CN101753050A - Pwm整流器直流侧电容电压均压的模糊控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及PWM整流器直流侧电容电压均压的模糊控制系统及方法。本发明是整流器输入电压和输入电流信号输送至输入调理电路，再至数字控制芯片中的AD采样口，整流器输出电压信号输送至输出调理电路，再连接至数字控制芯片中的AD采样口，再将上述信号输送至双环控制器、模糊控制器，再由数字控制芯片的EPWM口输出至驱动电路，再连接至整流器。本发明克服了开环被动控制、滞环型控制、有源控制和中点电位控制因子(ρ)法各自的缺陷。本发明通过直流侧两电容均压的程度自动调节控制因子的大小，实现正、负小矢量作用时间自适应智能选择，使直流侧两电容电压一致，保证系统动、静态性能，确保三电平二极管箝位型PWM整流器实现网侧的高功率因数。

Description

PWM整流器直流侧电容电压均压的模糊控制系统及方法

技术领域

本发明涉及一种整流器，属于电力电子与电工技术领域，特别涉及一种PWM整流器直流侧电容电压均压的模糊控制系统及方法。

背景技术

在本发明之前，现有的直流侧电容均压控制的方法主要有以下几种。

一是开环被动控制，即在每一个新开关周期，正、负小矢量进行转换。这种方法只有在平衡负载和对称PWM调制情况下才能够控制中点电位平衡，其动态调整特性不好，导致控制精度无法满足要求；

二是滞环型控制，这是目前应用最多的一种闭环控制方法，即在检测每相电流方向基础之上，通过选择正、负小矢量使中点电位朝不平衡方向的相反方向变化，但这种方法的缺点就是电流中有1/2开关频率的纹波难以消除，影响控制效果；

三是有源控制，这种方法是通过控制电流的调制因子，需要检测中点电位不平衡的大小和相电流的幅度，好处就是没有1/2开关频率的纹波。但是，由于增加了其他的开关状态，从而增加了开关损耗，同时这种方法一般没有滞环控制那么可靠。

四是中点电位控制因子(ρ)法，SVPWM中首发小矢量均为正小矢量或负小矢量，通过检测该矢量作用时连接到中点的某相电流方向，可知该小矢量对直流侧上、下两电容上电压V₁和V₂的影响方向，并根据V₁和V₂的不平衡方向，通过调整中点电位控制因子ρ来调整正负小矢量相对作用时间，从而达到平衡中点电压的目的，因而应用比较广泛，但在这种方法中，由于控制因子ρ取的是固定值，当电容电压接近均值的情况下，固定的控制因子会使得电容电压出现相反的不均，即导致两电容电压交起彼伏的不均，反而降低了系统的起动和稳态性能、网侧谐波较大、功率因数不稳定。

发明内容

本发明的目的就在于克服上述缺陷，研制一种PWM整流器直流侧电容电压均压的模糊控制系统及方法。

本发明的技术方案是：

PWM整流器直流侧电容电压均压的模糊控制系统，其主要技术特征在于整流器的输入电压和输入电流信号输送至输入调理电路，输入调理电路连接至数字控制芯片中的AD采样口，整流器的输出电压信号输送至输出调理电路，再连接至数字控制芯片中的AD采样口，再将上述信号输送至双环控制器、模糊控制器，得到的脉冲驱动信号由数字控制芯片中的EPWM口输出至驱动电路，驱动电路连接整流器。

本发明的另一技术方案是：

PWM整流器直流侧电容电压均压的模糊控制方法，其主要技术步骤在于：

(1)电压、电流霍尔检测直流侧两电容的输出电压和输入电流信号，输送至调理电路整形后，再输送至数字控制芯片中的相应AD采样口；

(2)变压器采样交流输入侧相电压信号输送至调理输出电路整形后，再输送至数字控制芯片中的相应AD采样口；

(3)将步骤(1)、(2)的信号输送至双环控制器、模糊控制器；

(4)模糊控制器将其初始化、模糊控制判断、模糊控制子程序；

(5)数字控制芯片中的EPWM口将得到的脉冲驱动信号经驱动电路至整流器。

本发明的优点和效果在于通过直流侧两电容均压的程度自动调节控制因子的大小，从而实现正、负小矢量作用时间的自适应智能选择，实现了直流侧两电容电压的一致，保证了系统的静、动态性能。基于模糊控制的中点平衡控制方法能确保三电平二极管箝位型PWM整流器实现网侧的高功率因数。

本发明的效果还在于将检测直流侧两电容的电压送到DSP(数字信号处理器)的模数转换口，由DSP的程序加以判断，计算两电容电压的偏差电压和偏差变化率，将之模糊化，根据模糊控制规则和模糊推理得到控制因子ρ的模糊量，对控制因子ρ去模糊化得到控制因子ρ的精确量，将控制因子ρ与正负小矢量相结合，从而调节正负小矢量的作用时长。

本发明的效果就在于通过智能选择控制因子ρ，从而调节正负小矢量的作用时长，以达到变换器直流侧两电容的均压效果，保证了系统的静、动态性能。基于模糊控制的中点平衡控制方法能确保三电平二极管箝位型PWM整流器实现网侧的高功率因数。

本发明与现有中点平衡控制方法相比，能够无超调的实现两电容电压的平衡，在动态和稳态都能实现直流侧两电容的电压平衡，从而减小了网侧电流的畸变，确保了网侧的高功率因数；模糊控制器就在DSP中实现，没有额外的硬件开销，而且语句也少，对DSP的运行效率没有影响。另外开关管的选择余量可以减小，降低了成本，提高了可靠性。

本发明的其他优点和效果将在下面继续说明。

附图说明

图1——本发明的应用电路系统组成示意图。

图2——本发明硬件电路构成示意图。

图3——本发明实现三相三电平PWM整流控制示意图。

图4——本发明实现直流侧电容均压模糊控制器程序框图。

图5——本发明中两电容均压实验波形示意图。

图6——本发明中输入电压、电流和桥臂中点实验波形图。

图2中的符号名称：

L_s               输入电感量    R_s              电感电阻

u_sa，u_sb，u_sc    网侧输入电压  i_a，i_b，i_c      网侧输入电

                                               流

V₁，V₂           直流侧电容电  S_a1～S_a4        开关管

                 压

C_d1，C_d2         直流侧电容    S_b1～S_b4        开关管

EPWM1～EPWM12    PWM信号       S_c1～S_c4        开关管

ADCINA0～        AD采样信号    ADCINB0/ADCINB1 AD采样信

ADCINA3                                        号

图3.中的符号名称：

e       直流侧电压偏差         PLL        锁相环

ρ      控制因子               V_dc ^*       直流电压给定

Δe     直流侧电压偏差变化率   θ         电压空间矢量角度

i_q，i_d  直轴电流分量           i_q ^*        q轴电流给定

i_d ^*     d轴电流给定            u_d ^*，u_q ^*   d，q轴桥臂电压调制信

                                          号

SVPWM   空间矢量调制           S_a～Sc     驱动信号

k       第k次采样

图4中，k₁，k₂是量化因子；k₃是输出量的比例因子；Δρ是控制因子的增量，其它符号与图3中同。

具体实施方式

本发明是针对控制因子ρ取的是固定值这一缺限，提出了一种模糊控制方法。

如图1、图2所示：

本发明由如下部件构成：

整流器1(三相PWM整流器)、驱动电路2、输入调理电路3、输出调理电路4、模糊控制器5(控制因子模糊控制器)、双环控制器6(基于电网电压定向的双环控制器)和数字控制芯片7(TMS320F2808)构成；其中，模糊控制器5和双环控制器6部分是由数字控制芯片7中TI公司的DSP TMS320F2808编程软件实现，TMS320F2808提供了完成系统控制所需的AD采样及PWM口输出功能。如图1和图2中信号箭头所示，由整流器1中采样得到输入电压和输入电流信号经输入调理电路3整形，输出电压信号经输出调理电路4整形后送往数字控制芯片中DSPTMS320F2808的AD采样口，采样的值在DSP中由软件分时送往双环控制器6、模糊控制器5，双环控制器6处理采样得到的电压、电流信号，实现输出直流电压的恒定和网侧输入电流跟踪输入电压相位，即实现网侧的高功率因数；模糊控制器5根据直流侧两电容电压采样信号，产生直流侧两电容电压平衡所需的控制因子值。为了实现以上控制目标，由空间矢量脉宽调制方式(SVPWM)产生整流器1所需的脉冲控制信号，综合后得到脉冲控制驱动信号由控制芯片7DSP TMS320F2808的EPWM口输出并送到驱动电路2，驱动电路2再将开关管信号分配给整流器1中的开关管T。这样就可以在实现网侧的高功率因数的同时，确保直流侧的两电容电压平衡。

控制因子模糊控制器5和基于电网电压定向的双环控制6都是在数字控制芯片7部分由软件来实现的，即数字化实施。

由图1、图2、图3可知：

本发明是通过电压霍尔元件(图中未画出，省略)检测直流侧两电容电压，输入电压可用变压器采样，电流信号可用电流霍尔采样，经输入调理电路3后将之送入数字控制芯片7中的DSP的AD采样口，输出电压信号经输出调理电路4整形后送往数字控制芯片7中DSPTMS320F2808的相应AD采样口，这些信号均送入DSP内，采用传统的双环控制器6，再根据直流侧两电容电压平衡是否，用模糊控制器5实施产生SVPWM波形。

如图4所示：

是控制因子的模糊控制器5部分的软件流程，可采用C语言编写(也可采用DSP的汇编语言写)；模糊控制程序是整个系统控制程序中的一个子程序，包括：初始化、模糊控制判断、模糊控制子程序调用等几部分。模糊控制子程序主要完成对输出两电容电压偏差及偏差率的量化，根据量化值查模糊控制总表，再将得到的Δρ’量化值精确化得Δρ，经过加常数0.5处理得到控制因子ρ，这就是本发明中所谓智能选择控制因子ρ，ρ是根据需要不断变化的。最后与传统方法一样用ρ和(1-ρ)与实际小矢量作用时间相乘分别得到正负小矢量的相应作用时间，从而实现输出两电容的均压。

本发明的一个具体实施例子如下：

R_s＝0.002Ω，L_s＝2mH，输入电压相电压幅值E_m＝311V，输出电压U_dc＝760V，输出功率P_o＝10KW，开关频率f_s＝20KHz，直流侧电容用两只2200uF串联。开关管选用SPW47N60S5，数字控制芯片7选用TI公司DSP TMS320F2808。

图5中的曲线8、9分别是直流侧上、下两电容的电压缓起动波形，可见采用模糊控制策略实现了直流侧两电容电压的平衡；图6中的通道曲线10、11分别是稳态时的A相的输入电压和输入电流波形，表明实现了网侧输入电流跟踪输入电压的相位；通道曲线12是A、B相桥臂中点线电压波形，表明实现了三电平，开关控制信号是正确的。实验结果表明：图5表明基于模糊控制策略的控制因子实现了直流侧两电容电压的平衡；图6表明中点平衡技术的应用确保了二极管箝位型三电平PWM整流器实现网侧的高功率因数。

如图4所示，软件运行说明如下：

第一步：检测输出两电容电压偏差及偏差率；

第二步：对电压偏差及偏差率进行量化；

第三步：根据量化值查取模糊控制表得控制因子值；

第四步：对控制因子去模糊化得精确值。

从以上的描述可知，本发明所提出一种控制因子的模糊控制策略，自适应地改变控制因子，用以调节正、负小矢量的作用时间长度，可获得如下好处：

1)实现直流侧电容电压静、动态工作时的平衡，没有额外的成本开销；

2)可靠性高，开关管可选低耐压等级；

3)网侧电流畸变小，确保了高功率因数。

Claims (3)

1.PWM整流器直流侧电容电压均压的模糊控制系统，其特征在于整流器的输入电压和输入电流信号输送至输入调理电路，输入调理电路连接至数字控制芯片中的AD采样口，整流器的输出电压信号输送至输出调理电路，再连接至数字控制芯片中的AD采样口，再将上述信号输送至双环控制器、模糊控制器，得到的脉冲驱动信号由数字控制芯片中的EPWM口输出至驱动电路，驱动电路连接整流器。

2.根据权利要求1所述的PWM整流器直流侧电容电压均压的模糊控制系统，其特征在于经驱动电路将模糊控制产生的自适应控制因子与传统调制方式结合后发出的脉冲控制开关管信号，经驱动电路输送给整流器中的开关管T。

3.PWM整流器直流侧电容电压均压的模糊控制方法，其步骤为：

(1)电压、电流霍尔检测直流侧两电容的输出电压和输入电流信号，输送至调理电路整形后，再输送至数字控制芯片中的相应AD采样口；

(2)变压器采样交流输入侧相电压信号输送至调理电路整形后，再输送至数字控制芯片中的相应AD采样口；

(3)将步骤(1)、(2)的信号输送至双环控制器、模糊控制器；

(4)模糊控制器将其初始化、模糊控制判断、模糊控制子程序；

(5)数字控制芯片中的EPWM口将得到的脉冲驱动信号经驱动电路至整流器。

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