KR20050118088A - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 회로, ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어방법, 반도체 장치, ｄｃ-ｄｃ 컨버터 및 전자 기기 - Google Patents

Ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 회로, ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어방법, 반도체 장치, ｄｃ-ｄｃ 컨버터 및 전자 기기 Download PDF

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Abstract

복수의 제어 신호에 의해 출력이 제어되는 DC-DC 컨버터의 기동시에 돌입 전류(inrush current)의 발생을 적합하게 억제할 수 있는 DC-DC 컨버터의 제어 회로를 제공한다.
본 발명의 DC-DC 컨버터의 제어 회로는 복수의 제어 신호(ERA1, ERA2)에 의해 출력이 제어되는 DC-DC 컨버터(21)의 제어 회로(22)로서, 각각 제어해야 할 출력치를 피드백하여 얻어진 전압과 소정의 기준 전압(e1, e2)과의 오차에 기초하여 복수의 제어 신호(ERA1, ERA2)를 생성하는 복수의 오차 증폭 회로(4, 5)와, DC-DC 컨버터(21)의 기동시의 출력을 상기 복수의 제어 신호(ERA1, ERA2)보다도 저전위의 전압으로 제어하기 위한 소프트 스타트 신호(SS)를 생성하는 소프트 스타트 회로와, DC-DC 컨버터(21)의 기동시에 복수의 제어 신호(ERA1, ERA2)를 소프트 스타트 신호(SS)의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하는 클램프 회로(Tr4, Tr5)를 구비하는 것을 특징으로 한다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터의 제어 회로, ＤＣ-ＤＣ 컨버터의 제어 방법, 반도체 장치, ＤＣ-ＤＣ 컨버터 및 전자 기기 {CIRCUIT AND METHOD FOR CONTROLLING DC-DC CONVERTER}
본 발명은 DC-DC 컨버터의 제어 회로, 반도체 장치, DC-DC 컨버터 및 전자 기기에 관한 것이다.
일반적으로 노트북 컴퓨터 등의 휴대형 전자 기기에는 장치용의 전원으로서 전지가 탑재되는 동시에, 그 기기에 접속된 AC 어댑터 등의 외부 전원에 의해 전지를 충전하기 위한 충전기 회로로서 DC-DC 컨버터가 내장되어 있다. 이러한 충전기 회로에 이용되는 DC-DC 컨버터는 그 대부분이 예컨대 정전압 정전류 제어형 DC-DC 컨버터 등과 같이 DC-DC 컨버터의 출력을 복수의 제어 신호(이 경우에는 정전압 제어/정전류 제어를 위한 2개의 제어 신호)에 의해서 제어하는 형태가 채용된다. 본 발명은 이러한 복수의 제어 신호에 의해 출력이 제어되는 DC-DC 컨버터에 적용하기에 적합한 구성에 관한 것이다.
종래, 이런 유형의 DC-DC 컨버터로서는, 예컨대 특허 문헌 1에 기재된 구성이 알려져 있다. 도 12는 이 특허 문헌 1에 기재되어 있는 종래의 정전압 정전류 제어형 DC-DC 컨버터를 설명하기 위한 회로도이다.
DC-DC 컨버터(이하 「DC-DC」)(1)는 그 DC-DC(1) 전체의 제어를 행하는 제어 회로(2)를 갖고 있다. 이 제어 회로(2)에는 DC-DC(1) 동작의 시작/정지를 지시하기 위한 동작 신호(ON)가 입력되며, DC-DC(1)는 동작 신호(ON)가 High 상태일 때에 동작하고, Low 상태일 때 동작을 정지하도록 되어 있다.
트랜지스터(Tr1)는 메인 스위칭용 트랜지스터로서 설치되어, 제어 회로(2)로부터의 구동 신호(SG1)에 의해서 온/오프 제어된다. 코일(L1)은 전압을 변환하기 위한 쵸크 코일이다. 트랜지스터(Tr2)는 트랜지스터(Tr1)가 오프인 기간에 온으로 되어 코일(L1)에 축적된 에너지를 방출하기 위한 동기 정류용 스위치이며, 제어 회로(2)로부터의 구동 신호(SG2)에 의해 온/오프 제어된다. 다이오드(D1)는 플라이 휠 다이오드(flywheel diode)로 구성되며, 상기 트랜지스터(Tr2)와 마찬가지로 트랜지스터(Tr1)가 오프인 기간에 온으로 되어 코일(L1)에 축적된 에너지를 방출시킨다.
콘덴서(C1)는 DC-DC(1)의 출력을 평활화하기 위한 평활용 콘덴서이다. 저항(Rs)은 DC-DC(1)의 출력 전류(Io)를 검출하기 위한 전류 센스 저항이며, 이 저항(Rs)의 일단측에 있어서의 DC-DC(1)의 출력 단자(1a)에는 이차 전지로 이루어지는 배터리(BT)가 접속되어 있다. 콘덴서(C2)는 DC-DC(1)의 동작 개시 시에 입력(입력 전압(Vi))으로부터의 돌입 전류를 방지하는 소프트 스타트 제어용 콘덴서이다. 한편, 입력 전압(Vi)은 DC-DC(1)에 접속된 도시하지 않는 AC 어댑터로부터 공급되는 직류 전압이다.
제어 회로(2)는 전압 증폭 회로(3), 제1 및 제2 오차 증폭 회로(4, 5), PWM 비교 회로(6), 삼각파 발진 회로(7), 제1 및 제2 출력 회로(8, 9)(도면에서, Drv1, Drv2), 전원 회로(10) 등으로 구성되어 있다.
전원 회로(10)는 외부로부터의 동작 신호(ON)에 기초하여 제어 회로(2) 전체의 전원 공급의 온/오프를 제어하고, 이에 따라 DC-DC(1) 전체의 온/오프 제어를 행하는 것이다. 저항(R1, R2)은 DC-DC(1)의 출력 전압(Vo)을 분압하기 위한 전압 분할 저항이며, 이들에 의해 출력 전압(Vo)을 분압한 결과(분압 전압)는 제1 오차 증폭 회로(4)의 반전 입력으로서 주어진다.
제1 오차 증폭 회로(4)는 이 출력 전압(Vo)의 분압 전압과, 비반전 입력 단자에 입력되는 기준 전압(e1)과의 차전압을 증폭하여 출력한다. 한편, 전술한 저항(R1, R2)은 DC-DC(1)의 출력 전압(Vo)의 값이 정전압 동작으로 규정하는 값(예컨대 12.6 V)으로 되고 있는 때에, 이들에 의한 분압 결과가 기준 전압(e1)과 동일하게 되도록 각각의 저항치가 설정되고 있다.
전압 증폭 회로(3)는 전류 센스 저항(Rs)에 흐르는 전류(즉, DC-DC(1)의 출력 전류(Io))에 의해 발생하는 상기 저항(Rs)의 양단 사이의 전압을 증폭하여 출력한다. 제2 오차 증폭 회로(5)는 이 전압 증폭 회로(3)의 출력 전압과, 비반전 입력 단자에 입력되는 기준 전압(e2)과의 차전압을 증폭하여 출력한다. 한편, 기준 전압(e2)은 정전류 동작으로 규정하는 출력 전류(Io)의 값(예컨대 3 A)에 대응하여 설정되고 있다.
트랜지스터(Tr3)는 DC-DC(1)의 정지 시에 콘덴서(C2)의 전하를 방전시켜 그 전위를 0 V로 설정하기 위한 스위치 회로이며, 동작 신호(ON)에 기초하여 예컨대 전원 회로(10)에 의해 온/오프 제어된다. 정전류 회로(11)는 트랜지스터(Tr3)가 오프 인 기간에 콘덴서(C2)를 충전하여 상기 콘덴서(C2)의 전위를 상승시키는 충전 회로로서 기능한다.
PWM 비교 회로(6)는 하나의 반전 입력 단자와 3개의 비반전 입력 단자를 갖고 있다. 이 PWM 비교 회로(6)는 각 비반전 입력 단자에 입력되는 전압 중 가장 저전위 전압과 반전 입력 단자에 입력되는 전압을 비교하고, 그 비교 결과에 기초하여, 비반전 입력 단자에 입력되는 전압이 반전 입력 단자에 입력되는 전압보다도 높을 때에 펄스를 출력하는 펄스 폭 변조 회로이다. 여기서, PWM 비교 회로(6)의 반전 입력 단자에는 삼각파 발진 회로(7)로부터 일정한 주파수로 발진되는 삼각파 신호(OSC1)가 입력된다. 또한, PWM 비교 회로(6)의 각 비반전 입력 단자에는 각각 제1 및 제2 오차 증폭 회로(4, 5)의 출력 신호(ERA1, ERA2)와, 정전류 회로(11)에 의한 충전에 따라 전위 상승되는 콘덴서(C2)의 양단 사이의 전압(소프트 스타트 신호(SS))이 입력되도록 되고 있다.
제1 출력 회로(8)는 트랜지스터(Tr1)를 구동하는 회로로서, PWM 비교 회로(6)로부터 펄스가 출력되고 있는 기간, 트랜지스터(Tr1)를 온으로 한다. 또한, 제2 출력 회로(9)는 트랜지스터(Tr2)를 구동하는 회로로서, PWM 비교 회로(6)의 출력에 의해 제어되며, 트랜지스터(Tr1)가 오프인 기간, 트랜지스터(Tr2)를 온으로 한다.
이러한 DC-DC(1)에서는 출력 전압(Vo)이나 출력 전류(Io)의 검출 결과를 피드백하여 PWM 비교 회로(6)의 출력 펄스 폭을 제어(PWM 제어)하고, 이에 따라 트랜지스터(Tr1)의 온 시간(Ton)과 오프 시간(Toff)의 비(온/오프 비)를 제어함으로써 출력 전압(Vo)이나 출력 전류(Io)를 각각 제어하도록 되어 있다.
이어서, 이 DC-DC(1)의 정전압 동작/정전류 동작에 관해서 설명한다.
우선, DC-DC(1)의 정전압 동작을 도 13에 따라서 설명한다. 한편, 정전압 동작이란, DC-DC(1)의 출력 전압(Vo)을 일정 전압(여기서는 예컨대 12.6 V)으로 하도록 상기 DC-DC를 제어하는 동작 모드를 말한다.
DC-DC(1)의 정전압 동작시, 그 출력 전압(Vo)을 저항(R1, R2)에 의해 분압한 값(분압 전압)은 기준 전압(e1)에 가까운 값으로 되고 있다. 한편, 이러한 정전압 동작시에 있어서, 출력 전류(Io)는 후술하는 정전류 동작으로 규정되는 값보다도 작은 값으로 되고 있다. 이 때문에, 전류 센스 저항(Rs)에 흐르는 전류(Io)에 의해 발생하는 전압을 전압 증폭 회로(3)에 의해 증폭한 값은 기준 전압(e2)보다도 충분히 작은 값으로 되고 있고, 그 결과, 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 전압은 최대치 부근까지 높아지고 있다. 즉, 도 13에 도시한 바와 같이, 이 때 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 신호(ERA2)는 제1 오차 증폭 회로(4)의 출력 신호(ERA1)보다도 높은 전압으로 되고 있다. 따라서, 정전압 동작시에는 PWM 비교 회로(6)의 출력 펄스는 제1 오차 증폭 회로(4)의 출력 신호(ERA1)에 의해 제어된다.
계속해서, DC-DC(1)의 정전류 동작을 도 14에 따라서 설명한다. 한편, 정전류 동작이란, DC-DC(1)의 출력 전류(Io)를 일정 전류(여기서는 예컨대 3 A)로 하도록 상기 DC-DC(1)를 제어하는 동작 모드를 말한다.
DC-DC(1)의 정전류 동작시, 전류 센스 저항(Rs)에 흐르는 전류(출력 전류(Io))에 의해 발생하는 전압을 전압 증폭 회로(3)에 의해 증폭한 값은 기준 전압(e2)에 가까운 값으로 되고 있다. 한편, 이러한 정전류 동작시에 있어서, 출력 전압(Vo)은 전술한 정전압 동작으로 규정되는 전압보다도 작은 값으로 되고 있다. 이 때문에, 출력 전압(Vo)을 저항(R1, R2)에 의해 분압한 값(분압 전압)은 기준 전압(e1)보다도 충분히 작은 값으로 되고 있고, 그 결과, 제1 오차 증폭 회로(4)의 출력 전압은 최대치 부근까지 높아지고 있다. 즉, 도 14에 도시한 바와 같이 이 때 제1 오차 증폭 회로(4)의 출력 신호(ERA1)는 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 신호(ERA2)보다도 높은 전압으로 되고 있다. 따라서, 정전류 동작시에는 PWM 비교 회로(6)의 출력 펄스는 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 신호(ERA2)에 의해 제어된다.
이어서, 이 DC-DC(1)의 기동시의 동작에 관해서 설명한다.
DC-DC(1)가 기동되면, 트랜지스터(Tr3)는 전원 회로(10)에 의해 오프로 되고, 콘덴서(C2)는 정전류 회로(11)에 의해 충전된다. 이에 따라, 소프트 스타트 신호(SS)는 콘덴서(C2)의 충전에 따라서 0 V에서 서서히 전압 상승한다. 한편, 이러한 기동시에 있어서, DC-DC(1)의 출력 전압(Vo) 및 출력 전류(Io)는 기준 전압(e1, e2)으로 규정되는 값보다도 각각 충분히 낮은 값으로 되고 있다. 이 때문에, 저항(R1, R2)에 의해 출력 전압(Vo)을 분압한 결과(분압 전압)와 기준 전압(e1)과의 전압차 및 전류 센스 저항(Rs)의 양단 사이의 전압을 증폭하여 출력하는 전압 증폭 회로(3)의 출력 전압과 기준 전압(e2)과의 전압차는 각각 거의 최대로 되고 있다. 즉, 기동시에는 제1 및 제2 오차 증폭 회로(4, 5)의 출력 신호(ERA1, ERA2)는 각각 거의 최대 전압으로 되고 있다.
PWM 비교 회로(6)는 이들 각 신호(SS, ERA1, ERA2) 중 가장 저전위의 신호에 기초하여 출력 펄스 폭을 제어한다. 즉, PWM 비교 회로(6)는 이러한 기동시에는, 소프트 스타트 신호(SS)의 전압에 비례한 펄스 폭의 펄스를 출력한다.
이와 같이, 기동시에 있어서의 PWM 비교 회로(6)의 출력 펄스 폭을 소프트 스타트 신호(SS)에 의해서 제어함으로써, 상기 기동시에 최대 전압으로 되고 있는 제1 및 제2 오차 증폭 회로(4, 5)의 출력 전압에 의해 출력 펄스 폭이 최대(즉 트랜지스터(Tr1)의 온 시간(Ton)이 최대)가 되고, 그 결과 DC-DC(1)에 입력에서부터의 과대한 전류(돌입 전류)가 흐르는 것을 억제하고 있다.
바꿔 말하면, 기동시에는 소프트 스타트 신호(SS)를 이용함으로써 PWM 비교 회로(6)의 출력 펄스 폭을 제한하여 트랜지스터(Tr1)의 온 시간(Ton)을 강제적으로 짧게 하고, 이에 따라 돌입 전류의 발생을 억제하도록 하고 있다. 그리고, 소프트 스타트 신호(SS)의 전압이 콘덴서(C2)의 충전에 따라 상승하여, DC-DC(1)의 출력 전압(Vo) 혹은 출력 전류(Io)가 각각 규정된 값에 도달하면, 그 이후에는 전술한 정전압 모드에 의한 정전압 제어 혹은 정전류 모드에 의한 정전류 제어가 이루어지도록 되고 있다.
특허 문헌 1 : 일본 특허 제3405871호 공보
그런데, 상기와 같은 종래의 DC-DC(1)에서는 상기 DC-DC(1)의 출력(PWM 제어)을 소프트 스타트 신호(SS)에 의한 제어에서 제1 오차 증폭 회로(4)의 출력 신호(ERA1)에 의한 제어(정전압 제어), 혹은 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 신호(ERA2)에 의한 제어(정전류 제어)로 전환할 때에 돌입 전류가 발생한다고 하는 문제가 있었다.
이것을 도 15에 따라서 설명한다.
도 15는 DC-DC(1) 기동시의 동작 파형을 나타내고 있으며, 시각 t1에 있어서 DC-DC(1)가 기동되면, 제1 및 제2 오차 증폭 회로(4, 5)의 출력 신호(ERA1, ERA2)는 각각 거의 최대 전압(Vmax)으로 된다.
한편, 이 때 소프트 스타트 신호(SS)의 전압은 콘덴서(C2)의 상승에 따라 0 V에서 서서히 상승되고, 시각 t2에 있어서 소프트 스타트 신호(SS)가 삼각파 신호(OSC1)의 전압 이상이 되면, PWM 비교 회로(6)로부터는 동 소프트 스타트 신호(SS)의 전압에 따른 펄스 폭의 펄스가 출력되게 된다. 이에 따라, 이 출력 펄스에 의해 온/오프 제어되는 트랜지스터(Tr1)의 온 시간(Ton)에 비례하여 DC-DC(1)의 출력 전압(Vo) 및 출력 전류(Io)가 서서히 상승된다.
그리고, 시각 t3에 있어서 출력 전류(Io)가 정전류 동작으로 규정되는 값(여기서는 예컨대 3 A)에 도달하면(구체적으로는 전압 증폭 회로(3)의 출력 전압이 기준 전압(e2)에 도달함), 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 신호(ERA2)는 동 출력 전류(Io)를 상기 3 A의 일정 전류로 제어하는 제어 전압(Vct)까지 강하되게 된다.
그러나, 이 때 출력 신호(ERA2)는 즉시 제어 전압(Vct)으로 되지는 않으며, 상기 최대 전압(Vmax)에서 제어 전압(Vct)에 도달하려면, 제2 오차 증폭 회로(5)에 설정되고 있는 RC 시상수에 기초한 응답 지연(도면에서, t4-t3으로 나타내는 시간)이 발생하게 된다.
그런데, 이렇게 해서 출력 신호(ERA2)가 강하하여 제어 전압(Vct)에 도달할 때까지의 기간 동안에 있어서, 소프트 스타트 신호(SS)의 전압은 상승을 계속하고 있고, 이에 따라 트랜지스터(Tr1)의 온 시간(Ton)도 길어지게 되므로, 출력 전압(Vo)은 더욱 상승을 계속한다. 그 결과, 출력 신호(ERA2)가 소프트 스타트 신호(SS)의 전압보다 낮게 되어, DC-DC(1)가 정전류 제어로 이행할 때까지의 기간 동안에 있어서 돌입 전류가 발생한다(제어 전압(Vct)에 의한 규정치(3 A) 이상의 전류가 출력 전류(Io)로서 발생함)고 하는 문제가 있었다.
한편, 이러한 돌입 전류는 DC-DC(1)의 출력(PWM 제어)를 소프트 스타트 신호(SS)에 의한 제어에서 정전류 제어로 전환하는 경우 뿐만 아니라, 소프트 스타트 신호(SS)에서 정전압 제어로 전환하는 경우에도 마찬가지로 발생한다. 따라서, 이러한 점에 있어서 또한, 종래의 구성에서는 기동시에 돌입 전류가 발생하는 것으로 되고 있었다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 이루어진 것으로서, 그 목적은 복수의 제어 신호에 의해 출력이 제어되는 DC-DC 컨버터의 기동시의 돌입 전류의 발생을 적합하게 억제할 수 있는 DC-DC 컨버터의 제어 회로, DC-DC 컨버터의 제어 방법, 반도체 장치, DC-DC 컨버터 및 그것을 탑재한 전자 기기를 제공하는 데에 있다.
전술한 목적을 달성하기 위해서, 청구항 1 및 청구항 7에 기재한 발명에 따르면, 각각 제어해야 할 출력치를 피드백하여 얻어진 전압과 소정의 기준 전압과의 오차에 기초하여 복수의 오차 증폭 회로에 의해 생성된 복수의 제어 신호는, DC-DC 컨버터의 기동시에 있어서, 이들 복수의 제어 신호보다도 저전위의 전압을 갖도록 소프트 스타트 회로에 의해 생성된 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프 회로에 의해 클램프된다. 이에 따라, DC-DC 컨버터의 기동시에 돌입 전류가 발생하는 것을 적합하게 억제할 수 있다.
청구항 2에 기재한 발명에 따르면, 상기 클램프 회로는 DC-DC 컨버터의 기동후, 그 DC-DC 컨버터의 출력이 상기 복수의 제어 신호 중 어느 하나에 의해 제어될 때까지 상기 복수의 제어 신호를 상기 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프한다. 이에 따라, DC-DC 컨버터의 기동 후에, 상기 DC-DC 컨버터의 출력 제어를 소프트 스타트 신호에 의한 제어에서 복수의 제어 신호 중 어느 하나에 의한 제어로 전환할 때는, 그 전환을 신속히 행하여 돌입 전류가 발생하는 것을 적합하게 억제할 수 있다.
청구항 3에 기재한 발명에 따르면, 상기 클램프 회로는 상기 복수의 오차 증폭 회로의 출력에 개별적으로 접속되는 복수의 클램프 소자로 이루어진다. 이 구성에서는, 복수의 제어 신호는 각각 대응하여 설치된 개별 클램프 소자에 의해서 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프된다.
청구항 4에 기재한 발명에 따르면, 상기 클램프 회로는 상기 복수의 오차 증폭 회로의 출력에 공통으로 접속되는 하나의 클램프 소자로 이루어진다. 이 구성에서는 복수의 제어 신호는 하나의 클램프 소자에 의해 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프된다. 따라서, 상기 청구항 3에 기재한 발명에 비해서 클램프 회로를 구성하는 클램프 소자의 수를 삭감할 수 있다.
청구항 5에 기재한 발명에 따르면, 상기 청구항 1 또는 청구항 2에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로는, 예컨대 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터의 구성에 적용할 수 있다. 이 경우, 제어 회로에는 삼각파 신호를 출력하는 삼각파 발진 회로와, 상기 복수의 제어 신호 및 상기 소프트 스타트 신호 중 가장 저전위의 신호와 상기 삼각파 신호에 기초하여 펄스 폭 변조에 의한 전압 제어를 행하는 PWM 비교 회로가 구비된다. 그리고, 상기 PWM 비교 회로로부터 출력되는 펄스에 의해 메인 스위칭용 트랜지스터의 온/오프 비가 제어되고, 이에 따라 DC-DC 컨버터의 출력이 제어된다.
청구항 6에 기재한 발명에 따르면, 상기 청구항 1 또는 청구항 2에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로는, 예컨대 정전압 정전류 제어형 DC-DC 컨버터의 구성에 적용할 수 있다. 이 경우, 상기 복수의 제어 신호는 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 일정한 전압으로 제어하기 위한 하나 또는 복수의 전압 제어 신호와, DC-DC 컨버터의 출력 전류를 일정한 전류로 제어하기 위한 하나 또는 복수의 전류 제어 신호로 구성된다. 즉, 이러한 정전압 정전류 제어형 DC-DC 컨버터의 구성에 적용하면, 상기 DC-DC 컨버터의 출력 제어를 소프트 스타트 신호에 의한 제어로부터 정전압 제어 혹은 정전류 제어로 전환할 때에, 그 전환을 시간 지연 없이 신속하게 행하여 DC-DC 컨버터의 기동시에 돌입 전류가 발생하는 것을 적합하게 억제할 수 있다.
청구항 8에 기재한 발명에 따르면, 복수의 제어 신호에 의해 출력이 제어되는 DC-DC 컨버터 또는 AC-DC 컨버터를 구성하기 위해서 이용되는 반도체 장치에는 각각 제어해야 할 출력치를 피드백하여 얻어진 전압과 소정의 기준 전압과의 오차에 기초하여 상기 복수의 제어 신호를 생성하는 복수의 오차 증폭 회로와, 외부 부착 소자로서 접속된 콘덴서의 전하를 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 AC-DC 컨버터의 동작시에 충전시켜 동 콘덴서의 양단 사이의 전압을 갖는 소프트 스타트 신호를 생성하고, 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 AC-DC 컨버터의 기동시의 출력을 상기 복수의 제어 신호보다도 저전위의 상기 소프트 스타트 신호의 전압으로 제어하기 위한 소프트 스타트 회로와, 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 AC-DC 컨버터의 기동시에, 상기 복수의 제어 신호를 상기 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하는 클램프 회로가 구비된다.
청구항 9에 기재한 발명에 따르면, DC-DC 컨버터는 상기 청구항 1 또는 청구항 2에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로를 구비하여 구성된다. 이 DC-DC 컨버터에서는 기동시의 돌입 전류의 발생은 적합하게 억제된다.
청구항 10에 기재한 발명에 따르면, 전자 기기는 상기 청구항 9에 기재한 DC-DC 컨버터를 탑재하여 구성된다. 따라서, 이 전자 기기의 DC-DC 컨버터에 있어서, 기동시의 돌입 전류의 발생은 적합하게 억제된다.
(제1 실시예)
이하, 본 발명을 구체화한 제1 실시예를 도 1∼도 3에 따라서 설명한다.
도 3은 전자 기기의 개략 블록도이다. 전자 기기(12)는 예컨대 노트북 PC 등의 휴대형 전자 기기로서, AC 어댑터(13)를 접속하는 접속 단자(14)를 구비하며, 이것에는 AC 어댑터(13)로부터의 직류 전압이 입력 전압(Vi)으로서 공급된다.
전자 기기(12)에는 내부 회로(15), 배터리(BT) 및 DC-DC 컨버터(이하「DC-DC」라 함)(21)가 구비되어 있다. 배터리(BT)는 복수의 이차 전지로 구성되고, AC 어댑터(13)의 미접속시에 내부 회로(15)로 동작 전원 전압을 공급하기 위해 설치되어 있다. 내부 회로(15)는 전자 기기(12)의 사용자에게 각종 기능을 제공하기 위해 설치되며, 이것에는 AC 어댑터(13)로부터의 입력 전압(Vi)이 동작 전원 전압으로서 공급되고 있다. DC-DC(21)는 AC 어댑터(13)로부터의 입력 전압(Vi)에 기초하여 배터리(BT)를 충전하는 충전기 회로로서 기능한다.
접속 단자(14)는 다이오드(D2)의 애노드에 접속되고, 이 다이오드(D2)의 캐소드는 내부 회로(15)에 접속되고 있다. 이 내부 회로(15)의 접속 단자는 다이오드(D3)의 캐소드에 접속되고, 이 다이오드(D3)의 애노드는 배터리(BT)에 접속되고 있다. 2개의 다이오드(D2, D3)는 각각 역류 방지 회로로서 기능한다. 그리고, 내부 회로(15)에는 AC 어댑터(13)로부터의 입력 전압(Vi), 또는 배터리(BT)의 출력 전압이 동작 전원 전압으로서 공급된다.
DC-DC(21)에는 AC 어댑터(13)로부터 입력 전압(Vi)이 공급되고 있다. DC-DC(21)는 입력 전압(Vi)을 강압 또는 승압한 출력 전압(Vo)을 생성하는 전압 변환 회로로서, 상기 출력 전압(Vo)에 의해 배터리(BT)가 충전된다. 한편, 이러한 DC-DC(21)는 전자 기기(12)에 내장되거나 혹은 배터리(BT)와 함께 일체로 구성되는 전지 팩으로서 동 전자 기기(12)에 탈착 가능하게 탑재된다.
도 1은 상기 DC-DC(21)를 설명하기 위한 회로도이다. 한편, 도면에 있어서, 도 12에 도시하는 종래예와 동일한 방식의 구성 부분에 대해서는 동일한 부호를 붙여서 설명한다.
본 실시예의 DC-DC(21)는 강압 방식의 정전압 정전류 제어형 DC-DC 컨버터이며, 그 출력 단자(21a)에는 상기 배터리(BT)가 부하로서 접속되어 있다.
DC-DC(21)는 이 DC-DC(21)의 출력치(본 실시예에서는 후술하는 출력 전압(Vo) 및 출력 전류(Io))를 피드백 제어함으로써, 그 DC-DC(21) 전체 제어를 행하는 제어 회로(22)를 구비하고 있다. 이 제어 회로(22)에는 DC-DC(21) 동작의 시작/정지를 지시하기 위한 동작 신호(ON)가 입력되며, DC-DC(21)는 이 동작 신호(ON)가 High 상태일 때 동작하고, Low 상태일 때 동작을 정지하도록 되어 있다.
트랜지스터(Tr1)는 부하(배터리(BT))를 구동하기 위한 메인 스위칭용 트랜지스터로서 설치되어 있다. 이 트랜지스터(Tr1)는 본 실시예에서는 P형 MOS-FET로 구성되고, 그 게이트 단자에는 상기 트랜지스터(Tr1)를 온/오프 제어하는 제어 회로(22)로부터의 구동 신호(SG1)가 공급되며, 소스 단자에는 AC 어댑터(13)(도 4)로부터의 입력 전압(Vi)이 공급된다. 이 트랜지스터(Tr1)의 드레인 단자는 전압 변환용 쵸크 코일(L1)에 접속되어 있다.
트랜지스터(Tr2)는 트랜지스터(Tr1)가 오프인 기간에 온으로 되어 쵸크 코일(L1)에 축적된 에너지를 방출시키기 위한 동기 정류용 스위치로서 설치되어 있다. 이 트랜지스터(Tr2)는 본 실시예에서는 N형 MOS-FET로 구성되며, 그 게이트 단자에는 상기 트랜지스터(Tr2)를 온/오프 제어하는 제어 회로(22)로부터의 구동 신호(SG2)가 공급된다. 이 트랜지스터(Tr2)의 소스 단자는 그라운드(GND)에 접속되고, 드레인 단자는 트랜지스터(Tr1)의 드레인 단자에 접속되고 있다.
트랜지스터(Tr1)의 드레인 단자는 쵸크 코일(L1) 및 전류 센스 저항(Rs)을 통해 출력 단자(21a)에 접속되고 있다. 전류 센스 저항(Rs)은 DC-DC(21)의 출력 전류(Io)를 검출하기 위해서 설치되어 있다. 또한, 트랜지스터(Tr1)의 드레인 단자는 다이오드(플라이 휠 다이오드)(D1)의 캐소드에 접속되어 있고, 이 다이오드(D1)의 애노드는 그라운드(GND)에 접속되어 있다. 플라이 휠 다이오드(D1)는 트랜지스터(Tr1)가 오프 인 기간에 온으로 되어 상기 쵸크 코일(L1)에 축적된 에너지를 방출시킨다.
쵸크 코일(L1)과 전류 센스 저항(Rs)과의 접속 노드는 DC-DC(21)의 출력을 평활화하는 평활용 콘덴서(C1)를 통해 그라운드(GND)에 접속되어 있다. 콘덴서(C2)는 제어 회로(22)에 대하여 외부 부착 접속된 소자이며, DC-DC(21)의 동작이 개시될 때(기동 시)에 입력 전압(Vi)으로부터의 돌입 전류를 방지하도록 설치되는 소프트 스타트 제어용 콘덴서이다.
제어 회로(22)는 전압 증폭 회로(3), 제1 및 제2 오차 증폭 회로(4, 5), PWM 비교 회로(6), 삼각파 발진 회로(7), 제1 및 제2 출력 회로(8, 9)(Drv1, Drv2), 전원 회로(10) 및 각각 클램프 소자로서 트랜지스터(Tr4, Tr5)를 가지며, 1 칩의 반도체 장치로서 구성되어 있다.
전원 회로(10)는 동작 신호(ON)에 기초하여 제어 회로(22) 전체의 전원 공급의 온/오프를 제어하고, 이것에 의해 DC-DC(21) 전체의 온/오프를 제어한다. 저항(R1, R2)은 DC-DC(1)의 출력 전압(Vo)을 분압하기 위한 전압 분할 저항으로서, 이들 저항(R1, R2)에 의해 출력 전압(Vo)을 분압한 결과(분압 전압)는 제1 오차 증폭 회로(4)의 반전 입력으로서 주어진다.
제1 오차 증폭 회로(4)는 저항(R1, R2)에 의해 출력 전압(Vo)을 분압한 결과(분압 전압)와, 비반전 입력 단자에 입력되는 기준 전압(e1)과의 차전압을 증폭하여 출력한다. 한편, 전술한 저항(R1, R2)은 출력 전압(Vo)의 값이 정전압 동작으로 규정하는 값(본 실시예에서는 예컨대 12.6 V)으로 되고 있을 때에, 그 분압 결과(분압 전압)가 제1 오차 증폭 회로(4)의 비반전 입력 단자에 주어지는 기준 전압(e1)과 동일하게 되도록 각각 저항치가 설정되고 있다.
전압 증폭 회로(3)는 전류 센스 저항(Rs)에 흐르는 전류(즉 DC-DC(21)의 출력 전류(Io))에 의해 발생하는 상기 저항(Rs)의 양단 사이의 전압을 증폭하여 출력한다. 제2 오차 증폭 회로(5)는 이 전압 증폭 회로(3)의 출력 전압과, 비반전 입력 단자에 입력되는 기준 전압(e2)과의 차전압을 증폭하여 출력한다. 한편, 기준 전압(e2)은 정전류 동작으로 규정하는 출력 전류(Io)의 값(본 실시예에서는 예컨대 3 A)에 대응하여 설정되고 있다.
트랜지스터(Tr3)는 DC-DC(21)의 정지시에 콘덴서(C2)의 전하를 방전시켜 그 전위를 0 V로 설정하는 한편, DC-DC(21)의 동작시에 콘덴서(C2)의 전하를 충전시켜 그 전위를 상승시키는 스위치 회로로서 기능한다. 이 트랜지스터(Tr3)는 본 실시예에서는 N형 MOS-FET로 구성되며, 그 게이트 단자는 전원 회로(10)에 접속되고, 소스 단자는 그라운드(GND)에 접속되고, 드레인 단자는 정전류 회로(11)에 접속되고 있다. 이 트랜지스터(Tr3)의 드레인 단자와 정전류 회로(11)와의 접속 노드(Ns)는 콘덴서(C2)를 통해 그라운드(GND)에 접속되고 있다.
본 실시예에 있어서, 트랜지스터(Tr3)는 동작 신호(ON)에 기초하여 전원 회로(10)에 의해 온/오프 제어된다. 구체적으로는, 동작 신호(ON)에 의해 DC-DC(21)가 기동되면 트랜지스터(Tr3)는 오프로 되고, 이 동작 신호(ON)에 의해 DC-DC(21)가 정지되면 트랜지스터(Tr3)는 온으로 되도록 되고 있다. 이에 따라, 콘덴서(C2)는 트랜지스터(Tr3)가 온으로 되는 DC-DC(21)의 정지 시에 전하가 방전되며, 트랜지스터(Tr3)가 오프로 되는 DC-DC(21)의 동작 시에 정전류 회로(11)에 의해 충전된다. 그리고, 이러한 콘덴서(C2)의 충전에 따라 상승하는 접속 노드(Ns)의 전위(즉 콘덴서(C2)의 양단 사이의 전압)가 소프트 스타트 신호(SS)로서 이용되게 되어 있다. 한편, 본 실시예에서는, 외부 부착 용량인 콘덴서(C2)와, 정전류 회로(11)와, 트랜지스터(Tr3)에 의해 소프트 스타트 회로가 구성되어 있다.
클램프 소자로서의 트랜지스터(Tr4)는 본 실시예에서는 PNP형 바이폴라 트랜지스터로 구성되어 있다. 이 트랜지스터(Tr4)의 베이스 단자는 접속 노드(Ns)에 접속되고, 콜렉터 단자는 그라운드(GND)에 접속되고, 에미터 단자는 제1 오차 증폭 회로(4)의 출력 단자에 접속되고 있다. 따라서, 이 트랜지스터(Tr4)의 에미터 전압(Ve1)은 베이스 단자에 공급되는 소프트 스타트 신호(SS)의 전압에 동 트랜지스터(Tr4)의 베이스-에미터간 전압(Vbe1)을 더한 전압으로 된다.
또한, 마찬가지로 클램프 소자로서의 트랜지스터(Tr5)는 본 실시예에서는 PNP형 바이폴라 트랜지스터로 구성되어 있다. 이 트랜지스터(Tr5)의 베이스 단자는 접속 노드(Ns)에 접속되고, 콜렉터 단자는 그라운드(GND)에 접속되며, 에미터 단자는 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 단자에 접속되고 있다. 따라서, 이 트랜지스터(Tr5)의 에미터 전압(Ve2)은 베이스 단자에 공급되는 소프트 스타트 신호(SS)의 전압에 동 트랜지스터(Tr5)의 베이스-에미터간 전압(Vbe2)을 더한 전압으로 된다. 한편, 본 실시예에서는 이들 2개의 클램프 소자(트랜지스터(Tr4)와 트랜지스터(Tr5))에 의해 클램프 회로가 구성되고 있다.
PWM 비교 회로(6)는 하나의 반전 입력 단자와 2개의 비반전 입력 단자를 갖는 전압 펄스 폭 변조 회로이다. 이 PWM 비교 회로(6)는 반전 입력 단자에 입력되는 신호와, 2개의 비반전 입력 단자에 입력되는 신호 중 전압이 낮은 쪽의 신호를 비교(전압 비교)하여, 이 비교 결과, 비반전 입력 단자에 입력되는 신호가 반전 입력 단자에 입력되는 신호보다도 전압이 높을 때에 펄스를 출력한다.
구체적으로는, PWM 비교 회로(6)의 반전 입력 단자에는 삼각파 발진 회로(7)로부터 일정한 주파수로 발진 출력되는 삼각파 신호(OSC1)가 입력된다. 또한, 2 개의 비반전 입력 단자에는 각각 제어 신호로서, 제1 오차 증폭 회로(4)의 출력 신호(ERA1)와 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 신호(ERA2)가 입력된다.
그리고, PWM 비교 회로(6)는 각 출력 신호(ERA1, ERA2) 중 출력 신호(ERA1)의 전압이 낮을 때에는 그 출력 신호(ERA1)의 전압과 삼각파 신호(OSC1)의 전압을 비교하여, 출력 신호(ERA1)의 전압이 삼각파 신호(OSC1)의 전압보다도 높을 때에 동일한 출력 신호(ERA1)의 전압에 따른 펄스 폭의 펄스를 출력한다. 또한, 이와는 반대로, 각 출력 신호(ERA1, ERA2) 중 출력 신호(ERA2)의 전압이 낮을 때에는 그 출력 신호(ERA2)의 전압과 삼각파 신호(OSC1)의 전압을 비교하여, 출력 신호(ERA2)의 전압이 삼각파 신호(OSC1)의 전압보다도 높을 때에 동 출력 신호(ERA2)의 전압에 따른 펄스 폭의 펄스를 출력한다.
제1 출력 회로(8)는 트랜지스터(Tr1)를 구동하는 회로로서, PWM 비교 회로(6)로부터 펄스가 출력되고 있는 기간, 트랜지스터(Tr1)를 온으로 한다. 또한, 제2 출력 회로(9)는 트랜지스터(Tr2)를 구동하는 회로로서, PWM 비교 회로(6)의 출력에 의해 제어되며, 트랜지스터(Tr1)가 오프인 기간, 트랜지스터(Tr2)를 온으로 한다.
이어서, 전술한 바와 같이 구성된 DC-DC(21)의 동작을 설명한다.
도 2는 DC-DC(21) 기동시의 동작을 도시하는 파형도이다. 여기서, 시각 t1에 있어서, DC-DC(21)가 기동되면, 소프트 스타트 신호(SS)의 전압은 정전류 회로(11)에 의한 콘덴서(C2)의 충전에 따라 0 V에서 서서히 상승된다.
한편, 이러한 기동시에 있어서, DC-DC(21)의 출력 전압(Vo)은 정전압 동작으로 규정되는 값(여기서는 12.6 V)보다도 충분히 작아지고 있고, 각 저항(R1, R2)에 의해 출력 전압(Vo)을 분압한 결과(분압 전압)와 기준 전압(e1)과의 전압차는 거의 최대까지 커지고 있다. 그러나, 이 때 본 구성에 의한 DC-DC(21)에 있어서, 제1 오차 증폭 회로(4)의 출력 전압(ERA1)은 이러한 전압차일 때에 출력되는 전압(최대 전압(Vmax) 부근의 전압)으로는 되지 않으며, 소프트 스타트 신호(SS)의 전압을 토대로 출력되는 트랜지스터(Tr4)의 에미터 전압(Ve1)의 값으로 각각 클램프된다. 즉, 제1 오차 증폭 회로(4)의 출력 신호(ERA1)는 트랜지스터(Tr4)의 베이스 단자에 공급되는 소프트 스타트 신호(SS)의 전압에 동 트랜지스터(Tr4)의 베이스-에미터간 전압(Vbe1)을 더한 전압으로 제어된다.
또한, 이와 마찬가지로 이러한 기동시에 있어서, DC-DC(21)의 출력 전류(Io)는 정전류 동작으로 규정되는 값(여기서는 3 A)보다도 충분히 작아지고 있고, 전류 센스 저항(Rs)의 양단 사이의 전압을 증폭하여 출력하는 전압 증폭 회로(3)의 출력 전압과 기준 전압(e2)과의 전압차는 거의 최대까지 커지고 있다. 그러나, 이 때 본 구성에 의한 DC-DC(21)에 있어서, 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 전압은 이러한 전압차일 때에 출력되는 전압(최대 전압(Vmax) 부근의 전압)으로는 되지 않으며, 소프트 스타트 신호(SS)의 전압을 토대로 출력되는 트랜지스터(Tr5)의 에미터 전압(Ve2)의 값으로 각각 클램프된다. 즉, 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 신호(ERA2)는 트랜지스터(Tr5)의 베이스 단자에 공급되는 소프트 스타트 신호(SS)의 전압에 동 트랜지스터(Tr5)의 베이스-에미터간 전압(Vbe2)을 더한 전압으로 제어된다.
따라서, DC-DC(21)의 기동시, 각 오차 증폭 회로(4, 5)의 출력 신호(ERA1, ERA2)는 소프트 스타트 신호(SS)의 전압에 기초하여 각각 0 V(정확하게는 각각 베이스-에미터간 전압(Vbe1, Vbe2)만큼 상승한 전압)부터 서서히 상승하는 전압으로 된다.
이렇게 해서 소프트 스타트 신호(SS)에 의해 각 트랜지스터(Tr4, Tr5)의 에미터 전압(Vbe1, Vbe2)으로 클램프된 제1 및 제2 오차 증폭 회로(4, 5)의 출력 신호(ERA1, ERA2)가 그 후 시각 t2에 있어서 삼각파 신호(OSC1)의 전압보다도 높아지면, PWM 비교 회로(6)로부터는 펄스가 출력되게 된다. 한편, 이 때 구체적으로는, 각 오차 증폭 회로(4, 5)의 출력 신호(ERA1, ERA2) 중 전압이 낮은 쪽의 출력 신호에 의해 출력 펄스의 펄스 폭이 제어된다. 그리고, 이 출력 펄스에 의해 트랜지스터(Tr1)가 온/오프 제어되며, 이에 따라 트랜지스터(Tr1)의 온 시간(Ton)(온/오프 비)에 비례하여 출력 전압(Vo) 및 출력 전류(Io)가 상승하게 된다.
그 후, 시각 t3에 있어서, 출력 전류(Io)가 정전류 동작으로 규정되는 값(여기서는 3 A)에 도달하면(즉, 전압 증폭 회로(3)의 출력 전압이 기준 전압(e2)에 도달하면), 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 신호(ERA2)는 그 출력 전류(Io)를 일정 전류치(3 A)로 제어하기 위한 제어 전압(Vct)으로 이행된다. 여기서, 본 실시예에 있어서, 출력 신호(ERA2)의 전압은 소프트 스타트 신호(SS)의 전압과 대략 동일한 전위의 전압으로 클램프되고 있으므로, 동 출력 신호(ERA2)는 상기 제어 전압(Vct)으로 신속하게 이행되는 것으로 된다. 즉, 출력 신호(ERA2)의 전압이 상기 제어 전압(Vct)으로 이행할 때까지의 기간 동안의 지연(도면에서, t4-t3)은 얼마되지 않는다. 따라서, 이 기간(기동시)에 발생하는 돌입 전류는 최대한 억제된다(실제로는 돌입 전류는 거의 발생하지 않음).
한편, 본 실시예에서는 기동시의 DC-DC(21)의 출력 제어(구체적으로는 PWM 비교 회로(6)의 출력 펄스 폭의 제어)를 소프트 스타트 신호(SS)에 의한 제어에서 정전류 제어로 전환하는 경우에 관해서 설명하였지만, 소프트 스타트 신호(SS)에 의한 제어에서 정전압 제어로 전환하는 경우에 관해서도 마찬가지로 돌입 전류의 발생을 억제하는 것이 가능하다.
이상 기술한 것과 같이, 본 실시예에 따르면, 다음의 효과를 발휘한다.
(1) DC-DC(21)의 기동시에, 제1 및 제2 오차 증폭 회로(4, 5)의 출력 신호(ERA1, ERA2)를 소프트 스타트 신호(SS)의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하는 트랜지스터(Tr4, Tr5)(클램프 소자)를 제어 회로(22)에 구비한다. 이에 따라, 기동시에 있어서 DC-DC(21)의 출력 제어(PWM 제어)를 소프트 스타트 신호(SS)에 의한 제어에서 출력 신호(ERA2)에 의한 정전류 제어(혹은, 출력 신호(ERA1)에 의한 정전압 제어)로 전환할 때에 돌입 전류가 발생하는 것을 억제할 수 있다.
(2) 본 실시예에서는, DC-DC(21)의 기동시의 출력 제어를 소프트 스타트 신호(SS)에 의한 제어에서 정전류 제어로 이행시킬 때는 시간의 지연을 초래하는 일이 없이 신속하게 이행시킬 수 있다.
(3) 본 실시예에서는, 클램프 소자로서 기능하는 2개의 트랜지스터(Tr4, Tr5)로 구성되는 클램프 회로를 종래의 구성에 대하여 추가하는 구성이다. 따라서, 기동시의 돌입 전류를 억제할 수 있는 제어성이 우수한 DC-DC(21)의 제어 회로(22)를 비용 상승을 최대한 억제하여 간소한 구성으로 실현할 수 있다.
(4) 본 실시예에서는, 전자 기기(12) 등에 탑재되는 배터리(BT)를 충전하기 위한 충전기 회로를, 기동시의 돌입 전류의 발생을 억제할 수 있는 DC-DC(21)에 의해서 구성할 수 있다.
(제2 실시예)
이하, 본 발명을 구체화한 제2 실시예를 상기 제1 실시예와의 상이점을 중심으로 도 4에 따라 설명한다. 한편, 제1 실시예와 동일한 방식의 구성 부분에 대해서는 동일한 부호를 붙여서 설명한다.
도 4에 도시하는 이 제2 실시예의 DC-DC 컨버터(DC-DC)(31)는 제어 회로(32)에 구비되는 클램프 회로(구체적으로는 그것을 구성하는 클램프 소자)를 각각 트랜지스터(Tr4, Tr5)(도 1) 대신에 다이오드(D4, D5)로 구성한 점이 제1 실시예와 상이하며, 그 밖의 구성은 제1 실시예와 동일하다.
각 다이오드(D4, D5)는 본 실시예에 있어서는 쇼트키 배리어 다이오드로 구성되어 있고, 이들 캐소드는 정전류 회로(11)와 트랜지스터(Tr3)와의 접속 노드(Ns)에 접속되고 있다. 또한, 다이오드(D4)의 애노드는 제1 오차 증폭 회로(4)의 출력 단자에 접속되고, 다이오드(D5)의 애노드는 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 단자에 접속되고 있다.
이 구성에서는 DC-DC(31)의 기동시, 제1 및 제2 오차 증폭 회로(4, 5)의 출력 신호(ERA1, ERA2)는 소프트 스타트 신호(SS)의 전압으로부터 각각 각 다이오드(D4, D5)의 임계치 전압분 만큼 상승한 전압으로 클램프된다. 따라서, 이와 같이 클램프 회로(클램프 소자)를 각각 다이오드(D4, D5)로 구성하더라도, 제1 실시예와 동일한 효과를 발휘하는 것으로 된다.
(제3 실시예)
이하, 본 발명을 구체화한 제3 실시예를 상기 제2 실시예와의 상이점을 중심으로 도 5에 따라서 설명한다. 한편, 제2 실시예와 동일한 방식의 구성 부분에 대해서는 동일한 부호를 붙여서 설명한다.
도 5에 도시하는 이 제3 실시예의 DC-DC 컨버터(DC-DC)(41)는 제2 실시예에 있어서의 강압 방식의 DC-DC(31)(도 4)를 승강압 방식의 구성으로 변경한 것으로, 그 밖의 구성은 제2 실시예와 동일하다.
구체적으로는, 본 실시예의 DC-DC(41)는 제2 실시예의 DC-DC(31)에, 트랜지스터(Tr6, Tr7)와, 이들 각 트랜지스터(Tr6, Tr7)를 PWM 비교 회로(6)로부터의 출력 펄스에 기초하여 구동(온/오프 제어)하는 제3 및 제4 출력 회로(43, 44)(Drv3, Drv4)를 새로운 구성 요소로서 추가한 것이다. 한편, 본 실시예의 제어 회로(42)는 제3 및 제4 출력 회로(43, 44)를 새롭게 구비하는 점 이외에는 제2 실시예의 제어 회로(32)와 동일한 방식으로 구성되어 있다.
트랜지스터(Tr6, Tr7)는 각각 N형 MOS-FET, P형 MOS-FET로 구성되어 있다. 트랜지스터(Tr7)는 쵸크 코일(L1)과 전류 센스 저항(Rs) 사이에 직렬로 설치되고, 트랜지스터(Tr6)는 드레인 단자가 트랜지스터(Tr7)와 쵸크 코일(L1)과의 접속점에 접속되고, 소스 단자가 그라운드(GND)에 접속되어 설치된다. 트랜지스터(Tr7)는 제4 출력 회로(44)로부터의 구동 신호(SG4)에 의해서 온/오프 제어되고, 트랜지스터(Tr6)는 제3 출력 회로(43)로부터의 구동 신호(SG3)에 의해 트랜지스터(Tr7)가 오프인 기간에 온으로 되도록 온/오프 제어된다. 이러한 구성으로 하면, 승강압 방식의 DC-DC(41)에 있어서 상기 제2 실시예에서 발휘하는 효과와 동일한 효과를 발휘하는 것으로 된다.
(제4 실시예)
이하, 본 발명을 구체화한 제4 실시예를 상기 제1 실시예와의 상이점을 중심으로 도 6에 따라서 설명한다. 한편, 제1 실시예와 동일한 방식의 구성 부분에 대해서는 동일한 부호를 붙여서 설명한다.
도 6에 도시하는 이 제4 실시예의 DC-DC 컨버터(DC-DC)(51)는 제1 실시예에 있어서의 제1 및 제2 오차 증폭 회로(4, 5)(도 1)를 각각 3입력 구성의 오차 증폭 회로(제1 및 제2 오차 증폭 회로(53, 54))로 변경하여, 이들에 소프트 스타트 신호(SS)를 입력하는 구성으로 한 것이다.
제1 및 제2 오차 증폭 회로(53, 54)는 하나의 반전 입력 단자와 2개의 비반전 입력 단자를 갖는 전압 증폭 회로이며, 각 비반전 입력 단자에 입력되는 신호 중 전압이 낮은 쪽의 신호와 반전 입력 단자에 입력되는 신호와의 차전압을 증폭하여 출력하는 것이다.
구체적으로는, 제1 오차 증폭 회로(53)의 반전 입력 단자에는 저항(R1, R2)에 의해 출력 전압(Vo)을 분압한 분압 전압이 입력되며, 2개의 반전 입력 단자 중 한 쪽에는 기준 전압(e1)이 입력되고, 다른 쪽에는 소프트 스타트 신호(SS)가 입력되도록 되고 있다. 또한, 제2 오차 증폭 회로(54)의 반전 입력 단자에는 전류 센스 저항(Rs)의 양단 사이의 전압을 증폭하여 출력하는 전압 증폭 회로(3)의 출력 전압이 입력되며, 2개의 반전 입력 단자 중 한 쪽에는 기준 전압(e2)이 입력되고, 다른 쪽에는 소프트 스타트 신호(SS)가 입력되도록 되고 있다.
이들 각 오차 증폭 회로(53, 54)의 출력 단자 사이에는 각각 클램프 소자로서의 다이오드(D6)와 다이오드(D7)가 설치되어 있다. 각 다이오드(D6, D7)는 본 실시예에 있어서는 쇼트키 배리어 다이오드로 구성되며, 다이오드(D6)의 캐소드는 제1 오차 증폭 회로(53)의 출력 단자에 접속되고, 이 다이오드(D6)의 애노드는 제2 오차 증폭 회로(54)의 출력 단자에 접속되고 있다. 또한, 다이오드(D7)의 캐소드는 제2 오차 증폭 회로(54)의 출력 단자에 접속되며, 이 다이오드(D7)의 애노드는 제1 오차 증폭 회로(53)의 출력 단자에 접속되고 있다.
이와 같이 구성된 DC-DC(51)의 제어 회로(52)에 있어서, 제1 오차 증폭 회로(53)에 입력되는 소프트 스타트 신호(SS)의 전압이 기준 전압(e1)보다 낮은 기간 동안에는 DC-DC(51)의 출력 전압(Vo)은 소프트 스타트 신호(SS)의 전압에 기초하여 제어된다. 마찬가지로, 제2 오차 증폭 회로(54)에 입력되는 소프트 스타트 신호(SS)의 전압이 기준 전압(e2)보다 낮은 기간 동안에는 DC-DC(51)의 출력 전류(Io)는 소프트 스타트 신호(SS)의 전압에 기초하여 제어된다.
따라서, 본 실시예에 있어서, DC-DC(51)의 출력 전압(Vo) 및 출력 전류(Io)는 각각 0 V 및 0 A에서 서서히 상승하도록 제어된다. 그리고, 소프트 스타트 신호(SS)의 전압이 기준 전압(e1)보다도 높아지면, 제1 오차 증폭 회로(53)는 저항(R1, R2)에 의해 출력 전압(Vo)을 분압한 분압 전압과 기준 전압(e1)과의 차전압을 증폭하도록 동작한다. 또한, 소프트 스타트 신호(SS)의 전압이 기준 전압(e2)보다도 높아지면, 제2 오차 증폭 회로(54)는 전압 증폭 회로(3)의 출력 전압과 기준 전압(e2)과의 차전압을 증폭하도록 동작한다.
그런데, 이러한 DC-DC(51)을 배터리(BT)의 충전기 회로로서 이용한 경우, 소프트 스타트 신호(SS)의 전압 상승에 따라 출력 전압(Vo)은 서서히 증가해 나가지만, 출력 전류(Io)는 상기 출력 전압(Vo)이 배터리(BT)의 전지 전압을 초과할 때까지는 대략 0 A 그대로가 된다. 따라서, 출력 전압(Vo)이 배터리(BT)의 전지 전압을 초과해서 전류 센스 저항(Rs)에 충전 전류(즉 출력 전류(Io))가 흐르기 시작하여, 그 출력 전류(Io)가 기준 전압(e2)으로 규정되는 값(예컨대 3 A)으로 될 때까지는 제2 오차 증폭 회로(54)의 출력 신호(ERA12)는 최대 전압치로 되고 있다.
그러나, 본 실시예에서는, 이 때 제2 오차 증폭 회로(54)의 출력 신호(ERA12)는 다이오드(D7)(클램프 소자)에 의해서 제1 오차 증폭 회로(53)의 출력 신호(ERA11)로부터 동 다이오드(D7)의 임계치 전압분 만큼 상승한 전압으로 클램프된다. 여기서, 이 제1 오차 증폭 회로(53)의 출력 신호(ERA11)는 소프트 스타트 신호(SS)의 전압이 기준 전압(e1)에 도달할 때까지는 최소 전압치로 되고, 그 소프트 스타트 신호(SS)의 전압이 기준 전압(e1)보다도 높아지면, 전술한 것과 같이 출력 전압(Vo)의 분압 전압과 기준 전압(e1)과의 차전압을 증폭하여 얻어지는 전압치로 된다. 이 때문에, DC-DC(51)의 기동시에 있어서 정전류 제어로 이행할 때에 제2 오차 증폭 회로(54)의 출력 신호(ERA12)가 최대 전압치로 되는 일은 없다. 따라서, 본 실시예에 따르면, 제1 실시예와 마찬가지로, 정전류 제어로의 전환을 최대한 시간 지연 없이 신속하게 행하여, 돌입 전류의 발생을 억제할 수 있다.
(제5 실시예)
이하, 본 발명을 구체화한 제5 실시예를 상기 제1 실시예와의 상이점을 중심으로 도 7에 따라서 설명한다. 한편, 제1 실시예와 동일한 방식의 구성 부분에 대해서는 동일한 부호를 붙여서 설명한다.
도 7에 도시하는 이 제5 실시예의 DC-DC 컨버터(DC-DC)(61)는 제1 실시예에 있어서의 스위칭 방식의 DC-DC(21)(도 1)를 선형 조정기 방식(강압식)의 구성으로 한 것이다.
이 DC-DC(61)의 제어 회로(62)에 있어서, 정전류 회로(11)와 트랜지스터(Tr3)와의 접속 노드(Ns)에는 다이오드(D8)의 캐소드가 접속되고, 이 다이오드(D8)의 애노드는 정전류 회로(63)에 접속되고 있다. 또한, 제1 오차 증폭 회로(4)의 출력 단자에는 다이오드(D9)의 캐소드가 접속되고, 이 다이오드(D9)의 애노드는 정전류 회로(63)에 접속되고 있다. 또한, 제2 오차 증폭 회로(5)의 출력 단자에는 다이오드(D10)의 캐소드가 접속되고, 이 다이오드(D10)의 애노드는 정전류 회로(63)에 접속되고 있다. 이들 각 다이오드(D8∼D10)는 본 실시예에서는 쇼트키 배리어 다이오드로 구성되어 있다. 한편, 이 제어 회로(62)에 있어서, 트랜지스터(Tr3)는 도시하지 않는 외부 신호에 의해서 상기 제1 실시예와 마찬가지로, DC-DC(61)의 기동시에 오프, DC-DC(61)의 정지시에 온으로 되도록 온/오프 제어된다.
트랜지스터(Tr8)는 NPN형 바이폴라 트랜지스터에 의해 구성되는 제어 트랜지스터로서, 그 베이스 단자는 상기 정전류 회로(63)와 각 다이오드(D8∼D10)와의 접속 노드(Nc)에 접속되고, 에미터 단자는 그라운드(GND)에 접속되고, 콜렉터 단자는 트랜지스터(Tr1)의 게이트 단자에 접속되고 있다. 이 트랜지스터(Tr8)는 접속 노드(Nc)의 전압 레벨에 따라서 트랜지스터(Tr1)를 구동함으로써 DC-DC(61)의 출력을 연속적으로 제어한다.
이러한 DC-DC(61)에 있어서, 다이오드(D8)는 클램프 소자로서 동작하며, DC-DC(61)의 기동시, 접속 노드(Nc)의 전압은 소프트 스타트 신호(SS)의 전압에서 다이오드(D8)의 임계치 전압분 만큼 상승한 값으로 클램프된다. 따라서, 이러한 선형 조정기 방식의 DC-DC(61)로서도 제1 실시예와 동일한 효과를 발휘한다.
(제6 실시예)
이하, 본 발명을 구체화한 제6 실시예를 상기 제2 실시예와의 상이점을 중심으로 도 8에 따라서 설명한다. 한편, 제2 실시예와 동일한 방식의 구성 부분에 대해서는 동일한 부호를 붙여서 설명한다.
이 제6 실시예의 DC-DC 컨버터(DC-DC)(71)는 배터리(BT)(이차 전지)의 부극측 전위를 제어하는 구성으로 한 것이다. 즉, 도 8에서 DC-DC(71)의 출력 단자(71a)는 배터리(BT)(도 8에서는 생략)의 부극측 단자에 접속되고 있고, 제1 오차 증폭 회로(4)는 동 배터리(BT)의 부극 전압을 검출하여 그 부극 전압(구체적으로는 그 분압 전압)과 기준 전압(e1)과의 차전압을 증폭하여 출력하는 것으로 되어 있다.
한편, 본 실시예에 있어서, 제1 및 제2 오차 증폭 회로(4, 5)의 출력 신호(ERA1, ERA2)를 소프트 스타트 신호(SS)의 전압으로 클램프하는 클램프 회로(클램프 소자)는 상기 제2 실시예와 마찬가지로, 다이오드(D4, D5)로 구성되어 있다. 이와 같이 부극 충전 제어 방식의 DC-DC(71)로서도, 제2 실시예와 동일한 효과를 발휘하는 것으로 된다.
(제7 실시예)
이하, 본 발명을 구체화한 제7 실시예를 도 9 및 도 10에 따라서 설명한다. 이 제7 실시예는 상기 각 실시예에서 설명한 클램프 회로(구체적으로는 그것을 구성하는 클램프 소자)를 AC 어댑터(13)(도 3)에 설치되는 정전압 정전류 제어형의 AC-DC 컨버터에 구비한 예에 관해서 설명하는 것이다. 한편, 상기 각 실시예와 동일한 방식의 구성 부분에 대해서는 동일한 부호를 붙여서 설명한다.
도 9에 도시한 바와 같이, AC-DC 컨버터(이하 「AC-DC」)(81)는 제1 정류 회로(82), 전압 변환 회로(83), 제2 정류 회로(84) 및 출력 제어 회로(85)를 구비하여 구성되어 있다.
제1 정류 회로(82)는 다이오드(D11∼D14)로 이루어지는 브릿지 다이오드와 콘덴서(C11)로 구성되어 있으며, 교류 전원(AC)으로부터의 교류 전압은 이 제1 정류 회로(82)에 의해 직류 전압으로 변환된다. 전압 변환 회로(83)는 트랜스(변압기)(TS)와 드라이브 회로(86)로 구성되며, 드라이브 회로(86)는 출력 제어 회로(85)로부터의 피드백 제어에 기초하여 메인 스위칭용 트랜지스터(Tr11)를 온/오프 제어한다. 한편, 이 트랜지스터(Tr11)는 N형 MOS-FET로 구성되어 있다. 제2 정류 회로(84)는 정류용 다이오드(D15)와 콘덴서(C12)로 구성되어 있고, 트랜스(TS)를 통해 전달된 전압을 평활화하여 출력 제어 회로(85)에 전달한다.
출력 제어 회로(85)는 제어 회로(87)와 전류 센스 저항(Rs)으로 구성되어 있다. 제어 회로(87)는 AC-DC(81)의 출력 전압(Vo) 및 전류 센스 저항(Rs)에 흐르는 전류(출력 전류(Io))에 의해 발생하는 상기 저항(Rs)의 양단 사이의 전압을 검출하고, 이들 검출 결과에 기초하여 생성한 각 제어 신호를 상기 전압 변환 회로(83)의 드라이브 회로(86)에 출력한다. 한편, 출력 제어 회로(85)와 전압 변환 회로(83) 사이(구체적으로는 제어 회로(87)와 드라이브 회로(86) 사이)는 포토커플러(88)(포토다이오드와 포토트랜지스터로 구성됨)를 통해 접속되어 있다.
도 10은 드라이브 회로(86) 및 제어 회로(87)의 상세한 구성을 도시하는 회로도이다.
제어 회로(87)는 전압 증폭 회로(91)와, 제1 및 제2 오차 증폭 회로(92, 93)를 구비하여 구성되어 있다. 제1 오차 증폭 회로(92)는 AC-DC(81)의 출력 전압(Vo)과 기준 전압(e11)과의 차전압을 증폭하여 출력하고, 제2 오차 증폭 회로(93)는 상기 전류 센스 저항(Rs)의 양단 사이의 전압을 증폭하여 출력하는 전압 증폭 회로(91)의 출력 전압과 기준 전압(e12)과의 차전압을 증폭하여 출력한다. 한편, 기준 전압(e11, e12)은 정전압 동작 및 정전류 동작으로 규정되는 출력 전압(Vo)의 값 및 출력 전류(Io)의 값에 대응하여 각각 설정된다. 이들 각 오차 증폭 회로(92, 93)의 출력 신호(ERA1, ERA2)는 각각 포토커플러(88a, 88b)를 통해 복수의 제어 신호로서 드라이브 회로(86)에 입력된다.
드라이브 회로(86)는 PWM 비교 회로(6)와, 삼각파 발진 회로(7)와, 출력 회로(94)와, 클램프 회로를 구성하는 각각 클램프 소자로서의 트랜지스터(Tr12, Tr13)와, 소프트 스타트 회로를 구성하는 정전류 회로(11), 트랜지스터(Tr3), 콘덴서(C2)를 구비하여 구성되어 있다. 한편, 콘덴서(C2)는 외부 부착 소자로서 설치된다. 이러한 드라이브 회로(86)는 1 칩의 반도체 장치로서 구성된다.
이 드라이브 회로(86)에 있어서, 트랜지스터(Tr12, Tr13)는 각각 NPN형 바이폴라 트랜지스터에 의해 공통 에미터 접속하여 설치되어 있으며, 이들 각 베이스 단자에는 소프트 스타트 신호(SS)가 입력되고, 각 에미터 단자는 그라운드(GND)에 접속되고 있다. 그리고, 트랜지스터(Tr12)의 콜렉터 단자는 포토커플러(88b)를 통해 제1 오차 증폭 회로(92)의 출력 단자와 접속되고, 트랜지스터(Tr13)의 콜렉터 단자는 포토커플러(88a)를 통해 제2 오차 증폭 회로(93)의 출력 단자와 접속되고 있다. 한편, 이들 트랜지스터(Tr12, Tr13)는 제1 실시예와 마찬가지로, PNP형 바이폴라 트랜지스터에 의해 에미터 폴로워 접속하여 설치되는 것이라도 좋다. 이 드라이브 회로(86)의 그 밖의 구성에 대해서는 상기 제1 실시예에 있어서의 제어 회로(22)(도 1)와 거의 동일한 구성이기 때문에, 여기서는 상세한 설명은 생략한다.
즉, PWM 비교 회로(6)는 2개의 비반전 입력 단자에 입력되는 상기 각 출력 신호(ERA1, ERA2) 중 전압이 낮은 쪽의 신호와, 반전 입력 단자에 입력되는 삼각파 신호(OSC1)에 기초하여 전압 펄스 폭 변조를 행하고, 이에 따라 생성된 펄스를 출력 회로(94)에 출력한다. 출력 회로(94)는 이 PWM 비교 회로(6)로부터 출력되는 펄스에 기초하여 메인 스위칭용 트랜지스터(Tr11)(도 9)를 온/오프 구동한다.
이와 같이 구성된 AC-DC(81)에서는 상기 제1 실시예의 DC-DC(21)(도 1)와 마찬가지로, 그 기동 시에 각 오차 증폭 회로(92, 93)의 출력 신호(ERA1, ERA2)가 각각 클램프 소자로서 기능하는 트랜지스터(Tr12, Tr13)에 의해 소프트 스타트 신호(SS)의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프된다. 이에 따라, AC-DC(81)의 기동시의 돌입 전류를 억제할 수 있다.
(제8 실시예)
이하, 본 발명을 구체화한 제8 실시예를 상기 제7 실시예와의 상이점을 중심으로 도 11에 따라서 설명한다. 한편, 제7 실시예와 동일한 방식의 구성 부분에 대해서는 동일한 부호를 붙여서 설명한다.
도 11에 도시하는 이 제8 실시예의 AC-DC(101)는 상기 제7 실시예에서 설명한 AC-DC(91)(도 10 참조)의 제어 회로(87) 및 드라이브 회로(86)를 각각 제어 회로(102) 및 드라이브 회로(103)로 변경하여, 이들을 하나의 포토커플러(104)에 의해 접속한 것이다. 그 밖의 구성은 제7 실시예와 동일하다.
도 11에 도시한 바와 같이, 제어 회로(102)는 상기 제어 회로(87)(도 10)에 정전류 회로(105)와 트랜지스터(Tr14, Tr15)(각각 PNP형 바이폴라 트랜지스터)를 새로운 구성 요소로서 추가한 구성이며, 제1 및 제2 오차 증폭 회로(92, 93)의 출력 신호(ERA1, ERA2)를 합성한 값이 포토커플러(104)를 통해 드라이브 회로(103)에 입력되도록 되고 있다.
드라이브 회로(103)는 1 칩의 반도체 장치로서 구성되며, 상기 드라이브 회로(86)(도 10)와 거의 동일한 구성으로 되어 있다. 변경된 점은 클램프 회로를 하나의 트랜지스터(Tr16)에 의해 구성한 점이며, 이 트랜지스터(Tr16)는 상기 제7 실시예와 마찬가지로 NPN형 바이폴라 트랜지스터에 의해 구성되어 있다. 이러한 구성으로 하면, 제7 실시예와 같은 효과를 발휘하는 동시에, 포토커플러를 하나로 할 수 있기 때문에 클램프 회로를 하나의 트랜지스터(Tr16)(클램프 소자)에 의해 구성할 수 있어, 회로 규모를 삭감할 수 있다.
한편, 상기 각 실시예는 이하의 형태(변형예)로 실시하더라도 좋다.
·제1 실시예에서는, 트랜지스터(Tr4, Tr5)(클램프 소자)를 제어 회로(22) 내에 설치하지만, 이 제어 회로(22)에 외부 부착 소자로서 설치하여도 좋다. 이 구성에서는 기존의 회로를 이용할 수 있다. 또한 마찬가지로, 다른 실시예에서도 클램프 소자를 각각의 제어 회로에 외부 부착 소자로서 설치하더라도 좋다.
·각 실시예에서는, 각각 제어 회로에 설치되어 있는 클램프 소자로서의 바이폴라 트랜지스터를 다이오드로 교체하더라도 좋다. 또한, 이와 반대로 각각 제어 회로에 설치되는 클램프 소자로서의 다이오드를 바이폴라 트랜지스터로 바꾸더라도 좋다. 이와 같이 하여도 동일한 기능을 발휘하는 것은 물론이다.
·각 실시예에서는, 정전압 정전류 제어형 DC-DC 컨버터 혹은 AC-DC 컨버터에 대해서 설명하였지만, 이 제어 형태에 한정되는 것은 아니다. 즉, 본 발명은 2 입력 이상의 제어 신호(전압 제어 신호 또는 전류 제어 신호)에 의해 그 출력이 제어되는 DC-DC 컨버터 혹은 AC-DC 컨버터에 폭 넓게 적용할 수 있다.
·제1∼제3, 제6 및 제7 실시예에 있어서, 각각 제1 오차 증폭 회로의 출력 단자 및 제2 오차 증폭 회로의 출력에 개별적으로 접속되어 있는 클램프 소자(바이폴라 트랜지스터 또는 다이오드)를, 각 오차 증폭 회로의 출력에 공통으로 설치되는 하나의 클램프 소자로 하여도 좋다. 이 구성으로 하기 위해서는, 제8 실시예와 동일한 방식으로, 각 오차 증폭 회로의 출력을 하나의 정전류 회로에 의해서 합성하고, 그 출력 전압을 하나의 클램프 소자에 의해 소프트 스타트 신호(SS)의 전압으로 클램프하도록 하면 된다.
상기 각 실시예 및 상기 각 변형예로부터 파악할 수 있는 본 발명의 기술적 사상을 이하에 기재한다.
(부기 1) 복수의 제어 신호에 의해 DC-DC 컨버터의 출력을 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로에 있어서,
상기 DC-DC 컨버터의 출력을 피드백하여 얻어진 전압과 소정의 기준 전압과의 오차에 기초하여 상기 복수의 제어 신호를 각각 제어해야 할 출력치에 대응하여 생성하는 복수의 오차 증폭 회로와,
상기 DC-DC 컨버터의 기동시의 출력을 상기 복수의 제어 신호보다도 저전위의 전압으로 제어하기 위한 소프트 스타트 신호를 생성하는 소프트 스타트 회로와,
상기 DC-DC 컨버터의 기동시에 상기 복수의 제어 신호를 상기 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하는 클램프 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 2) 상기 클램프 회로는 상기 DC-DC 컨버터의 기동후, 상기 DC-DC 컨버터의 출력이 상기 복수의 제어 신호 중 어느 하나에 의해 제어될 때까지, 상기 복수의 제어 신호를 상기 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하는 부기 1에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 3) 상기 클램프 회로는 상기 복수의 오차 증폭 회로의 출력에 개별적으로 접속되는 복수의 클램프 소자로 이루어지는 부기 1 또는 2에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 4) 상기 클램프 회로는 상기 복수의 오차 증폭 회로의 출력에 공통으로 접속되는 하나의 클램프 소자로 이루어지는 부기 1 또는 2에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 5) 상기 클램프 소자는 에미터 폴로워 접속되는 PNP형 바이폴라 트랜지스터에 의해 구성되고, 상기 소프트 스타트 신호를 베이스 단자에 입력하며, 콜렉터 단자를 접지 전위에 접속하고, 에미터 단자를 상기 오차 증폭 회로의 출력 단자에 접속하여 이루어지는 부기 3 또는 4에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 6) 상기 클램프 소자는 공통 에미터 접속되는 NPN형 바이폴라 트랜지스터에 의해 구성되고, 상기 소프트 스타트 신호를 베이스 단자에 입력하며, 에미터 단자를 접지 전위에 접속하고, 콜렉터 단자를 상기 오차 증폭 회로의 출력 단자에 접속하여 이루어지는 부기 3 또는 4에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 7) 상기 클램프 소자는 다이오드에 의해 구성되고, 애노드를 상기 오차 증폭 회로의 출력 단자에 접속하며, 캐소드를 상기 소프트 스타트 신호의 전압 전위에 접속하여 이루어지는 부기 3 또는 4에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 8) 삼각파 신호를 출력하는 삼각파 발진 회로와, 상기 복수의 제어 신호 및 상기 소프트 스타트 신호 중 가장 저전위의 신호와 상기 삼각파 신호에 기초하여 펄스 폭 변조에 의한 전압 제어를 행하는 PWM 비교 회로를 구비하고 있고,
상기 DC-DC 컨버터는 상기 PWM 비교 회로로부터 출력되는 펄스에 의해 메인 스위칭용 트랜지스터의 온/오프 비를 제어하여 상기 DC-DC 컨버터의 출력을 제어하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터인 부기 1 내지 7 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 9) 상기 DC-DC 컨버터는 상기 복수의 제어 신호 및 상기 소프트 스타트 신호에 기초하여 제어 트랜지스터를 구동하여 출력을 연속적으로 제어하는 선형 조정기 방식의 DC-DC 컨버터인 부기 1 내지 7 중 어느 하나에 기재한 C-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 10) 상기 DC-DC 컨버터는 상기 복수의 제어 신호 및 상기 소프트 스타트 신호에 기초하여 입력 전압을 강압한 출력 전압을 생성하는 강압 방식의 DC-DC 컨버터인 부기 1 내지 9 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 11) 상기 DC-DC 컨버터는 상기 복수의 제어 신호 및 상기 소프트 스타트 신호에 기초하여 입력 전압을 강압 또는 승압한 출력 전압을 생성하는 승강압 방식의 DC-DC 컨버터인 부기 1 내지 8 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 12) 상기 DC-DC 컨버터는 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 일정한 전압으로 제어하기 위한 하나 또는 복수의 전압 제어 신호와, 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전류를 일정 전류로 제어하기 위한 하나 또는 복수의 전류 제어 신호를 상기 복수의 제어 신호로서 갖는 정전압 정전류 제어형 DC-DC 컨버터인 부기 1 내지 11 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 13) 상기 DC-DC 컨버터는 상기 복수의 제어 신호에 의해 제어된 출력에 기초하여 이차 전지의 정극측 전위 또는 부극측 전위를 제어하는 충전기인 부기 1 내지 12 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 14) 복수의 제어 신호에 의해 출력이 제어되는 DC-DC 컨버터 또는 AC-DC 컨버터를 구성하기 위해서 이용되는 반도체 장치로서,
상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 AC-DC 컨버터의 출력을 피드백하여 얻어진 전압과 소정의 기준 전압과의 오차에 기초하여 상기 복수의 제어 신호를 각각 제어해야 할 출력치에 대응하여 생성하는 복수의 오차 증폭 회로와,
외부 부착 소자로서 접속된 콘덴서의 전하를 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 AC-DC 컨버터의 동작시에 충전시켜 동 콘덴서의 양단 사이의 전압을 갖는 소프트 스타트 신호를 생성하고, 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 AC-DC 컨버터의 기동시의 출력을 상기 복수의 제어 신호보다도 저전위의 상기 소프트 스타트 신호의 전압으로 제어하기 위한 소프트 스타트 회로와,
상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 AC-DC 컨버터의 기동시에, 상기 복수의 제어 신호를 상기 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하는 클램프 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 반도체 장치.
(부기 15) 부기 1 내지 13 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로를 구비하여 이루어지는 DC-DC 컨버터.
(부기 16) 부기 15에 기재한 DC-DC 컨버터와, 상기 DC-DC 컨버터에 의해 충전되는 배터리를 구비하여 이루어지는 전지 팩.
(부기 17) 부기 15에 기재한 DC-DC 컨버터를 탑재하여 이루어지는 전자 기기.
(부기 18) 복수의 제어 신호에 의해 DC-DC 컨버터의 출력을 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서,
복수의 오차 증폭 회로에 의해 각각 제어해야 할 출력치를 피드백하여 얻어진 전압과 소정의 기준 전압과의 오차에 기초하여 상기 복수의 제어 신호를 생성하고,
소프트 스타트 회로에 의해 상기 DC-DC 컨버터의 기동시의 출력을 상기 복수의 제어 신호보다도 저전위의 전압으로 제어하기 위한 소프트 스타트 신호를 생성하며,
클램프 회로에 의해, 상기 DC-DC 컨버터의 기동시에 상기 복수의 제어 신호를 상기 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하도록 한 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 19) 상기 클램프 회로는 상기 DC-DC 컨버터의 기동후, 상기 DC-DC 컨버터의 출력이 상기 복수의 제어 신호 중 어느 하나에 의해 제어될 때까지, 상기 복수의 제어 신호를 상기 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하는 부기 18에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 20) 상기 클램프 회로는 상기 복수의 오차 증폭 회로의 출력에 개별적으로 접속되는 복수의 클램프 소자로 이루어지는 부기 18 또는 19에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 21) 상기 클램프 회로는 상기 복수의 오차 증폭 회로의 출력에 공통으로 접속되는 하나의 클램프 소자로 이루어지는 부기 18 또는 19에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 22) 삼각파 신호를 출력하는 삼각파 발진 회로와, 상기 복수의 제어 신호 및 상기 소프트 스타트 신호 중 가장 저전위의 신호와 상기 삼각파 신호에 기초하여 펄스 폭 변조에 의한 전압 제어를 행하는 PWM 비교 회로를 구비하고 있고,
상기 DC-DC 컨버터는 상기 PWM 비교 회로로부터 출력되는 펄스에 의해 메인 스위칭용 트랜지스터의 온/오프 비를 제어하여 상기 DC-DC 컨버터의 출력을 제어하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터인 부기 18 내지 21 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 23) 상기 DC-DC 컨버터는 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 일정한 전압으로 제어하기 위한 하나 또는 복수의 전압 제어 신호와, 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전류를 일정한 전류로 제어하기 위한 하나 또는 복수의 전류 제어 신호를 상기 복수의 제어 신호로서 갖는 정전압 정전류 제어형 DC-DC 컨버터인 부기 18 내지 22 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 24) 상기 DC-DC 컨버터는 상기 복수의 제어 신호에 의해 제어된 출력에 기초하여 이차 전지의 정극측 전위 또는 부극측 전위를 제어하는 충전기인 부기 18 내지 23 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
본 발명에 따르면, 복수의 제어 신호에 의해 출력이 제어되는 DC-DC 컨버터의 기동시의 돌입 전류의 발생을 적합하게 억제할 수 있는 DC-DC 컨버터의 제어 회로, DC-DC 컨버터의 제어 방법, 반도체 장치, DC-DC 컨버터 및 그것을 탑재한 전자 기기를 제공할 수 있다.
도 1은 제1 실시예의 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 2는 도 1의 DC-DC 컨버터의 동작 파형도이다.
도 3은 도 1의 DC-DC 컨버터를 탑재한 전자 기기의 블록도이다.
도 4는 제2 실시예의 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 5는 제3 실시예의 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 6은 제4 실시예의 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 7은 제5 실시예의 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 8은 제6 실시예의 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 9는 제7 실시예의 AC-DC 컨버터의 전체 구성을 도시하는 회로도이다.
도 10은 도 9의 AC-DC 컨버터의 구체적 구성을 도시하는 회로도이다.
도 11은 제8 실시예의 AC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 12는 종래의 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 13은 DC-DC 컨버터의 정전압 동작시에 있어서의 파형도이다.
도 14는 DC-DC 컨버터의 정전류 동작시에 있어서의 파형도이다.
도 15는 도 12의 DC-DC 컨버터의 동작 파형도이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
Vo : 출력 전압
Io : 출력 전류
SS : 소프트 스타트 신호
OSC1 : 삼각파 신호
e1, e2, e11, e12 : 기준 전압
C2 : 소프트 스타트 회로를 구성하는 콘덴서
ERA1, ERA2 : 제1 및 제2 오차 증폭 회로의 출력 신호(복수의 제어 신호)
Tr4, Tr5, Tr12, Tr13, Tr16 : 클램프 회로를 구성하는 바이폴라 트랜지스터(클램프 소자)
D4, D5, D6, D7, D8 : 클램프 회로를 구성하는 다이오드(클램프 소자)
Tr1, Tr11 : 메인 스위칭용 트랜지스터
4, 5, 53, 54, 92, 93 : 제1 및 제2 오차 증폭 회로(복수의 오차 증폭 회로)
6 : PWM 비교 회로
7 : 삼각파 발진 회로
21, 31, 41, 51, 61, 71 : DC-DC 컨버터
22, 32, 42, 52, 62, 72 : DC-DC 컨버터의 제어 회로
81, 101 : AC-DC 컨버터

Claims (10)

  1. 복수의 제어 신호에 의해 DC-DC 컨버터의 출력을 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로에 있어서,
    각각 제어해야 할 출력치를 피드백하여 얻어진 전압과 소정의 기준 전압과의 오차에 기초하여 상기 복수의 제어 신호를 생성하는 복수의 오차 증폭 회로와;
    상기 DC-DC 컨버터의 기동 시의 출력을 상기 복수의 제어 신호보다도 저전위 전압으로 제어하기 위한 소프트 스타트 신호를 생성하는 소프트 스타트 회로와;
    상기 DC-DC 컨버터의 기동시에, 상기 복수의 제어 신호를 상기 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하는 클램프 회로
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 클램프 회로는 상기 DC-DC 컨버터의 기동후, 상기 DC-DC 컨버터의 출력이 상기 복수의 제어 신호 중 어느 하나에 의해 제어될 때까지 상기 복수의 제어 신호를 상기 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 클램프 회로는 상기 복수의 오차 증폭 회로의 출력에 개별적으로 접속되는 복수의 클램프 소자로 이루어지는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 클램프 회로는 상기 복수의 오차 증폭 회로의 출력에 공통으로 접속되는 하나의 클램프 소자로 이루어지는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 삼각파 신호를 출력하는 삼각파 발진 회로와, 상기 복수의 제어 신호 및 상기 소프트 스타트 신호 중 가장 저전위의 신호와 상기 삼각파 신호에 기초하여 펄스 폭 변조에 의한 전압 제어를 행하는 PWM 비교 회로를 구비하고 있고,
    상기 DC-DC 컨버터는 상기 PWM 비교 회로로부터 출력되는 펄스에 의해 메인 스위칭용 트랜지스터의 온/오프 비를 제어하여 상기 DC-DC 컨버터의 출력을 제어하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터인 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 DC-DC 컨버터는 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 일정한 전압으로 제어하기 위한 하나 또는 복수의 전압 제어 신호와, 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전류를 일정한 전류로 제어하기 위한 하나 또는 복수의 전류 제어 신호를 상기 복수의 제어 신호로서 갖는 정전압 정전류 제어형 DC-DC 컨버터인 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  7. 복수의 제어 신호에 의해 DC-DC 컨버터의 출력을 제어하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서,
    복수의 오차 증폭 회로에 의해 각각 제어해야 할 출력치를 피드백하여 얻어진 전압과 소정의 기준 전압과의 오차에 기초하여 상기 복수의 제어 신호를 생성하는 단계와;
    소프트 스타트 회로에 의해 상기 DC-DC 컨버터의 기동시의 출력을 상기 복수의 제어 신호보다도 저전위 전압으로 제어하기 위한 소프트 스타트 신호를 생성하는 단계와;
    클램프 회로에 의해 상기 DC-DC 컨버터의 기동시에 상기 복수의 제어 신호를 상기 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하도록 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
  8. 복수의 제어 신호에 의해 출력이 제어되는 DC-DC 컨버터 또는 AC-DC 컨버터를 구성하기 위해서 이용되는 반도체 장치로서,
    각각 제어해야 할 출력치를 피드백하여 얻어진 전압과 소정의 기준 전압과의 오차에 기초하여 상기 복수의 제어 신호를 생성하는 복수의 오차 증폭 회로와;
    외부 부착 소자로서 접속된 콘덴서의 전하를 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 AC-DC 컨버터의 동작 시에 충전시켜 동 콘덴서의 양단 사이의 전압을 갖는 소프트 스타트 신호를 생성하고, 상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 AC-DC 컨버터의 기동시의 출력을 상기 복수의 제어 신호보다도 저전위의 상기 소프트 스타트 신호의 전압으로 제어하기 위한 소프트 스타트 회로와;
    상기 DC-DC 컨버터 또는 상기 AC-DC 컨버터의 기동 시에 상기 복수의 제어 신호를 상기 소프트 스타트 신호의 전압과 대략 동일한 전압으로 클램프하는 클램프 회로
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 반도체 장치.
  9. 청구항 제1항 또는 제2항에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로를 구비한 DC-DC 컨버터.
  10. 청구항 제9항에 기재한 DC-DC 컨버터를 탑재한 전자 기기.
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