CN103916008B - 三电平直流变换器输出电容均压控制系统及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了电子工程领域内的三电平直流变换器输出电容均压控制系统及其控制方法，包括为Boost直流变换器供电的PV模拟电源，Boost直流变换器输入端的电压电流信号送至输入调理电路，Boost直流变换器输出端的电压信号送至输出调理电路，输入调理电路的信号输出端、输出调理电路的信号输出端均连接在数字信号处理器的信号输入端，数字信号处理器的信号输出端连接有驱动电路，驱动电路控制Boost直流变换器中功率管开闭，本发明可以消除由于调制策略、电路本身参数和驱动延时不一致所造成的中点不平衡问题，当该发明应用在两级式非隔离并网发电装置中时，可确保后级逆变器发电质量。
Description
技术领域
本发明涉及直流变换器，特别涉及直流变换器输出电容均压装置，属于电子工程技术领域。
背景技术
在本发明之前，在两级式非隔离三电平并网发电装置中，现有的三电平Boost直流变换器输出电容均压控制的方法主要有以下几种：
一是通过逆变侧来实现中点电位平衡的方法：主要是通过改进逆变器的调制策略和相应的控制方法以实现中点电位的平衡。但因并网逆变器启动时，后级逆变电路还没有工作，故这种方法是无法解决启动过程中出现的中点电位不平衡问题。
二是根据三电平Boost直流变换器输出直流侧上、下电容电压的变化情况，采用查表的方法来确定上下两个开关管的导通和关断，从而实现直流侧两电容电压的平衡，该方法较为简单，但动态性能并不是很理想。
三是通过检测三电平Boost直流变换器直流输出侧两电容的电压偏差和变化方向，采用PI调节器来调节三电平Boost直流变换器中两个开关管的占空比，实现中点电位平衡。但由于实际电路中存在大量的寄生参数，以及电容参数不对称和功率突变等因素，PI调节器的参数需要反复调整，且一组调整好的PI参数难以应付功率突变等情况。
发明内容
本发明的目的是提供三电平直流变换器输出电容均压控制系统及其控制方法，实现输出侧电容电压平衡稳定，并且提高电路的可靠性，降低成本。
本发明的目的是这样实现的：一种三电平直流变换器输出电容均压控制系统及其控制方法，所述控制系统包括为Boost直流变换器供电的PV模拟电源，所述Boost直流变换器输入端的电压电流信号送至输入调理电路，所述Boost直流变换器输出端的电压信号送至输出调理电路，所述输入调理电路的信号输出端、输出调理电路的信号输出端均连接在数字信号处理器的信号输入端，数字信号处理器的信号输出端连接有驱动电路，驱动电路控制Boost直流变换器中功率管开闭；
所述控制方法包括以下步骤：
步骤1） 检测Boost直流变换器输出端上、下两输出电容的电压信号Vdc1、Vdc2，将其送至输出调理电路处理后得到信号Vdc1f、Vdc2f，再将该信号Vdc1f、Vdc2f输送至数字信号处理器中的相应A/D采样单元，同时检测Boost直流变换器输入端的电压电流信号Vpv、Ipv，将其送至输入调理电路处理后得到信号Vpvf、Ipvf，再将该信号Vpvf、Ipvf输送至数字信号处理器中的相应A/D采样单元；
步骤2） A/D采样单元将Boost直流变换器输出端电压信号处理后得到的采样值Vdc1s、Vdc2s送至模糊控制器，同时还将Boost直流变换器输入端电压电流信号处理后得到的采样值Vpvs、Ipvs送至MPPT控制器；
步骤3） 模糊控制器计算步骤2）中两输入信号Vdc1s、Vdc2s的偏差值和偏差变化率，进行量化、模糊化、模糊推理、解模糊化、精确化，得到输出信号的精确值dS；将MPPT控制器处理后的输出信号dM和模糊控制器处理后的输出信号dS一同送至PWM发生器；
步骤4） PWM发生器中，将两输入信号进行逻辑运算，并输出脉冲控制信号Vg1、Vg2给驱动电路；
步骤5） 脉冲控制信号Vg1、Vg2输送至驱动电路后，驱动三电平Boost直流变换器的开关管。
作为本发明的进一步限定，所述数字信号处理器内有A/D采样单元、MPPT控制器、模糊控制器以及PWM发生器，所述输入调理电路的信号输出端与MPPT控制器的信号输入端相连，所述输出调理电路的信号输出端与模糊控制器的信号输入端相连，所述MPPT控制器的信号输出端、模糊控制器的信号输出端均连接在PWM发生器的信号输入端上，所述PWM发生器的信号输出端与驱动电路的信号输入端相连；
作为本发明的进一步限定，步骤3）的具体方法如下：
第一步：计算Boost直流变换器两输出电容电压第k次采样值Vdc1s、Vdc2s的偏差量e(k)及偏差变化率Δe(k)；
第二步：分别用量化因子ke、kec对电压偏差量e(k)及电压偏差变化率Δe(k)进行量化得到量化值e(k)’、Δe(k)’；
第三步：分别对上述量化值e(k)’、Δe(k)’进行模糊化；
第四步：根据模糊控制规则查模糊控制总表得输出模糊集DS ；
第五步：对输出模糊集DS进行解模糊化得到输出值dS’；
第六步：对解模糊化输出值dS’进行精确化得到输出控制量dS。
作为本发明的进一步限定，步骤4）的具体方法如下：MPPT控制器的输出量dM和模糊控制器的输出量ds分别相加相减得到调制波信号Vreg1和Vreg2，调制波信号Vreg1和Vreg2分别与载波信号Vcarry1和Vcarry2进行比较，得到脉冲控制信号Vg1和Vg2，其中，载波信号Vcarry1和Vcarry2由数字信号处理器产生，具有相同的周期和相位。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于，本发明可以消除由于调制策略、电路本身参数和驱动延时不一致所造成的中点不平衡问题，保证了电路可靠稳定的工作，包括在Boost直流变换器启动过程中直流母线建压时实现输出侧电容电压平衡，和稳定工作时实现输出侧电容电压平衡；与现有中点平衡控制方法相比，能够无超调的实现输出侧两电容电压的平衡，在动态和稳态都能实现Boost直流变换器输出两电容电压的平衡，从而减小了网侧电流的畸变，确保了网侧的电能质量；模糊控制器只需在DSP中通过软件编程实现，没有额外的硬件开销，而且占用内存少，对DSP的运行效率没有影响；另外可靠性得以提高，同时开关管的耐压裕量可以减小，降低了成本。本发明可用于两级式非隔离三电平并网发电中。
附图说明
图1 本发明控制原理框图。
图2 本发明电路原理示意图。
图3 本发明中PWM发生器逻辑原理图。
图4 本发明中模糊控制器控制流程图。
图5 未加入模糊控制时三电平Boost直流变换器母线建压启动过程电容电压实验波形。
图6 加入模糊控制器后三电平Boost直流变换器母线建压启动过程中电容电压实验波形。
图7 加入模糊控制器稳态运行时三电平Boost直流变换器直流输出侧电容电压实验波形。
图中的各符号名称如下：
具体实施方式
如图1，图2和图3所示，本发明包括：三电平Boost直流变换器、驱动电路、输入调理电路、输出调理电路、AD采样单元、PWM发生器、MPPT控制器、模糊控制器、PV模拟电源，数字控制芯片，其中，AD采样单元、PWM发生器、MPPT控制器和模糊控制器在数字控制芯片中由软件编程来实现，即数字化控制策略。
三电平Boost直流变换器的输入电压Vpv和输入电流信号Ipv经输入调理电路得到信号量Vpvf和Ipvf送往AD采样单元，得到的采样值Vpvs和Ipvs作为MPPT控制器7的输入；输出电容电压信号Vdc1和Vdc2经输出调理电路得到信号量Vdc1f和Vdc2f送往AD采样单元，得到的采样值Vdc1s和Vdc2s作为模糊控制器的输入；模糊控制器主要完成对输出两电容电压偏差及偏差率的计算、量化和模糊化，根据模糊论域查模糊控制总表，再将得到的输出模糊量解模糊化、精确化，得到输出控制信号ds；输出控制信号ds和MPPT控制器输出信号dM经PWM发生器相结合生成脉冲控制信号Vg1和Vg2，脉冲控制信号Vg1和Vg2经驱动电路分配给Boost直流变换器中的开关管Q1和Q2，用以控制开关管的导通与关断。
三电平Boost直流变换器中，若Q1的占空比d1大于Q2的占空比d2，则Vdc1<Vdc2；若Q1的占空比d1小于Q2的占空比d2，则Vdc1>Vdc2；因此，可通过调节两个开关管的占空比d1和d2，实现输出两电容电压偏差值为零，即输出两电容电压平衡；PWM发生器中，MPPT控制器的输出量dM和模糊控制器的输出量ds分别相加减得到调制波信号Vreg1和Vreg2，调制波信号Vreg1和Vreg2分别与载波信号Vcarry1和Vcarry2进行比较，得到脉冲控制信号Vg1和Vg2，其中，载波信号Vcarry1和Vcarry2相位相同；PWM生器的输出脉冲控制信号Vg1和Vg2经驱动电路送给Boost直流变换器中的开关管Q1、Q2，用以控制开关管Q1、Q2的导通和关断，在实现稳压输出的同时保证两电容电压的平衡。
如图4所示，模糊控制器程序是整个系统控制程序中的一个子程序，模糊控制器子程序运行说明如下：
第一步：计算三电平Boost直流变换器输出两电容电压第k次采样值Vdc1s和Vdc2s的偏差量e(k)及偏差变化率Δe(k)；
第二步：分别用量化因子ke、kec对电压偏差e(k)及电压偏差变化率Δe(k)进行量化得到e(k)’、Δe(k)’；
第三步：分别对上述量化值e(k)’、Δe(k)’进行模糊化；
第四步：根据模糊控制规则查模糊控制总表得输出模糊量DS，模糊控制表见表1；
表1
第五步：对输出模糊量DS进行解模糊化得到dS’；
第六步：对解模糊化输出值dS’进行精确化得到输出控制量dS。
下面结合具体实施例对本发明做进一步说明：
三电平Boost直流变换器：PV输入MPP电压430V-600V，直流输出侧电压Udc=650V，L1=L2=0.9
mH，输出功率Po=8.5KW，开关频率fs=40KHz，直流输入薄膜电容C1=C2=100uF，直流输出薄膜电容Cdc1=Cdc2=400uF，开关管选用Vincotech 公司的
FZ06NBA045FH(45A/600V)，数字控制芯片10选用TI公司DSP TMS320F28335。
图5为未加入模糊控制器的缓启动实验波形图，图6为加入模糊控制器的缓启动实验波形图，图7为稳态时的实验波形图。图中的通道1和通道2分别是直流侧上、下两电容的电压波形，通道4为并网电流波形；实验结果表明：三电平Boost直流变换器的模糊控制策略实现了三电平Boost直流变换器启动过程中直流母线建压时和稳定工作时输出侧电容电压的平衡。
从以上的描述可知，本发明所提出的三电平Boost直流变换器输出侧电容均压的模糊控制策略，能自适应地改变Boost直流变换器占空比的大小，从而可以实现：
1) 三电平Boost直流变换器启动过程中直流母线建压时和稳定工作时输出侧电容电压的平衡，无额外的成本开销；
2) 系统可靠性高，可选择较低耐压等级的开关管；
3) 网侧电流畸变小，确保了网侧的电能质量。
本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。
Claims (3)
1.一种三电平直流变换器输出电容均压控制系统的控制方法，所述控制系统包括为Boost直流变换器供电的PV模拟电源，所述Boost直流变换器输入端的电压电流信号送至输入调理电路，所述Boost直流变换器输出端的电压信号送至输出调理电路，所述输入调理电路的信号输出端、输出调理电路的信号输出端均连接在数字信号处理器的信号输入端，数字信号处理器的信号输出端连接有驱动电路，驱动电路控制Boost直流变换器中功率管开闭，所述数字信号处理器内有A/D采样单元、MPPT控制器、模糊控制器以及PWM发生器，所述输入调理电路的信号输出端与MPPT控制器的信号输入端相连，所述输出调理电路的信号输出端与模糊控制器的信号输入端相连，所述MPPT控制器的信号输出端、模糊控制器的信号输出端均连接在PWM发生器的信号输入端上，所述PWM发生器的信号输出端与驱动电路的信号输入端相连，其特征在于，控制方法包括以下步骤：
步骤1） 检测Boost直流变换器输出端上、下两输出电容的电压信号Vdc1、Vdc2，将其送至输出调理电路处理后得到信号Vdc1f、Vdc2f，再将该信号Vdc1f、Vdc2f输送至数字信号处理器中的相应A/D采样单元，同时检测Boost直流变换器输入端的电压电流信号Vpv、Ipv，将其送至输入调理电路处理后得到信号Vpvf、Ipvf，再将该信号Vpvf、Ipvf输送至数字信号处理器中的相应A/D采样单元；
步骤2） A/D采样单元将Boost直流变换器输出端电压信号处理后得到的采样值Vdc1s、Vdc2s送至模糊控制器，同时还将Boost直流变换器输入端电压电流信号处理后得到的采样值Vpvs、Ipvs送至MPPT控制器；
步骤3） 模糊控制器计算步骤2）中两输入信号Vdc1s、Vdc2s的偏差值和偏差变化率，进行量化、模糊化、模糊推理、解模糊化、精确化，得到输出信号的精确值dS；将MPPT控制器处理后的输出信号dM和模糊控制器处理后的输出信号dS一同送至PWM发生器；
步骤4） PWM发生器中，将两输入信号进行逻辑运算，并输出脉冲控制信号Vg1、Vg2给驱动电路；
步骤5） 脉冲控制信号Vg1、Vg2输送至驱动电路后，驱动三电平Boost直流变换器的开关管。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，步骤3）的具体方法如下：
第一步：计算Boost直流变换器两输出电容电压第k次采样值Vdc1s、Vdc2s的偏差值e(k)及偏差变化率Δe(k)；
第二步：分别用量化因子ke、kec对电压偏差量e(k)及电压偏差变化率Δe(k)进行量化得到量化值e(k)’、Δe(k)’；
第三步：分别对上述量化值e(k)’、Δe(k)’进行模糊化；
第四步：根据模糊控制规则查模糊控制总表得输出模糊集DS ；
第五步：对输出模糊集DS进行解模糊化得到输出值dS’；
第六步：对解模糊化输出值dS’进行精确化得到输出控制量dS。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，步骤4）的具体方法如下：MPPT控制器的输出量dM和模糊控制器的输出量ds分别相加和相减得到调制波信号Vreg1和Vreg2，调制波信号Vreg1和Vreg2分别与载波信号Vcarry1和Vcarry2进行比较，得到脉冲控制信号Vg1和Vg2，其中，载波信号Vcarry1和Vcarry2由数字信号处理器产生，具有相同的周期和相位。
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