電容器24之電容C1的兩倍，亦即C2 = 2C1。根據vin (t)的改變，可進一步藉由修飾該非對稱多階層升壓前端階14中所提供的電晶體或開關28與30之切換順序而達到該擺動值的降低。
現在參閱第3a圖、第3b圖與第3c圖，設定該電容器24與26的電壓以及該電晶體28與30的切換順序，使得該主動電容分壓器22與相應地該非對稱多階層升壓前端階14具有三個不同的操作模式，取決於在該主動電容分壓器22接收的即時輸入電壓vin (t)之值。
特別是參閱第3a圖，關於vin (t) < Vbuss /3，該主動電容分壓器22以第一模式操作。在此模式中，該電晶體28係保持開啟，倒轉偏壓連接該電晶體28與該電容器24之二極體32。而後用該電晶體30以及連接該電晶體30與該電容器26的二極體34進行該切換順序。對應於該電感器20的充電與放電程序之兩部分切換期間Ts =1/fsw 的傳導路徑係如第3a圖所示。可看見在此第一模式中，通過該電感器20的最大電壓擺動係Vbuss /3。只要該輸入電壓vin (t)低於就維持此操作模式，以及滿足適當升壓操作的條件，亦即上述條件vx_max > vin (t)。
參閱第3b圖，當Vbuss /3 < vin (t) < 2Vbuss /3，該主動電容分壓器22以第二模式操作。在此模式中以及在第一部分切換期間過程中，該電晶體28與二極體34被開啟。在剩餘部分期間過程中，該電晶體30與二極體32為傳導的。在此方式中，該電感器電壓擺動受限，以及其值不超過Vbuss /3。在切換間隔的第一部分過程中，該電感器電壓擺動的值係vin (t) - Vbuss /3，而在其餘時間過程中其變為vin (t) - 2Vbuss /3。
參閱第3c圖，當vin (t)超過2Vbuss /3，該主動電容分壓器22以第二模式操作。整個此模式中，該電晶體28為關閉，使得二極體32傳導。在此例子中，在該切換間隔的第一部分過程中，該電晶體30係傳導的，以及通過該電感器20的電壓等於vin (t) - 2Vbuss /3。在該間隔的第二部分過程中，該二極體34傳導，以及該電感器電壓等於vin (t) - Vbuss 。同樣地，可看見該電感器電壓擺動不再大於Vbuss /3。
藉由以整個輸出電壓Vbuss 的三分之二(2/3)操作電晶體28與二極體32以及在值不大於Vbuss /3時中斷電晶體30與二極體34，可在該NSMB整流器10達到較低電壓應力。因此，該NSMB整流器10可達到低切換損失，因而減少該NSMB整流器10的整體損失。除了電壓擺動最小化之外，這係由於該電感器20的尺寸縮小至其習知值的三分之一(1/3)。
回頭參閱第2圖，上述第3a圖、第3b圖與第3c圖所述該主動電容分壓器22的切換順序係由該控制器18產生。為達此目的，該控制器18包括第一與第二比較器36、38、以第一與第二窗為基礎的類比至數位轉換器(ADC)40、42、一合併的乘法器與數位至類比轉換器(DAC)44、以及數位邏輯46。該合併的乘法器與數位至類比轉換器(DAC)44包括一RC過濾器48、一位準偏移器50、一反向器52以及一1位元積分三角調變器(1-bit sigma-delta modulator)54。該數位邏輯46包括一模式選擇器56、一數位脈衝寬度調變器(DPWM)58、一電流迴路補償器60、以及一電壓迴路補償器62。該1位元積分三角調變器54可提供為該數位邏輯46或該合併的乘法器與DCA 44的部分。同樣地，雖然使用平均電流編程的模式架構實施該控制器18，但是應理解可使用其他控制架構，包含尖峰電流編程模式架構與類似者。
該以窗為基礎的ADC 42輸出至該電壓迴路補償器62該輸出電壓錯誤值的數位等效ev [n]。而後該電壓迴路補償器62輸出一參考，其與該NSMB整流器10輸入處所見期望之模擬阻抗Re 成反比。而後該參考值被傳送至該1位元積分三角調變器54，其輸出被傳送至該反向器52、而後該位準偏移器50以及該RC過濾器48。而後該RC過濾器48產生一類比參考vi_ref [n]給該電流迴路補償器60。該類比參考vi_ref [n]被傳送至該以窗為基礎的ADC 40，其係與一感測到的輸入電流值Rs iline (t)相比較。而後由該以窗為基礎的ADC 40產生該電流錯誤信號的一數位等效ei [n]，此錯誤值ei [n]進一步被傳送至該電流迴路補償器60。該電流迴路補償器60進一步產生一負載比值d[n]，其作為該DPWM 58的控制信號，進一步討論如下。在該接收控制信號d[n]的基礎上，該DPWM 58輸出一控制值c(t)，而後其被傳送至該模式選擇器56。該模式選擇器56亦從該比較器36、38接收數據，該比較器監視該主動電容分壓器22之分接點(tap)與該輸入電壓vin (t)的差。而後，該模式選擇器56根據該比較器36、38的狀態產生一切換順序。特別地，該模式選擇器56分別產生切換信號G1與G2以供該開關28與30使用。
現在參閱第4圖與第2圖，該模式選擇器56包括一起始偵測器模組64、正反器(flip-flop)66、68、以及一有限狀態機(FSM)70。該模式選擇器56實施一種在該主動電容分壓器22的模式之間無縫過渡的控制方法，以及提供該系統的穩定起始，因而使能實際使用該非對稱多階層升壓前端階14。特別地，該模式選擇器56基於來自該起始偵測器模組64與該比較器36、38的輸入，為該主動電容分壓器22選擇適當的操作模式。而後，從所接收的輸入，該模組選擇器56產生待傳送至該電容分壓器開關28、30的該切換信號G1與G2。
再者，該模式選擇器56實施取樣邏輯，確保正確資訊傳送至該控制器18，以及該電壓與電流迴路補償器62、60皆可操作而無穩定性問題。事實上，穩定性問題的發生係由於該切換節點電壓vx (t)的最大與最小值vx,min、 vx,max 隨著該主動電容分壓器22從一模式至下一模式的過渡而徹底改變，如第3a圖、第3b圖與第3c圖所示。考量在模式過渡之前與之後的切換週期過程中，該輸入電壓vin (t)實際上保持不變，可理解在該模式過渡之前與之後，通過該電感器20的電壓波形徹底變得不同。因此，在過渡之後，隨即該電感器20的電流轉換率(current slew rate)亦徹底改變，造成高電流峰值、錯誤的輸入電流測量以及系統不穩定。從轉換率觀點而言，這表示每一個模式變化重新配置該轉換器的結構並且需要該輸入至輸出轉換率的徹底改變，亦即由該控制器18發出的負載率變數。
在一實施方式中，在每一個模式過渡之後，該電流迴路補償器60改變該負載率，使得在所有操作條件中維持穩定性。在每一個模式過渡之後，新的負載率等於一(1)或無限大，基於此認知，決定新的負載率值。因此，依過渡的形式，該負載率被設定為零(0)或一(1)。為了達此目的，根據第5圖所示之運算100，該FSM 70傳送一預低或預高預設信號至該電流迴路補償器60。依該預設信號的接收，該補償器之負載暫存器(duty register)的前值，亦即在該電流迴路補償器60的數位實施中的d[n-1]，被設定為零(0)或如以下方程式(2)所示之最大值：
(2)
其中d[n]是新計算的負載率值，ei [n]與ei [n-1]分別為目前與先前的電流錯誤值，以及a與b是該電流迴路補償器60的係數。
在穩定狀態(steady state)中，藉由電荷平衡分離下游DC-DC階16而進行該主動電容器分壓器22的中心分接點電壓調整。然而，在起始過程中與零負載操作下，該電荷平衡分離下游DC-DC階16無法維持通過該電容器24、26的電荷平衡。因此，藉由該電荷平衡分離下游DC-DC階16的平衡，其依賴輸出電容器放電，而無法進行。在一實施方式中，為了在起始過程中與無負載條件下操作該轉換器，該轉換器被操作為一習知升壓，使得兩個電晶體28、30皆為開啟狀態，亦即切換間隔的第一部分，接著是二極體(第3a圖、第3b圖與第3c圖中的元件符號32、34)的傳導期間。在此模式中操作該轉換器造成等量的電荷擺動傳送至該主動電容分壓器22的兩個電容器24、26。然而，由於該電容器26具有的電容為電容器24的兩倍，因此電壓Vbuss 分布係如第2圖所示。
在起始期間過程中，如起始偵測器模組(第4圖中元件符號64)所偵測，該模式選擇器56藉由傳送相同切換信號至電晶體28(SW1)與30(SW2)以於升壓模式中操作該轉換器。對應的運算200係如第6圖所示。可用單一有限狀態機300實施第5圖與第6圖的運算，其描述如第7圖所示。
現在參閱第8圖與第2圖，在特定的時間或取樣點，完成該輸入電壓vin (t)與通過該主動電容分壓器22的電容器24、26之電壓比較。選擇該取樣點，因而排除模式變化的影響，以及排除獲取該電容器24、26的輸出電壓所需之昂貴的差動級(differential stage)。為了獲得電容器24的資訊，在電晶體30的「開啟」狀態過程中，取樣後者的值。這使得電容器24的電壓獲取不需要使用昂貴的差動級以及潛在用該ADC 42量測電容器24的電壓值。同樣地，為了獲得關於電容器26電壓的資料，在電晶體30的「關閉」過程中，亦即在二極體34的「開啟」狀態過程中，進行資料獲取。這同樣排除使用差動級的需求，並且允許簡單硬體實施。
在第2圖的系統中，使用此取樣運算，因而僅在電晶體30的「開啟」期間觀察到比較器38的輸出，以及僅在電晶體30的「關閉」期間觀察到比較器36的輸出。為了具有適當輸入的模式選擇器(第4圖的元件符號56)之FSM(第4圖的元件符號70)，藉由該FSM 70產生的時鐘信號Cmp1_clk與Cmp2_clk取樣該比較器輸出。同樣地，為了排除在比較器輸出上的切換效果，導入該比較器之遮沒時間(blanking time)，如第8圖所示之時序400。
參閱第9a圖與第9b圖以及第2圖，在該非對稱多階層升壓前端階14的輸出處，該主動電容分壓器22允許使用雙重輸入，亦即多階層，下游轉換器階，例如該電荷平衡分離下游DC-DC階16。此雙重輸入下游轉換器證明在功率處理有效率，並且造成整體整流器的體積縮小，如圖所示的10。同樣地，此轉換器可用於中心分接點電壓調整，而在此例子中使用習知多階層解決技術具有相等電壓通過分壓器電容器無法達成。在此例子中，該下游轉換器可用於平衡。可用合併的開關-電容器與降壓式轉換器階中該下游階的輸入電流，調整該分壓器分接點的輸出電流。第9a圖與第9b圖說明該分離多階層下游轉換器的數種可能實施方式中的兩(2)種，如圖所示的16。第9a圖說明一修飾返馳式轉換器500，而第9b圖顯示一順向式轉換器600。在轉換器500與600中，在電感器電壓擺動降低的原理得到體積與效能節省。
再參閱第2圖，可藉由看該切換元件，電晶體28、30以及二極體32、34之電壓與電流應力而找到實施該NSMB整流器10所需要的最小矽面積。該NSMB整流器10的切換元件比習知升壓PFC整流器具有較低電壓額定。事實上，電晶體28與二極體32分在2Vbuss /3，而電晶體30與二極體34分在Vbuss /3。因此，該NSMB整流器10的切換元件所需之矽面積等於習知升壓PFC整流器所需之總面積。假設該習知升壓PFC的輸出電容器是分在Vout 的Cout ，分在相同輸出功率的該NSMB轉換器需要分在2Vout /3的Cout1 = 3Cout /2以及分在Vout /3的Cout2 = 3Cout 。由於電容器的體積取決於其能量儲存容量[19]，亦即We =½CV2 ，因此該分壓器電容器的總體積不再大於習知升壓轉換器的總體積。因此，相較於升壓PFC，該NSMB整流器10降低三(3)倍的電感體積而不影響其他功率階元件的尺寸。
參閱第10圖，表700比較在不同操作模式中習知以升壓為基礎的PFC轉換器(未顯示)與該NSMB轉換器的切換與傳導損失。由表700，可以推斷相較於習知以升壓為基礎的PFC轉換器，由於通過較小的開關切換較低的電壓，因此在一線週期上的該NSMB轉換器的切換損失減少。再者，藉由分析一週期上的傳導損失，可發現切換元件貢獻的損失部分，亦即開關「開啟」狀態阻抗與二極體之順向電壓降，對於兩個轉換器而言係相等。然而，使用較小的電感器、降低整體傳導損失，有效降低三倍該NSMB轉換器中電感器(DCR)的等效串聯電阻。在表700中，已經假設習知異步升壓轉換器的開關與二極體係分別由電晶體28、30(請見第2圖)與二極體32、34(請見第2圖)串聯結合組成。
參考第2圖，第11a圖、第11b圖與第11c圖說明測試結果證實本申請案所討論的以NSMB為基礎之PFC拓樸之效能與功能性。為達此目的，基於第2圖、第4圖、第7圖與第8圖的圖式，建立泛用輸入(universal-input)500 W、200 kHz實驗原型。而後評估該原型的效能，並且與具有相同切換頻率與輸出功率額定的習知以升壓為基礎的PFC方案(未顯示)相比較。測量兩個例子的功率因數，皆超過0.98。
第11a圖的圖800說明習知以升壓為基礎的PFC轉換器穩定狀態操作之主要電流與電壓波形，而第11b圖的圖900顯示以該NSMB為基礎的PFC整流器(如第2圖的10)穩定狀態操作之波形。為達說明目的，選擇兩階的電感器(第2圖的20)為相同(例如，680µH)。在第11a圖與第11b圖中，Vsense 係輸出電壓量測信號，亦即通過該電感器20的電壓(波形在2V/div)，Vx 係電感器切換節點電壓(波形在200V/div)，Vin 係輸入線電壓(波形在200V/div)，以及IL 係電感器或輸入線電流(波形500mA/div)。亦顯示該電感器電流IL 的放大版本902與12(波形在10µs/div)為該電感器電流IL 具有最大電流波紋的部分。
由圖800與900可知，如以上所述，如圖所示的10，該NSMB整流器具有比習知以升壓為基礎的PFC轉換器小約三(3)倍的電感器電壓擺動Vswing 。同樣地，由圖的電感器電流IL 可知，如圖所示的10，該NSMB整流器的最大電流波紋也比習知以升壓為基礎的PFC轉換器之最大電流波紋小約三(3)倍。換言之，對於相同的最大電流波紋，該NSMB整流器10使用如圖所示20的電感器，其比習知以升壓為基礎的PFC轉換器使用的電感器小三(3)倍。因此，以NSMB為基礎的PFC整流器除了提供輸出電壓的調整之外，操作無穩定性問題。
第11c圖顯示用220Vrms輸入線電壓Vin 操作的兩階之效能比較結果。同樣地，該NSMB整流器10具有比升壓小三(3)倍的電感器，以達到相同的電感器電流波紋。可知由於切換與傳導損失皆降低，由於較低的切換電壓與電感器dc線圈阻抗(DCR)，本申請案所介紹的NSMB-PFC具有比習知方案高達6%改良效能。
參閱第12圖，根據另一實施方式說明以PFC升壓為基礎的整流器1000。該整流器1000包括一交流電(AC)線輸入1002、一全波二極體整流器1004、具有一附加線圈1007之一電感器1006、一電晶體1008、一二極體1010、一電容器1012、一輸出負載1014、一數位控制器1016、以及一低功率偏壓電路1018。該偏壓電路1018與該附加的電感器線圈1007係用於降低該電感器核心中的通量密度，因而減少該電感器1006的體積與重量。該偏壓電路1018使用低頻率偏壓電流ib (t)，其係與該整流的輸入線電壓vin (t)成比例。該比例取決於該輸入電壓vin (t)的強度以及該PFC整流器1000輸出處提供的功率，亦即該輸出負載1014的值。
沿著該附加線圈1007提供該偏壓電路1018可抵消通過發生在兩倍線頻率的該電感器1006的磁性核心(未顯示)之通量成分，此通量成分係由該整流的輸入電流iin (t)造成。事實上，該附加的線圈1007產生相同程度的通量，但與該兩倍線頻率的原始通量方向相反，亦即通過該電感器磁性核心之通量的低頻率成分。應注意除了該低頻率成分之外，通過該電感器磁性核心的通量亦可包括在該轉換器切換頻率的成分。在正常操作條件下，該切換頻率通量成分係小於該低頻率成分，但亦可使用該偏壓電路1018與附加的線圈1007將其抵消。
由於該電感體積與核心損失主要係由該通量成分造成，因此該偏壓電路1018與附加線圈1018的使用進一步成比例減少該電感器1006的體積，以及因而減少該核心損失。參考第13圖與第14圖可理解該電感器1006的體積、通量密度以及峰值電感電流之間的關係。為了得到在連續傳導模式(CCM)中操作的習知升壓PFC系統(未顯示)中的高功率因數，該整流器的內部回饋或電流迴路迫使該電感器電流的低頻率成分依照整流的正弦波輸入電壓波形vin (t)。因此，該磁性核心內部的通量因而改變。第13圖說明在一半線週期中習知升壓PFC系統的電感器電流iin 與B-H曲線。如第13圖所示，磁性核心通常被尺寸化，對於該峰值輸入電流ipeak ，該通量密度Bpeak 不超過最大的可允許值Bmax 。這表示選擇該電感器核心的橫切面面積以及該電感器的整體體積具有足夠大的尺寸，以避免在所有操作條件的核心飽和。
無空氣間隙的典型核心(如第14圖所示)之磁場與磁通量係與該電感器電流成正比。因此，透過以下方程式，該通量密度B可與該電感器電流相關：
, (3)
其中n是圈數，iin (t)是升壓電感器電流，B(t)是磁通量密度，是磁性材料的導磁性，φ(t)是通量，Ac 是核心橫切面面積，以及I是磁通量路徑的長度，亦即核心的長度。
為了避免核心飽和，最大通量密度Bmax 應該不超過飽和點Bsat ，其典型係核心電感器材料之性質。由方程式(3)可知，為了永遠滿足Bmax <Bsat 關係，核心的最小長度I min 需要為： (4)
方程式(4)表示核心的最小長度I min 係與該電感器電流的峰值ipeak 成正比。
在另一方面，根據最大可允許的電感器電流波紋與該轉換器之切換頻率而決定之電感值L可表示如下：
, (5)
其中Vc 係電感器核心體積。
結合方程式(4)與(5)，可將電感器體積表示如下：
(6)
方程式(6)顯示給定的Bsat 與電感值，該電感器核心的體積Vc 係與造成通過該核心的通量之峰值電感器電流ipeak 的值平方成反比。也應該注意核心體積Vc 係與其損失直接成正比。
第13圖亦顯示在B-H曲線上的操作點如何隨著輸入電流iin 改變，對應的點以字母a至d標示。點a至d的變化顯示當該電感器電流iin 從其最小值改變至最大值時，僅B-H曲線的兩個正象限被使用。這表示在習知以升壓為基礎的PFC中，該電感器大多未被充分利用。
回頭參閱第12圖，上述該低頻率通量成分抵消技術的實施被說明為單一相PFC整流器，如圖所示的1000。此實施使用可立即獲得的資訊，該資訊係關於存在該內部回饋迴路中的整流線電流之相位與強度資訊，亦即該整流器的電流迴路作為一參考電流。該參考電流係用於設定該偏壓電路的期望值，其產生該磁性核心之低頻率抵消通量。
第15圖說明在半線週期中隨著第12圖實施的整流器1100的B-H曲線上磁性核心操作點之升壓電感器與通量抵消偏壓電流。比較第15圖與第13圖，可知本申請案討論的主動偏壓技術造成在兩倍線頻率之通量成分完全抵消。該核心的最大通量密度(Bmax )強度因而徹底降低。藉由比較隨著第15圖的B-H曲線之操作點軌線與第13圖的操作點軌線，可知第15圖中最大的通量密度Bmax 徹底降低。相較於第13圖僅兩(2)個象限，從第15圖也可知該B-H曲線的全部四(4)個象限皆被使用。因此，可達到徹底減少電感器體積。
參閱第16圖與第17圖，描述該偏壓電路1018的操作。該電路1018做為產出電流ibias (t)的電流源1020。第17圖說明該電流源1020的可能實施，其係基於一全橋式轉換器(未顯示)，並且包括一補償器1022與一DPWM 1024。該全橋式轉換器包括全橋開關10261 、10262 、10263 以及10264 、具有值Lbias 的第一偏壓電感器1028、具有電容CS 的一電容器1030、具有值LS 的第二電感器1032、以及一變壓器1034。而後該電流源1020產生該電流ibias (t) = niin (t)，其中n是該變壓器1034的轉換率。藉由一電流模式控制器(未顯示)調整該轉換器的操作。特別地，該補償器1022產生每一個該全橋開關10261 、10262 、10263 以及10264 的負載率。在此方式中，該偏壓電感器1028的電流ibias 依照該電流參考，等於該升壓PFC(第12圖的元件符號1100)的電感器電流iin (t)。
如第18圖所示，該輸入源1020提供在第一半個期間(Tline /4)過程中產生該偏壓電流ibias 的能量在接下來的半個週期返回至該源1020，假設可忽略傳導損失。這亦可藉由研究電感器1028與1032之電感伏特秒平衡(IVSB)方程式而理解。從IVSB方程式，我們得到：
Vb,average = Vcs,average = V2,average = 0。 (7)
因此，從該源得到的平均能量等於：
Vb,average * ibias,average =0 (8)
由該電容器1030與該電感器1032形成的過濾器(未顯示)產生一高阻抗路徑給該升壓轉換器之該切換作用產生的高頻率電流。因此，在該變壓器1034的次級線圈(未顯示)該過濾器將控制電流源電路操作從該升壓電感器1032的反射電壓分離。然而，從初級側所見的該過濾器之反射阻抗係與n2 成正比，其中n是變壓器1034的磁性核心上初級對次級圈數的比例。在另一方面，ibias /iL 的比例必須等於n，使得產生對立方向的通量用於適當的通量抵消，亦即ibias = niL 。具有次級輔助線圈(第12圖的元件符號1018)的升壓PFC電感器(第12圖的元件符號1006)之可能實施方式如第19圖所示。
第20圖說明為第12圖上述討論之通量抵消電路之控制電流源(第16圖的元件符號1020)進行的模擬結果。這些結果可確認該系統的適當操作與功能性。事實上，如H波形1036所確認，在兩倍線頻率的低頻率通量成分被移除。
參閱第21圖，第12圖上述討論的低頻率通量成分抵消技術可被實施用於一雙相PFC整流器，如圖所示的1100。對於此整流器1100以及具有偶數相位的其他PFC系統，可排除第12圖之上述偏壓電路。而後兩相位的電感器1102與1104以相反方向繞在相同的磁性核心(未顯示)上，使得自然地抵消通量。藉由對立相位的電流產生每一個升壓相位的偏壓電流，因而達到抵消，相較於習知兩相位升壓PFC(未顯示)並無任何附加的元件/損失。第22圖說明一可能的核心設計實施方式，用於第21圖兩相位升壓PFC之倒反耦合的電感器1102與1104。
上述本發明的實施方式僅係作為舉例。因此，本發明的範圍僅受到申請專利範圍限制。
現在參閱第2圖，該非對稱多階層升壓前端階14包括具有L值與隨最大電壓擺動Vswing 之電壓變化的一電感器20。關於最大電感器電流波紋Iripple,max ，該電感器L值與該最大電壓擺動Vswing 的關係如方程式(1)所述，輸入至輸出轉換比例(或負載比)D實質等於0.5：
, (1)
其中fsw 是該電荷平衡分隔下游DC-DC階16的切換頻率。可看見決定該電感器20大小的該最大波紋係與Vswing 成線性比例。因此，藉由最小化通過該升壓電感器20的電壓變化以及更特別係最大電壓擺動Vswing 的值，可降低該電感器20的大小，同時維持相同的電流波紋。因此，為了最小化該NSMB整流器10的電感體積，設計該NSMB整流器10，使得vx (t)的電壓擺動依即時整流的輸入電壓值vin (t)而變化。為此目的，透過在該非對稱多階層升壓前端階14中提供一主動電容分壓器22來進行該擺動變化。使用該主動電容分壓器22，可確保永遠滿足適當升壓操作的條件，亦即條件，其中vx_max 係該切換節點電壓的最大值。
特別地且如下進一步討論，相較於習知Vbuss ，該主動電容分壓器22將該電感器20的最大電壓擺動值降低至Vbuss /3。為了適當的升壓操作，該主動電容分壓器22亦維持該切換節點vx (t)之電壓最大值永遠大於vin (t)。如以下所述，可藉由設定該非對稱多階層升壓前端階14中所提供之分壓器電容器24與26的電壓，而將擺動值分別降低至約2Vbuss /3與Vbuss /3。在一實施方式中，該電容器24與26使得電容器26的電容C2實質為電容器24之電容C1的兩倍，亦即C2 = 2C1。根據vin (t)的改變，可進一步藉由修飾該非對稱多階層升壓前端階14中所提供的電晶體或開關28與30之切換順序而達到該擺動值的降低。
現在參閱第3a圖、第3b圖與第3c圖，設定該電容器24與26的電壓以及該電晶體28與30的切換順序，使得該主動電容分壓器22與相應地該非對稱多階層升壓前端階14具有三個不同的操作模式，取決於在該主動電容分壓器22接收的即時輸入電壓vin (t)之值。
特別是參閱第3a圖，關於vin (t) < Vbuss /3，該主動電容分壓器22以第一模式操作。在此模式中，該電晶體28係保持開啟，倒轉偏壓連接該電晶體28與該電容器24之二極體32。而後用該電晶體30以及連接該電晶體30與該電容器26的二極體34進行該切換順序。對應於該電感器20的充電與放電程序之兩部分切換期間Ts =1/fsw 的傳導路徑係如第3a圖所示。可看見在此第一模式中，通過該電感器20的最大電壓擺動係Vbuss /3。只要該輸入電壓vin (t)低於就維持此操作模式，以及滿足適當升壓操作的條件，亦即上述條件vx_max > vin (t)。
參閱第3b圖，當Vbuss /3 < vin (t) < 2Vbuss /3，該主動電容分壓器22以第二模式操作。在此模式中以及在第一部分切換期間過程中，該電晶體28與二極體34被開啟。在剩餘部分期間過程中，該電晶體30與二極體32為傳導的。在此方式中，該電感器電壓擺動受限，以及其值不超過Vbuss /3。在切換間隔的第一部分過程中，該電感器電壓擺動的值係vin (t) - Vbuss /3，而在其餘時間過程中其變為vin (t) - 2Vbuss /3。
參閱第3c圖，當vin (t)超過2Vbuss /3，該主動電容分壓器22以第二模式操作。整個此模式中，該電晶體28為關閉，使得二極體32傳導。在此例子中，在該切換間隔的第一部分過程中，該電晶體30係傳導的，以及通過該電感器20的電壓等於vin (t) - 2Vbuss /3。在該間隔的第二部分過程中，該二極體34傳導，以及該電感器電壓等於vin (t) - Vbuss 。同樣地，可看見該電感器電壓擺動不再大於Vbuss /3。
藉由以整個輸出電壓Vbuss 的三分之二(2/3)操作電晶體28與二極體32以及在值不大於Vbuss /3時中斷電晶體30與二極體34，可在該NSMB整流器10達到較低電壓應力。因此，該NSMB整流器10可達到低切換損失，因而減少該NSMB整流器10的整體損失。除了電壓擺動最小化之外，這係由於該電感器20的尺寸縮小至其習知值的三分之一(1/3)。
回頭參閱第2圖，上述第3a圖、第3b圖與第3c圖所述該主動電容分壓器22的切換順序係由該控制器18產生。為達此目的，該控制器18包括第一與第二比較器36、38、以第一與第二窗為基礎的類比至數位轉換器(ADC)40、42、一合併的乘法器與數位至類比轉換器(DAC)44、以及數位邏輯46。該合併的乘法器與數位至類比轉換器(DAC)44包括一RC過濾器48、一位準偏移器50、一反向器52以及一1位元積分三角調變器(1-bit sigma-delta modulator)54。該數位邏輯46包括一模式選擇器56、一數位脈衝寬度調變器(DPWM)58、一電流迴路補償器60、以及一電壓迴路補償器62。該1位元積分三角調變器54可提供為該數位邏輯46或該合併的乘法器與DCA 44的部分。同樣地，雖然使用平均電流編程的模式架構實施該控制器18，但是應理解可使用其他控制架構，包含尖峰電流編程模式架構與類似者。
該以窗為基礎的ADC 42輸出至該電壓迴路補償器62該輸出電壓錯誤值的數位等效ev [n]。而後該電壓迴路補償器62輸出一參考，其與該NSMB整流器10輸入處所見期望之模擬阻抗Re 成反比。而後該參考值被傳送至該1位元積分三角調變器54，其輸出被傳送至該反向器52、而後該位準偏移器50以及該RC過濾器48。而後該RC過濾器48產生一類比參考vi_ref [n]給該電流迴路補償器60。該類比參考vi_ref [n]被傳送至該以窗為基礎的ADC 40，其係與一感測到的輸入電流值Rs iline (t)相比較。而後由該以窗為基礎的ADC 40產生該電流錯誤信號的一數位等效ei [n]，此錯誤值ei [n]進一步被傳送至該電流迴路補償器60。該電流迴路補償器60進一步產生一負載比值d[n]，其作為該DPWM 58的控制信號，進一步討論如下。在該接收控制信號d[n]的基礎上，該DPWM 58輸出一控制值c(t)，而後其被傳送至該模式選擇器56。該模式選擇器56亦從該比較器36、38接收數據，該比較器監視該主動電容分壓器22之分接點(tap)與該輸入電壓vin (t)的差。而後，該模式選擇器56根據該比較器36、38的狀態產生一切換順序。特別地，該模式選擇器56分別產生切換信號G1與G2以供該開關28與30使用。
現在參閱第4圖與第2圖，該模式選擇器56包括一起始偵測器模組64、正反器(flip-flop)66、68、以及一有限狀態機(FSM)70。該模式選擇器56實施一種在該主動電容分壓器22的模式之間無縫過渡的控制方法，以及提供該系統的穩定起始，因而使能實際使用該非對稱多階層升壓前端階14。特別地，該模式選擇器56基於來自該起始偵測器模組64與該比較器36、38的輸入，為該主動電容分壓器22選擇適當的操作模式。而後，從所接收的輸入，該模組選擇器56產生待傳送至該電容分壓器開關28、30的該切換信號G1與G2。
再者，該模式選擇器56實施取樣邏輯，確保正確資訊傳送至該控制器18，以及該電壓與電流迴路補償器62、60皆可操作而無穩定性問題。事實上，穩定性問題的發生係由於該切換節點電壓vx (t)的最大與最小值vx,min、 vx,max 隨著該主動電容分壓器22從一模式至下一模式的過渡而徹底改變，如第3a圖、第3b圖與第3c圖所示。考量在模式過渡之前與之後的切換週期過程中，該輸入電壓vin (t)實際上保持不變，可理解在該模式過渡之前與之後，通過該電感器20的電壓波形徹底變得不同。因此，在過渡之後，隨即該電感器20的電流轉換率(current slew rate)亦徹底改變，造成高電流峰值、錯誤的輸入電流測量以及系統不穩定。從轉換率觀點而言，這表示每一個模式變化重新配置該轉換器的結構並且需要該輸入至輸出轉換率的徹底改變，亦即由該控制器18發出的負載率變數。
在一實施方式中，在每一個模式過渡之後，該電流迴路補償器60改變該負載率，使得在所有操作條件中維持穩定性。在每一個模式過渡之後，新的負載率等於一(1)或無限大，基於此認知，決定新的負載率值。因此，依過渡的形式，該負載率被設定為零(0)或一(1)。為了達此目的，根據第5圖所示之運算100，該FSM 70傳送一預低或預高預設信號至該電流迴路補償器60。依該預設信號的接收，該補償器之負載暫存器(duty register)的前值，亦即在該電流迴路補償器60的數位實施中的d[n-1]，被設定為零(0)或如以下方程式(2)所示之最大值：
(2)
其中d[n]是新計算的負載率值，ei [n]與ei [n-1]分別為目前與先前的電流錯誤值，以及a與b是該電流迴路補償器60的係數。
在穩定狀態(steady state)中，藉由電荷平衡分離下游DC-DC階16而進行該主動電容器分壓器22的中心分接點電壓調整。然而，在起始過程中與零負載操作下，該電荷平衡分離下游DC-DC階16無法維持通過該電容器24、26的電荷平衡。因此，藉由該電荷平衡分離下游DC-DC階16的平衡，其依賴輸出電容器放電，而無法進行。在一實施方式中，為了在起始過程中與無負載條件下操作該轉換器，該轉換器被操作為一習知升壓，使得兩個電晶體28、30皆為開啟狀態，亦即切換間隔的第一部分，接著是二極體(第3a圖、第3b圖與第3c圖中的元件符號32、34)的傳導期間。在此模式中操作該轉換器造成等量的電荷擺動傳送至該主動電容分壓器22的兩個電容器24、26。然而，由於該電容器26具有的電容為電容器24的兩倍，因此電壓Vbuss 分布係如第2圖所示。
在起始期間過程中，如起始偵測器模組(第4圖中元件符號64)所偵測，該模式選擇器56藉由傳送相同切換信號至電晶體28(SW1)與30(SW2)以於升壓模式中操作該轉換器。對應的運算200係如第6圖所示。可用單一有限狀態機300實施第5圖與第6圖的運算，其描述如第7圖所示。
現在參閱第8圖與第2圖，在特定的時間或取樣點，完成該輸入電壓vin (t)與通過該主動電容分壓器22的電容器24、26之電壓比較。選擇該取樣點，因而排除模式變化的影響，以及排除獲取該電容器24、26的輸出電壓所需之昂貴的差動級(differential stage)。為了獲得電容器24的資訊，在電晶體30的「開啟」狀態過程中，取樣後者的值。這使得電容器24的電壓獲取不需要使用昂貴的差動級以及潛在用該ADC 42量測電容器24的電壓值。同樣地，為了獲得關於電容器26電壓的資料，在電晶體30的「關閉」過程中，亦即在二極體34的「開啟」狀態過程中，進行資料獲取。這同樣排除使用差動級的需求，並且允許簡單硬體實施。
在第2圖的系統中，使用此取樣運算，因而僅在電晶體30的「開啟」期間觀察到比較器38的輸出，以及僅在電晶體30的「關閉」期間觀察到比較器36的輸出。為了具有適當輸入的模式選擇器(第4圖的元件符號56)之FSM(第4圖的元件符號70)，藉由該FSM 70產生的時鐘信號Cmp1_clk與Cmp2_clk取樣該比較器輸出。同樣地，為了排除在比較器輸出上的切換效果，導入該比較器之遮沒時間(blanking time)，如第8圖所示之時序400。
參閱第9a圖與第9b圖以及第2圖，在該非對稱多階層升壓前端階14的輸出處，該主動電容分壓器22允許使用雙重輸入，亦即多階層，下游轉換器階，例如該電荷平衡分離下游DC-DC階16。此雙重輸入下游轉換器證明在功率處理有效率，並且造成整體整流器的體積縮小，如圖所示的10。同樣地，此轉換器可用於中心分接點電壓調整，而在此例子中使用習知多階層解決技術具有相等電壓通過分壓器電容器無法達成。在此例子中，該下游轉換器可用於平衡。可用合併的開關-電容器與降壓式轉換器階中該下游階的輸入電流，調整該分壓器分接點的輸出電流。第9a圖與第9b圖說明該分離多階層下游轉換器的數種可能實施方式中的兩(2)種，如圖所示的16。第9a圖說明一修飾返馳式轉換器500，而第9b圖顯示一順向式轉換器600。在轉換器500與600中，在電感器電壓擺動降低的原理得到體積與效能節省。
再參閱第2圖，可藉由看該切換元件，電晶體28、30以及二極體32、34之電壓與電流應力而找到實施該NSMB整流器10所需要的最小矽面積。該NSMB整流器10的切換元件比習知升壓PFC整流器具有較低電壓額定。事實上，電晶體28與二極體32分在2Vbuss /3，而電晶體30與二極體34分在Vbuss /3。因此，該NSMB整流器10的切換元件所需之矽面積等於習知升壓PFC整流器所需之總面積。假設該習知升壓PFC的輸出電容器是分在Vout 的Cout ，分在相同輸出功率的該NSMB轉換器需要分在2Vout /3的Cout1 = 3Cout /2以及分在Vout /3的Cout2 = 3Cout 。由於電容器的體積取決於其能量儲存容量[19]，亦即We =½CV2 ，因此該分壓器電容器的總體積不再大於習知升壓轉換器的總體積。因此，相較於升壓PFC，該NSMB整流器10降低三(3)倍的電感體積而不影響其他功率階元件的尺寸。
參閱第10圖，表700比較在不同操作模式中習知以升壓為基礎的PFC轉換器(未顯示)與該NSMB轉換器的切換與傳導損失。由表700，可以推斷相較於習知以升壓為基礎的PFC轉換器，由於通過較小的開關切換較低的電壓，因此在一線週期上的該NSMB轉換器的切換損失減少。再者，藉由分析一週期上的傳導損失，可發現切換元件貢獻的損失部分，亦即開關「開啟」狀態阻抗與二極體之順向電壓降，對於兩個轉換器而言係相等。然而，使用較小的電感器、降低整體傳導損失，有效降低三倍該NSMB轉換器中電感器(DCR)的等效串聯電阻。在表700中，已經假設習知異步升壓轉換器的開關與二極體係分別由電晶體28、30(請見第2圖)與二極體32、34(請見第2圖)串聯結合組成。
參考第2圖，第11a圖、第11b圖與第11c圖說明測試結果證實本申請案所討論的以NSMB為基礎之PFC拓樸之效能與功能性。為達此目的，基於第2圖、第4圖、第7圖與第8圖的圖式，建立泛用輸入(universal-input)500 W、200 kHz實驗原型。而後評估該原型的效能，並且與具有相同切換頻率與輸出功率額定的習知以升壓為基礎的PFC方案(未顯示)相比較。測量兩個例子的功率因數，皆超過0.98。
第11a圖的圖800說明習知以升壓為基礎的PFC轉換器穩定狀態操作之主要電流與電壓波形，而第11b圖的圖900顯示以該NSMB為基礎的PFC整流器(如第2圖的10)穩定狀態操作之波形。為達說明目的，選擇兩階的電感器(第2圖的20)為相同(例如，680µH)。在第11a圖與第11b圖中，Vsense 係輸出電壓量測信號，亦即通過該電感器20的電壓(波形在2V/div)，Vx 係電感器切換節點電壓(波形在200V/div)，Vin 係輸入線電壓(波形在200V/div)，以及IL 係電感器或輸入線電流(波形500mA/div)。亦顯示該電感器電流IL 的放大版本902與12(波形在10µs/div)為該電感器電流IL 具有最大電流波紋的部分。
由圖800與900可知，如以上所述，如圖所示的10，該NSMB整流器具有比習知以升壓為基礎的PFC轉換器小約三(3)倍的電感器電壓擺動Vswing 。同樣地，由圖的電感器電流IL 可知，如圖所示的10，該NSMB整流器的最大電流波紋也比習知以升壓為基礎的PFC轉換器之最大電流波紋小約三(3)倍。換言之，對於相同的最大電流波紋，該NSMB整流器10使用如圖所示20的電感器，其比習知以升壓為基礎的PFC轉換器使用的電感器小三(3)倍。因此，以NSMB為基礎的PFC整流器除了提供輸出電壓的調整之外，操作無穩定性問題。
第11c圖顯示用220Vrms輸入線電壓Vin 操作的兩階之效能比較結果。同樣地，該NSMB整流器10具有比升壓小三(3)倍的電感器，以達到相同的電感器電流波紋。可知由於切換與傳導損失皆降低，由於較低的切換電壓與電感器dc線圈阻抗(DCR)，本申請案所介紹的NSMB-PFC具有比習知方案高達6%改良效能。
參閱第12圖，根據另一實施方式說明以PFC升壓為基礎的整流器1000。該整流器1000包括一交流電(AC)線輸入1002、一全波二極體整流器1004、具有一附加線圈1007之一電感器1006、一電晶體1008、一二極體1010、一電容器1012、一輸出負載1014、一數位控制器1016、以及一低功率偏壓電路1018。該偏壓電路1018與該附加的電感器線圈1007係用於降低該電感器核心中的通量密度，因而減少該電感器1006的體積與重量。該偏壓電路1018使用低頻率偏壓電流ib (t)，其係與該整流的輸入線電壓vin (t)成比例。該比例取決於該輸入電壓vin (t)的強度以及該PFC整流器1000輸出處提供的功率，亦即該輸出負載1014的值。
沿著該附加線圈1007提供該偏壓電路1018可抵消通過發生在兩倍線頻率的該電感器1006的磁性核心(未顯示)之通量成分，此通量成分係由該整流的輸入電流iin (t)造成。事實上，該附加的線圈1007產生相同程度的通量，但與該兩倍線頻率的原始通量方向相反，亦即通過該電感器磁性核心之通量的低頻率成分。應注意除了該低頻率成分之外，通過該電感器磁性核心的通量亦可包括在該轉換器切換頻率的成分。在正常操作條件下，該切換頻率通量成分係小於該低頻率成分，但亦可使用該偏壓電路1018與附加的線圈1007將其抵消。
由於該電感體積與核心損失主要係由該通量成分造成，因此該偏壓電路1018與附加線圈1018的使用進一步成比例減少該電感器1006的體積，以及因而減少該核心損失。參考第13圖與第14圖可理解該電感器1006的體積、通量密度以及峰值電感電流之間的關係。為了得到在連續傳導模式(CCM)中操作的習知升壓PFC系統(未顯示)中的高功率因數，該整流器的內部回饋或電流迴路迫使該電感器電流的低頻率成分依照整流的正弦波輸入電壓波形vin (t)。因此，該磁性核心內部的通量因而改變。第13圖說明在一半線週期中習知升壓PFC系統的電感器電流iin 與B-H曲線。如第13圖所示，磁性核心通常被尺寸化，對於該峰值輸入電流ipeak ，該通量密度Bpeak 不超過最大的可允許值Bmax 。這表示選擇該電感器核心的橫切面面積以及該電感器的整體體積具有足夠大的尺寸，以避免在所有操作條件的核心飽和。
無空氣間隙的典型核心(如第14圖所示)之磁場與磁通量係與該電感器電流成正比。因此，透過以下方程式，該通量密度B可與該電感器電流相關：
, (3)
其中n是圈數，iin (t)是升壓電感器電流，B(t)是磁通量密度，是磁性材料的導磁性，φ(t)是通量，Ac 是核心橫切面面積，以及I是磁通量路徑的長度，亦即核心的長度。
為了避免核心飽和，最大通量密度Bmax 應該不超過飽和點Bsat ，其典型係核心電感器材料之性質。由方程式(3)可知，為了永遠滿足Bmax <Bsat 關係，核心的最小長度I min 需要為： (4)
方程式(4)表示核心的最小長度I min 係與該電感器電流的峰值ipeak 成正比。
在另一方面，根據最大可允許的電感器電流波紋與該轉換器之切換頻率而決定之電感值L可表示如下：
, (5)
其中Vc 係電感器核心體積。
結合方程式(4)與(5)，可將電感器體積表示如下：
(6)
方程式(6)顯示給定的Bsat 與電感值，該電感器核心的體積Vc 係與造成通過該核心的通量之峰值電感器電流ipeak 的值平方成反比。也應該注意核心體積Vc 係與其損失直接成正比。
第13圖亦顯示在B-H曲線上的操作點如何隨著輸入電流iin 改變，對應的點以字母a至d標示。點a至d的變化顯示當該電感器電流iin 從其最小值改變至最大值時，僅B-H曲線的兩個正象限被使用。這表示在習知以升壓為基礎的PFC中，該電感器大多未被充分利用。
回頭參閱第12圖，上述該低頻率通量成分抵消技術的實施被說明為單一相PFC整流器，如圖所示的1000。此實施使用可立即獲得的資訊，該資訊係關於存在該內部回饋迴路中的整流線電流之相位與強度資訊，亦即該整流器的電流迴路作為一參考電流。該參考電流係用於設定該偏壓電路的期望值，其產生該磁性核心之低頻率抵消通量。
第15圖說明在半線週期中隨著第12圖實施的整流器1100的B-H曲線上磁性核心操作點之升壓電感器與通量抵消偏壓電流。比較第15圖與第13圖，可知本申請案討論的主動偏壓技術造成在兩倍線頻率之通量成分完全抵消。該核心的最大通量密度(Bmax )強度因而徹底降低。藉由比較隨著第15圖的B-H曲線之操作點軌線與第13圖的操作點軌線，可知第15圖中最大的通量密度Bmax 徹底降低。相較於第13圖僅兩(2)個象限，從第15圖也可知該B-H曲線的全部四(4)個象限皆被使用。因此，可達到徹底減少電感器體積。
參閱第16圖與第17圖，描述該偏壓電路1018的操作。該電路1018做為產出電流ibias (t)的電流源1020。第17圖說明該電流源1020的可能實施，其係基於一全橋式轉換器(未顯示)，並且包括一補償器1022與一DPWM 1024。該全橋式轉換器包括全橋開關10261 、10262 、10263 以及10264 、具有值Lbias 的第一偏壓電感器1028、具有電容CS 的一電容器1030、具有值LS 的第二電感器1032、以及一變壓器1034。而後該電流源1020產生該電流ibias (t) = niin (t)，其中n是該變壓器1034的轉換率。藉由一電流模式控制器(未顯示)調整該轉換器的操作。特別地，該補償器1022產生每一個該全橋開關10261 、10262 、10263 以及10264 的負載率。在此方式中，該偏壓電感器1028的電流ibias 依照該電流參考，等於該升壓PFC(第12圖的元件符號1100)的電感器電流iin (t)。
如第18圖所示，該輸入源1020提供在第一半個期間(Tline /4)過程中產生該偏壓電流ibias 的能量在接下來的半個週期返回至該源1020，假設可忽略傳導損失。這亦可藉由研究電感器1028與1032之電感伏特秒平衡(IVSB)方程式而理解。從IVSB方程式，我們得到：
Vb,average = Vcs,average = V2,average = 0。 (7)
因此，從該源得到的平均能量等於：
Vb,average * ibias,average =0 (8)
由該電容器1030與該電感器1032形成的過濾器(未顯示)產生一高阻抗路徑給該升壓轉換器之該切換作用產生的高頻率電流。因此，在該變壓器1034的次級線圈(未顯示)該過濾器將控制電流源電路操作從該升壓電感器1032的反射電壓分離。然而，從初級側所見的該過濾器之反射阻抗係與n2 成正比，其中n是變壓器1034的磁性核心上初級對次級圈數的比例。在另一方面，ibias /iL 的比例必須等於n，使得產生對立方向的通量用於適當的通量抵消，亦即ibias = niL 。具有次級輔助線圈(第12圖的元件符號1018)的升壓PFC電感器(第12圖的元件符號1006)之可能實施方式如第19圖所示。
第20圖說明為第12圖上述討論之通量抵消電路之控制電流源(第16圖的元件符號1020)進行的模擬結果。這些結果可確認該系統的適當操作與功能性。事實上，如H波形1036所確認，在兩倍線頻率的低頻率通量成分被移除。
參閱第21圖，第12圖上述討論的低頻率通量成分抵消技術可被實施用於一雙相PFC整流器，如圖所示的1100。對於此整流器1100以及具有偶數相位的其他PFC系統，可排除第12圖之上述偏壓電路。而後兩相位的電感器1102與1104以相反方向繞在相同的磁性核心(未顯示)上，使得自然地抵消通量。藉由對立相位的電流產生每一個升壓相位的偏壓電流，因而達到抵消，相較於習知兩相位升壓PFC(未顯示)並無任何附加的元件/損失。第22圖說明一可能的核心設計實施方式，用於第21圖兩相位升壓PFC之倒反耦合的電感器1102與1104。
上述本發明的實施方式僅係作為舉例。因此，本發明的範圍僅受到申請專利範圍限制。
10‧‧‧整流器
12‧‧‧全波二極體整流器
14‧‧‧非對稱多階層升壓前端階
16‧‧‧電荷平衡分離下游DC-DC階
18‧‧‧控制器
20‧‧‧電感器
22‧‧‧主動電容分壓器
24‧‧‧電容器
28‧‧‧電晶體或開關
32‧‧‧二極體
36‧‧‧比較器
40‧‧‧類比至數位轉換器(ADC)
44‧‧‧數位至類比轉換器(DAC)
46‧‧‧數位邏輯
48‧‧‧過濾器
50‧‧‧位準偏移器
52‧‧‧反向器
54‧‧‧1位元積分三角調變器
56‧‧‧模式選擇器
58‧‧‧數位脈衝寬度調變器(DPWM)
60‧‧‧電流迴路補償器
62‧‧‧電壓迴路補償器
Claims (1)
-
一種用於調整具有功率因數校正之一整流器的一非對稱升壓為基礎之前端階操作的系統，該系統包括一主動電容分壓器耦合至該前端階的一電感器，用於降低該電感器的一最大電壓擺動值。
2. 一種用於調整具有功率因數校正之一整流器的一非對稱升壓為基礎之前端階操作的方法，該方法包括使用一主動電容分壓器，降低該前端階之一電感器的一最大電壓擺動值。
3. 一種用於降低在一PFC整流器中一升壓電感器的一體積與損失之方法，該方法包括提供一偏壓電路與一輔助線圈，用於提供一低頻率偏壓電流，因而抵消在兩倍線頻率的該電感器之一通量成分。
4. 一種用於降低在一PFC整流器中一升壓電感器的一體積與損失之系統，該系統包括耦合至該電感器的一輔助線圈以及耦合至該輔助線圈的一偏壓電路，用於提供一低頻率偏壓電流，因而抵消在兩倍線頻率的該電感器之一通量成分。
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