JP6196048B2

JP6196048B2 - 昇降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ型点灯回路および車両用灯具

Info

Publication number: JP6196048B2
Application number: JP2013045732A
Authority: JP
Inventors: 賢菊池; 高範難波; 伊藤　昌康; 昌康伊藤
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2013-03-07
Filing date: 2013-03-07
Publication date: 2017-09-13
Anticipated expiration: 2033-03-07
Also published as: JP2014176169A

Description

本発明はＬＥＤ（Light Emitting Diode）などの半導体光源に電流を供給する昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路に関する。

近年、前照灯などの車両用灯具に、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えてより長寿命で低消費電力のＬＥＤが利用されている。ＬＥＤの発光の度合いすなわち輝度はＬＥＤに流す電流の大きさに依存するので、ＬＥＤを光源として利用する場合にはＬＥＤに流れる電流を調節するための点灯回路が必要となる。そのような点灯回路は通常エラーアンプを有し、ＬＥＤに流れる電流が一定となるようにフィードバック制御する。

点灯回路への電力は、通常車載バッテリから供給される。車載バッテリは点灯回路以外にも車両の様々な部分に電力を供給するので、バッテリ電圧の変動は比較的大きい。このバッテリ電圧がＬＥＤの順方向降下電圧をまたいで変動しうる場合は、点灯回路はバッテリ電圧を昇圧する機能と降圧する機能とを兼ね備えることが望ましい。

特許文献１および特許文献２には、ＬＥＤの点灯回路として使用可能な昇降圧チョッパ型のＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。

特開２０１０−０９８８４０号公報特開２００５−０４５９４３号公報

特許文献１や特許文献２に開示されるＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子をオンオフさせることで必要な昇圧または降圧を実現する。入力環境や出力環境の急変等が発生してもこのスイッチング素子に流れる電流が最大定格を超えないように、スイッチング素子に流れる電流を監視し、その電流が規定値を超えるとスイッチング素子をオフする過電流制御機能をＤＣ−ＤＣコンバータに備えさせることが考えられる。

しかしながら、このような過電流制御機能はスイッチング素子のオンオフを乱すので、電流フィードバック制御に悪影響を与える虞がある。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、過電流制御がフィードバック制御に与えうる悪影響を軽減または除去できる昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路の提供にある。

本発明のある態様は、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路に関する。この昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路は、半導体光源に電流を供給する昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路であって、入力電圧が一端に印加される第１スイッチング素子を有する降圧部と、第２スイッチング素子を有し、第１スイッチング素子の他端からの電圧を受ける昇圧部と、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子のオンオフを制御する第１制御部と、を備える。第１制御部は、第１スイッチング素子がオン状態を維持しつつ第２スイッチング素子がオンオフを繰り返すとき、第１スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と、電流検出部によって検出された電流が所定のしきい値電流を上回った場合、第１スイッチング素子のオン状態を維持しつつ第２スイッチング素子のオフ期間を増やす第２制御部と、を含む。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を装置、方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、過電流制御がフィードバック制御に与えうる悪影響を軽減または除去できる昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路を提供できる。

実施の形態に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路の構成を示す回路図である。図１のオンオフ制御部の構成を示す回路図である。制御デジタル値とデューティ比設定信号の電圧との関係の一例を示すグラフである。昇圧モードにおいて過電流検出が繰り返される場合の、比較例に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路の動作状態を模式的に示す波形図である。通常のフィードバック制御にしたがい昇圧モードで動作する場合の、比較例に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路の動作状態を模式的に示す波形図である。昇圧モードにおいて過電流検出が繰り返される場合の、実施の形態に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路の動作状態を模式的に示す波形図である。

以下、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。また、電圧、電流あるいは抵抗などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値を表すものとして用いることがある。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂとの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、実施の形態に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０の構成を示す回路図である。昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０は、電子制御ユニット（Electronic Control Unit）２０および車載用のＬＥＤを３つ直列に接続して構成されるＬＥＤ４０と接続される。昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０およびＬＥＤ４０は前照灯などの車両用灯具に搭載される。

電子制御ユニット２０は、自動車などの車両の電気的な制御を総合的に行うためのマイクロコンピュータである。電子制御ユニット２０はスイッチＳＷを介して車載バッテリ３０と接続され、スイッチＳＷがオンされると車載バッテリ３０からバッテリ電圧Ｖｂａｔを受ける。電子制御ユニット２０は、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０に入力電圧Ｖｉｎとして直流のバッテリ電圧Ｖｂａｔを供給する。電子制御ユニット２０は、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０に入力電圧Ｖｉｎよりも低い固定電圧すなわち接地電位Ｖ_ＧＮＤ（＝０Ｖ）を供給する。

昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧または降圧して駆動電圧Ｖｄを生成し、ＬＥＤ４０に印加する。昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０は、入力フィルタ１９２と、入力保護部１９４と、チョッパ方式の昇降圧コンバータ１００と、出力フィルタ１９６と、制御部１２４と、を備える。

昇降圧コンバータ１００には、入力フィルタ１９２および入力保護部１９４を介して入力電圧Ｖｉｎおよび接地電位Ｖ_ＧＮＤが供給される。昇降圧コンバータ１００の出力電圧は出力フィルタ１９６を介して昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０から出力され、ＬＥＤ４０に印加される。入力フィルタ１９２および出力フィルタ１９６は公知のフィルタ技術を使用して構成されてもよい。入力保護部１９４は公知の入力保護技術を使用して構成されてもよい。

昇降圧コンバータ１００は、降圧部１０２と、昇圧部１０４と、入力キャパシタ１１０と、駆動電流検出抵抗１１６と、スイッチ電流検出抵抗１１８と、を備える。入力キャパシタ１１０の一端には、入力フィルタ１９２および入力保護部１９４を経た入力電圧（これは、厳密には昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０に入力される入力電圧Ｖｉｎとは異なる場合もあるが、以下説明をより明瞭とするため入力電圧Ｖｉｎとして説明する）が印加され、他端は接地される。

駆動電流検出抵抗１１６は、ＬＥＤ４０を流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤの経路上に配置される。本実施の形態では、電流検出抵抗１１６はＬＥＤ４０のカソードと接地端子との間に設けられる。電流検出抵抗１１６で生じる電圧降下は駆動電流検出電圧Ｖｇとして制御部１２４に提供される。電流検出抵抗１１６に駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れるので、駆動電流検出電圧Ｖｇは駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさに応じた電圧となる。

降圧部１０２、昇圧部１０４のトポロジーはいずれも一般的なものであるため簡潔に説明する。
降圧部１０２は、降圧モードにおいて、入力電圧Ｖｉｎが一端に印加されるハイサイドスイッチング素子１３４のオンオフにより、入力電圧Ｖｉｎよりも低い駆動電圧Ｖｄを生成する。降圧部１０２は、出力キャパシタ１０８と、インダクタ１３０と、第２ダイオード１３２と、ハイサイドスイッチング素子１３４と、を含む。

ハイサイドスイッチング素子１３４は例えば、ｐ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であってもよい。ハイサイドスイッチング素子１３４のソースは入力キャパシタ１１０の一端と接続され、ドレインは第１接続ノードＮ１と接続される。第２ダイオード１３２のカソードは第１接続ノードＮ１と接続され、アノードは接地される。インダクタ１３０の一端は第１接続ノードＮ１と接続され、他端は第１ダイオード１２６を介して出力キャパシタ１０８の一端と接続される。出力キャパシタ１０８の一端はまた出力フィルタ１９６とも接続される。
出力キャパシタ１０８の一端の電圧と駆動電圧Ｖｄとは、出力フィルタ１９６の存在により厳密には異なる場合もある。しかしながら、以下では説明をより明瞭とするために、出力キャパシタ１０８の一端の電圧を駆動電圧Ｖｄとして説明する。

降圧モードにおいて、制御部１２４からハイサイドスイッチング素子１３４のゲートに出力されるハイサイド駆動信号Ｓ１は、ＬＥＤ４０に流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさに基づく電流フィードバック制御によりパルス幅変調された矩形波状の信号である。このハイサイド駆動信号Ｓ１の周波数である駆動周波数ｆ１は一例では数百ｋＨｚから数ＭＨｚである。ハイサイドスイッチング素子１３４はハイサイド駆動信号Ｓ１により定まるオンデューティでオンオフし、出力キャパシタ１０８の両端電圧は入力電圧Ｖｉｎよりも低い駆動電圧Ｖｄとなる。昇圧モードではハイサイド駆動信号Ｓ１の電圧はハイサイドスイッチング素子１３４のソース電圧よりも低い接地電位Ｖ_ＧＮＤに実質的に固定され、ハイサイドスイッチング素子１３４はオン状態を維持する。

昇圧部１０４は、ハイサイドスイッチング素子１３４のドレインからの電圧を受ける。昇圧部１０４は、昇圧モードにおいて、接地電位Ｖ_ＧＮＤがソースに印加されるローサイドスイッチング素子１２８のオンオフにより、入力電圧Ｖｉｎよりも高い駆動電圧Ｖｄを生成する。昇圧部１０４は、出力キャパシタ１０８と、第１ダイオード１２６と、ローサイドスイッチング素子１２８と、インダクタ１３０と、を含む。

ローサイドスイッチング素子１２８は例えば、ｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタであってもよい。ローサイドスイッチング素子１２８のドレインはインダクタ１３０の他端と第１ダイオード１２６のアノードとの第２接続ノードＮ２と接続される。

昇圧モードにおいて、制御部１２４からローサイドスイッチング素子１２８のゲートに出力されるローサイド駆動信号Ｓ２は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさに基づく電流フィードバック制御によりパルス幅変調された矩形波状の信号であり、周波数は駆動周波数ｆ１である。ローサイドスイッチング素子１２８はローサイド駆動信号Ｓ２により定まるオンデューティでオンオフし、出力キャパシタ１０８の両端電圧は入力電圧Ｖｉｎよりも高い駆動電圧Ｖｄとなる。降圧モードではローサイド駆動信号Ｓ２の電圧は実質的に接地電位Ｖ_ＧＮＤに固定され、ローサイドスイッチング素子１２８はオフ状態を維持する。

昇圧モードでは、ハイサイドスイッチング素子１３４がオン状態を維持しつつローサイドスイッチング素子１２８が駆動周波数ｆ１でオンオフを繰り返す。降圧モードでは、ローサイドスイッチング素子１２８がオフ状態を維持しつつハイサイドスイッチング素子１３４が駆動周波数ｆ１でオンオフを繰り返す。

スイッチ電流検出抵抗１１８は、ハイサイドスイッチング素子１３４を流れるスイッチ電流Ｉ_ＳＷの経路上に配置される。本実施の形態では、スイッチ電流検出抵抗１１８は、入力キャパシタ１１０の他端と第２ダイオード１３２のアノードとの第３接続ノードＮ３と、ローサイドスイッチング素子１２８のソースと出力キャパシタ１０８の他端との第４接続ノードＮ４と、の間に設けられる。スイッチ電流検出抵抗１１８の一端の電圧はスイッチ電流検出電圧Ｖｊとして制御部１２４に提供される。スイッチ電流検出抵抗１１８にスイッチ電流Ｉ_ＳＷが流れるので、スイッチ電流検出電圧Ｖｊはスイッチ電流Ｉ_ＳＷの大きさに応じた電圧となる。

制御部１２４は昇降圧コンバータ１００を制御するＩＣ（Integrated Circuit）である。制御部１２４は、ハイサイドスイッチング素子１３４およびローサイドスイッチング素子１２８のオンオフを制御する。制御部１２４は、鋸波生成部１３６と、過電流検出部１３８と、短絡検出部１４０と、オンオフ制御部１４４と、電圧電流検出部１４８と、を含む。

電圧電流検出部１４８は、駆動電圧Ｖｄおよび駆動電流Ｉ_ＬＥＤを検出する。電圧電流検出部１４８は出力キャパシタ１０８の一端の電圧を駆動電圧Ｖｄとして検出する。電圧電流検出部１４８は駆動電流検出電圧Ｖｇを取得することで駆動電流Ｉ_ＬＥＤを検出する。電圧電流検出部１４８は、検出された駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさに対応する検出電流電圧Ｖｇ’を生成し、オンオフ制御部１４４に提供する。

短絡検出部１４０は、電圧電流検出部１４８によって検出された駆動電圧Ｖｄに基づいて短絡判定信号Ｓ３を生成し、オンオフ制御部１４４に出力する。短絡判定信号Ｓ３は、検出された駆動電圧Ｖｄが所定の短絡電圧Ｖ_{ｓｈｏｒｔ}よりも低い場合にアサートされ、そうでない場合にネゲートされる信号である。より具体的には、短絡判定信号Ｓ３は、検出された駆動電圧Ｖｄが短絡電圧Ｖ_{ｓｈｏｒｔ}よりも低い場合にハイレベルとなり、そうでない場合にローレベルとなる。ＬＥＤ４０に地絡や短絡が発生した場合、負荷が急に小さくなるので駆動電圧Ｖｄは低下する。したがって、短絡判定信号Ｓ３のハイレベルは短絡または地絡が疑われる状態に対応する。

鋸波生成部１３６は、電圧が駆動周波数ｆ１で鋸波状に変化する鋸波信号Ｓ４を生成し、オンオフ制御部１４４および過電流検出部１３８に出力する。

過電流検出部１３８は、鋸波信号Ｓ４およびスイッチ電流検出電圧Ｖｊに基づいて過電流判定信号Ｓ５を生成し、オンオフ制御部１４４に出力する。過電流検出部１３８は、スイッチ電流検出電圧Ｖｊを取得することでスイッチ電流Ｉ_ＳＷを検出する。過電流検出部１３８は、検出されたスイッチ電流Ｉ_ＳＷが所定の上限電流Ｉｕを上回ると、過電流判定信号Ｓ５をローレベルからハイレベルに遷移させる。過電流検出部１３８は、その遷移の後、鋸波信号Ｓ４の電圧が初めてローレベルに戻るタイミングで過電流判定信号Ｓ５をハイレベルからローレベルに遷移させる。すなわち、過電流検出部１３８は、検出されたスイッチ電流Ｉ_ＳＷが上限電流Ｉｕを上回ってから鋸波信号Ｓ４の電圧が初めてローレベルに戻るまでの期間をパルス幅とする単パルスを発生させる（後述の図４参照）。上限電流Ｉｕは、ハイサイドスイッチング素子１３４やローサイドスイッチング素子１２８の定格電流に基づいて設定されてもよい。

降圧モードでは、過電流検出部１３８によって検出されたスイッチ電流Ｉ_ＳＷはハイサイドスイッチング素子１３４に流れる電流である。昇圧モードでは、過電流検出部１３８によって検出されたスイッチ電流Ｉ_ＳＷはハイサイドスイッチング素子１３４およびローサイドスイッチング素子１２８に流れる電流である。

オンオフ制御部１４４は、昇圧モードまたは降圧モードで昇降圧コンバータ１００を動作させる。オンオフ制御部１４４は、いずれのモードにおいても、電圧電流検出部１４８によって検出される駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさが目標値に近づくように各スイッチング素子１３４、１２８のオンオフを制御する。特にオンオフ制御部１４４は、オンオフされるスイッチング素子のデューティ比を調整する。

オンオフ制御部１４４は、いずれのモードにおいても、過電流判定信号Ｓ５に現れるパルスを、オンオフされるスイッチング素子の駆動信号に反映させる。オンオフ制御部１４４は、昇圧モードにおいて、過電流判定信号Ｓ５がハイレベルになると、ハイサイドスイッチング素子１３４のオン状態を維持しつつローサイドスイッチング素子１２８のオフ期間を増やす。特にオンオフ制御部１４４は、過電流判定信号Ｓ５がハイレベルとなっている期間中、ハイサイド駆動信号Ｓ１をローレベルとしたままローサイド駆動信号Ｓ２をローレベルに固定する。

ただし、オンオフ制御部１４４は、短絡判定信号Ｓ３がハイレベルとなり、かつ、過電流判定信号Ｓ５がハイレベルになると、ハイサイドスイッチング素子１３４をオフする。

オンオフ制御部１４４は、降圧モードにおいて、過電流判定信号Ｓ５がハイレベルになると、ハイサイドスイッチング素子１３４のオフ期間を増やす。特にオンオフ制御部１４４は、過電流判定信号Ｓ５がハイレベルとなっている期間中、ハイサイド駆動信号Ｓ１をハイレベルに固定する。

図２は、オンオフ制御部１４４の構成を示す回路図である。オンオフ制御部１４４は、基準電圧源１５０と、エラーコンパレータ１５２と、アップダウンカウンタ１５４と、Ｄ／Ａコンバータ１５６と、ＰＷＭコンパレータ１５８と、マスク部１６０と、モード選択部１６２と、第１ＮＡＮＤゲート１６４と、第１ＡＮＤゲート１６６と、を含む。

基準電圧源１５０は、駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさの目標値に対応する基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、エラーコンパレータ１５２の非反転入力端子に印加する。基準電圧Ｖｒｅｆは接地電位Ｖ_ＧＮＤを基準に生成される。エラーコンパレータ１５２の反転入力端子には検出電流電圧Ｖｇ’が印加される。

エラーコンパレータ１５２は、検出電流電圧Ｖｇ’と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。すなわちエラーコンパレータ１５２は検出電流電圧Ｖｇ’が示す駆動電流Ｉ_ＬＥＤの大きさと基準電圧Ｖｒｅｆが示す目標値とを比較する。エラーコンパレータ１５２は、検出電流電圧Ｖｇ’と基準電圧Ｖｒｅｆとの大小関係によって電圧のレベルが変わる誤差信号Ｓ６をアップダウンカウンタ１５４に出力する。特に誤差信号Ｓ６の電圧は、Ｖｇ’＜Ｖｒｅｆのとき（駆動電流の検出値が目標値よりも小さい場合）５Ｖなどの所定の第１電圧、Ｖｇ’≧Ｖｒｅｆのとき（駆動電流の検出値が目標値以上の場合）第１電圧より低い０Ｖなどの第２電圧となる。

アップダウンカウンタ１５４は、エラーコンパレータ１５２における比較結果によって定まるカウントの向きで制御デジタル値をカウントする。アップダウンカウンタ１５４としては例えば標準ロジックＩＣである７４シリーズの’１９１と同様の機能を有する素子が採用されてもよい。

アップダウンカウンタ１５４は、誤差信号Ｓ６が第１電圧を示すとき、所定のクロック信号の遷移に合わせてすなわちクロック信号に立ち上がりエッジが現れるごとに、制御デジタル値をカウントアップする。アップダウンカウンタ１５４は、誤差信号Ｓ６が第２電圧を示すとき、クロック信号に立ち上がりエッジが現れるごとに制御デジタル値をカウントダウンする。すなわち、アップダウンカウンタ１５４は、駆動電流の検出値が目標値に対して小さいとカウントアップ、大きいとダウンする。アップダウンカウンタ１５４は現在の制御デジタル値をＤ／Ａコンバータ１５６に出力する。

アップダウンカウンタ１５４は、現在の制御デジタル値の最上位ビットがローレベルのときローレベルとなり、最上位ビットがハイレベルのときハイレベルとなるモード選択信号Ｓ７を生成する。モード選択信号Ｓ７がハイレベルのとき昇降圧コンバータ１００は昇圧モードで動作し、モード選択信号Ｓ７がローレベルのとき昇降圧コンバータ１００は降圧モードで動作する。したがって、モード選択信号Ｓ７は昇降圧コンバータ１００の動作モードを示す信号である。

Ｄ／Ａコンバータ１５６は、アップダウンカウンタ１５４によってカウントされた制御デジタル値を、その制御デジタル値に応じたアナログ電圧を有するデューティ比設定信号Ｓ８に変換する。特にＤ／Ａコンバータ１５６は、制御デジタル値のうち最上位以外の部分をデジタルアナログ変換してアナログ電圧を生成する。Ｄ／Ａコンバータ１５６におけるデジタルアナログ変換処理自体は公知のデジタルアナログ変換技術を使用して行われてもよい。Ｄ／Ａコンバータ１５６はデューティ比設定信号Ｓ８をＰＷＭコンパレータ１５８の非反転入力端子に出力する。

図３は、制御デジタル値とデューティ比設定信号Ｓ８の電圧との関係の一例を示すグラフである。制御デジタル値の最上位ビットがローレベルである場合、制御デジタル値が増大するとデューティ比設定信号Ｓ８の電圧も高くなる。制御デジタル値の最上位ビットがハイレベルである場合、制御デジタル値が増大するとデューティ比設定信号Ｓ８の電圧は低くなる。

また、後述の通り、制御デジタル値の最上位ビットがローレベルのままだと降圧モード、ハイレベルに達すると昇圧モード、そしてハイレベル／ローレベルを繰り返すと昇圧モードと降圧モードとが繰り返されるモードとなる。このような繰り返しモードを、モードが混在するハイブリッドモードとして定義してもよい。

図２に戻り、ＰＷＭコンパレータ１５８の反転入力端子には鋸波信号Ｓ４が入力される。ＰＷＭコンパレータ１５８は、鋸波信号Ｓ４の電圧とデューティ比設定信号Ｓ８の電圧とを比較し、駆動周波数ｆ１で電圧が矩形波状に変化する矩形波信号Ｓ９であってデューティ比設定信号Ｓ８の電圧に応じたデューティ比を有する矩形波信号Ｓ９を生成する。

モード選択部１６２は、モード選択信号Ｓ７に基づいて、オンオフされるべきスイッチング素子を決定する。モード選択部１６２は、第２ＡＮＤゲート１６８と、ＯＲゲート１７０と、第１インバータ１７２と、を有する。第２ＡＮＤゲート１６８は、第１インバータ１７２によってレベルが反転された矩形波信号Ｓ９とモード選択信号Ｓ７との論理積を第１ＡＮＤゲート１６６に出力する。ＯＲゲート１７０は、矩形波信号Ｓ９とモード選択信号Ｓ７との論理和を第１ＮＡＮＤゲート１６４に出力する。

モード選択信号Ｓ７がハイレベルのとき、第２ＡＮＤゲート１６８の出力信号は反転された矩形波信号Ｓ９と同じ矩形波信号となり、ＯＲゲート１７０の出力信号はハイレベル一定の信号となる。したがって昇圧モードが実現される。モード選択信号Ｓ７がローレベルのとき、第２ＡＮＤゲート１６８の出力信号はローレベル一定の信号となり、ＯＲゲート１７０の出力信号は矩形波信号Ｓ９と同じ矩形波信号となる。したがって降圧モードが実現される。

マスク部１６０は、モード選択信号Ｓ７、短絡判定信号Ｓ３および過電流判定信号Ｓ５に基づき、スイッチ電流Ｉ_ＳＷが上限電流Ｉｕを上回った場合にどのスイッチング素子をオフするかを決定する。マスク部１６０は第１マスク信号Ｓ１０、第２マスク信号Ｓ１１を生成して第１ＮＡＮＤゲート１６４、第１ＡＮＤゲート１６６にそれぞれ出力する。

マスク部１６０は過電流判定信号Ｓ５のレベルを反転させて第２マスク信号Ｓ１１とする。マスク部１６０は、モード選択信号Ｓ７がハイレベルかつ短絡判定信号Ｓ３がローレベルのとき、過電流判定信号Ｓ５のレベルによらずに第１マスク信号Ｓ１０をハイレベルに維持する。マスク部１６０は、モード選択信号Ｓ７がハイレベルであっても短絡判定信号Ｓ３がハイレベルとなると、過電流判定信号Ｓ５のハイレベルに応じて第１マスク信号Ｓ１０をローレベルにする。

より具体的には、マスク部１６０は、第２インバータ１７４と、第３インバータ１７６と、第２ＮＡＮＤゲート１７８と、第３ＮＡＮＤゲート１８０と、を含み、以下の真理値表を満たすようにそれらのゲートを組み合わせて構成される。

表１において、「Ｌ」はローレベル、「Ｈ」はハイレベルを示す。

第１ＮＡＮＤゲート１６４は、ＯＲゲート１７０の出力信号と第１マスク信号Ｓ１０と強制停止信号Ｓ１２との否定論理積を、ハイサイド駆動信号Ｓ１としてハイサイドスイッチング素子１３４のゲートに出力する。
第１ＡＮＤゲート１６６は、第２ＡＮＤゲート１６８の出力信号と第２マスク信号Ｓ１１と強制停止信号Ｓ１２との論理積を、ローサイド駆動信号Ｓ２としてローサイドスイッチング素子１２８のゲートに出力する。

強制停止信号Ｓ１２は、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０の強制的な停止が必要と判定された場合にローレベルとなり、それ以外の場合にハイレベルとなる信号である。強制停止信号Ｓ１２がローレベルとなるとハイサイドスイッチング素子１３４およびローサイドスイッチング素子１２８は両方ともオフとなる。

本実施の形態に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０の利点を説明するために、図２に示される構成からマスク部１６０を除去した比較例を考える。比較例では、過電流判定信号Ｓ５がインバータを介して第１ＮＡＮＤゲート１６４および第１ＡＮＤゲート１６６に入力される。したがって、検出されたスイッチ電流Ｉ_ＳＷが上限電流Ｉｕを上回ると、ハイサイドスイッチング素子１３４およびローサイドスイッチング素子１２８の両方がオフされる。

両方のスイッチング素子１３４、１２８がターンオフすると、インダクタ１３０に蓄えられた電流は、インダクタ１３０、出力キャパシタ１０８および第２ダイオード１３２により形成されるループ経路を流れて低下する。この場合、第２ダイオード１３２および第１ダイオード１２６が導通状態となるので、第１接続ノードＮ１の電圧は実質的に接地電位Ｖ_ＧＮＤとなり、第２接続ノードＮ２の電圧は駆動電圧Ｖｄとなる。したがって、インダクタ１３０の両端には駆動電圧Ｖｄが印加され、この駆動電圧Ｖｄに比例するスピードでインダクタ１３０を流れるコイル電流は低下する。

過電流検出部１３８の作用により、スイッチング素子のターンオンは次のスイッチングのタイミングとなり、それまで両方のスイッチング素子のオフが維持される。スイッチング素子がターンオンするとコイル電流は、昇圧モードでは入力電圧Ｖｉｎに比例したスピードで、降圧モードでは入力電圧Ｖｉｎ−駆動電圧Ｖｄに比例したスピードで上昇する。

入力電圧Ｖｉｎにサージが生じる等の理由で過電流検出部１３８において過電流が検出された場合、コイル電流がかなり低下してからスイッチング素子のオンオフが再開される。したがって、スイッチング素子のオンオフ再開当初は駆動電流が目標値に届かない状態となることが多く、スイッチング素子のオンデューティを増大させる向きにフィードバックが働く。すると、スイッチング素子のオン期間におけるコイル電流（＝スイッチ電流Ｉ_ＳＷ）の上昇量は大きくなり、過電流が検出されやすくなる。

このように、比較例では、過電流検出、過電流が検出されやすくなる、再度過電流検出、過電流がさらに検出されやすくなる、といったように過電流検出が繰り返される状態に陥る場合がある。この状態は、最初の過電流検出の原因が解消されても解消されにくい。

過電流検出が繰り返される場合と通常のフィードバック制御の場合とでは、同じコイル電流の低下・上昇スピードでも、出力の能力に差が出る。
図４は、昇圧モードにおいて過電流検出が繰り返される場合の、比較例に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路の動作状態を模式的に示す波形図である。図４は、上から順に、鋸波信号Ｓ４、過電流判定信号Ｓ５、ローサイド駆動信号Ｓ２、コイル電流、を示す。
図５は、通常のフィードバック制御にしたがい昇圧モードで動作する場合の、比較例に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路の動作状態を模式的に示す波形図である。図５は、上から順に、ローサイド駆動信号Ｓ２、コイル電流、を示す。
図４および図５から理解される通り、通常のフィードバック制御における平均コイル電流Ｉ_Ａ２の方が過電流検出が繰り返される場合の平均コイル電流Ｉ_Ａ１よりも高く、出力能力が高い。

過電流検出して図４に示されるような間欠スイッチングになった場合、平均コイル電流が通常時よりも低下する。その結果、駆動電流が目標値に達しないため、降圧モードであれば降圧モードから昇圧モードへ移行する。また、スイッチング素子のオンデューティは上限値に近づく。その過程で駆動電流が目標値に達すれば通常のフィードバック制御に移行するが、達しないと「昇圧モードかつオンデューティ最大」の状態で、出力が不充分のままの状態を維持することになる。

例えば、入力電圧Ｖｉｎが低下して昇圧モードに移行し、スイッチング素子に流れる電流が上昇、過電流検出したとする（図４に対応）。その後、入力電圧Ｖｉｎが正常電圧に回復したとしても、出力能力が通常のフィードバック制御時よりも低下しており、目標の出力に達することが出来ない事態が生じうる。これを、過電流検出によるハリツキ症状と称してもよい。

そこで、本実施の形態に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０は、昇圧モードにおいて過電流が検出された場合、ハイサイドスイッチング素子１３４のオン状態を維持しつつローサイドスイッチング素子１２８のオフ期間を増やす。ハイサイドスイッチング素子１３４がオンされている場合、第２ダイオード１３２は非導通状態となる。したがって、過電流が検出された場合の第１接続ノードＮ１の電圧を高めることができる。これにより、過電流検出時のコイル電流の低下のスピードをより緩やかにすることができる。その結果、平均コイル電流（出力能力）の低下を抑制することが可能となり、過電流検出によるハリツキ症状を抑制できる。言い換えると、過電流検出が繰り返される状態から通常のフィードバック制御への復帰をより促進することができる。

特に、過電流検出によりローサイドスイッチング素子１２８がターンオフしたときにインダクタ１３０に蓄えられた電流は、インダクタ１３０、出力キャパシタ１０８、入力キャパシタ１１０およびハイサイドスイッチング素子１３４により形成されるループ経路を流れて低下する。この場合、第１接続ノードＮ１の電圧は入力電圧Ｖｉｎとなり、第２接続ノードＮ２の電圧は駆動電圧Ｖｄとなる。したがって、インダクタ１３０の両端には駆動電圧Ｖｄ−入力電圧Ｖｉｎが印加される。その結果、コイル電流の低下スピードは比較例よりも緩やかになり、過電流検出によるハリツキ症状の発生を抑制できる。また、比較例からの回路規模の増大は比較的小さい。

図６は、昇圧モードにおいて過電流検出が繰り返される場合の、本実施の形態に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路の動作状態を模式的に示す波形図である。図６は、上から順に、ローサイド駆動信号Ｓ２、コイル電流、を示す。ハイサイドスイッチング素子１３４のオンを維持することでコイル電流の低下スピードは緩やかになり、過電流検出が繰り返される状態における平均コイル電流Ｉ_Ａ３は上昇し、出力能力は上昇する。したがって、過電流検出が繰り返される状態から通常のフィードバック制御への復帰がより容易となる。

また、本実施の形態に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０では、昇圧モードにおいて過電流が検出された場合、かつ、駆動電圧Ｖｄの低下が検出された場合はハイサイドスイッチング素子１３４およびローサイドスイッチング素子１２８の両方をオフする。駆動電圧Ｖｄが低下している場合、ＬＥＤ４０に短絡または地絡が発生している可能性がある。したがって、そのような場合にはハイサイドスイッチング素子１３４がターンオフするように過電流制御を解除することで、回路素子の故障を抑制または防止できる。

特に昇降圧コンバータ１００は非絶縁型であり、ＬＥＤ４０に短絡または地絡が発生すると短絡電流が流れる。したがって、短絡や地絡が疑われる場合には、過電流検出時のハイサイドスイッチング素子１３４のターンオフを有効とすることで、回路素子の故障をより有効に抑制または防止できる。

また、本実施の形態に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０では、アップダウンカウンタ１５４によってカウントされた制御デジタル値の最上位ビットを、モードを示す情報として扱うことで、オンオフすべきスイッチング素子の選択および過電流制御が実現されている。したがって、回路規模をそれほど増大させずに過電流制御を実装できる。

以上、実施の形態に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路１０の構成と動作について説明した。この実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施の形態では、スイッチ電流検出抵抗１１８は第３接続ノードＮ３と第４接続ノードＮ４との間に設けられる場合について説明したが、これに限られない。例えば、スイッチ電流検出抵抗は、ローサイドスイッチング素子１２８のソースと第４接続ノードＮ４との間、またはハイサイドスイッチング素子１３４のソースと入力保護部１９４との間に設けられてもよい。あるいはまた、スイッチ電流検出抵抗を複数設けてもよい。

例えば、第３接続ノードＮ３と第４接続ノードＮ４との間やハイサイドスイッチング素子１３４のソースと入力保護部１９４との間にスイッチ電流検出抵抗を設ける場合、昇圧モードにおいてハイサイド・ローサイド両方のスイッチング素子１３４、１２８に流れる電流を検出でき、降圧モードにおいてハイサイドスイッチング素子１３４に流れる電流を検出できる（降圧モードではローサイドスイッチング素子１２８はオフなので検出する必要は無い）。これに対してローサイドスイッチング素子１２８のソースと第４接続ノードＮ４との間にスイッチ電流検出抵抗を設ける場合、降圧モードにおいてハイサイドスイッチング素子１３４に流れる電流を検出できない。

実施の形態では、第２ダイオード１３２を使用して降圧部１０２を構成する場合について説明したが、これに限られない。例えば、第２ダイオード１３２の代わりに電界効果トランジスタなどのスイッチング素子を用いた同期整流により降圧部１０２を構成してもよい。この場合、コスト的には比較的不利になるが、電気効率をより高めることができる。

１０昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路、２０電子制御ユニット、３０車載バッテリ、４０ＬＥＤ、１００昇降圧コンバータ、１０２降圧部、１０４昇圧部、１２４制御部。

Claims

半導体光源に駆動電流を供給する昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路であって、
ハイサイドスイッチング素子、インダクタ、ローサイドスイッチング素子を含み、前記ハイサイドスイッチング素子はその一端に入力電圧を受け、その他端が前記インダクタの一端と接続され、前記ローサイドスイッチング素子はその一端が前記インダクタの他端と接続され、その他端が接地側と接続される、昇降圧コンバータと、
前記半導体光源に流れる前記駆動電流の経路上に設けられた駆動電流検出抵抗と、
前記駆動電流検出抵抗の電圧降下に応じた駆動電流検出電圧が、前記駆動電流の目標値に対応する基準電圧に近づくように、前記ハイサイドスイッチング素子および前記ローサイドスイッチング素子のオンオフを制御するオンオフ制御部と、
を備え、
前記オンオフ制御部は、昇圧モードにおいて、前記ハイサイドスイッチング素子に流れるスイッチ電流に応じたスイッチ電流検出電圧が所定のしきい値を超えると、前記ハイサイドスイッチング素子のオン状態を維持しつつ前記ローサイドスイッチング素子をターンオフすることを特徴とする昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路。
前記スイッチ電流検出電圧が前記しきい値を超えると第１レベルとなり、次に前記ローサイドスイッチング素子がターンオンすべきタイミングで第２レベルに戻る過電流判定信号を生成する過電流検出部をさらに備え、
前記オンオフ制御部は、昇圧モードにおいて、前記過電流判定信号が前記第１レベルとなる期間、前記ハイサイドスイッチング素子のオン状態を維持しつつ前記ローサイドスイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項１に記載の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路。
本昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路の出力電圧を検出する電圧検出部をさらに備え、
前記オンオフ制御部は、前記電圧検出部によって検出された出力電圧が所定のしきい値電圧を下回り、かつ、前記過電流判定信号が前記第１レベルとなると、前記ハイサイドスイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項２に記載の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路。
前記オンオフ制御部は、
前記駆動電流検出電圧と目標値とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータにおける比較結果によって定まるカウントの向きでデジタル値をカウントするアップダウンカウンタと、
前記アップダウンカウンタによってカウントされたデジタル値に基づいて、オンオフされるべきスイッチング素子およびそのスイッチング素子のデューティ比を決定する駆動回路と、を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路。
前記スイッチ電流の経路上に設けられたスイッチ電流検出抵抗をさらに備え、
前記オンオフ制御部は、降圧モードにおいて、前記スイッチ電流検出抵抗の電圧降下に応じた前記スイッチ電流検出電圧が前記しきい値を超えると、前記ハイサイドスイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路。
半導体光源と、
前記半導体光源に駆動電流を供給する請求項１から５のいずれかに記載の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型点灯回路と、
を備えることを特徴とする車両用灯具。