KR20100069581A - 전원 장치 및 화상 형성 장치 - Google Patents

전원 장치 및 화상 형성 장치 Download PDF

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Abstract

교류 전원으로부터 직류 전압을 취득하기 위한 전원 장치는, 제1 직류 전압을 출력하기 위한 제1 DC/DC 컨버터 및 제1 DC/DC 컨버터로부터의 제1 직류 전압보다 낮은 제2 직류 전압을 출력하기 위한 제2 DC/DC 컨버터를 포함하고, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압은 낮은 직류 전압으로 변경되고, 제2 DC/DC 컨버터는 연속 도통 상태에서 구동된다.
Figure P1020090121477
전원 장치, 교류 전원, 화상 형성 장치, 로드 스위치, 기동 저항

Description

전원 장치 및 화상 형성 장치{POWER SUPPLY APPARATUS AND IMAGE FORMING APPARATUS}
본 발명은, 통상 동작 모드 및 에너지가 절약되는 대기 모드(standby mode)를 갖는 장치의 전원에 관한 것이다.
도 13은, 통상적으로 알려진 안정화 직류 전원(regulated DC power supply)을 취득하기 위한 전원 장치의 구성을 도시한다.
상기 전원 장치가 탑재된 기기는, 예를 들어, 모터 및 솔레노이드(solenoid)를 포함하고 동작시키기 위해 비교적 높은 전압을 필요로 하는 구동계(driving section)용 제1 직류 전압, 및 CPU와 ASIC 등을 동작시키기 위해 낮은 전압을 필요로 하는 제어계(control section)용 제2 직류 전압의 2개의 레벨의 전압을 공급하도록 구성된다.
또한, 대기 모드, 즉, 장치가 에너지 절약 상태에 있는 경우 구동계는 동작하지 않기 때문에, 구동계의 부하에 전압이 공급될 필요가 없다. 따라서, 장치는, 대기 모드에서 로드 스위치(load switch)(도시되지 않음) 등에 의해 구동계의 부하로 공급되는 전압이 차단되도록 구성되어 있다. 도 13에서, 제1 DC/DC 컨버터 A는 구동계에 전원 전압을 공급하며, 제2 DC/DC 컨버터 B는 제어계에 전원 전압을 공급한다.
이제, 도 13을 참조하여, 상세한 설명을 행한다. 도 13에 도시된 구성요소들은 후술되는 바와 같이 구성된다.
장치는, 상용 교류 전원(700), 정류기(702), 평활 캐패시터(smoothing capacitor)(703), 기동 저항(start-up resistor)(705), 스위칭 소자(707), 전원 제어 IC(710), 변압기(711), 다이오드(712) 및 캐패시터(713)를 포함한다. 장치는, 2차 정류 다이오드(720), 2차 평활 캐패시터(721), 저항들(722, 723, 724) 및 션트 레귤레이터(shunt regulator)(750)를 더 포함한다. 장치는, 포토커플러(photocoupler)의 LED 측(714-b), 캐패시터(728), 및 제1 직류 전압으로부터 제2 직류 전압을 생성하는 DC/DC 컨버터의 스위칭 수단으로 기능하는 FET(732)를 더 포함한다. 장치는, 게이트 저항(734), FET 구동 트랜지스터들(733, 735), 제2 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 제어 IC(738), 인덕터(739), 다이오드(740), 캐패시터(741) 및 저항들(742, 743)을 더 포함한다. 장치는, 제1 직류 전압에 대한 (구동계에서의) 부하(731), 및 제2 직류 전압에 대한 부하로서 기능하는 (제어계에서의) CPU(746)를 포함한다.
먼저, 이하, 제1 DC/DC 컨버터 장치의 동작을 설명한다.
상용 교류 전원(700)으로부터 교류 전압이 인가되는 경우, 캐패시터(703)는 정류기(702)에 의해 정류된 전압을 이용하여 충전된다. 정류기(702) 및 캐패시터(703)는 교류 전원으로부터의 교류 전압을 정류하고 평활화하기 위한 정류 평활 회로로서 기능한다. 캐패시터(703) 양단의 전압이 증가함에 따라, 기동 저항(705)을 통해 전원 제어 IC(710)에 전력이 공급된 다음, 전원 제어 IC(710)가 FET(707)를 턴 온 시킨다. FET(707)가 턴 온 되면, 변압기(711)의 1차 권선 Np를 통해 전류가 흐르고, 변압기(711)의 Np 권선에 인가된 전압은 권선들 Ns 및 Nb에 전압이 나타나게 한다. 권선 Nb에 나타나는 전압은, 전류가 흐르는 것을 방지하기 위해 다이오드(712)에 의해 차단되고, 권선 Ns에 나타나는 전압도 마찬가지로 전류가 흐르는 것을 방지하기 위해 다이오드(720)에 의해 차단된다. FET(707)는, 전원 제어 IC(710)의 내부 회로에 의해 정의되는 미리 결정된 기간 후에 턴 오프된다. 이것은 FET(707)의 드레인 측의 권선 Np의 전압을 증가시킨다. 전류는 다이오드(720)을 통해 캐패시터(721)를 충전하는 방향으로 권선 Ns에 흐른다; 캐패시터(721)가 충전됨에 따라 캐패시터(721) 양단의 전압이 증가한다. 전원 제어 IC(710)의 내부 회로에 의해 정의되는 미리 결정된 기간 후에, FET(707)는 턴 온되고 캐패시터(703)로부터 변압기(711)로 전류가 다시 공급된다. 미리 결정된 기간 후에 전원 제어 IC(710)가 FET(707)를 턴 오프 시키면, 캐패시터(721)는 권선 Ns의 전압을 이용하여 다이오드(720)를 통해 다시 충전된다. 캐패시터(721) 양단의 전압은 저항들(723, 724)에 의해 분압되고, 저항(724) 양단의 전압이 션트 레귤레이터(750)의 제어 단자에 인가된다. 션트 레귤레이터(750)의 캐소드 전류는 포토-커플러를 통해 전원 제어 IC(710)로 전달된다.
션트 레귤레이터(750) 내의 기준 전압은, 저항들(723, 724)에 의해 분압된 저항(724) 양단의 전압과 비교되고, 저항(724) 양단의 전압이 기준 전압보다 높으 면, 장치는 출력 전압을 감소시키기 위해 FET(707)의 온 폭(ON width) 또는 온 듀티(ON duty)를 감소시키도록 동작한다. 저항(724) 양단의 전압이 션트 레귤레이터(750) 내의 기준 전압보다 낮으면, 장치는 출력 전압을 증가시키기 위해 FET(707)의 온 시간 또는 온 듀티를 증가시키도록 피드백 동작을 수행한다.
다음으로, 이하, 제2 DC/DC 컨버터 장치의 동작을 설명한다.
제2 DC/DC 컨버터는, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압으로부터 제2 직류 전압을 생성한다. 통상 모드에서, 제2 DC/DC 컨버터 제어 IC(738)는 트랜지스터들(733, 735) 및 저항(734)을 통해 FET(732)를 단속적으로 구동한다. 저항들(742, 743)은 제2 DC/DC 컨버터의 출력 전압을 분압하고, 저항(743) 양단의 전압은 제2 DC/DC 컨버터 제어 IC(738)에 입력된다. 제2 DC/DC 컨버터 제어 IC(738)는 내부 기준 전압 Vref2를 가지며, 저항(743) 양단의 전압이 Vref2와 동등해지도록 FET(732)의 온 듀티를 제어하여 안정된 제2 직류 전압을 생성한다. 이러한 방법으로, 장치는, 대기 모드에서의 전력을 감소시키기 위해 구동계의 전원 전압이 출력되는 출력 측에 로드 스위치를 설치하고, 제어계 전원을 통해 동작하는, CPU 및 ASIC 등의, 제어 회로에 의해 대기 모드에서 로드 스위치를 턴 오프 시키도록 구성된다.
그러나, 도 13에 도시된 구성에서는, 부하가 감소함에 따라 DC/DC 컨버터의 효율도 감소하는 것이 필연적이다. 효율 저하의 문제점을 해결하기 위해, 예를 들어, 일본 특허공개공보 제2000-278946호는, RCC 방식의 스위칭 전원 장치에서, 대기 모드 시에 출력 전압을 강하시키고 후속하는 DC/DC 컨버터에 의해 원하는 값으 로 승압된 출력 전압을 부하에 공급하는 구성을 개시한다. 일본 특허공개공보 제2000-278946호의 구성에서, 스위칭 소자가 턴 오프된 동안 보조 권선의 링잉(ringing) 전압을 스위칭 소자의 임계값 아래로 감소시키기 위해 RCC 방식의 컨버터 장치에서 출력 전압이 감소한다. 이러한 방법으로, 플라이백(flyback) 전압이 스위칭 소자를 턴 온 시키는 것을 방지하고 메인 스위칭 소자의 오프 시간이 연장되어 발진 주파수를 감소시킨다. 그 결과, 스위칭 손실이 감소하고 회로 효율이 향상된다.
그러나, 기기가 대기 모드에 있는 동안, 제어계의 부하 전류도 감소한다. 따라서, 기기의 대기 모드에서, 전술된 제2 DC/DC 컨버터의 효율도 감소한다. 일본 특허공개공보 제2000-278946호의 구성에서, 감소된 부하 전류로 인한 제1 DC/DC 컨버터의 감소된 효율의 개선은 언급되지만, 제2 DC/DC 컨버터의 감소된 효율의 개선은 언급되어 있지 않다.
본 발명은, 전술된 문제점들을 감안해서 이루어진 것이며, 에너지가 절약되는 대기 모드에서 전원 장치 및 화상 형성 장치의 효율을 향상시킬 수 있다.
본 발명에 따른 전원 장치는 교류 전원으로부터 직류 전압을 취득하기 위한 전원 장치이며, 교류 전압을 정류하고 평활화하기 위해 상기 교류 전원에 전기적으로 접속되는 정류 평활 유닛; 상기 정류 평활 유닛으로부터의 직류 전압을 변환하여 제1 직류 전압을 출력하기 위한 제1 DC/DC 컨버터; 상기 제1 DC/DC 컨버터로부 터의 상기 제1 직류 전압을 입력받아, 스위칭 유닛의 스위칭 동작을 통해 상기 제1 직류 전압보다 낮은 제2 직류 전압을 출력하기 위한 제2 DC/DC 컨버터; 및 상기 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 상기 제1 직류 전압으로부터 상기 제2 직류 전압보다 낮은 제3 직류 전압으로 감소하고, 상기 제2 DC/DC 컨버터의 상기 스위칭 유닛이 연속 도통 상태(continuously-conducting state)에서 구동되는 상태로 이행시키기 위한 이행 유닛을 포함한다.
본 발명에 따른 화상 형성 장치는, 화상을 형성하도록 구동되는 구동부; 상기 구동부의 동작을 제어하기 위한 제어부; 및 상기 구동부와 상기 제어부를 동작시키기 위해, 교류 전원으로부터 직류 전압을 취득하기 위한 전원부를 포함하고, 상기 전원부는, 교류 전압을 정류하고 평활화하기 위해 상기 교류 전원에 전기적으로 접속되는 정류 평활 유닛; 상기 정류 평활 유닛으로부터의 직류 전압을 변환하여 상기 구동부에 제1 직류 전압을 출력하기 위한 제1 DC/DC 컨버터; 상기 제1 DC/DC 컨버터로부터의 상기 제1 직류 전압을 입력받아, 스위칭 유닛의 스위칭 동작을 통해 상기 제어부에 상기 제1 직류 전압보다 낮은 제2 직류 전압을 출력하기 위한 제2 DC/DC 컨버터; 및 상기 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 상기 제1 직류 전압으로부터 상기 제2 직류 전압보다 낮은 제3 직류 전압으로 감소하고, 화상 형성 장치가 상기 제어부로부터의 명령에 응답하여 에너지 절약 모드가 될 때, 상기 제2 DC/DC 컨버터의 상기 스위칭 유닛이 연속 도통 상태에서 구동되는 상태로 이행시키기 위한 이행 유닛을 포함한다.
본 발명의 추가의 특징들은 이하의 상세한 설명 및 도면들로부터 명확해질 것이다.
이하, 본 발명의 구성들 및 동작을 설명한다. 구체적인 예시들을 설명하기 전에 기본적인 구성 및 동작을 설명한다. 이하에 기술된 예시들은 예시적인 목적만을 위한 것이며, 본 발명의 기술적 범위를 그것들에 한정하도록 의도되는 것은 아니다.
먼저, 실시예 1의 전원 장치를 설명한다.
실시예 1의 전원 장치는, 버스트 모드(burst mode) 방식 또는 오프 시간 제어 구동 방식과 같은, 대기 모드(즉, 경부하(low-load) 상태)에서, 제1 DC/DC 컨버터에서 스위칭 주파수가 감소하도록 제어되는 - 제어 IC를 사용하는 - 구성에 기초한다.
도 1은, 실시예 1의 전원 장치의 회로도이다. 도 1에서, 전술된 종래 기술의 예시의 구성과 중복되는 부분들을 나타내는데 동일한 참조 부호들을 사용한다. 교류 전원으로부터의 교류 전압을 정류하고 평활화하기 위한 정류 평활 회로의 동작, 전압을 변환하기 위한 제1 DC/DC 컨버터 및 제2 DC/DC 컨버터의 동작, 및 종래 기술의 예시와 유사한 것 등의 종래 기술의 예시와 중복되는 부분의 설명은 생략된다. 여기에서, 제1 DC/DC 컨버터 A는 구동계에 전원 전압을 공급하며, 제2 DC/DC 컨버터 B는 제어계에 전원 전압을 공급한다. 장치는 로드 스위치 C를 포함한다.
도 1에서, 장치는 저항들(125, 126) 및 트랜지스터(127)를 포함한다. 탑재된 기기의 상태에 따라, 전원 장치는 통상 모드 및 대기 모드의 2개의 상태들을 구 비하며, 이 2개의 상태들 사이에서 절환될 수 있다.
제2 DC/DC 컨버터의 부하인 CPU(746)는, 기기의 상태들, 및 동작 모드, 즉, 통상 모드 또는 대기 모드에서의 전원 장치의 동작을 제어한다. CPU(746)는, 전원 장치를 통상 모드로 하기 위해 트랜지스터(127)를 턴 온 시키고, 전원 장치를 대기 모드로 하기 위해 트랜지스터(127)를 턴 오프 시킨다. 여기에서, 통상 모드는 구동계의 부하(731)에 직류 전압이 공급되는 상태를 지칭하며, 대기 모드는 구동계의 부하(731)에 직류 전압이 공급되지 않는 상태를 지칭한다.
(1) 통상 모드에서의 전원 장치의 동작의 설명
통상 모드에서, CPU(746)가 트랜지스터(127)를 턴 온 시키면, 저항(724)과 저항(125)은 션트 레귤레이터(750)의 제어 단자와 애노드 사이에 병렬로 전기적으로 접속된다. 션트 레귤레이터(750)는, 제어 단자와 애노드 사이의 전압이 미리 결정된 기준 전압값으로 조정되도록 캐소드 및 애노드 사이에 전류가 흐르게 한다. 따라서, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압 Vout은, 저항(723) 및 제어 단자와 애노드 사이의 저항에 의해 분압된 결과적인 전압이 기준 전압값 Vref와 매칭되도록 FET(707)를 제어한다. 출력 전압 Vout은 이하의 식으로 주어진다:
Figure 112009075855553-PAT00001
여기에서, R은 저항(724)과 저항(125)이 병렬로 전기적으로 접속된 것으로 인한 저항값이며, 이하의 식으로 주어진다:
Figure 112009075855553-PAT00002
(2) 대기 모드에서의 전원 장치의 동작의 설명
에너지가 절약되는 대기 모드에서, CPU(746)는 트랜지스터(127)를 턴 오프 시킨다. 트랜지스터(127)가 턴 오프되면, 션트 레귤레이터(750)의 제어 단자와 애노드 사이의 저항은 저항(724)만으로 구성된다. 전술된 바와 같이, 션트 레귤레이터(750)는 제어 단자와 애노드 사이의 전압을 미리 결정된 기준 전압값으로 조정하도록 동작하기 때문에, 션트 레귤레이터(750)는,
Figure 112009075855553-PAT00003
이 되도록 동작한다. 이 모드에서 션트 레귤레이터의 제어 단자와 애노드 사이의 저항은 통상 모드에서 보다 증가하기 때문에, 출력 전압은 감소한다.
제2 DC/DC 컨버터는, 전술된 바와 같이, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압으로부터 제2 직류 전압을 생성한다. 대기 동작에서 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 감소함에 따라, 제2 DC/DC 컨버터는 출력 전압을 제2 직류 전압으로 계속해서 유지시키기 위해 FET(732)의 온 시간을 증가시키도록(또는 온 듀티를 증가시키도록) 동작한다. 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 제2 전원 전압 아래로 감소하면, 제2 DC/DC 컨버터의 FET(732)는 온 상태(즉, 100% 온 듀티의 상태)에 고정된다. 제1 DC/DC 컨버터의 전압은 제3 직류 전압까지 계속해서 감소한다. 따라서, 제2 DC/DC 컨버터는 연속 도통 상태가 되고, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압은 낮은 직류 전압(제3 직류 전압)으로 안정화된다.
제3 직류 전압이 Vout3이고 제2 직류 전압이 Vout2인 경우, 관계는
Figure 112009075855553-PAT00004
로 주어진다.
따라서, 저항들(742, 743)과 Vref2 및 저항들(723, 724)과 Vref 사이의 관계는,
Figure 112009075855553-PAT00005
로 주어진다.
도 3은 전술된 바와 같이 구성된 전원의 효율과, 종래 기술의 구성(도 13)의 효율을 비교한 도면을 도시한다. 도 3에서, 횡축은 부하 전류들을 나타내고, 종축은 경부하 상태의 효율을 나타낸다. 이것은, 실시예 1과 종래 기술의 구성에서의 부하 전류들에 대한 각각의 효율을 도시한다. 종래 기술의 구성에서, 제1 DC/DC 컨버터의 효율이 감소함에 따라 제2 DC/DC 컨버터의 효율도 감소하기 때문에, 효율이 좋지 않다. 실시예 1에 따르면, 제2 DC/DC 컨버터에서의 손실은 FET(732)의 온 저항에만 한정되어 있기 때문에 효율이 향상된다.
대안으로, 션트 레귤레이터 기반의 제어를 통해 션트 레귤레이터의 내압(withstanding voltage)이 부족하면, 션트 레귤레이터는 기준 전압원으로 사용될 수 있고, 연산 증폭기(차동 증폭기)는 제어 회로를 형성하는데 사용될 수 있다. 또한, 션트 레귤레이터 내의 전압이 기준 전압으로 사용되지만, 기준 전압을 제공 하기 위해 제너 다이오드(Zener diode)가 사용될 수 있다.
(3) 모드들 사이의 이행 중의 동작의 설명
다음으로, 이하, 대기 모드로부터 통상 모드로의 이행뿐만 아니라, 보통 모드로부터 대기 모드로의 이행을 설명한다.
도 4는, 대기 모드로부터 통상 모드로 이행될 때의 각각의 부분들의 전압들을 도시한다. 도 4에 도시된 바와 같이, 대기 모드로부터 통상 모드로의 이행 중에, 캐패시터(C)(741)의 양단부 전압, 즉, 제2 DC/DC 컨버터의 출력 전압은, 제3 직류 전압으로부터 제2 직류 전압으로 원활하게 변화된다. 이것은, 대기 모드로부터 통상 모드로의 이행 중에 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 제2 직류 전압보다 커지면, 출력 전압을 제어하기 위해 제2 DC/DC 컨버터가 동작하기 때문이다. 도시된 바와 같이, 캐패시터(741)의 양단부 전압이 제3 직류 전압으로부터 제2 직류 전압으로 변화되는 한편, 캐패시터(728)의 양단부 전압이 제1 직류 전압으로 원활하게 변화되도록 FET(707) 및 FET(732)가 동작한다.
다음으로, 도 5는 통상 모드로부터 대기 모드로 이행될 때의 상태를 도시한다.
도 5는, 통상 모드로부터 대기 모드로의 이행 중에, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압, 제1 DC/DC 컨버터의 FET(707) 및 제2 DC/DC 컨버터의 FET(732)의 게이트 전압들, 및 제2 DC/DC 컨버터의 출력 전압을 도시한다.
제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 감소함에 따라, FET(707)의 게이트-소스 전압은 턴 오프되고, FET(707)는 동작하지 않는다. 제1 DC/DC 컨버터의 FET(707)가 동작하지 않는 경우에도 부하 전류는 흘러나오기 때문에, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압은 감소한다. 따라서, 제2 DC/DC 컨버터의 입력 전압이 감소하고, 다음으로, 제2 DC/DC 컨버터는, FET(732)의 게이트의 온 폭(온 듀티)을 증가시키면서 제2 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 계속해서 유지되도록 동작한다. 제2 DC/DC 컨버터의 입력 전압이 제2 직류 전압 아래로 감소하면, 제2 DC/DC 컨버터의 FET(732)는 온 상태로 유지된다(도 5에서, FET(732)의 게이트-소스 전압).
제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 제3 직류 전압에 도달하면, 제1 DC/DC 컨버터의 FET(707)는 턴 온 및 턴 오프되고, 따라서, 제2 DC/DC 컨버터의 출력 전압은 제3 직류 전압에서 제어된다(도 5에서, 점선 B에 의해 표시되는 상태).
전술된 바와 같이, 실시예 1은, 대기 모드와 통상 모드 사이의 이행(또는 절환) 중에 제2 DC/DC 컨버터의 출력 전압의 급격한 전압 변화를 피하도록 구성된다.
이러한 방법으로, 실시예 1에 따르면, 대기 모드에서 제1 및 제2 DC/DC 컨버터들의 효율을 향상시킬 수 있다. 또한, 실시예 1은, 대기 모드로부터 통상 모드로의 절환 및 통상 모드로부터 대기 모드로의 절환 중에 출력 전압의 급격한 전압 변화를 피할 수 있고, 이것은 회로들의 오동작 등을 억제할 수 있다.
다음으로, 실시예 2의 전원 장치를 설명한다.
실시예 2의 전원 장치는, RCC 방식 또는 주파수 제어 방식과 같은 대기 모드(즉, 경부하 상태)에서, 제1 DC/DC 컨버터에서 스위칭 주파수가 증가하도록 제어되는 - 제어 IC를 사용하는 - 구성에 기초한다. 여기에서, RCC(Ringing Choke Converter) 방식의 컨버터는 자발 발진(self-oscillation)에 의해 스위칭 동작이 발생하는 플라이백 컨버터들 중 하나를 지칭한다.
도 2는 실시예 2의 전원 장치의 회로도이다. 본 실시예에서, 종래 기술의 예시의 구성과 중복되는 부분들을 나타내는데 동일한 참조 부호들을 사용하며, 그 설명은 생략된다. 제1 DC/DC 컨버터 A는 구동계에 전원 전압을 공급하며, 제2 DC/DC 컨버터 B는 제어계에 전원 전압을 공급한다.
도 2에서, 장치는, 저항들(742, 243, 247, 248, 237, 251, 252), 비교기(250), 션트 레귤레이터(249) 및 트랜지스터들(253, 254)을 포함한다.
통상 모드에서, CPU(746)는 트랜지스터(253)를 턴 온 시킨다. 트랜지스터(253)가 턴 온 되면, 트랜지스터(254)는 턴 오프되고, 따라서, 제1 DC/DC 컨버터는 비교기(250)의 동작에 관계없이 션트 레귤레이터(750)의 동작을 통해 제1 직류 전압을 출력한다. 제2 DC/DC 컨버터에서, 제2 DC/DC 컨버터 제어 IC(738)는 FET(732)를 단속적으로 구동하여 제2 직류 전압을 출력한다.
기기가 대기 모드가 되고 CPU(746)가 트랜지스터(253)를 턴 오프 시키면, 비교기(250)의 출력에 의해 트랜지스터(254)가 동작한다. 비교기(250)의 출력은 트랜지스터(254) 및 포토커플러를 통해 제1 DC/DC 컨버터 제어 IC(210)에 전기적으로 접속되어 있고, 제1 DC/DC 컨버터의 출력은 제2 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 제3 직류 전압에 도달하게 한다.
제2 DC/DC 컨버터의 출력 전압은 통상 모드에서 제2 직류 전압에 도달하도록 특정되어 있고, 제3 직류 전압은 제2 직류 전압보다 낮은 전압으로 설정되어 있으며, 따라서, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압은 제1 직류 전압으로부터 제3 직류 전 압으로 감소한다.
입력 전압이 감소하더라도, 제2 DC/DC 컨버터는 출력을 제2 직류 전압으로 유지하기 위해 FET(732)의 온 듀티를 증가시키면서 동작을 계속하고, 입력 전압이 제2 직류 전압에 도달할 때, 온 듀티가 100%에 도달하고 FET(732)는 턴 온으로 유지된다. 또한, 비교기(250)는 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 제3 직류 전압으로 감소할 때까지 FET(707)를 스위칭하도록 동작하지 않는다. 그 결과, 제1 DC/DC 컨버터 출력 전압은 제3 직류 전압으로 안정화된다.
실시예 2에 따르면, 실시예 1과 마찬가지로, 대기 모드에서 제1 및 제2 DC/DC 컨버터들의 효율을 향상시킬 수 있다.
다음으로, 실시예 3의 전원 장치를 설명한다.
실시예들 1 및 2는, 제2 DC/DC 컨버터 제어 IC로서 100% 온 듀티를 취득할 수 있는 IC를 사용하는 것에 기초한다. 실시예 3은, 제2 DC/DC 컨버터 제어 IC로서 100% 온 듀티를 취득할 수 없는 IC를 사용하는 구성에 기초하며, 제2 DC/DC 컨버터의 FET를 턴 온 시키기 위한 외부 회로가 설치되는 것을 특징으로 하고 있다.
일부의 경우들에서, 제2 DC/DC 컨버터를 제어하기 위해 사용되는 제어 IC의 보호 기능으로서, 듀티 가드 기능(duty guard function) 또는 발진기의 하한 주파수(lower cut-off frequency)(이 경우, 따라서, 100% 온 듀티가 설정될 수 없음)를 들 수 있다. 따라서, 제2 DC/DC 컨버터의 입력 전압이 감소하는 경우, 제2 DC/DC 컨버터의 FET는 계속해서 턴 온 될 수 없다. 이것은 출력 전압의 큰 변동 또는 출력 전압의 감소를 야기하고, 실시예들 1 또는 2과 같은 동작이 수행될 수 없다. 이러한 경우, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압을 검출하고 검출된 전압이 미리 결정된 전압에 도달할 때 제2 DC/DC 컨버터의 FET를 턴 온 시키는 외부 회로를 설치할 수 있어, 대기 모드에서 제2 DC/DC 컨버터의 FET가 온 상태에 있을 수 있다.
도 6은 이러한 상황에 대한 구체적이고 예시적인 회로를 도시한다. 본 실시예는, 실시예 1의 제1 DC/DC 컨버터에 도 6에 도시된 제2 DC/DC 컨버터가 전기적으로 접속된 구성의 전원 장치이다.
여기에서, 도 6에 도시된 제2 DC/DC 컨버터 B의 FET(501)를 구동하기 위한 회로는, 트랜지스터(558), 저항들(555, 556, 557, 559, 560) 및 그외의 구성요소들로 구성되어 있고, 회로의 그외의 부분은 캐패시터들(551, 572, 530), 저항들(536, 549), 다이오드(529) 및 인덕터(528)로 구성된다. 회로의 기본적인 동작은 종래 기술의 구성에서 기술된 것과 실질적으로 동일하기 때문에, 그 설명은 생략되며 실시예 3의 외부 회로 D1의 구성 및 동작만이 설명된다.
본 실시예의 외부 회로 D1은, 대기 모드에서 제2 DC/DC 컨버터 B의 FET(501)를 턴 온 시키기 위한 회로이다. 장치는 제2 DC/DC 컨버터의 제어 IC(600)를 포함한다. 장치는, 제어 목표 전압을 입력하기 위해 사용되는 단자 REF, 콜렉터(collector) C 및 이미터(emitter) E를 더 포함하며, 단자 C의 단부에 전기적으로 접속된 FET(501)의 게이트 단자를 통해 FET(501)를 구동한다. 제어 IC의 GND 단자는 GND로 표시된다.
외부 회로 D1은, 저항들(601, 604, 608, 609, 611), 트랜지스터들(602, 603, 606, 610) 및 다이오드들(605, 607)로 구성된 회로이다.
통상 모드에서, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압은, 제2 DC/DC 컨버터의 출력 전압(제2 직류 전압)보다 높은 제1 직류 전압에 있다. 이것은 트랜지스터(606)를 턴 온 시키고 저항(609)을 통해 다이오드(607)로부터 전류가 흐르게 하며, 이것은 차례로 다이오드(605)를 역으로 바이어스시켜 트랜지스터(602)는 동작하지 않는다. 또한, 트랜지스터들(603, 610) 모두는 턴 오프되기 때문에, IC(600)의 제어 출력이 FET(501)에 그대로 인가된다. 따라서, 제2 DC/DC 컨버터는, IC(600)에 의해 제어되면서, DC/DC 컨버터로서 동작을 계속한다.
기기가 대기 모드가 될 때, 도시되지 않은 장치, 또는 부하는 단자(174)를 로우(low) 상태가 되게 하고, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압을 감소시킨다. 단자(174)가 로우 상태에 있고 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 제2 직류 전압 아래로 감소하면, 트랜지스터들(602, 603)이 턴 온 된다. 이것은 트랜지스터(610)를 턴 온 시키고, FET(501)는 FET(501)의 게이트를 로우 상태로 하기 위해 턴 온을 유지한다.
기기가 통상 모드로 복귀하는 경우, 도시되지 않은 기기, 또는 부하는, 통상 모드 출력을 출력하도록 제1 DC/DC 컨버터를 복구하고 단자(174)를 하이(high), 또는 하이 임피던스(high impedance) 상태가 되게 한다. 다음으로, 트랜지스터(603)가 턴 오프 되며, 이것은 트랜지스터(610)도 턴 오프 시키며, IC(600)가 다시 FET(501)를 구동하는 것을 가능하게 한다. 동시에, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압은 상승하기 시작하고, 따라서, IC(600)는 FET(501)의 온 시간을 점진적으로 감소시키면서 FET(501)를 구동한다. 이 기간 중에 관찰되는 전압 변동은, 대기 모드로 부터 통상 모드로의 절환 직후에 IC(600)의 최대 듀티 범위 및 제1 DC/DC 컨버터의 증가된 전압으로 인해 나타나는 변동뿐이므로, 이것은 부하 장치에 대하여 충분히 허용가능한 범위 내에 있다. 이러한 방법으로, 제어 절환 중에 감소된 전압 변동들을 이용하여 절환이 수행될 수 있다.
도 6은, 개별 구성요소들을 사용하는 일례를 도시한 것이다. 그러나, 간단한 회로 구성을 구축하기 위해 비교기를 사용할 수 있다. 도 7은 이러한 회로를 나타낸다.
도 7에서, 외부 회로 구성은 도 6에 도시된 것과 상이하다. 도 7에 도시된 외부 회로 D2에서, 장치는 통상 모드에서 단자(174)를 하이 상태가 되게 한다. 비교기(1405)의 네거티브 단자가 로우 상태로 되기 때문에, 비교기 출력 단자는 개방(OPEN) 상태로 되고, FET(501)는 영향을 받지 않는다. 기기가 대기 모드가 되면, 장치는 전원 장치의 출력 전압을 감소시키고 단자(174)를 로우 상태로 되게 한다. 입력 전압이 감소하고 비교기(1405)의 네거티브 단자 전압이 포지티브 입력 단자 전압보다 높아지면, 비교기 출력은 로우 상태로 되고, 이것은 제2 DC/DC 컨버터의 FET(501)를 턴 온 시킨다.
본 명세서의 도 6 및 도 7에 도시된 회로들에서, 제어계의 부하로서, 실시예들 1 및 2에 기술된 CPU(746)가 단자들(172, 173, 174)에 전기적으로 접속되어 있다.
실시예 3에 따르면, IC가 제2 DC/DC 컨버터 제어 IC로서 100% 온 듀티를 취득할 수 없는 경우에도, 대기 모드에서 제1 및 제2 DC/DC 컨버터들의 효율을 향상 시킬 수 있다.
다음으로, 실시예 4의 전원 장치를 설명한다.
실시예 4는, 제1 DC/DC 컨버터가 RCC 방식의 회로로 구성되는 예시적인 경우를 도시한다. 본 실시예에서는, 제2 DC/DC 컨버터로서, 도 1에 도시된 제2 DC/DC 컨버터 B 부분에서, CPU(746)가 트랜지스터(127)를 제어하는 부분을 제외한 유사한 DC/DC 컨버터를 상정하고 있다. 따라서, 제2 DC/DC 컨버터에 대해서는, 실시예 1의 설명을 참조하며 여기에서는 추가의 설명을 생략한다.
이하, 도 8을 참조하여 본 실시예에 따른 제1 DC/DC 컨버터의 동작을 설명한다. 도 8에서, 장치는 상용 교류 전원(800), 필터 회로(801), 다이오드 브리지(diode bridge)(802), 캐패시터(803) 및 스위칭 변압기(804)를 포함한다. 장치는, 기동 저항(805), 제1 포토커플러의 일 단부인 포토트랜지스터(806-a), 스위칭 소자(807), 저항들(808, 809, 811, 813, 816, 817) 및 트랜지스터(810)를 더 포함한다. 장치는 캐패시터들(812, 818), 제2 포토커플러의 일 단부인 포토트랜지스터(814-a) 및 다이오드들(815, 819)을 더 포함한다.
장치는 2차 정류 다이오드(820), 전해 캐패시터(electrolytic capacitor)(821), 저항들(822, 824, 825) 및 션트 레귤레이터(823)를 더 포함한다. 장치는 저항들(835, 836, 839), 비교기(833), 포토커플러의 LED(806-b), 저항(834), 비교기(833) 및 트랜지스터(876)를 더 포함한다. 장치는 기준 전압을 생성하는 제너 다이오드(838)를 더 포함한다.
상용 교류 전원(800)으로부터 필터 회로(801)를 통해 다이오드 브리지(802) 에 AC 전원이 인가되면, 전류에 전파 정류(full-wave rectification)가 이루어진 다음, 캐패시터(803)가 충전되고, 이것은 캐패시터(803)의 양단부에 DC 전압을 생성한다.
기동시에 기기가 통상 모드에 있는 경우의 동작을 설명한다. 통상 모드에서, 단자(874)에 하이 신호가 입력된다. 이것은 트랜지스터(876)를 턴 온 시키고, 포토커플러의 LED(806-b)는 점등되어있지 않다. 포토커플러의 트랜지스터(806-a)는 하이 임피던스 상태에 있기 때문에, 저항(851)은 트랜지스터(850)를 턴 온 시키기 위해 트랜지스터(850)의 베이스와 이미터 사이에 전류가 흐르게 한다. 그 결과, 기동 저항(805), 및 스위칭 소자(807)의 게이트와 소스 사이에 전기적으로 접속된 저항(808) 사이의 분압으로 인해, 게이트와 소스 사이에 전압이 인가되어 스위칭 소자(807)가 턴 온 된다. 스위칭 소자(807)가 턴 온 되면, 변압기(804)의 1차 권선Np를 통해 전류가 흐르기 시작한다. 변압기(804)의 보조 권선 Nb에서, 스위칭 소자(807)의 게이트 전압을 더 증가시키는 방향으로 전압이 발생한다. 이 전압에 의해, 저항(817)을 통해 캐패시터(818)가 충전된다. 캐패시터(818)의 양단부 전압도 트랜지스터(810)의 베이스와 이미터 사이에 인가되기 때문에, 충전의 개시 이후 특정한 시간이 경과하면 트랜지스터(810)에서 충분한 베이스 전압이 발생하고, 베이스 전압은 전류를 흐르게 하여 트랜지스터(810)를 턴 온 시킨다.
트랜지스터(810)가 턴 온 되면 스위칭 소자(807)는 턴 오프 되고, 스위칭 소자(807)의 드레인-소스 전압이 증가하기 시작한다. 그 결과, 보조 권선 Nb의 다이오드(815)의 캐소드 측의 전압이 하강하고, 역방향으로 전압이 발생한다.
2차 권선 Ns에서, 전류는 다이오드(820)가 도통되는 방향으로 흐르고, 전압이 캐패시터(821)의 전압과 순방향 전압의 합보다 클 때, 캐패시터(821)가 충전된다. 동시에, 보조 권선 Nb에 나타나는 전압은 캐패시터(818)를 방전시킨다. 다이오드(819)는 보호를 위해 트랜지스터(810)의 베이스-이미터 역방향 내압보다 큰 전압이 인가되는 것을 방지하도록 설치되어 있다. 저항(816) 및 다이오드(815)는 캐패시터(818)를 방전하는 방향으로 전류가 흐르도록 설치되어, 캐패시터(818)는 저항(817)을 통해 방전되는 것보다 빨리 방전된다. 이 상태에서, 트랜지스터(810)는 턴 오프 되고, 그 후에, 스위칭 소자(807)의 게이트 전압은, 기동 저항(805)으로부터 공급되는 전류, 및 저항(811)과 캐패시터(812)를 통해 공급되고 보조 권선 Nb로 흐르는 전류에 의존한다. 스위칭 소자(807)의 턴 오프를 가속하기 위해, 저항(841) 및 다이오드(842)가 설치되어 있다.
스위칭 소자(807)가 턴 오프로 유지되는 동안, 변압기(804)에 축적된 에너지는 캐패시터(821)로 전달되고, 따라서, 권선 Ns의 전압은 시간에 대하여 감소한다. 권선 Ns의 전압은 보조 권선 Nb의 출력 전압에 반영되기 때문에, 권선 Nb의 다이오드(819)의 애노드 측의 전압도 감소한다. 기동 저항(805)으로부터 유입되는 전류에 의해 바이어스되어, 스위칭 소자(807)의 게이트 전압이 증가한다.
스위칭 소자(807)의 게이트 전압이 임계값을 초과하면, 스위칭 소자(807)는 턴 온 되고, 전류는 변압기(804)를 통해 캐패시터(803)로부터 권선 Np의 방향으로 흐른 다음, 스위칭 소자(807)를 통해 캐패시터(803)의 네거티브 단자로 흐른다. 또한, 권선 Nb에서, 전류는 권선 Nb로부터 캐패시터(812), 저항(811) 및 저항(808) 을 거쳐 다시 권선 Nb의 방향으로 전류가 흐르기 때문에, 스위칭 소자(807)의 게이트 전압은 더 증가한다. 이러한 방법으로, 전술된 바와 같이 권선 Nb의 전압 및 저항(817)에 의해 캐패시터(818)가 충전되고, 트랜지스터(810)의 턴 온은 스위칭 소자(807)를 턴 오프 시킨다.
전술된 일련의 발진 동작이 계속되어, 스위칭 소자(807)의 온 기간 중에 변압기(804)에 축적된 에너지가, 스위칭 소자(807)의 오프 기간 중에 캐패시터(821)에 축적된 다음, 캐패시터(821)의 양단부 전압이 증가한다.
캐패시터(821)의 전압은 저항들(824, 825)에 의해 분압되고, 저항(825)의 양단부 전압이 션트 레귤레이터(823)의 기준 전압을 초과하면, 션트 레귤레이터(823)는 캐소드와 애노드 사이에 전류를 흘리기 시작하고, 이것은 포토커플러의 포토다이오드(814-b)를 발광시킨다.
포토커플러의 수광 측의 트랜지스터(814-a)는, 저항(813) 및 트랜지스터(810)의 베이스에 전기적으로 접속되어 있고, 포토커플러의 LED(814-b)가 발광하면 포토트랜지스터(814-a)의 임피던스가 감소한다. 이것은 트랜지스터(810)를 턴 온 시키고 스위칭 소자(807)를 턴 오프 시킨다. 이러한 방법으로, 저항(825)의 양단부 전압이 기준 전압에 매칭되도록 캐패시터(821)의 양단부 전압이 제어된다.
대기 모드에서, 단자(874)는 로우 상태에 있다. 단자(874)가 로우 상태에 있는 경우, 트랜지스터(876)는 턴 오프 된다. 이것은 비교기(833)의 출력 신호를 사용하여 포토커플러의 포토다이오드(806-b)의 발광을 제어할 수 있게 한다.
비교기(833)는, 네거티브 입력 단자에서, 저항들(835, 834)에 의해 분압된 출력 전압을 수취한다. 포지티브 입력 단자에서, 비교기(833)는 저항(836)에 의해 바이어스된 제너 다이오드(838)의 기준 전압을 수취한다. 비교기(833)는 입력 전압과 기준 전압을 비교하고, 저항(834)의 전압이 제너 다이오드(838)의 전압보다 높으면, 비교기(833)는 그 출력 단자를 로우로 스위칭한다. 비교기(833)의 출력 단자가 로우로 스위칭되면 포토커플러의 포토다이오드(806-b)는 발광한다. 이것은, 포토커플러의 트랜지스터(806-a)의 임피던스를 감소시켜 트랜지스터(850)를 턴 오프 시킨다. 저항(851)은 기동 저항(805)보다 높은 저항값을 갖기 때문에, 기동 시에 게이트 전압이 감소하여 스위칭 소자(807)가 턴 온 될 수 없다. 저항(851)은 높은 저항값을 갖기 때문에, 2개 이상의 저항들이 직렬로 전기적으로 접속되어 있다. 기동 저항(805)은 유사한 구조를 갖는다. 이러한 상황은, 권선 Nb의 전압으로 인해 스위칭 소자(807)가 턴 온 되는 것을 가능하게 할 수 있다. 따라서, 포토커플러의 트랜지스터(814-a)의 임피던스를 감소시키기 위해 비교기(833)의 출력을 사용하여 포토커플러의 LED(814-b)도 점등시켜, 스위칭 소자(807)가 안정적으로 턴 오프될 수 있는 구성이 제공될 수 있다.
스위칭 소자(807)가 턴 오프 되면, 단자들(872, 873) 사이의 전압인 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 감소한다. 저항들(835, 834)에 의해 분압된 제1 DC/DC 컨버터 출력 전압의 값이 제너 다이오드(838)의 전압 아래로 감소하는 경우, 비교기(833)는 턴 오프되고, 포토커플러들의 LED들(806-b, 814-b)은 꺼진다(이러한 점에서, 출력 전압은 실시예 1에 기술된 제3 직류 전압임). 그 결과, 트랜지스터(850)의 임피던스가 감소하고 기동 전류가 흐르기 시작한다. 또한, 트랜지스 터(810)의 임피던스가 증가하고, 스위칭 소자(807)의 게이트 단자 전압이 증가하는 것이 가능하게 된다.
제1 DC/DC 컨버터가 통상 모드에 있을 때 동작하고 전압 피드백을 위해 사용되는 션트 레귤레이터(823)의 캐소드 및 애노드 사이의 세그먼트(segment)는, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 감소하기 때문에, 하이 임피던스 상태에 있다. 따라서, 포토커플러의 LED(814-b)는 발광하지 않는다.
따라서, 스위칭 소자(807)는, 전원의 기동시와 마찬가지로, 최대 온 시간으로 구동된다.
실시예 1은, 션트 레귤레이터에 입력되는 저항들의 분압비(division ratio)가 대기 모드 및 통상 모드 사이에서 스위칭되는 구성임을 상기한다. 그러나, 구성이 RCC 방식에서 마찬가지로 재구축되면, 대기 모드에서의 주파수는 훨씬 높은 주파수로 상승한다. 그 결과, 스위칭 손실이 증가할 수 있고, 효율을 향상시키는 것 대신에, 효율을 저하시킬 수 있다.
제1 DC/DC 컨버터가 RCC 회로로 구성되면, 대기 모드에서의 저전압 출력 조건 하에서, 기동 저항에 전기적으로 접속된 트랜지스터(850)가 스위칭되기 때문에, 실시예 4에서와 같은 구성도 기동 저항으로 인한 손실들을 감소시킬 수 있다. 따라서, 전원 장치의 효율이 더 향상될 수 있다.
다음으로, 실시예 5를 설명한다. 실시예 5에서는, 실시예 4에 기술된 RCC 방식의 전원 장치를 레이저 빔 프린터에 적용하는 경우를 설명한다. 실시예 4와 공통되는 부분들은 동일한 참조 부호들을 사용하여 도시되고, 그 설명을 생략하며, 본 실시예에 특정된 특징들만을 설명한다.
본 실시예에서의 제1 DC/DC 컨버터의 동작을 설명한다.
도 9는, 본 실시예의 레이저 빔 프린터에서 제1 DC/DC 컨버터 및 제2 DC/DC 컨버터의 구성을 도시하는 회로도이다. 도 9에서, FET(927)에 대하여 좌측이 제1 DC/DC 컨버터 부분이며, FET(927)를 포함하는 우측이 제2 DC/DC 컨버터 부분이다. 제1 DC/DC 컨버터로부터의 출력(+24V)은, 화상 형성 장치에서, 모터 등의, 구동부에 공급된다. 제2 DC/DC 컨버터로부터의 출력(+3.3V)은 화상 형성 장치에서의 구동부의 동작을 제어하는, CPU 및 ASIC 등의, 제어부에 공급된다.
도 9에서, 구성은 제2 DC/DC 컨버터의 메인 스위칭 FET(927), 인덕터(928), 재생 다이오드(regenerative diode)(929), 캐패시터(930), 저항들(926, 934 내지 937) 및 제너 다이오드(938)를 포함한다. 이 구성은 저항(939) 및 비교기들(932, 933)을 더 포함한다.
먼저, 통상 모드에서의 동작을 설명한다. 비교기(932)는 기준 전압으로 제너 다이오드(938)의 전압을 사용하여, 기준 전압과, 저항들(934, 939)에 의해 분압된 전압을 비교한다. 저항(939)의 전압이 제너 다이오드(938)의 전압 아래로 감소하면, 비교기(932)의 출력은 로우로 스위칭되고, 따라서, FET(927)의 게이트 전압이 감소하여 FET(927)가 턴 온 된다. 이것은 인덕터(928)를 통해 전류가 흐르게 하고, 캐패시터(930)가 충전되어 캐패시터의 양단부 전압이 증가한다. 다음으로, 전압이 증가하고, 저항(939)의 전압이 제너 다이오드(938)의 전압을 초과하는 경우, 비교기(932)의 출력은 하이로 스위칭되고, 따라서, FET(927)의 게이트 전압이 증가하여 FET(927)는 턴 오프 된다. 또한, 인덕터(928)는 또한 전류를 계속해서 흐르게 하도록 시도하기 때문에, 다이오드(929)는 턴 온 되어 인덕터(928)에 축적된 에너지를 이용하여 캐패시터(930)가 충전된다. 이때, 다이오드(980)는 도통하여 비교기(932)의 포지티브 입력 단자의 전압을 감소시키기 때문에, 비교기(932)는 반전되어 FET(927)를 턴 온 시킨다. 전술된 일련의 발진 동작을 반복하여, 도시된 제1 DC/DC 컨버터는 계속해서 발진한다.
도 10은, 레이저 프린터의 제어부로부터 전원 장치로의 에너지 절약 모드 신호 라인의 접속들을 도시한다. 도 10은, 제어 회로의 출력 트랜지스터(188) 및 CPU 또는 ASIC으로 구성된 제어 회로(190)를 도시한다. 또한, 도 10은 저항들(185 내지 187, 271, 272)을 도시한다. FET(270)를 사용하는 로드 스위치를 통해 구동계(+24V)의 출력이 턴 온 되고 턴 오프 된다. FET(270)의 드레인은 도 9의 단부 D, 즉, 구동계 전원에 전기적으로 접속되어 있다. 이러한 구성에 의해, 제어 회로(190)의 출력이 하이인 경우, 출력 트랜지스터(188)는 로우 임피던스 상태에 있고, 로드 스위치, 즉, FET(270)는 턴 온 된다. 반면에, 제어 회로(190)의 출력이 로우인 경우, 출력 트랜지스터(188)는 하이 임피던스 상태에 있고, 로드 스위치, 즉, FET(270)는 턴 오프 된다.
도 11의 흐름도를 참조하여 기기가 에너지 절약 모드에 들어가게 될 때의 동작을 설명한다. 에너지 절약 모드에서, 제어 회로(190)로부터의 신호는, 제1 직류 전압을 공급하는 것을 중지시키기 위해 스텝 11(도 11에서 S11로 약기함, 이하 동일하게 적용됨)에서 출력 트랜지스터(188)를 턴 오프 시켜 저항(272)으로부터 전압 을 수취하는 게이트 단자를 하이 상태 또는 하이 임피던스 상태가 되게 한다. 그 조건 하에서, FET(270), 로드 스위치는 턴 오프 되기 때문에, 제1 DC/DC 컨버터는 단자(171)로부터 전원 외부로 제1 직류 전압을 출력하지 않는다.
그 후에, 스텝 12에서, 단자(184)가 로우로 스위칭 되고 단자(174)로부터 도 9에 도시된 전원 장치로 에너지 절약 모드 신호가 입력되면, 트랜지스터(175)는 턴 오프되어 포토커플러의 LED(906-b)를 통해 전류가 흐르는 것을 가능하게 하고, 이것은 전원의 비교기(933)가 동작하는 것을 가능하게 한다. 비교기(933)는, 저항들(935, 937)에 의해 분압된 전압을 제너 다이오드(938)의 전압과 비교하도록 구성된다. 비교기(933)는, 저항(937)의 전압이 제너 다이오드(938)의 전압보다 높을 때 온 상태가 되고, 이것은 포토커플러의 LED(906-b)를 통해 전류가 흐르게 하여 LED를 발광시킨다. 포토커플러의 수광 측의 트랜지스터(906-a)는, 트랜지스터(850)의 베이스와 이미터 사이에 전기적으로 접속되어 있고, 포토커플러의 LED(906-b)가 발광할 때 트랜지스터(850)를 턴 오프 시키고, LED가 꺼질 때 트랜지스터(850)를 턴 온 시킨다. 이러한 방법으로, 제2 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 제3 직류 전압으로 안정화되도록 기동 저항(805)과 스위칭 소자(807)를 턴 온 및 턴 오프 시킨다. 따라서, 제2 DC/DC 컨버터의 피드백 회로는, 출력 전압의 값이 항상 목표값 아래이기 때문에 FET(927)를 턴 온으로 유지하도록 동작한다. 이러한 방법으로, 제2 DC/DC 컨버터의 FET(927)가 온 상태로 고정되어 스위칭 손실이 억제되고, 제2 DC/DC 컨버터의 손실은 FET(927) 및 인덕터(928)의 저항값에 의한 손실만으로 한정된다. 또한, 제1 DC/DC 컨버터는 3.3V의 전압의 증감에 따라 긴 주기로 중지되기 때문에, 스위칭 손실이 감소하고 전원 효율이 비약적으로 향상된다.
다음으로, 도 12를 참조하여 에너지 절약 모드로부터의 복귀를 설명한다. 스텝 21에서 단자(184)를 하이로 스위칭하는 것은, 트랜지스터(175)를 턴 온 시키고, 비교기(933)가 기동 저항(805)과 FET(907)를 제어하는 것을 중지시키고, 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 제1 직류 전압(+24V)을 향해 상승을 개시하도록 한다. 스텝 22에서 제1 DC/DC 컨버터 출력 전압이 제1 직류 전압에 도달할 때까지 수 마이크로초(microsecond) 동안 대기한 후에, 스텝 23에서 출력 트랜지스터(188)가 턴 온 된다. 다음으로, FET(270), 로드 스위치가 턴 온 되어 단자(171)로부터 구동계의 부하에 제1 직류 전압이 공급된다. 대안으로, 구동계의 부하에 신뢰할 수 없는 전압이 인가될 때 오동작하는 소자가 없으면, FET(270), 로드 스위치는 제1 직류 전압이 턴 온 또는 턴 오프 되지 않도록 제거될 수 있다.
전술된 바와 같이 본 실시예에 따르면, 대기 모드에서의 전원 장치의 효율은, 레이저 빔 프린터에 본 발명의 전원 장치를 적용한 구성에서 향상될 수 있다.
예시적인 실시예들을 참조하여 본 발명을 설명하였지만, 본 발명은 개시된 예시적인 실시예들로 제한되는 것이 아님을 이해해야 한다. 이하의 청구범위의 범주는 그러한 모든 변경들과 등가의 구조물들 및 기능들을 포함하도록 최광의로 해석되어야 한다.
도 1은, 실시예 1의 전원 장치의 구성을 도시하는 회로도이다.
도 2는, 실시예 2의 전원 장치의 구성을 도시하는 회로도이다.
도 3은, 실시예 1의 전원의 효율과 종래 기술의 예시의 전원의 효율을 비교한 도면이다.
도 4는, 실시예 1의 전원 장치가 대기 모드로부터 통상 모드로 이행될 때 그것의 각각의 부분들의 파형들을 도시하는 도면이다.
도 5는, 실시예 1의 전원 장치가 통상 모드로부터 대기 모드로 이행될 때 그것의 각각의 부분들의 파형들을 도시하는 도면이다.
도 6은, 실시예 3의 제2 DC/DC 컨버터의 구성을 도시하는 회로도이다.
도 7은, 실시예 3의 제2 DC/DC 컨버터의 다른 구성을 도시하는 회로도이다.
도 8은, 실시예 4의 전원 장치의 제1 DC/DC 컨버터의 구성을 도시하는 회로도이다.
도 9는, 실시예 5의 전원 장치의 구성을 도시하는 회로도이다.
도 10은, 실시예 5의 레이저 프린터의 제어부로부터 전원 장치로의 접속들을 도시하는 도면이다.
도 11은, 에너지 절약 모드로 이행될 때 실시예 5의 동작을 도시하는 흐름도이다.
도 12는, 에너지 절약 모드로부터의 복귀 시에 실시예 5의 동작을 도시하는 흐름도이다.
도 13은, 종래 기술의 예시의 구성을 도시하는 회로도이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
700: 상용 교류 전원
710: 전원 제어 IC
731: 부하
738: 제2 DC/DC 컨버터 제어 IC
746: CPU

Claims (7)

  1. 교류 전원으로부터 직류 전압을 취득하기 위한 전원 장치이며,
    상기 교류 전원으로부터의 교류 전압을 정류하고 평활화하기 위해 상기 교류 전원에 전기적으로 접속되는 정류 평활 유닛;
    상기 정류 평활 유닛으로부터의 직류 전압을 변환하여 제1 직류 전압을 출력하기 위한 제1 DC/DC 컨버터;
    상기 제1 DC/DC 컨버터로부터의 상기 제1 직류 전압을 입력받아, 스위칭 유닛의 스위칭 동작을 통해 상기 제1 직류 전압보다 낮은 제2 직류 전압을 출력하기 위한 제2 DC/DC 컨버터; 및
    상기 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 상기 제1 직류 전압으로부터 상기 제2 직류 전압보다 낮은 제3 직류 전압으로 감소하고, 상기 제2 DC/DC 컨버터의 상기 스위칭 유닛이 연속 도통 상태(continuously-conducting state)에서 구동되는, 상태로 이행시키기 위한 이행 유닛
    을 포함하는 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 이행 유닛은, 상기 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압을 검출하는 차동 증폭기의 기준 전압 또는 상기 검출된 전압을 분압하는 저항들을 스위칭하기 위한 수단을 이용하여 상기 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압을 상기 제1 직류 전압으로부터 상기 제3 직류 전압으로 변경하는 전원 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 이행 유닛은, 상기 제2 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 상기 제3 직류 전압으로 안정화되도록 상기 제1 DC/DC 컨버터를 제어하기 위한 유닛을 포함하는 전원 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 DC/DC 컨버터는 기동 저항을 갖는 RCC 방식의 전원 장치 내에 구성되고,
    상기 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압을 상기 제2 직류 전압보다 낮은 상기 제3 직류 전압으로 변경하기 위해, 상기 기동 저항을 스위칭하기 위한 유닛을 더 포함하는 전원 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압인 상기 제1 직류 전압을 부하에 공급하고 확인하기 위한 로드 스위치를 더 포함하고,
    상기 부하로의 상기 제1 직류 전압을 확인하기 위해 상기 로드 스위치가 턴 오프 된 후에, 상기 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 상기 제3 직류 전압으로 감소하는 전원 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압인 상기 제1 직류 전압을 부하에 공급하고 확인하기 위한 로드 스위치를 더 포함하고,
    상기 로드 스위치가 턴 온 되어야 할 때, 상기 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 상기 제1 직류 전압으로 복귀된 다음, 상기 로드 스위치가 턴 온 되는 전원 장치.
  7. 화상 형성 장치이며,
    화상을 형성하도록 구동되는 구동부;
    상기 구동부의 동작을 제어하기 위한 제어부; 및
    상기 구동부와 상기 제어부를 동작시키기 위해, 교류 전원으로부터 직류 전압을 취득하기 위한 전원부
    를 포함하고,
    상기 전원부는,
    상기 교류 전원으로부터의 교류 전압을 정류하고 평활화하기 위해 상기 교류 전원에 전기적으로 접속되는 정류 평활 유닛;
    상기 정류 평활 유닛으로부터의 직류 전압을 변환하여 제1 직류 전압을 출력하기 위한 제1 DC/DC 컨버터;
    상기 제1 DC/DC 컨버터로부터의 상기 제1 직류 전압을 입력받아, 스위칭 유 닛의 스위칭 동작을 통해 상기 제1 직류 전압보다 낮은 제2 직류 전압을 출력하기 위한 제2 DC/DC 컨버터; 및
    상기 화상 형성 장치가 상기 제어부로부터의 명령에 응답하여 에너지 절약 모드가 될 때, 상기 제1 DC/DC 컨버터의 출력 전압이 상기 제1 직류 전압으로부터 상기 제2 직류 전압보다 낮은 제3 직류 전압으로 감소하고, 상기 제2 DC/DC 컨버터의 상기 스위칭 유닛이 연속 도통 상태에서 구동되는, 상태로 이행시키기 위한 이행 유닛
    을 포함하는 화상 형성 장치.
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