CN101764529B - 直驱式风电系统中三电平逆变器中点电位漂移抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于大容量直驱式永磁同步风力发电系统能量转换装置控制领域，涉及一种三电平逆变器中点电位漂移抑制方法，包括下列步骤：确定三电平Boost变换器的工作模式，计算临界电感值，并确定升压电感取值；采集直驱式风电系统的发电机转速信号和三电平Boost变换器直流侧两个电容电压信号；微控制器根据实际转速与参考转速的差值进行PI调节后输出三电平Boost变换器升压比的参考值d^*；对直流侧两个电容电压信号求差后与0的差值进行另一路的PI调节后输出开关信号间的相差的参考值θ^*；计算两个开关器件各自的导通和关断时刻，控制两个开关器件的导通和关断。本发明在没有增加调节中点电位的电路的前提下，能有效地抑制三电平逆变器直流侧中点电位漂移。

Description

直驱式风电系统中三电平逆变器中点电位漂移抑制方法

技术领域

本发明属于大容量直驱式永磁同步风力发电系统能量转换装置控制领域，涉及一种三电平逆变器中点电位漂移抑制方法。

背景技术

直驱式永磁风电系统的结构和控制相对简单；发电机定子通过变流器与电网连接，因此发电机对电网的干扰较小；发电机的转速不受电网频率约束，因此无需采用增速齿轮箱，相对节省了设备及维护成本；此外，随着大功率开关器件的普及和大容量变换器拓扑结构的出现，使得大容量直驱式风力发电系统突破了能量转换装置的容量限制。

图1所示为一种典型直驱式永磁同步风力发电系统结构，其中三电平Boost变换器完整的拓扑结构如图2所示，三电平Boost变换器后连接二极管箝位型三电平逆变器。三电平逆变器工作过程中存在直流侧中点电位漂移的问题，目前国内外解决该问题的方法以改进逆变器的调制算法为主，因此增加了逆变器调制算法的复杂性。

发明内容

为克服现有技术的上述不足，本发明针对这类风力发电系统提出了一种通过三电平Boost变换器抑制三电平逆变器直流侧中点电位漂移的方法，改进方法相对简单，从而简化了三电平逆变器的调制算法。为此，本发明采用如下的技术方案：

直驱式风电系统中三电平逆变器中点电位漂移抑制方法，该方法通过调节三电平Boost变换器两个开关器件的开关信号间的相差抑制三电平逆变器中点电位的漂移，设三电平Boost变换器的两个开关器件分别为第一开关器件S₁和第二开关器件S₂，该方法包括下列步骤：

(1)确定三电平Boost变换器的工作模式，为连续导电模式还是不连续导电模式，若为连续导电模式，则确定工作模式是电感独立供能模式还是电感-电容供能模式；设变换器的开关信号间的相差为θ，升压比为d，输出电压为V_o，等效输出电流为I_o，开关周期为T_s，则计算不连续导电模式和连续导电模式的临界电感值的公式如下：

$\left\{\begin{array}{cc}{L}_{C1}=\frac{V_o{T}_s}{4{\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}d(1-d)(\frac{1}{2}-d)[{\mathrm{\&theta;}}^2+{(2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2]& d<0.5\\ L_{C2}=\frac{V_o{T}_s}{4{\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}{(1-d)}^2(d-\frac{1}{2})[{\mathrm{\&theta;}}^2+{(2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2]& d>0.5\end{array}\right.$

计算电感独立供能模式与电感-电容供能模式间的临界电感的公式如下：

$\left\{\begin{array}{cc}{L}_{C1}^{\&prime;}=\frac{V_o{T}_s}{4{\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}d(1-d)(\frac{1}{2}-d)[{\mathrm{\&theta;}}^2+{(2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2]& d<0.5\\ L_{C2}^{\&prime;}=\frac{V_o{T}_s}{4{\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}\frac{{(1-d)}^2(d-\frac{1}{2})}{d}[{\mathrm{\&theta;}}^2+{(2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2]& d>0.5\end{array}\right.$

(2)根据变换器的工作模式及相关参数确定升压电感取值：当d的范围为(0，1)，θ的范围为(0，2π)时，对以上公式分别求取极大值，可得到L_C1、L_C2、L′_C1和L′_C2的极大值L_C1max、L_C2max、L′_C1max和L′_C2max；若采用连续导电模式，选取电感值大于L_C1max和L_C2max中的大者；若采用电感独立供能模式，则选取电感值大于L′_C1max和L′_C2max中的大者；

(3)在三电平逆变器的运行中，采集直驱式风电系统的发电机转速信号和三电平Boost变换器直流侧两个电容电压信号，送入微控制器；

(4)根据采集的转速信号计算得到的实际转速与参考转速的差值，通过微控制器对这一差值进行PI调节后输出三电平Boost变换器的升压比的参考值d^*；对直流侧两个电容电压信号求差后与0的差值进行另一路的PI调节后输出开关信号间的相差的参考值θ^*；

(5)将d^*和θ^*分别作为d和θ带入下列的两个公式中的一个，计算一个开关周期T_s内开关器件的导通和关断时刻；对于d＜0.5的情况，t₀为一个开关周期的起始时刻，也为第一开关器件S₁的导通时刻，t₁为S₁的关断时刻，t₂和t₃分别为第二开关器件S₂的导通和关断时刻，t₄为一个开关周期的终止时刻；对于d＞0.5的情况，不同的是t₃为第一开关器件S₁的关断时刻，t₂和t₁分别为第二开关器件S₂的导通和关断时刻；

$\left\{\begin{array}{c}{t}_1=\frac{\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{dT}}_s+t_0\\ t_2=\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s+t_0\\ t_3=2d{T}_s+(1-2d)\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s+t_0\\ t_4=T_s+t_0\end{array}\right.d<0.5$

$\left\{\begin{array}{c}{t}_1=\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s-\frac{\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}(1-d)T_s+t_0\\ t_2=\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s+t_0\\ t_3=T_s-\frac{2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}(1-d)T_s+t_0\\ t_4=T_s+t_0\end{array}\right.d>0.5$

(6)根据所计算的两个开关器件各自的导通和关断时刻生成两路开关信号，控制两个开关器件的导通和关断。

步骤(2)中，当

且θ＝0或2π时，得到L_C1的最大值L_C1max，即d＜0.5时连续导电模式与不连续导电模式间临界电感的最大值；当d趋近于零，且θ＝0或2π时，可得到L′_C1的最大值L′_C1max，即d＜0.5时电感独立供能模式与电感-电容供能模式间临界电感的最大值；

当d＝2/3，且θ＝0或2π时，得到L_C2的最大值L_C2max，即d＞0.5时连续导电模式与不连续导电模式间临界电感的最大值；当且θ＝0或2π时，可得到L′_C2的最大值L′_C2max，即d＞0.5时电感独立供能模式与电感-电容供能模式间临界电感的最大值。

本发明具有如下的有益效果：

1.在没有增加调节中点电位的电路的前提下，通过调节三电平Boost变换器开关信号间的相差可有效地抑制三电平逆变器直流侧中点电位漂移，从而可简化直驱式风电系统功率变换装置三电平逆变器的调制算法。而三电平Boost变换器控制器结构相对简单，可借助常规的微控制器加以实现。

2.根据开关信号相差可控条件下推导出的不同模式间临界升压电感的计算方法，并结合变换器的实际工况可快速而准确地估算出升压电感取值范围，同时可有效地降低选取或制作电感过程中不必要的成本浪费。

附图说明

图1为带有三电平Boost变换器的直驱式永磁同步风力发电系统原理图。

图2为三电平Boost变换器的结构框图。

图3为θ≠π时三电平Boost变换器的主要波形示意图，其中(a)为d＜0.5的情况，(b)为d＞0.5的情况。

图4为三电平Boost变换器控制器的结构原理图。

具体实施方式

1.三电平Boost变换器升压电感的选取

本发明中的三电平Boost变换器与常规的Boost变换器相比同样存在不连续导电模式(DCM)和连续导电模式(CCM)，连续导电模式中又可分为电感独立供能模式和电感-电容供能模式。而变换器的工作模式主要取决于升压电感的大小。当负载情况保持相对稳定，开关频率保持恒定时，临界电感只与占空比d(相差不等于π时，称为升压比)有关。由于本发明为抑制中点电位漂移设计了开关信号相差可控的方法，因此，在计算不同工作模式间临界电感时应考虑开关信号相差θ的影响，公式如下

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{C1}=\frac{V_o{T}_s}{4{\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}d(1-d)(\frac{1}{2}-d)[{\mathrm{\&theta;}}^2+{(2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2]\\ L_{C2}=\frac{V_o{T}_s}{{4\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}{(1-d)}^2(d-\frac{1}{2})[{\mathrm{\&theta;}}^2+{(2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2]\end{array}\right.---\left(1\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{C1}^{\&prime;}=\frac{V_o{T}_s}{{4\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}(1-d)(\frac{1}{2}-d)[{\mathrm{\&theta;}}^2+{(2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2]\\ L_{C2}^{\&prime;}=\frac{V_o{T}_s}{{4\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}\frac{{(1-d)}^2(d-\frac{1}{2})}{d}[{\mathrm{\&theta;}}^2+{(2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2]\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，L_C1为d＜0.5时DCM与CCM之间的临界电感；L_C2为d＞0.5时DCM与CCM之间的临界电感；L′_C1为d＜0.5时电感独立供能模式与电感-电容供能模式之间的临界电感；L′_C2为d＞0.5电感独立供能模式与电感-电容供能模式之间的临界电感；T_s为开关周期；V_o为输出电压；I_o为等效输出电流平均值。

在选取升压电感时，首先需要确定变换器工作模式。变换器工作于CCM模式时，电感电流纹波较小；而如果对变换器输出电压要求较高时，应使变换器工作于电感独立供能模式，此时变换器输出电压纹波较小。然后根据变换器的工况，确定其最大负载状况，由此可确定V_o/I_o的最大值；由于选用PI控制方式的情况下，变换器的开关周期是恒定的，因此T_s也可确定。由此临界电感可以看做是d和θ的函数，其中d的取值范围为(0，1)，θ的取值范围(0，2π)，上述公式分别对d和θ求取偏导数并令其等于0，通过求解方程，可以得到对应于L_C1、L_C2、L′_C1和L′_C2最大值的d和θ值，结果如下：

(1)d＜0.5的情况。当且θ＝0或2π时，可得到L_C1的最大值L_C1max，即CCM与DCM间临界电感的最大值；当d趋近于零，且θ＝0或2π时，可得到L′_C1的最大值L′_C1max，即电感独立供能模式与电感-电容供能模式间临界电感的最大值。

(2)d＞0.5的情况。当d＝2/3，且θ＝0或2π时，可得到L_C2的最大值L_C2max，即CCM与DCM间临界电感的最大值；当且θ＝0或2π时，可得到L′_C2的最大值L′_C2max，即电感独立供能模式与电感-电容供能模式间临界电感的最大值。

由上述两种情况可知，当d在(0，1)之间、θ在(0，2π)之间变化时，如果升压电感满足L＞max[L_C1max，L_C2max]则能保证变换器工作于CCM模式，其中max[]为最大值函数。

同理，如果升压电感满足L＞max[L′_C1max，L′_C2max]则能保证变换器不但工作于CCM模式，而且能保证变换器工作于电感独立供能模式。

如果d和θ在较小的取值范围内变化时，亦可按照上述方法来选取升压电感，此时可选取感值较小的电感即可保证变换器工作于CCM或独立电感供能的模式，从而可避免不必要的材料浪费。

2.开关器件S₁和S₂通断时刻的计算方法

通过上述方法合理地选择升压电感值后，可以保证变换器至少工作于CCM模式下，此时变换器满足式(3)所示的升压特性

$\frac{V_o}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{1-d}---\left(3\right)$

其中，V_o为变换器输出电压平均值；V_in为输入电压平均值；当三电平Boost变换器两开关信号间的相差等于π时，d表示两个开关信号占空比；当相差不等于π时，d并不是两个开关器件的占空比，其仅用来表示变换器升压特性，因此，为便于叙述，称d为升压比。

在本发明中，开关信号相差是根据直流侧中点电位状况调节的。图3给出了θ≠π时的主要波形示意图，其中(a)为d＜0.5的情况，(b)为d＞0.5的情况。在调节开关信号抑制中点电位漂移的同时，为了不改变变换器升压特性(见式(3))，应保证一个开关周期内只有一个开关器件导通的时间之和与θ＝π时的情况相同，且同时满足如下的比例关系

$\left\{\begin{array}{cc}\frac{t_1-t_0}{t_2-t_0}=\frac{t_3-t_2}{t_4-t_2}& d<0.5\\ \frac{t_2-t_1}{t_2-t_0}=\frac{t_4-t_3}{t_4-t_2}& d>0.5\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，对于d＜0.5的情况，t₀为一个开关周期的起始时刻，也为开关器件S₁的导通时刻，t₁为S₁的关断时刻，t₂和t₃分别为开关器件S₂的导通和关断时刻，t₄为一个开关周期的终止时刻；对于d＞0.5的情况，不同的是t₃为开关器件S₁的关断时刻，t₂和t₁为S₂的导通和关断时刻。

由此可以计算出两个开关器件的导通和关断时刻，如下式

$\left\{\begin{array}{c}{t}_1=\frac{\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{dT}}_s+t_0\\ t_2=\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s+t_0\\ t_3=2d{T}_s+(1-2d)\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s+t_0\\ t_4=T_s+t_0\end{array}\right.d<0.5---\left(5\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{t}_1=\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s-\frac{\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}(1-d)T_s+t_0\\ t_2=\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s+t_0\\ t_3=T_s-\frac{2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}(1-d)T_s+t_0\\ t_4=T_s+t_0\end{array}\right.d>0.5---\left(6\right)$

在θ和d已知的条件下，利用式(5)或式(6)可以通过微控制器(如TI公司的TMS320F2812微控制器)及逻辑电路生成三电平Boost变换器的开关信号，再通过常规的驱动电路将开关信号送至开关器件的栅极。

3.控制器的设计

控制器结构如图4所示。控制器在保留了原有发电机转速信号输入的基础上，增加了直流侧两个电容的电压信号输入。

转速信号可通过常规的编码器获得，该信号经整形电路调理后送至微控制器(TMS320F28X系列微控制器)的正交编码脉冲(QEP)模块输入端；通过计算得到的实际转速与参考转速的差值经PI控制器调节后生成升压比的参考值d^*。

直流侧两电容电压信号可通过常规的电压传感器测得，该信号经调理电路后送至微控制器的模数转换(ADC)模块的输入端；将得到的电容电压信号求差，然后再将电压差与0的差值作为另一路PI控制器的输入，经PI调节输出开关信号间相差的参考值θ^*。

将得到的d^*和θ^*分别替换式(5)或(6)中的d和θ，计算出一个开关周期内开关器件的导通和关断时刻，并据此更新微控制器事件管理器的比较寄存器。以TMS320F2812微控制器为例，其时钟设定为150MHz，开关频率设定为5kHz，事件管理器主要寄存器设定如下：

(1)定时器计数器设定为连续增模式，

(十进制)；

(2)d＜0.5时，比较寄存器1

d＞0.5时，比较

(3)d＜0.5时，比较

d＞0.5时，比较

(4)d＜0.5时，比较

d＞0.5时，比较

对于d＜0.5的情况，将微控制器的PWM1端口设定为低有效，则按照上述设定比较寄存器1的值，则可生成开关器件S₁的开关信号。由于S₂的开关信号在一个开关周期内跳变两次，因此需要占用两个比较寄存器和两路PWM端口，将两路PWM端口输出的信号通过适当逻辑运算合成出S₂的开关信号即可。据上述方法设定比较寄存器2和3的值，将PWM3和5均设定为高有效，将PWM3和5输出的脉冲信号经过如下逻辑运算可得到S₂的开关信号。

其中，

为异或运算符号。

但当d＞0.5时，如果仍将PWM3设定为高有效，则S₂的开关信号为

S₂的开关信号＝PWM3⊙PWM5

其中，⊙为同或运算号。

由此可以看出，生成S₂开关信号的逻辑电路需要设计两套且需要进行切换。为了不改变逻辑电路结构，利用微控制器闲置的I/O端口，输出一路标志信号FLAG，如，d＜0.5时输出低电平，即FLAG＝0；d＞0.5时输出高电平，即FLAG＝1。通过一个逻辑式(一套逻辑电路)，即可得到S₂的开关信号

此类逻辑组合不惟一，此处不一一列举。

为了获得较好的控制特性，需对控制器中PI参数进行整定。利用状态空间平均法建立开关信号相差可控的三电平Boost变换器的数学模型，并根据推导出的扰动方程，可得到直流侧电容电压差对θ的传递函数，

$G\left(s\right)=\frac{\mathrm{\&Delta;}{\hat{V}}_C}{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{2\mathrm{dR}{I}_L}{\mathrm{\&pi;}(\mathrm{RCs}+1)}& d<0.5\\ \frac{2(1-d){\mathrm{RI}}_L}{\mathrm{\&pi;}(\mathrm{RCs}+1)}& d>0.5\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中，R为三电平Boost变换器输出侧等效负载电阻，C为直流侧电容容值，I_L为电感电流有效值。

基于式(7)给出的传递函数(即被控对象)，可以对PI控制器参数整定，其整定方法可参见文献《新型PID控制及其应用》(陶永华等编著，北京：机械工业出版社，1998年9月)，不再赘述。

此外，由于通过三电平Boost变换器抑制中点电位的漂移，则三电平逆变器可采用最为简单的调制算法。例如，在相邻的两个开关周期内对同一小矢量选择不同的开关状态，而不需要根据中点电位和交流侧电流的信息进行选择小矢量的开关状态以及开关状态的轮换顺序。

Claims (2)

1.直驱式风电系统中三电平逆变器中点电位漂移抑制方法，该方法通过调节三电平Boost变换器两个开关器件的开关信号间的相差抑制三电平逆变器中点电位的漂移，设三电平Boost变换器的两个开关器件分别为第一开关器件S₁和第二开关器件S₂，该方法包括下列步骤：

(1)确定三电平Boost变换器的工作模式，为连续导电模式还是不连续导电模式，若为连续导电模式，则确定工作模式是电感独立供能模式还是电感-电容供能模式；设变换器的开关信号间的相差为θ，升压比为d，输出电压为V_o，等效输出电流为I_o，开关周期为T_s，则计算不连续导电模式和连续导电模式的临界电感值的公式如下：

$\left\{\begin{array}{cc}{L}_{C1}=\frac{V_o{T}_s}{4{\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}d(1-d)(\frac{1}{2}-d)\left[{\mathrm{\&theta;}}^2{+(2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2\right]& d<0.5\\ L_{C2}=\frac{V_o{T}_s}{4{\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}{(1-d)}^2(d-\frac{1}{2})[{\mathrm{\&theta;}}^2+{(2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2]& d>0.5\end{array}\right.$

计算电感独立供能模式与电感-电容供能模式间的临界电感的公式如下：

$\left\{\begin{array}{cc}{L}_{C1}^{\&prime;}=\frac{V_o{T}_s}{4{\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}(1-d)(\frac{1}{2}-d)[{\mathrm{\&theta;}}^2+{(2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2]& d<0.5\\ L_{C2}^{\&prime;}=\frac{V_o{T}_s}{4{\mathrm{\&pi;}}^2{I}_o}\frac{{(1-d)}^2(d-\frac{1}{2})}{d}[{\mathrm{\&theta;}}^2+{(4\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;})}^2]& d>0.5\end{array}\right.$

(2)根据变换器的工作模式及相关参数确定升压电感取值：当d的范围为(0，1)，θ的范围为(0，2π)时，对以上公式分别求取极大值，可得到L_C1、L_C2、L′_C1和L′_C2的极大值L_C1max、L_C2max、L′_C1max和L′_C2max；若采用连续导电模式，选取电感值大于L_C1max和L_C2max中的大者；若采用电感独立供能模式，则选取电感值大于L′_C1max和L′_C2max中的大者；

(3)在三电平逆变器的运行中，采集直驱式风电系统的发电机转速信号和三电平Boost变换器直流侧两个电容电压信号，送入微控制器；

(4)微控制器根据采集的转速信号计算得到的实际转速与参考转速的差值，进行PI调节后输出三电平Boost变换器的升压比的参考值d^*；对直流侧两个电容电压信号求差后与0的差值进行另一路的PI调节后输出开关信号间的相差的参考值θ^*；

(5)将d^*和θ^*分别作为d和θ带入下列的两个公式中的一个，计算一个开关周期T_s内开关器件的导通和关断时刻；对于d＜0.5的情况，t₀为一个开关周期的起始时刻，也为第一开关器件S₁的导通时刻，t₁为S₁的关断时刻，t₂和t₃分别为第二开关器件S₂的导通和关断时刻，t₄为一个开关周期的终止时刻；对于d＞0.5的情况，不同的是t₃为第一开关器件S₁的关断时刻，t₂和t₁分别为第二开关器件S₂的导通和关断时刻；

$\left\{\begin{array}{c}{t}_1=\frac{\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}d{T}_s+t_0\\ t_2=\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s+t_0\\ t_3=2d{T}_s+(1-2d)\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s+t_0\\ t_4=T_s+t_0\end{array}\right.d<0.5$

$\left\{\begin{array}{c}{t}_1=\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s-\frac{\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}(1-d)T_s+t_0\\ t_2=\frac{\mathrm{\&theta;}}{2\mathrm{\&pi;}}{T}_s+t_0\\ t_3=T_s-\frac{2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}(1-d)T_s+t_0\\ t_4=T_s+t_0\end{array}\right.d>0.5$

(6)根据所计算的两个开关器件各自的导通和关断时刻生成两路开关信号，控制两个开关器件的导通和关断。

2.根据权利要求1所述的直驱式风电系统中三电平逆变器中点电位漂移抑制方法，其特征在于，步骤(2)中，

当

且θ＝0或2π时，得到L_C1的最大值L_C1max，即d＜0.5时连续导电模式与不连续导电模式间临界电感的最大值；当d趋近于零，且θ＝0或2π时，可得到L′_C1的最大值L′_C1max，即d＜0.5时电感独立供能模式与电感-电容供能模式间临界电感的最大值；

当d＝2/3，且θ＝0或2π时，得到L_C2的最大值L_C2max，即d＞0.5时连续导电模式与不连续导电模式间临界电感的最大值；当

且θ＝0或2π时，可得到L′_C2的最大值L′_C2max，即d＞0.5时电感独立供能模式与电感-电容供能模式间临界电感的最大值。

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