CN116111848A - 集成电路和电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供抑制电源电压的降低的集成电路。集成电路包括：变压器，其包含初级线圈、次级线圈和辅助线圈；晶体管，其控制流过初级线圈的电感电流；第1电容器；及第1二极管，其在晶体管截止时基于辅助线圈的电压对第1电容器充电，该集成电路对根据输入电压生成输出电压并施加到负载的电源电路的晶体管的开关进行控制，其包括：第1端子，其施加有第1电容器的电压以作为电源电压；第2端子，其施加有与输出电压相对应的反馈电压；驱动信号输出电路，其在流过负载的负载电流变小时，基于反馈电压输出晶体管的开关周期变长的驱动信号；驱动电路，其基于驱动信号来驱动晶体管；及判定电路，其判定电源电压是否比第1电压要低，电源电路包含：升压电路，其基于辅助线圈的电压来生成升压电压；及第1充电电路，其在电源电压比第1电压要低的情况下，基于升压电压对第1电容器充电。

Description

集成电路和电源电路
技术领域
本发明涉及集成电路和电源电路。
背景技术
电源电路中有时设有集成电路，该集成电路通过由来自变压器的辅助线圈的电压所生成的电源电压，来控制电源电路的功率晶体管的开关(例如，专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2021－108517号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
一般，辅助线圈的电压通过集成电路对功率晶体管进行开关来生成。因此，例如，如果流过电源电路的负载的电流变小、功率晶体管的开关周期变长，则辅助线圈的电压有时会降低，导致电源电压降低。
然后，如果电源电压降低，则有时所谓的低压保护电路动作，集成电路被复位。
本发明是鉴于上述那样的现有问题而完成的，其目的在于提供一种抑制电源电压的下降的集成电路。
用于解决技术问题的技术手段
解决上述问题的本发明所涉及的第1方式的集成电路包括：变压器，该变压器包含初级线圈、次级线圈和辅助线圈；晶体管，该晶体管控制流过所述初级线圈的电感电流；第1电容器；以及第1二极管，该第1二极管在所述晶体管截止时，基于所述辅助线圈的电压对所述第1电容器进行充电，所述集成电路对根据输入电压生成输出电压并施加到负载的电源电路的所述晶体管的开关进行控制，其特征在于，包括：第1端子，该第1端子施加有所述第1电容器的电压以作为电源电压；第2端子，该第2端子施加有与所述输出电压相对应的反馈电压；驱动信号输出电路，该驱动信号输出电路在流过所述负载的负载电流变小时，基于所述反馈电压输出所述晶体管的开关周期变长的驱动信号；驱动电路，该驱动电路基于所述驱动信号来驱动所述晶体管；以及判定电路，该判定电路判定所述电源电压是否比第1电压要低，所述电源电路包含：升压电路，该升压电路基于所述辅助线圈的电压来生成升压电压；以及第1充电电路，该第1充电电路在所述电源电压比所述第1电压要低的情况下，基于所述升压电压对所述第1电容器进行充电。
解决上述问题的本发明所涉及的第1方式的电源电路根据输入电压生成输出电压并施加给负载，所述电源电路包括：变压器，该变压器包含初级线圈、次级线圈和辅助线圈；晶体管，该晶体管对流过所述初级线圈的电感电流进行控制；第1电容器；第1二极管，该第1二极管在所述晶体管截止时，基于所述辅助线圈的电压对所述第1电容器进行充电；升压电路，该升压电路基于所述辅助线圈的电压来生成升压电压；第1充电电路，该第1充电电路对所述第1电容器进行充电；以及集成电路，该集成电路控制所述晶体管的开关，所述集成电路包含：第1端子，该第1端子施加有所述第1电容器的电压以作为电源电压；第2端子，该第2端子施加有与所述输出电压相对应的反馈电压；驱动信号输出电路，该驱动信号输出电路输出开关周期根据所述反馈电压而变更的驱动信号；驱动电路，该驱动电路基于所述驱动信号来驱动所述晶体管；以及判定电路，该判定电路判定所述电源电压是否比第1电压要低，所述第1充电电路在所述电源电压比所述第1电压要低的情况下，基于所述升压电压对所述第1电容器进行充电。
解决上述问题的本发明所涉及的第2方式的电源电路根据输入电压生成输出电压并施加给负载，所述电源电路包括：变压器，该变压器包含初级线圈、次级线圈和辅助线圈；晶体管，该晶体管对流过所述初级线圈的电感电流进行控制；第1电容器；第1二极管，该第1二极管在所述晶体管截止时，基于所述辅助线圈的电压对所述第1电容器进行充电；判定电路，该判定电路判定所述第1电容器的电压是否比第1电压要低；升压电路，该升压电路基于所述辅助线圈的电压来生成升压电压；第1充电电路，该第1充电电路在所述第1电容器的电压比第1电压要低的情况下，基于所述升压电压对所述第1电容器进行充电；以及集成电路，该集成电路控制所述晶体管的开关，所述集成电路包含：第1端子，该第1端子施加有所述第1电容器的电压以作为电源电压；第2端子，该第2端子施加有与所述输出电压相对应的反馈电压；驱动信号输出电路，该驱动信号输出电路输出开关周期根据所述反馈电压而变更的驱动信号；以及驱动电路，该驱动电路基于所述驱动信号来驱动所述晶体管。
发明效果
根据本发明，能提供抑制电源电压的降低的集成电路。
附图说明
图1是示出AC-DC转换器10的结构的一个示例的图。
图2是示出控制IC32的结构的一个示例的图。
图3是示出启动电路53的结构的一个示例的图。
图4是示出反馈电压Vfb与振荡信号osc_out的频率Fsw之间的关系的图。
图5是示出控制电路57的结构的一个示例的图。
图6(A)是说明在重负载的情况下生成驱动信号Vq1的动作的图，图6(B)是说明在轻负载的情况(或使输出电压Vout降低的情况)下生成驱动信号Vq1的动作的图。
图7是示出电流输出电路39a的结构的一个示例的图。
图8是示出在反馈电压Vfb较高的情况下如何生成电源电压Vcc的图。
图9是示出在反馈电压Vfb较低的情况下如何生成电源电压Vcc的图。
图10是示出在使输出电压Vout降低的情况下如何生成电源电压Vcc的图。
图11是示出电流输出电路39b的结构的一个示例的图。
图12是示出控制电路58的结构的一个示例的图。
图13是示出电流输出电路39c的结构的一个示例的图。
具体实施方式
根据本说明书及附图的记载，至少明确了以下事项。
＝＝＝＝＝本实施方式＝＝＝＝＝
图1是示出本发明的一个实施方式即AC-DC转换器10的结构的一个示例的图。AC-DC转换器10是根据商用电源的交流电压Vac来生成输出电压Vout的电源电路。
＜＜AC-DC转换器10的概要＞＞
AC-DC转换器10构成为包含全波整流电路20、电容器21、24、41、变压器22、电阻23、二极管25、27、28、40、控制模块26、恒压电路42和发光二极管43。
然后，DC-DC转换器11连接到AC-DC转换器10，是由AC-DC转换器10供电的负载，施加有输出电压Vout。另外，将流过DC-DC转换器11的电流设为负载电流Iout。
此外，DC-DC转换器11将直流电压Vdc施加到MCU(Micro Controller Unit：微控制器单元)12。此外，MCU12输出信号Sig，并基于信号Sig使恒压电路42(后述)切换直流电压Vshunt的电平。该情况下，详细内容在后文中阐述，但AC-DC转换器10输出较高的输出电压Vout或较低的输出电压Vout。
全波整流电路20对作为输入电压的规定的交流电压Vac进行全波整流，并且将其作为电压Vrec1施加到变压器22的初级线圈L1、电容器21、24和电阻23。此外，电容器21对电压Vrec1进行滤波。另外，交流电压Vac例如是有效值为100～240V、频率为50～60Hz的电压。
变压器22具有设置在输入侧的初级线圈L1、与初级线圈L1磁耦合的次级线圈L2、以及与次级线圈磁耦合的辅助线圈L3。
此处，次级线圈L2和辅助线圈L3被卷绕，以使得在次级线圈L2和辅助线圈L3中产生的电压的极性与在初级线圈L1中产生的电压的极性相反。另外，初级线圈L1及辅助线圈L3设置在输入侧(初级侧)，次级线圈L2设置在输出侧(次级侧)。
电阻23、电容器24和二极管25构成缓冲电路。当功率晶体管30(后述)截止时，缓冲电路抑制因初级线圈L1的漏电感而产生的浪涌电压，并防止功率晶体管30的损坏。此外，缓冲电路与初级线圈L1并联连接。此外，二极管25的阳极连接到后述的功率晶体管30的高电位侧，阴极连接到电阻23。此外，电容器24与电阻23并联连接。
控制模块26通过控制在变压器22的初级侧的初级线圈L1中流动的电感电流IL1，来控制在变压器22的次级侧的次级线圈L2中产生的电压。其结果是，在变压器22的次级侧生成输出电压Vout。
二极管27、28对交流电压Vac进行全波整流，并生成整流电压Vrec2。另外，整流电压Vrec2施加到控制模块26中所包含的控制IC32(后述)的端子VH。
二极管40对来自变压器22的次级线圈L2的电感电流IL2进行整流，并提供给电容器41。电容器41被来自二极管40的电流所充电，因此，在电容器41的端子间产生输出电压Vout。
恒压电路42是生成恒定的直流电压的电路，例如使用分路调节器来构成。然后，在DC-DC转换器11例如是用于打印机(未图示)的电源电路的情况下，恒压电路42基于表示打印机正在动作的来自MCU12的信号Sig输出较高的直流电压Vshunt。
另一方面，恒压电路42基于表示打印机处于待机状态的来自MCU12的信号Sig输出较低的直流电压Vshunt。
发光二极管43是发射具有与输出电压Vout和来自恒压电路42的电压Vshunt之差相对应的强度的光的元件，并与后述的光电晶体管38一起构成光电耦合器。在本实施方式中，当输出电压Vout的电平变高时，来自发光二极管43的光的强度变强。
＜＜控制模块26的概要＞＞
控制模块26是用于控制AC-DC转换器10的电路模块。控制模块26构成为包含功率晶体管30、电阻31、36、控制IC32、电容器33、35、37、二极管34、光电晶体管38以及电流输出电路39a。
功率晶体管30是用于控制提供给DC-DC转换器11的功率的NMOS晶体管，对流过初级线圈的电感电流IL1进行控制。
另外，在本实施方式中，功率晶体管30是MOS(Metal Oxide Semiconductor：金属氧化物半导体)晶体管，但不限于此。功率晶体管30只要是能控制功率的晶体管即可，例如可以是双极型晶体管等。
电阻31是用于检测在功率晶体管30导通时流过初级线圈L1的电感电流IL1(即、流过功率晶体管30的电流)的电阻。电阻31的一端连接到功率晶体管30的源极电极，另一端接地。
控制IC32是对功率晶体管30进行开关以生成输出电压Vout的集成电路。具体而言，控制IC32基于电感电流IL1和反馈电压Vfb来对功率晶体管30进行开关。
另外，关于控制IC32的详细情况将在后文中阐述，控制IC32设置有端子CS、FB、OUT、VCC、VH、A。另外，功率晶体管30的栅极电极连接到端子OUT，并且功率晶体管30由驱动电压Vg来开关。另外，在实际的控制IC32中也设置有其它端子，但为了方便说明而省略。
电容器33设置在端子VCC与辅助线圈L3的一端之间。此外，二极管34的阳极连接至辅助线圈L3，阴极连接至端子VCC。此外，二极管34基于辅助线圈L3的另一端的电压Va对电容器33进行充电。另外，辅助线圈L3的一端接地。
此外，辅助线圈L3中产生的电压Va经由二极管34施加到电容器33。另外，当功率晶体管30截止时，施加有基于辅助线圈L3的电压Va的电压的电容器33连接到端子VCC，该电压成为电源电压Vcc。
即，电容器33的电压作为电源电压Vcc施加到端子VCC。
另外，电容器33相当于“第1电容器”，二极管34相当于“第1二极管”，端子VCC相当于“第1端子”。
电容器35设置在端子CS与接地之间，并且经由电阻36施加有因电感电流IL1流动而产生的电阻31的电压。另外，电容器35和电阻36构成低通滤波器，使端子CS的电压Vcs稳定化。
电容器37设置在端子FB与接地之间，使端子FB的电压Vfb稳定化。此外，电压Vfb是与输出电压Vout相对应的反馈电压，并且被施加到端子FB。
另外，虽然在后文中说明详细内容，但是控制IC32以与电压Vfb相对应的频率导通功率晶体管30。而且，当功率晶体管30导通的期间电压Vcs超过电压Vfb时，控制IC32使功率晶体管30截止。
光电晶体管38设置在端子FB与接地之间，接收来自发光二极管43的光。此外，当发光二极管43发射的光的强度变强时，光电晶体管38使更大的灌电流Ia流过端子FB。作为其结果，详细内容在后文中阐述，但反馈电压Vfb降低。另外，端子FB相当于“第2端子”。
电流输出电路39a进行动作，以使得当电源电压Vcc变低时对电容器33进行充电。另外，电流输出电路39a的详细内容在后文中阐述。
＜＜控制IC32的结构＞＞
图2是示出控制IC32的结构的一个示例的图。控制IC32对功率晶体管30进行开关，以生成输出电压Vout。具体而言，控制IC32基于与电感电流IL1相对应的电压Vcs、以及反馈电压Vfb，来对功率晶体管30进行开关。
控制IC32构成为包含低压保护电路(UVLO)50、启动元件51、电阻52、54、启动电路53、驱动信号输出电路55、驱动电路56以及控制电路57。
＝＝低压保护电路(UVLO)50＝＝
低压保护电路50基于电源电压Vcc输出信号rst。具体而言，如果电源电压Vcc的电平成为规定电平Voff，则低电压保护电路50输出使功率晶体管30的开关停止的高电平(以下，设为“H”电平。)的信号rst。
另一方面，若在启动电路53(后述)的动作时、电源电压Vcc的电平成为比规定电平Voff要高的规定电平Von，则低压保护电路50输出允许功率晶体管30的开关的低电平(以下，设为“L”电平。)的信号rst。
＝＝启动元件51、电阻52＝＝
驱动元件51是根据基于施加到端子VH的电压Vh(即，整流元件Vrec2)的电流来生成规定电压的元件。电阻52是限制启动电路53经由端子VCC对图1的电容器33进行充电时的电流的元件。此外，如果规定电压被施加到一端，则电阻52在另一端生成电压Vsup。另外，端子VH相当于“第3端子”。
＝＝启动电路53的概要＝＝
例如，在低压保护电路50输出“H”电平的信号rst的情况下，启动电路53输出以与电压Vh相对应的电压Vsup经由端子VCC对图1的电容器33进行充电的电流。另一方面，在低压保护电路50输出“L”电平的信号rst的情况下，启动电路53停止动作。
具体而言，如果电源电压Vcc的电平低于规定电平Voff(例如，控制IC32的启动时)，则低压保护电路50输出“H”电平的信号rst。该情况下，启动电路53基于“H”电平的信号rst来输出电流。
此外，启动电路53基于“L”电平的信号rst来停止动作。
＝＝启动电路53的详细＝＝
如图3所示，启动电路53构成为包含OR元件70、NMOS晶体管71、PMOS晶体管72、电阻73、75、76、二极管74以及迟滞比较器77。
OR元件70运算信号rst与迟滞比较器77的输出信号dss_o的逻辑和，并基于运算结果来对NMOS晶体管71进行导通截止。此外，如果输入“H”电平的信号rst，则OR元件70使NMOS晶体管71导通。
如果NMOS晶体管71被导通，则将电阻73的一端的电压设为接地电压，并使位于施加电压Vsup的节点与二极管74的阳极之间的PMOS晶体管72导通。
另外，对电阻73的另一端施加电压Vsup。此外，如果PMOS晶体管72被导通，则图1的电容器33被与经由二极管74和端子VCC的电压Vsup相对应的电流所充电。
另一方面，如果NMOS晶体管71被截止，则PMOS晶体管72被截止，电容器33不充电。
电阻75、76串联设置在端子VCC与接地之间，构成分压电路。电阻75、76的连接点的电压根据电源电压Vcc而变化，并施加到迟滞比较器77的反相输入端子。
基准电压Vref_dss被施加到迟滞比较器77的非反相输入端子。另外，迟滞比较器77基于基准电压Vref_dss，生成较高的阈值Vdssh以及比阈值Vdssh要低的阈值Vdssl。
然后，如果电阻75、76的连接点的电压比阈值Vdssl要低，则迟滞比较器77输出“H”电平的信号dss_o。另一方面，如果电阻75、76的连接点的电压比阈值Vdssh要高，则迟滞比较器77输出“L”电平的信号dss_o。
根据以上结构，如果“L”电平的信号rst被输入到启动电路53，且电源电压Vcc比对应于阈值Vdssl的电压要低，则启动电路53对电容器33进行充电，以使得对电源电压Vcc分压后的电压位于阈值Vdssh与阈值Vdssl之间。
另一方面，例如，如果来自辅助线圈L3的电压Va变高，且电源电压Vcc比阈值Vdssh要高，则启动电路53不对电容器33进行充电。另外，阈值Vdssl比后述的规定电平Voff要高。此外，阈值Vdssl相当于“第2电压”，启动电路53相当于“第2充电电路”。
＝＝电阻54＝＝
返回图2，对电阻54进行说明。电阻54中，一端施加有来自内部电源(未图示)的电压Vdd，另一端连接到端子FB。此外，图1的光电晶体管38所产生的灌电流Ia流过电阻54，反馈电压Vfb基于电阻54中产生的电压而生成。
具体而言，如果来自发光二极管43的光的强度增加，则光电晶体管38使较大的灌电流Ia流过端子FB。因此，电阻54中产生的电压变大，反馈电压Vfb降低。即，与输出电压Vout相对应的反馈电压Vfb被施加到端子FB。
＝＝驱动信号输出电路55＝＝
驱动信号输出电路55输出开关周期根据反馈电压Vfb而变更的驱动信号Vq1。驱动信号输出电路55构成为包含振荡电路60、比较器61和SR触发器62。
＝＝＝振荡电路60＝＝＝
振荡电路60生成导通功率晶体管30的定时。具体而言，振荡电路60基于反馈电压Vfb输出振荡信号osc_out。此外，例如如图4所示，振荡信号osc_out的频率Fsw通常被设定为规定频率Fsw_norm(例如，100kHz)，并且设定为频率Fsw随着反馈电压Vfb的降低而降低。
＝＝＝比较器61＝＝＝
图2的比较器61生成使功率晶体管30截止的定时。具体而言，在功率晶体管30被导通的情况下，如果电压Vcs成为反馈电压Vfb，则输出使功率晶体管30截止的“H”电平的信号Vr。
＝＝＝SR触发器62＝＝＝
如果振荡电路60输出使功率晶体管30导通的“H”电平的振荡信号osc_out，则SR触发器62输出使功率晶体管30导通的“H”电平的信号Vq1。
另一方面，如果比较器61输出“H”电平的信号Vr，则SR触发器62输出使功率晶体管30截止的“L”电平的信号Vq1。另外，由此，驱动信号Vq1的开关周期根据频率Fsw而变更，该频率Fsw根据反馈电压Vfb而变化。
＝＝驱动电路56＝＝
驱动电路56基于驱动信号Vq1经由端子OUT输出驱动信号Vg，以驱动功率晶体管30。
具体而言，如果输入“H”电平的驱动信号Vq1，则驱动电路56输出作为电源电压Vcc的驱动电压Vg，并使功率晶体管30导通。另一方面，如果输入“L”电平的驱动信号Vq1，则驱动电路56输出作为接地电压的驱动电压Vg，并使功率晶体管30截止。
另外，在输入了来自保护AC-DC转换器10的保护电路(未图示)的使功率晶体管30的开关停止的信号的情况下，驱动电路56将驱动电压Vg维持在接地电压，并停止功率晶体管30的开关。
＝＝控制电路57的概要＝＝
控制电路57判定电源电压Vcc是否低于阈值Vvccl(后述)，并输出使电流输出电路39a动作的信号Son。具体而言，在电源电压Vcc比与基准电压Vref_vcc相对应的阈值Vvccl要低的情况下，为了将电源电压Vcc维持在较高的电平，控制电路57输出使电流输出电路39a对电容器33充电的“H”电平的信号Son。另外，关于阈值Vvcch、Vvccl，下面参照图5来说明。
另一方面，在电源电压Vcc比与基准电压Vref_vcc相对应的阈值Vvcch要高的情况下，控制电路57输出使电流输出电路39a停止电容器33的充电的“L”电平的信号Son。
＝＝控制电路57的详细＝＝
这里，如图5所示，控制电路57构成为包含电阻80、81、迟滞比较器82、NMOS晶体管83以及齐纳二极管84。电阻80、81串联设置在施加电源电压Vcc的节点与接地之间，构成分压电路。电源电压Vcc被施加到电阻80的一端，另一端被连接到电阻81的一端。电阻81的另一端接地。
电阻80、81的连接点的电压被施加到迟滞比较器82的反相输入端子。此外，基准电压Vref_vcc被施加到迟滞比较器82的非反相输入端子。
然后，迟滞比较器82基于基准电压Vref_vcc，生成较高的阈值Vvcch以及比阈值Vvcch要低的阈值Vvccl。另外，阈值Vvccl比规定电平Voff要高。
如果电阻80、81的连接点的电压比阈值Vvccl要低，则迟滞比较器82输出“L”电平的信号。另一方面，如果电阻80、81的连接点的电压比阈值Vvcch要高，则迟滞比较器82输出“H”电平的信号。
NMOS晶体管83中，来自迟滞比较器82的信号被输入到栅极电极，源极电极接地。此外，从漏极电极输出信号Son。
如果迟滞比较器82输出“H”电平的信号，则NMOS晶体管83导通。该情况下，控制电路57输出“L”电平的信号Son。
另一方面，如果迟滞比较器82输出“L”电平的信号，则NMOS晶体管83截止。该情况下，NMOS晶体管83的漏极电极因电流输出电路39a内的电阻121(后述)而被上拉，因此，信号Son成为“H”电平。
齐纳二极管84是决定输出“H”电平的信号Son的情况下的信号Son的电压电平的元件，图1的电流输出电路39a决定对图1的电容器33进行充电时的电压。
换言之，齐纳二极管84是当电流输出电路39a对电容器33充电时、决定电容器33中产生的电源电压Vcc的上限的电压的元件。
此外，齐纳二极管84也起到保护元件的功能，以使得NMOS晶体管83的漏极-源极电极间的电压不超过NMOS晶体管83的耐压。
然后，齐纳二极管84与NMOS晶体管83并联连接，阳极接地，阴极被连接到NMOS晶体管83的漏极电极。
此外，在NMOS晶体管83被截止的情况下，齐纳二极管84使来自电阻121的电流流向接地，并维持NMOS晶体管83的漏极电极的电压，从而能够导通NMOS晶体管120(后述)。
如上所述，控制电路57基于电源电压Vcc来控制电流输出电路39a所进行的电容器33的充电，其结果是抑制了电源电压Vcc低于阈值Vvccl。另外，阈值Vvccl比阈值Vdssh和规定电平Voff要高。
另外，NMOS晶体管83相当于“第1开关”和“第1NMOS晶体管”，阈值Vvccl相当于“第1电压”，控制电路57相当于“判定电路”。
＜＜驱动信号Vq1的生成、以及伴随驱动信号Vq1的电源电压Vcc的变化＞＞
图6是对驱动信号输出电路55生成驱动信号Vq1的动作进行说明的图。
首先，参照图6(A)来说明驱动信号输出电路55生成驱动信号Vq1的动作。
该情况下，详细内容在后文中阐述，但例如图1的DC-DC转换器11的状态为重负载，因此反馈电压Vfb较高。因此，振荡信号osc_out的频率Fsw成为图4所示的规定频率Fsw_norm。
这里，“DC-DC转换器11的状态为重负载”是指例如流过DC-DC转换器11的负载电流Iout的电流值比规定值(例如，1A)要大的情况。另一方面，“DC-DC转换器11的状态为轻负载”是指例如流过DC-DC转换器11的负载电流Iout的电流值比规定值(例如，1A)要小的情况。
此外，“DC-DC转换器11的状态为无负载”是指流过DC-DC转换器11的负载电流Iout的电流值极小或为0(零)A的情况。
此外，说明了用于判定DC-DC转换器11的状态为重负载还是轻负载的负载电流Iout的电流值例如为1A，但该电流值可以被设定为各种各样。
另外，驱动信号输出电路55生成驱动信号Vq1，以控制功率晶体管30的导通期间相对于由振荡信号osc_out的频率Fsw所决定的开关周期的比率(即，进行PWM控制)。
图6(A)的情况下，如果DC-DC转换器11的状态为重负载、即负载电流Iout增加而输出电压Vout降低，则输出电压Vout与来自恒压电路42的电压Vshunt之差变小。因此，来自发光二极管43的光变弱，图1的灌电流Ia减少，反馈电压Vfb变高。
此外，如果切换电压Vshunt以使得恒压电路42根据来自MCU12的信号Sig输出从较低的电压Vshunt到较高的电压Vshunt，则输出电压Vout与来自恒压电路42的电压Vshunt之差变小。因此，同样地，来自发光二极管43的光变弱，灌电流Ia减少，反馈电压Vfb变高。
在时刻t0，如果图2的振荡电路60输出“H”电平的振荡信号osc_out，则SR触发器62输出使功率晶体管30导通的“H”电平的驱动信号Vq1。电压Vcs随着该功率晶体管30的导通而线性地变大。
功率晶体管30导通，从而在电压Vcs达到反馈电压Vfb的时刻t1，比较器61输出“H”电平的信号Vr。由此，SR触发器62输出使功率晶体管30截止的“L”电平的驱动信号Vq1。随着该功率晶体管30的截止，电压Vcs也成为接地电压。
在从时刻t0起经过与规定频率Fsw_norm相对应的开关周期所对应的时间后的时刻t2，振荡电路60再次输出“H”电平的振荡信号osc_out。之后，继续同样的动作。
该情况下，流过初级线圈L1的电感电流IL1增加，并且次级线圈L2中所产生的电感电流IL2也增加。然后，由于电感电流IL2的增加，导致输出电压Vout上升。
次级线圈L2与辅助线圈L3磁耦合，因此，输出电压Vout上升，并且辅助线圈L3的电压Va也上升。因此，该情况下，即使电流输出电路39a不动作，电源电压Vcc也维持在高电平。
接着，参照图6(B)来说明驱动信号输出电路55生成驱动信号Vq1的动作。该情况下，详细内容在后文中阐述，但例如图1的DC-DC转换器11的状态为轻负载，因此反馈电压Vfb降低。因此，振荡信号osc_out的频率Fsw成为比图4所示的规定频率Fsw_norm要低的规定频率Fsw_light。
图6(B)的情况下，如果DC-DC转换器11的状态为轻负载、即负载电流Iout减少且输出电压Vout上升，则输出电压Vout与来自恒压电路42的电压Vshunt之差变大。因此，来自发光二极管43的光变强，图1的灌电流Ia增加，反馈电压Vfb变低。
此外，如果切换电压Vshunt以使得恒压电路42根据来自MCU12的信号Sig输出从较高的电压Vshunt到较低的电压Vshunt，则输出电压Vout与来自恒压电路42的电压Vshunt之差变大。因此，同样地，来自发光二极管43的光变强，灌电流Ia增加，反馈电压Vfb变低。
在反馈电压Vfb较低时的图6(B)中，驱动信号输出电路55与图6(A)的情况同样地生成驱动信号Vq1。然而，振荡信号osc_out的频率Fsw变低，因此，与图6(A)的情况相比，与时刻t10和时刻t12之间的规定频率Fsw_light所对应的开关周期变长。即，如果DC-DC转换器11的状态为轻负载、负载电流Iout变小，则开关周期变长。
此外，反馈电压Vfb降低，因此，与图6(A)的情况相比，功率晶体管30导通的期间减少。
该情况下，流过初级线圈L1的电感电流IL1减少，并且次级线圈L2中所产生的电感电流IL2也减少。然后，由于电感电流IL2的减少，导致输出电压Vout降低。
如上述那样，次级线圈L2与辅助线圈L3磁耦合，因此，输出电压Vout降低，并且辅助线圈L3的电压Va降低。因此，该情况下，如果电流输出电路39a不动作，则电源电压Vcc也会不维持在高电平。
另一方面，在功率晶体管30的开关停止的情况下，辅助线圈L3的电压Va也降低，因此，如果电流输出电路39a不动作，则电源电压Vcc不会维持在高电平。该情况下，与DC-DC转换器11的状态为重负载的情况同样地，输出电压Vout也降低。
因此，如果功率晶体管30的开关开始，则AC-DC转换器10使输出电压Vout上升。其结果是，如果功率晶体管30的开关开始，则辅助线圈L3的电压Va上升，电源电压Vcc也维持在高电平。
＜＜电流输出电路39a的结构＞＞
＝＝电流输出电路39a＝＝
图7是示出电流输出电路39a的结构的一个示例的图。如果电源电压Vcc降低，则电流输出电路39a对图1的电容器33充电。详细内容在后文中阐述，但若与电源电压Vcc相对应的电压比阈值Vvccl要低，则电流输出电路39a对电容器33充电。
另一方面，如果与电压Vcc相对应的电压比Vvcch要高，则电流输出电路39a不对电容器33充电。此外，如图7所示，电流输出电路39a构成为包含升压电路90和充电电路91。
＝＝＝升压电路90＝＝＝
升压电路90基于辅助线圈L3的电压Va来生成升压电压Vchg。
具体而言，升压电路90生成对充电到电容器101的电压加上电压Va而得到的升压电压Vchg。
升压电路90构成为包含二极管100和电容器101。二极管100的阳极连接到辅助线圈L3接地的一端，阴极连接到电容器101的一端。电容器101的另一端连接到辅助线圈L3的另一端，并施加电压Va。
由此，如果电压Va成为负电压，则电容器101被经由二极管100的电流所充电。另一方面，如果电压Va成为正电压，则在电容器101中产生升压电压Vchg。另外，二极管100相当于“第2二极管”，电容器101相当于“第2电容器”。
＝＝＝充电电路91＝＝＝
充电电路91在电源电压Vcc比阈值Vvccl要低的情况下，基于来自升压电路90的升压电压Vchg，对图1的电容器33充电。具体而言，如果控制电路57输出“H”电平的信号Son，则充电电路91基于升压电压Vchg对电容器33进行充电。另一方面，如果控制电路57输出“L”电平的信号Son，则充电电路91不对电容器33充电。
＝＝＝＝开关电路110和二极管111＝＝＝＝
充电电路91构成为包含开关电路110和二极管111。开关电路110基于信号Son，使电容器101的一端与二极管111之间导通。开关电路110构成为包含NMOS晶体管120和电阻121。
NMOS晶体管120设置在电容器101的一端与二极管111的阳极之间。具体而言，NMOS晶体管120的漏极电极被连接到电容器101的一端，源极电极被连接到二极管111的阳极。此外，在NMOS晶体管120的漏极电极与栅极电极之间设有电阻121。
此外，信号Son被输入到NMOS晶体管120的栅极电极。另外，当NMOS晶体管120被导通时，电阻121作为用于生成栅极电极的电位的电流限制电阻而发挥作用。
根据以上结构，如果电源电压Vcc低于阈值Vvccl、控制电路57输出“H”电平的信号Son，则开关电路110将从“H”电平的信号Son的电压中减去NMOS晶体管120的阈值电压Vth后而得的电压(以下，设为“电压(Son-Vth)”)施加到二极管111的阳极。
另一方面，如果电源电压Vcc比阈值Vvcch要高、控制电路57输出“L”电平的信号Son，则开关电路110不对二极管111的阳极施加电压(Son-Vth)。
然后，在电压(Son-Vth)被施加到阳极的情况下，阳极被连接到电容器33，因此，二极管111基于升压电压Vchg来提供对电容器33充电的电流。另一方面，在电压(Son-Vth)未被施加到阳极的情况下，二极管111不提供对电容器33充电的电流。
另外，在电源电压Vcc比电压(Son-Vth)要高的情况下，二极管111也能防止基于电源电压Vcc的电流朝升压电路90流动的情况。
如上所述，如果电源电压Vcc比阈值Vvccl要低，则电流输出电路39a以升压电压Vchg对电容器33充电。另一方面，如果电源电压Vcc比阈值Vvcch要高，则电流输出电路39a不对电容器33充电。
由此，控制IC32将电源电压Vcc维持得较高，以使得启动电路53不对电容器33充电，并且低压保护电路50不对控制IC32进行复位。另外，二极管111相当于“第3二极管”，NMOS晶体管120相当于“第2开关”和“第2NMOS晶体管”，充电电路91相当于“第1充电电路”。
＜＜与反馈电压Vfb相对应的电源电压Vcc的生成＞＞
首先，参照图8，对DC-DC转换器11的状态为重负载、且反馈电压Vfb较高的情况下的电源电压Vcc的生成进行说明。另外，该情况下，即使不使用电流输出电路39a、即开关电路110关断，控制IC32也能将电源电压Vcc维持得比阈值Vvccl要高。
此外，以下为了简化说明，除非必须，否则不考虑图7的二极管100、111的正向电压，并且设为AC-DC转换器10的启动已完成。此外，设为电源电压Vcc比阈值Vvccl要高。
在时刻t20，当控制IC32输出作为电源电压Vcc的驱动电压Vg时，功率晶体管30导通。如果功率晶体管30导通，则电感电流IL1流过初级线圈L1。
初级线圈L1与辅助线圈L3被卷绕为相反极性，因此，该情况下，辅助线圈L3的电压Va成为负电压V1。如果电压Va成为负电压V1，则电容器101经由二极管100被充电。
该时刻下的升压电压Vchg几乎为接地电压。此外，辅助线圈L3的电压Va是负电压V1，因此，电容器33不经由二极管34被充电。因此，电源电压Vcc因控制IC32的功耗而逐渐降低。
在控制IC32输出作为接地电压的驱动电压Vg的时刻t21，功率晶体管30截止。如果功率晶体管30截止，则电感电流IL1不流过初级线圈L1。该情况下，辅助线圈L3的电压Va成为正电压V0。
如果电压Va成为正电压V0，则升压电压Vchg成为正电压V0-负电压V1，电容器33经由二极管34被充电。此外，电源电压Vcc比阈值Vvccl要高，因此，开关电路110被关断。因此，充电电路91不以升压电压Vchg对电容器33充电。
在时刻t22以后重复同样的动作。上述情况下，功率晶体管30被导通的期间变长，流过初级线圈L1的电感电流IL1的电流较大。此外，功率晶体管30的开关周期也较短。
因此，仅通过电压Va对电容器33的充电，电源电压Vcc就能充分地维持比阈值Vvccl要高的状态。该情况下，启动电路53不经由端子VCC对电容器33充电，因此，没有启动元件51所引起的功率损耗。
接着，参照图9，对DC-DC转换器11的状态为轻负载、且反馈电压Vfb较低的情况下的电源电压Vcc的生成进行说明。另外，该情况下，使用电流输出电路39a，即、开关电路110被导通，控制IC32能将电源电压Vcc维持得比阈值Vdssl要高。
此外，以下为了简化说明，除非必须，否则不考虑图7的二极管100、111的正向电压，并且设为AC-DC转换器10的启动已完成。
在时刻t30，当控制IC32输出作为电源电压Vcc的驱动电压Vg时，功率晶体管30导通。如果功率晶体管30导通，则电感电流IL1流过初级线圈L1。
该情况下，辅助线圈L3的电压Va成为负电压V3。如果电压Va成为负电压V3，则电容器101经由二极管100被充电。
该时刻时的升压电压Vchg是电压V5(具体而言，接地电压-二极管100的正向电压Vdth)。此外，辅助线圈L3的电压Va是负电压V3，因此，电容器33不经由二极管34被充电。因此，电源电压Vcc因控制IC32的功耗而逐渐降低。
在控制IC32输出作为接地电压的驱动电压Vg的时刻t31，功率晶体管30截止。如果功率晶体管30截止，则电感电流IL1不流过初级线圈L1。该情况下，辅助线圈L3的电压Va成为正电压V2。
此外，如果电压Va成为正电压V2，则升压电压Vchg成为对电容器101中所产生的电压加上电压Va后而得的电压(具体而言，正电压V2-负电压V3)。此外，电容器33经由二极管34被充电。
在时刻t32，通过初级线圈L1和功率晶体管30的寄生电容中的谐振动作，电压Va开始为正电压的变动。若变动开始，则电压Va下降。然后，升压电压Vchg随着电压Va的变动同样地变动。此外，如果电压Va的变动结束，则基于来自辅助线圈L3的电压Va的电流停止。之后，电源电压Vcc因控制IC32的功耗而逐渐降低。
如果在电源电压Vcc低于阈值Vvccl的时刻t33，控制电路57输出“H”电平的信号Son，则NMOS晶体管120被导通，电容器33以升压电压Vchg被充电。因此，电源电压Vcc上升，升压电压Vchg下降。
如果在电源电压Vcc高于阈值Vvcch的时刻t34，控制电路57输出“L”电平的信号Son，则NMOS晶体管120被截止，电容器33不以升压电压Vchg被充电。因此，电源电压Vcc因控制IC32的功耗而逐渐降低，升压电压Vchg成为恒定。
在时刻t35以后重复同样的动作。上述情况下，功率晶体管30被导通的期间变短，流过初级线圈L1的电感电流IL1的电流较小。此外，功率晶体管30的开关周期较长。
因此，辅助线圈L3的电压Va变小，仅通过电压Va对电容器33的充电，电源电压Vcc有时无法充分地维持比阈值Vvccl要高的状态。
然而，由于电容器33以升压电压Vchg被充电，因此，如果重复时刻t30至时刻t35的动作，则电源电压Vcc的降低被抑制。
该情况下，通过充电电路91的动作，启动元件51因电源电压Vcc比阈值Vdssl要低而动作，且启动电路53不经由端子VCC对电容器33充电，启动元件51所引起的功率损耗被抑制。
最后，参照图10，对AC-DC转换器10使输出电压Vout降低时的电源电压Vcc的生成进行说明。另外，该情况下，反馈电压Vfb与DC-DC转换器11的状态为轻负载的情况同样地降低。此外，使用电流输出电路39a，即、开关电路110被导通，控制IC32能将电源电压Vcc维持得比阈值Vdssl要高。
此外，以下为了简化说明，除非必须，否则不考虑图7的二极管100、111的正向电压，并且设为AC-DC转换器10的启动已完成。
在时刻t40，当控制IC32输出作为电源电压Vcc的驱动电压Vg时，功率晶体管40导通。如果功率晶体管30导通，则电感电流IL1流过初级线圈L1。
该情况下，辅助线圈L3的电压Va成为负电压V3。如果电压Va成为负电压V3，则电容器101经由二极管100被充电。
该时刻时的升压电压Vchg是电压V5(具体而言，接地电压-二极管100的正向电压Vdth)。此外，辅助线圈L3的电压Va是负电压V3，因此，电容器33不经由二极管34被充电。因此，电源电压Vcc因控制IC32的功耗而逐渐降低。
在控制IC32输出作为接地电压的驱动电压Vg的时刻t41，功率晶体管30截止。如果功率晶体管30截止，则电感电流IL1不流过初级线圈L1。该情况下，辅助线圈L3的电压Va成为正电压V6。
另外，由于输出电压Vout降低，因此，根据输出电压Vout，正电压V6比输出电压Vout较高时的正电压V0要低。该情况下，由于经由二极管34对电容器33充电，无法使电源电压Vcc比阈值Vvccl更高。
此外，如果电压Va成为正电压V6，则升压电压Vchg成为对电容器101中所产生的电压加上电压Va后而得的电压(具体而言，正电压V6-负电压V3)。
如果在电源电压Vcc成为阈值Vvccl的时刻t42，控制电路57输出“H”电平的信号Son，则NMOS晶体管120被导通，电容器33以升压电压Vchg被充电。因此，电源电压Vcc上升，升压电压Vchg下降。
如果在电源电压Vcc高于阈值Vvcch的时刻t43，控制电路57输出“L”电平的信号Son，则NMOS晶体管120被截止，电容器33不以升压电压Vchg被充电。因此，电源电压Vcc因控制IC32的功耗而逐渐降低，升压电压Vchg成为恒定。
之后，通过初级线圈L1和功率晶体管30的寄生电容中的谐振动作，电压Va开始为正电压的变动。若变动开始，则电压Va下降。然后，升压电压Vchg随着电压Va的变动而同样地变动。此外，如果电压Va的变动结束，则基于来自辅助线圈L3的电压Va的电流停止。然后，电源电压Vcc因控制IC32的功耗而逐渐降低。
之后，到时刻t44为止，重复时刻t42和t43的动作。然后，在功率晶体管30导通的时刻t44，升压电压Vchg成为负电压V5，因此，即使NMOS晶体管120导通，电流输出电路39a也无法对电容器33充电，电源电压Vcc暂时变得低于阈值Vvccl。
在功率晶体管30截止的时刻t45，升压电压Vchg变得比能对电容器33充电的电压更高，因此，电流输出电路39a对电容器33充电，直到电源电压Vcc成为阈值Vvcch为止。此外，在时刻t45之后，重复时刻t41～t45的动作。
＝＝＝变形例＝＝＝
上述实施方式中，控制电路57构成为包含NMOS晶体管83和齐纳二极管84。然而，如图11所示，可以将NMOS晶体管83和齐纳二极管84移到电流输出电路39b，并设为NMOS晶体管122和齐纳二极管123。
具体而言，电流输出电路39b基于来自控制IC32的信号Son1，在电源电压Vcc较低的情况下，对电容器33进行充电。电流输出电路39b构成为包含升压电路90和充电电路92。另外，本变形例中，在图10、11、12中赋予与上述实施方式的结构相同的参照标号的结构和上述实施方式的结构相同。
与充电电路91同样地，充电电路92在电源电压Vcc较低的情况下，基于来自升压电路90的升压电压Vchg来对电容器33充电。充电电路92构成为包含二极管111和开关电路112。
与开关电路110同样地，开关电路112使电容器101的一端与二极管111之间导通。开关电路112构成为包含NMOS晶体管120、122、电阻121和齐纳二极管123。另外，NMOS晶体管122和齐纳二极管123的功能与NMOS晶体管83和齐纳二极管84的功能相同。
该情况下，控制电路57如图12的控制电路58那样变形。另外，NMOS晶体管122相当于“第1开关”和“第3NMOS晶体管”，齐纳二极管123相当于“第1齐纳二极管”，信号Son1相当于“判定结果”。
此外，上述实施方式中，从控制IC32控制电流输出电路39a、39b，但如图12所示，即使不从控制IC32控制，电流输出电路39c也可以恰当地动作。
图13是示出电流输出电路39a的变形例即电流输出电路39c的结构的一个示例的图。电流输出电路39c在电源电压Vcc较低的情况下对电容器33充电，而不从控制IC32接收信号。电流输出电路39c构成为包含升压电路90和充电电路93。
与充电电路91、92同样地，充电电路93在电源电压Vcc较低的情况下，基于来自升压电路90的升压电压Vchg来对电容器33充电。充电电路93构成为包含二极管111、开关电路112、齐纳二极管113和电阻114。另外，齐纳二极管113和电阻114的动作在后文中阐述。
图13所示的电流输出电路39c中，在电源电压Vcc比规定电平要高的情况下，齐纳二极管113与电阻114的连接点的电压变高，NMOS晶体管122被导通。由此，电流输出电路39c不以升压电压Vchg对电容器33充电。
另一方面，在电源电压Vcc比规定电平要低的情况下，齐纳二极管113与电阻114的连接点的电压变低，通过使NMOS晶体管122截止，电流输出电路39c以升压电压Vchg对电容器33充电。
＝＝＝总结＝＝＝
以上，说明了本实施方式的AC-DC转换器10。控制IC32包含端子VCC、端子FB、驱动信号输出电路55、驱动电路56和控制电路57。
此外，AC-DC转换器10包含升压电路90和充电电路91。该情况下，若电源电压Vcc降低，则控制IC32控制充电电路91，以升压电压Vchg使电容器33充电。因此，控制IC32能抑制电源电压Vcc的降低。由此，能提供抑制电源电压的降低的集成电路。
此外，升压电路90包含二极管100和电容器101。充电电路91包含开关电路110和二极管111。在辅助线圈L3的电压Va是负电压的情况下，升压电路90经由二极管100对电容器101充电。此外，在电压Va是正电压的情况下，升压电路90使电容器101产生升压电压Vchg。由此，能以简单的电路来生成升压电压Vchg。此外，在电源电压Vcc比阈值Vvccl要低的情况下，充电电路91能以升压电压Vchg对电容器33充电。
此外，控制电路57包含NMOS晶体管83，开关电路110包含第1开关。由此，电流输出电路39a、39b可以基于来自控制IC32的信号Son、Son1来控制是否对电容器33充电。
此外，控制电路57包含齐纳二极管84，开关电路110包含NMOS晶体管120和电阻121。由此，即使升压电压Vchg变得过高，在NMOS晶体管120导通时，电源电压Vcc也成为与施加到NMOS晶体管120的栅极的齐纳二极管84的齐纳电压相对应的电压。
此外，开关电路112包含第1开关和第2开关。由此，控制电路58能以简单的电路构成。
此外，开关电路112包含NMOS晶体管120、122、电阻121和齐纳二极管123。由此，即使升压电压Vchg变得过高，在NMOS晶体管120导通时，电源电压Vcc也成为与施加到NMOS晶体管120的栅极的齐纳二极管123的齐纳电压相对应的电压。
此外，控制IC32包含端子VH和启动电路53。此外，启动电路53的迟滞比较器77的阈值Vdssl比控制电路57、58的迟滞比较器82的阈值Vvccl要低。由此，即使电源电压Vcc降低，由于使电流输出电路39a、39b动作，电容器33被来自启动元件51的电流充电的情况减少。因此，启动元件51所引起的功率损耗得以减少。
上述实施方式是为了便于理解本发明，而不是为了限定地解释本发明。另外，本发明可以在不脱离其主旨的情况下进行变更或改进，并且本发明当然包含其等同发明。
标号说明
10AC-DC 转换器
11DC-DC 转换器
20 全波整流电路
21、24、33、35、37、41、101 电容器
22 变压器
23、31、36、52、54、73、75、76、80、81、114、121 电阻
25、34、27、28、40、74、100、111 二极管
26 控制模块
30 功率晶体管
38 光电晶体管
39a、39b、39c 电流输出电路
42 恒压电路
43 发光二极管
51 启动元件
53 启动电路
50 低压保护电路
55 驱动信号输出电路
56 驱动电路
57、58 控制电路
60 振荡电路
61 比较器
62SR 触发器
70OR 元件
71、83、120、122NMOS 晶体管
72PMOS 晶体管
77、82 迟滞比较器
84、113、123 齐纳二极管
90 升压电路
91、92、93 充电电路
110、112 开关电路。

Claims (9)

1.一种集成电路，包括：变压器，该变压器包含初级线圈、次级线圈和辅助线圈；晶体管，该晶体管控制流过所述初级线圈的电感电流；第1电容器；以及第1二极管，该第1二极管在所述晶体管截止时，基于所述辅助线圈的电压对所述第1电容器进行充电，所述集成电路对根据输入电压生成输出电压并施加到负载的电源电路的所述晶体管的开关进行控制，其特征在于，包括：
第1端子，该第1端子施加有所述第1电容器的电压以作为电源电压；
第2端子，该第2端子施加有与所述输出电压相对应的反馈电压；
驱动信号输出电路，该驱动信号输出电路在流过所述负载的负载电流变小时，基于所述反馈电压输出所述晶体管的开关周期变长的驱动信号；
驱动电路，该驱动电路基于所述驱动信号来驱动所述晶体管；以及
判定电路，该判定电路判定所述电源电压是否比第1电压要低，
所述电源电路包含：
升压电路，该升压电路基于所述辅助线圈的电压来生成升压电压；以及
第1充电电路，该第1充电电路在所述电源电压比所述第1电压要低的情况下，基于所述升压电压对所述第1电容器进行充电。
2.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，
所述第1电容器的一端连接到所述辅助线圈的一端，
所述第1二极管基于所述辅助线圈的另一端的电压，对所述第1电容器进行充电，
所述升压电路包括：
一端连接到所述辅助线圈的另一端、并生成所述升压电压的第2电容器；以及当所述晶体管导通时、基于所述辅助线圈的一端的电压对所述第2电容器进行充电的第2二极管，
所述第1充电电路包含：
阴极连接到所述第1电容器的第3二极管；以及
在所述电源电压比所述第1电压要低的情况下、使所述第2电容器的另一端与所述第3二极管的阳极之间导通的开关电路。
3.如权利要求2所述的集成电路，其特征在于，
所述判定电路包含第1开关，该第1开关基于所述电源电压是否低于所述第1电压来进行导通关断，
所述开关电路包含第2开关，该第2开关设置在所述第2电容器的另一端与所述第3二极管的阳极之间，基于所述第1开关的状态来进行导通关断。
4.如权利要求3所述的集成电路，其特征在于，
所述判定电路包含与所述第1开关并联连接的齐纳二极管，
所述第1开关是第1NMOS晶体管，
所述第2开关是所述第1NMOS晶体管的漏极连接到栅极的第2NMOS晶体管，
所述开关电路包含将所述第2NMOS晶体管的栅极与所述第2电容器的另一端相连接的电阻。
5.如权利要求2所述的集成电路，其特征在于，
所述开关电路包含：
第1开关，该第1开关基于所述判定电路的判定结果来进行导通关断；以及
第2开关，该第2开关设置在所述第2电容器的另一端与所述第3二极管的阳极之间，基于所述第1开关的状态来进行导通关断。
6.如权利要求5所述的集成电路，其特征在于，
所述第1开关是第3NMOS晶体管，
所述第2开关是所述第3NMOS晶体管的漏极连接到栅极的第2NMOS晶体管，
所述开关电路包含：
与所述第3NMOS晶体管并联连接的第1齐纳二极管；以及
将所述第2NMOS晶体管的栅极与所述第2电容器的另一端相连接的电阻。
7.如权利要求1至6中任一项所述的集成电路，其特征在于，包含：
第3端子，该第3端子施加有与所述输入电压相对应的电压；以及
第2充电电路，该第2充电电路在所述电源电压比低于所述第1电压的第2电压要低的情况下，基于所述第3端子的电压对所述第1电容器进行充电。
8.一种电源电路，
根据输入电压生成输出电压并施加给负载，所述电源电路的特征在于，包括：
变压器，该变压器包含初级线圈、次级线圈和辅助线圈；
晶体管，该晶体管对流过所述初级线圈的电感电流进行控制；
第1电容器；
第1二极管，该第1二极管在所述晶体管截止时，基于所述辅助线圈的电压对所述第1电容器进行充电；
升压电路，该升压电路基于所述辅助线圈的电压来生成升压电压；
第1充电电路，该第1充电电路对所述第1电容器进行充电；以及
集成电路，该集成电路控制所述晶体管的开关，
所述集成电路包含：
第1端子，该第1端子施加有所述第1电容器的电压以作为电源电压；
第2端子，该第2端子施加有与所述输出电压相对应的反馈电压；
驱动信号输出电路，该驱动信号输出电路输出开关周期根据所述反馈电压而变更的驱动信号；
驱动电路，该驱动电路基于所述驱动信号来驱动所述晶体管；以及
判定电路，该判定电路判定所述电源电压是否比第1电压要低，
所述第1充电电路在所述电源电压比所述第1电压要低的情况下，基于所述升压电压对所述第1电容器进行充电。
9.一种电源电路，根据输入电压生成输出电压并施加给负载，所述电源电路的特征在于，包括：
变压器，该变压器包含初级线圈、次级线圈和辅助线圈；
晶体管，该晶体管对流过所述初级线圈的电感电流进行控制；
第1电容器；
第1二极管，该第1二极管在所述晶体管截止时，基于所述辅助线圈的电压对所述第1电容器进行充电；
判定电路，该判定电路判定所述第1电容器的电压是否比第1电压要低；
升压电路，该升压电路基于所述辅助线圈的电压来生成升压电压；
第1充电电路，该第1充电电路在所述第1电容器的电压比第1电压要低的情况下，基于所述升压电压对所述第1电容器进行充电；以及
集成电路，该集成电路控制所述晶体管的开关，
所述集成电路包含：
第1端子，该第1端子施加有所述第1电容器的电压以作为电源电压；
第2端子，该第2端子施加有与所述输出电压相对应的反馈电压；
驱动信号输出电路，该驱动信号输出电路输出开关周期根据所述反馈电压而变更的驱动信号；以及
驱动电路，该驱动电路基于所述驱动信号来驱动所述晶体管。
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