JP5484255B2 - 電源回路及び照明装置 - Google Patents

Description

この発明は、発光ダイオードなどを有する負荷回路を駆動する電源回路に関する。

ＬＥＤなどの負荷を有する負荷回路を効率よく駆動するためには、定電流駆動が望ましい。
照明器具は、投入電力がある程度を超えなければ、商用電源の電源歪みを抑制するため、高調波規制の対象に該当しない。よって、ある程度の電力を超えない照明器具は、必ずしも力率改善機能が必要ではない。しかし、多くの照明器具を同時に使用する環境（商業施設やオフィスビルなど）を想定すると、高調波規制に該当しなくとも、電気設備の負担を軽減するためにも高力率であることが望ましい。
従来、交流電源より供給を受け、ＬＥＤを駆動する回路として、力率が高く、電源効率に優れる、電源回路が提案されている。

特開２００８−２１８１５０号公報

電力使用量を減らすことで、地球温暖化を防止し、二酸化炭素排出量を削減し、省エネルギーを図るためには、電源回路における電力損失の更なる低減が求められる。
この発明は、例えば上記のような課題を解決するためになされたものであり、ＬＥＤなどの負荷回路を駆動する電源回路において、電力損失を更に削減することを目的とする。

この発明にかかる電源回路は、
チョークコイルと平滑コンデンサとを直列に電気接続した直列回路と、
上記直列回路に対して直列に電気接続した第一スイッチング回路と、
上記直列回路に対して並列に電気接続し、上記第一スイッチング回路が導通状態である場合に遮断状態となる向きに電気接続した整流素子と、
上記チョークコイルを流れる電流により電圧を生成する検出回路と、
上記整流素子に対して並列に電気接続し、上記検出回路が生成した電圧に基づいて、上記整流素子の導通遮断に同期して導通遮断する第二スイッチング回路とを有することを特徴とする。

この発明にかかる電源回路によれば、整流素子が導通状態のときに流れる電流を第二スイッチング回路に迂回させるので、整流素子における電力損失を減らすことができる。

実施の形態１における照明装置８００の全体構成の一例を示すシステム構成図。 実施の形態１における照明装置８００の回路構成の一例を示す回路構成図。 実施の形態１における降圧回路１２０の各部の電圧値・電流値の一例を示す波形図。 実施の形態１におけるスイッチング素子Ｑ２５として用いるｎＭＯＳＦＥＴの等価回路の一例を示す図。 実施の形態１におけるスイッチング素子Ｑ２５として用いるｎＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間の電圧電流特性の一例を示す図。 実施の形態２における直流直流変換回路１２２の回路構成の一例を示す回路構成図。 実施の形態２における直流直流変換回路１２２の各部の電圧値の一例を示す波形図。

実施の形態１．
実施の形態１について、図１〜図５を用いて説明する。

図１は、この実施の形態における照明装置８００の全体構成の一例を示すシステム構成図である。
照明装置８００は、商用電源などの交流電源ＡＣから電力を入力し、入力した電力により光源を点灯する。光源は、例えば発光ダイオード（以下「ＬＥＤ」と呼ぶ。）や有機エレクトロルミネッセンス（以下「有機ＥＬ」と呼ぶ。）などの発光素子であり、直流電力により発光する。
照明装置８００は、電源回路１００と、光源回路８１０とを有する。電源回路１００は、交流電源ＡＣから入力した交流電力を、光源回路８１０に供給する直流電力に変換する。光源回路８１０（負荷回路）は、電源回路１００が変換した直流電力の供給を受けて、光源を点灯する。電源回路１００は、例えば、直流で電流が所望の値である電力を光源回路８１０に供給する。

電源回路１００は、全波整流回路１１０、降圧回路１２０、電流検出回路１５０を有する。
全波整流回路１１０（整流回路）は、交流電源ＡＣから入力した電力を全波整流して、電圧波形を脈流に変換する。
降圧回路１２０は、全波整流回路１１０が変換した電圧波形が脈流の電力を、光源回路８１０に供給する直流電力に変換する。降圧回路１２０は、例えば、バックコンバータ回路（降圧コンバータ）である。
電流検出回路１５０は、降圧回路１２０から光源回路８１０に供給される電力の電流値を検出する。

降圧回路１２０には、２つの役割がある。１つは力率改善回路としての役割で、もう１つは定電流駆動回路としての役割である。
力率改善回路とは、電源回路１００が入力する電力の力率を１に近づけることを目的とした回路である。降圧回路１２０は、電源回路１００が入力する電力の電流波形を、電圧波形に近似した波形にすることにより、電源回路１００が入力する電力の力率を１に近づける。
また、降圧回路１２０は、定電流駆動回路として、光源回路８１０に供給する電力の電流値を所望の値にする。降圧回路１２０は、電流検出回路１５０が検出した電流値に基づいて、変換する電力の電圧値を調整し、光源回路８１０に供給する電力の電流値が所望の値になるように調整する。

なお、電源回路１００は、交流電源ＡＣとの間に、ノイズフィルタ回路を有する構成であってもよい。ノイズフィルタ回路は、交流電源ＡＣ側から電源回路１００内にノイズが侵入するのを防ぐとともに、電源回路１００内から交流電源ＡＣ側へノイズが流出するのも防ぐ。ノイズフィルタ回路は、例えば、ノーマルモードチョーク、コモンモードチョーク、アクロスザラインコンデンサなどを有する。

図２は、この実施の形態における照明装置８００の回路構成の一例を示す回路構成図である。
光源回路８１０は、例えば、ＬＥＤや有機ＥＬなど複数の光源８１１を直列に電気接続した回路である。以下の説明において、具体的数値例を用いる場合、順方向降下電圧が約３ＶのＬＥＤを光源８１１とし、６個の光源８１１を直列に電気接続した光源回路８１０を例とする。この場合、ＬＥＤを点灯するためには、光源回路８１０の両端に１８Ｖの電圧を印加する必要がある。
光源８１１の明るさは、光源回路８１０を流れる電流により変化する。光源８１１を所望の明るさで点灯するためには、光源回路８１０を流れる電流をその明るさに対応する値にする。光源８１１の温度特性や周囲温度によって、光源回路８１０を流れる電流と光源回路８１０の両端電圧との間の関係が変化する。また、各光源８１１の順方向降下電圧にはバラツキがある。このため、光源回路８１０は、定電圧駆動ではなく、定電流駆動により動作させる。
定電流駆動することで、入力電圧の変動、温度の変化などに対しても、安定して所望の明るさを得ることができる。また、定電流駆動することで、抵抗で電流を制限しながら定電圧駆動する場合に比べて、電源効率を高くできる。
光源回路８１０は、電源回路１００に着脱可能に接続する構成であってもよいし、電源回路１００に固定された構成であってもよい。

全波整流回路１１０は、４つの端子を有する。４つの端子のうち２つは交流側端子であり、残りの２つは脈流側端子である。全波整流回路１１０の交流側端子は、電源回路１００の入力として、交流電源ＡＣに電気接続している。脈流側端子には、正電圧側と負電圧側との区別がある。
全波整流回路１１０は、例えば、ダイオードブリッジＤＢを有する。ダイオードブリッジＤＢは、ダイオードなど４つの整流素子をブリッジ接続した回路である。

電流検出回路１５０は、光源回路８１０を流れる電流を検出する。電流検出回路１５０は、検出した電流に比例する電圧を生成する。電流検出回路１５０は、生成した電圧（以下「電流検出電圧」と呼ぶ。）を出力する。電流検出回路１５０は、例えば電流検出抵抗Ｒ５１を有する。電流検出抵抗Ｒ５１は、例えば光源回路８１０と直列に電気接続する位置に設けられている。これにより、電流検出抵抗Ｒ５１には、光源回路８１０を流れる電流と同じ電流が流れる。電流検出抵抗Ｒ５１の両端には、流れた電流に比例する電圧が発生する。電流検出回路１５０は、電流検出抵抗Ｒ５１の両端電圧を、電流検出電圧として出力する。
なお、電流検出回路１５０は、電流検出抵抗Ｒ５１に限らず、半導体素子やその他の電子部品を用いて構成した回路であってもよい。
また、電流検出回路１５０は、光源回路８１０を流れる電流を直接検出するのではなく、例えばチョークコイルＬ２２から平滑コンデンサＣ２６を充電する電流を検出する構成であってもよい。チョークコイルＬ２２から平滑コンデンサＣ２６を充電する電流は、全波整流回路１１０が全波整流した電力の電圧の瞬時値やスイッチング素子Ｑ２１のオンオフに伴って変動するが、交流電源ＡＣの周期（例えば１６ミリ秒〜２０ミリ秒）より長い周期で平均することにより、光源回路８１０を流れる電流と同じ値を得ることができる。

降圧回路１２０は、例えば、入力コンデンサＣ１１、制御ＩＣ１２１、直流直流変換回路１２２、帰還回路１２３、２つの分圧抵抗Ｒ３１，Ｒ３２、入力電流検出抵抗Ｒ３３、補助巻線Ｌ４１を有する。

入力コンデンサＣ１１は、全波整流回路１１０（ダイオードブリッジＤＢ）の脈流側端子の間に電気接続されている。入力コンデンサＣ１１の静電容量は、交流電源ＡＣの周波数（例えば５０ヘルツ［Ｈｚ］または６０Ｈｚ。）としては非常に小さく、後述するスイッチング素子Ｑ２１のスイッチング周波数（例えば数十〜数百キロヘルツ［ｋＨｚ］）としては大きい静電容量であり、例えば数千ピコファラド［ｐＦ］〜１マイクロファラド［μＦ］である。入力コンデンサＣ１１は、スイッチング素子Ｑ２１のスイッチング動作で発生した高周波電流を遮断して、交流電源ＡＣ側に漏れるのを防ぐ。

制御ＩＣ１２１（制御回路）は、直流直流変換回路１２２の動作を制御する。
直流直流変換回路１２２は、制御ＩＣ１２１による制御にしたがって、電圧波形が直流あるいは脈流の電力を、電圧波形が直流の電力に変換する。直流直流変換回路１２２は、変換する電力の電圧値を、入力した電力の電圧値（またはピーク値）より、低い電圧値にすることができる。
直流直流変換回路１２２は、例えば、バックコンバータ回路である。直流直流変換回路１２２は、例えば、第一スイッチング回路１３０、チョークコイルＬ２２、整流素子Ｄ２３、補助巻線Ｌ７１、スイッチング素子Ｑ２５、平滑コンデンサＣ２６を有する。

第一スイッチング回路１３０は、制御ＩＣ１２１からの指示にしたがって、高周波でオンオフを繰り返す。第一スイッチング回路１３０は、例えば、スイッチング素子Ｑ２１、パルストランスＴ２４を有する。
スイッチング素子Ｑ２１は、３つの端子を有する。３つの端子のうちの１つは、スイッチング素子Ｑ２１のオンオフを指示する制御信号を入力するための端子（以下「制御入力端子」と呼ぶ。）である。残りの２つの端子は、制御入力端子が入力した制御信号にしたがって、２つの端子の間が導通あるいは遮断する端子（以下「被制御端子」と呼ぶ。）である。スイッチング素子Ｑ２１の２つの被制御端子のうち１つは、全波整流回路１１０（ダイオードブリッジＤＢ）の脈流側端子の一方に電気接続している。
スイッチング素子Ｑ２１は、例えばエンハンスメント型ｎＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下「ＦＥＴ」と呼ぶ。）である。すなわち、ＦＥＴのドレイン端子及びソース端子が被制御端子であり、ゲート端子が制御入力端子である。制御信号は、ゲート端子に印加される電圧により表わされる。制御信号の基準電位は、ソース端子の電位である。ｎＭＯＳＦＥＴは、ドレイン端子の電位がソース端子の電位より高い電位になるように接続する。例えば、ダイオードブリッジＤＢの脈流側端子のうち負電圧側の端子に電気接続する場合であればｎＭＯＳＦＥＴのソース端子をダイオードブリッジＤＢに電気接続する。逆に、ダイオードブリッジＤＢの脈流側端子のうち正電圧側の端子に電気接続する場合であればｎＭＯＳＦＥＴのドレイン端子をダイオードブリッジＤＢに電気接続する。
なお、スイッチング素子Ｑ２１は、エンハンスメント型ＦＥＴに限らずデプレッション型ＦＥＴであってもよいし、ｎＭＯＳＦＥＴに限らずｐＭＯＳＦＥＴであってもよい。また、スイッチング素子Ｑ２１は、ＭＯＳＦＥＴに限らずジャンクションＦＥＴなどその他のＦＥＴであってもよい。また、スイッチング素子Ｑ２１は、ＦＥＴに限らずｎｐｎ型もしくはｐｎｐ型のバイポーラトランジスタであってよいし、その他の電子部品であってもよい。また、スイッチング素子Ｑ２１は、トランジスタなどの電子的スイッチに限らず、リレーやその他の機械的要素を含むスイッチであってもよい。
パルストランスＴ２４（コイルＬ８１，Ｌ８２）は、制御ＩＣ１２１とスイッチング素子Ｑ２１の間に接続され、制御ＩＣ１２１からの制御信号をスイッチング素子Ｑ２１へ絶縁しながら伝達する。制御ＩＣ１２１が第一スイッチング回路１３０をオンさせる制御信号を出力すると、パルストランスＴ２４は、制御信号のレベルを変換して、スイッチング素子Ｑ２１をオンさせる信号を生成し、スイッチング素子Ｑ２１のゲート端子に伝える。

チョークコイルＬ２２（コイル）は、２つの端子（以下「コイル端子」と呼ぶ。）を有する。２つのコイル端子のうちの１つは、第一スイッチング回路１３０のスイッチング素子Ｑ２１の被制御端子のうちの１つ（全波整流回路１１０に電気接続していないほう）に電気接続している。
補助巻線Ｌ７１及び補助巻線Ｌ４１は、チョークコイルＬ２２と同じコア巻きつけられている。チョークコイルＬ２２、補助巻線Ｌ７１及び補助巻線Ｌ４１は、１つのトランスＴ４０を構成している。

平滑コンデンサＣ２６は、２つの端子（以下「コンデンサ端子」と呼ぶ。）を有する。２つのコンデンサ端子のうちの１つは、チョークコイルＬ２２のコイル端子のうちの１つ（第一スイッチング回路１３０に電気接続していないほう）に電気接続している。平滑コンデンサＣ２６は、例えば電解コンデンサである。平滑コンデンサＣ２６は、光源回路８１０に印加する電圧を平滑化するためのコンデンサである。
平滑コンデンサＣ２６の静電容量は、例えば数十〜数千マイクロファラド［μＦ］である。平滑コンデンサＣ２６の静電容量を大きくすることで、より出力電圧が平滑されるので、商用電源の周波数５０／６０Ｈｚの電圧変動による出力電圧の変動を小さくすることができる。

整流素子Ｄ２３は、２つの端子（以下「整流端子」と呼ぶ。）を有する。整流素子Ｄ２３は、一方向にしか電流が流れない性質を持つ素子である。整流素子Ｄ２３は、例えばダイオードである。すなわち、ダイオードのアノード端子及びカソード端子が２つの整流端子である。ダイオードは、アノード端子側からカソード端子側へは電流が流れるが、カソード端子側からアノード端子側へは流れない。
２つの整流端子のうちの１つは、チョークコイルＬ２２のコイル端子の１つ（第一スイッチング回路１３０に電気接続しているほう）に電気接続している。もう１つの整流端子は、平滑コンデンサＣ２６のコンデンサ端子の１つ（チョークコイルＬ２２に電気接続していないほう）に電気接続している。これにより、整流素子Ｄ２３は、チョークコイルＬ２２と、平滑コンデンサＣ２６とによって構成される直列回路と並列に電気接続される。

なお、整流素子Ｄ２３の向きは、第一スイッチング回路１３０（スイッチング素子Ｑ２１）がオンのときに電流を遮断する向きである。また、平滑コンデンサＣ２６の向きは、スイッチング素子Ｑ２１または整流素子Ｄ２３を流れる電流により、充電される向きである。

スイッチング素子Ｑ２５（第二スイッチング回路）は、整流素子Ｄ２３と並列に電気接続されている。スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３がオンのときに導通し、整流素子Ｄ２３がオフのときに遮断する。すなわち、スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３と同期して同じようにオンオフする。これにより、整流素子Ｄ２３を流れる電流をスイッチング素子Ｑ２５がバイパスする。整流素子Ｄ２３を流れる電流が減るので、整流素子Ｄ２３における電力損失が削減できる。スイッチング素子Ｑ２５の２つの被制御端子は、整流素子Ｄ２３の２つの整流端子にそれぞれ電気接続している。なお、スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３がオフのときは必ずオフになる構成であればよい。例えば、スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３がオンになったのち整流素子Ｄ２３より遅くオンになる構成でもよいし、整流素子Ｄ２３がオフになる前に整流素子Ｄ２３より早くオフになる構成でもよい。
スイッチング素子Ｑ２５は、例えばエンハンスメント型ｎＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ２５の被制御端子間には、正電圧が加わる場合も負電圧が加わる場合もある。ｎＭＯＳＦＥＴのソース端子は、整流素子Ｄ２３のアノード端子に電気接続する。ｎＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、整流素子Ｄ２３のカソード端子に電気接続する。ｎＭＯＳＦＥＴは、ソース端子の電位がドレイン端子の電位より高い場合、サブスレートのｐ領域とドレイン端子が接続されたｎ領域との境界に形成されたダイオードが導通して電流が流れる。また、この電流によりＭＯＳＦＥＴが破壊するのを防ぐため、サブスレートのｐ領域とドレイン端子が接続されたｎ領域との境界に形成されたダイオードとは別に、ソース端子の電位がドレイン端子の電位より高い場合に導通する保護用のダイオードを内蔵している場合もある。そのため、ソース端子は、電位が高いときに導通させたい側に電気接続し、ドレイン端子は、電位が低いときに導通させたい側に電気接続する。
なお、スイッチング素子Ｑ２５は、ｎＭＯＳＦＥＴではなく、ｐＭＯＳＦＥＴであってもよい。また、整流素子Ｄ２３は、スイッチング素子Ｑ２５と別部品のダイオードではなく、ＭＯＳＦＥＴが内蔵している保護用のダイオードであってもよい。

例えば、スイッチング素子Ｑ２５は、補助巻線Ｌ７１の両端電圧によって駆動される。すなわち、補助巻線Ｌ７１の両端電圧が所定の電圧より高い場合に、スイッチング素子Ｑ２５は、オンになる。
補助巻線Ｌ７１（検出回路）は、チョークコイルＬ２２と同じトランスＴ４０に構成される巻線であり、チョークコイルＬ２２と磁気結合されている。補助巻線Ｌ７１の両端には、チョークコイルＬ２２の両端電圧に比例する電圧が発生する。比例係数は、チョークコイルＬ２２と補助巻線Ｌ７１との巻数比によって定まる。
チョークコイルＬ２２の両端電圧は、スイッチング素子Ｑ２１の状態によって定まる。このため、補助巻線Ｌ７１の両端電圧は、スイッチング素子Ｑ２１の動作状態に同期して変化する。
なお、補助巻線Ｌ７１及び補助巻線Ｌ４１は、チョークコイルＬ２２に対して、電圧の極性が逆向きになるように構成されている。すなわち、チョークコイルＬ２２の２つのコイル端子のうち、平滑コンデンサＣ２６に電気接続されているほうのコイル端子の電位が、もう一方のコイル端子の電位より高い場合に、スイッチング素子Ｑ２５をオンする電圧が、補助巻線Ｌ７１に発生する。
これにより、スイッチング素子Ｑ２１がオフのときスイッチング素子Ｑ２５がオンになり、スイッチング素子Ｑ２１がオンのときスイッチング素子Ｑ２５がオフになる。補助巻線Ｌ７１は、スイッチング素子Ｑ２５をこのように制御する信号を生成する。
スイッチング素子Ｑ２１がオンのとき整流素子Ｄ２３はオフになり、スイッチング素子Ｑ２１がオフのとき整流素子Ｄ２３はオンになるから、スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３の動作に同期してオンオフする。

帰還回路１２３は、例えば基準電圧源Ｖ６１、誤差増幅器Ａ６２、コンデンサＣ６３を有する。帰還回路１２３は、電流検出回路１５０が生成した電流検出電圧に基づいて、帰還信号を生成する。制御ＩＣ１２１は、帰還回路１２３が生成した帰還信号に基づいて、光源回路８１０（負荷回路）に所望の電流が流れるようにするため、降圧回路１２０が変換する電力の電圧値を上下させる。帰還信号に基づいて、光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値より低い場合、制御ＩＣ１２１は、電源回路１００の出力電圧を上昇させるため、スイッチング素子Ｑ２１のオン時間を長くする。逆に、光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値より高い場合、制御ＩＣ１２１は、電源回路１００の出力電圧を降下させるため、スイッチング素子Ｑ２１のオン時間を短くする。このように、帰還信号は、スイッチング素子Ｑ２１のデューティを変化させるために必要な信号である。

基準電圧源Ｖ６１は、電流検出回路１５０が生成した電流検出電圧が高いか低いかを判定するための基準となる電圧を生成する。基準電圧源Ｖ６１が生成する基準電圧の電圧値と、電流検出回路１５０が生成する電流検出電圧の電圧値とが一致する場合に、光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値となる。基準電圧源Ｖ６１が生成した基準電圧と、電流検出回路１５０が生成した電流検出電圧とを比較することにより、光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値より大きいか小さいかを判断することができる。
誤差増幅器Ａ６２は、電流検出回路１５０が生成した電流検出電圧と、基準電圧源Ｖ６１が生成した基準電圧とを比較して、どちらが大きいかを表わす信号を生成する。帰還回路１２３は、誤差増幅器Ａ６２が生成した信号を、帰還信号として出力する。帰還回路１２３が出力する帰還信号は、光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値より大きいか小さいかを表わす。
電流検出電圧が基準電圧より大きい場合、帰還回路１２３が生成した帰還信号に基づいて、制御ＩＣ１２１がスイッチング素子Ｑ２１のオン時間を短くするので、電源回路１００の出力電圧が下がり、光源回路８１０を流れる電流が減って、電流検出回路１５０が生成する電流検出電圧が下がる。逆に、電流検出電圧が基準電圧より小さい場合、制御ＩＣ１２１がスイッチング素子Ｑ２１のオン時間を長くするので、電源回路１００の出力電圧が上がり、光源回路８１０を流れる電流が増えて、電流検出回路１５０が生成する電流検出電圧が上がる。
このようにして、降圧回路１２０は、電流検出回路１５０が生成した電流検出電圧と、基準電圧源Ｖ６１が生成した基準電圧とを一致させるように、スイッチング素子Ｑ２１のオン幅を変化させる。
コンデンサＣ６３は、誤差増幅器Ａ６２の入出力端子間に電気接続している。これにより、誤差増幅器Ａ６２は、電流検出回路１５０が生成した電流検出電圧の瞬時値ではなく、電流検出回路１５０が生成した電流検出電圧を積分した平均値を、基準電圧と比較する。交流電源ＡＣの一周期（例えば１６ミリ秒〜２０ミリ秒）の間に、電源回路１００の出力電圧が変動するので、光源回路８１０を流れる電流が変化する。交流電源ＡＣの一周期よりも長い期間について、電流検出回路１５０が生成した電流検出電圧を平均することにより、交流電源ＡＣの一周期の間の電圧変動に関わらず、光源回路８１０に所望の電流を流すことができる。

入力電圧検出回路１２６は、全波整流回路１１０（ダイオードブリッジＤＢ）の出力電圧を検出する。入力電圧検出回路１２６は、例えば、２つの分圧抵抗Ｒ３１，Ｒ３２である。分圧抵抗Ｒ３１，Ｒ３２は、互いに直列に電気接続し、全波整流回路１１０（ダイオードブリッジＤＢ）の脈流側端子の間に電気接続している。分圧抵抗Ｒ３１，Ｒ３２は、ダイオードブリッジＤＢが変換して出力した電力の電圧波形を分圧して、制御ＩＣ１２１に入力できる電圧レベルに変換する。制御ＩＣ１２１は、分圧抵抗Ｒ３２の両端電圧を、降圧回路１２０が入力した電力の電圧瞬時値（波形情報）を表わす信号（以下「入力電圧信号」と呼ぶ。）として入力する。

補助巻線Ｌ４１は、チョークコイルＬ２２の両端電圧を検出する。補助巻線Ｌ４１は、チョークコイルＬ２２の両端電圧に比例する電圧を生成する。制御ＩＣ１２１は、補助巻線Ｌ４１が生成した電圧を、ゼロ電流検出信号として入力する。補助巻線Ｌ４１は、チョークコイルＬ２２の２つのコイル端子のうち、平滑コンデンサＣ２６に電気接続しているほうのコイル端子の電位のほうが、もう一方のコイル端子の電位よりも高い場合に、ゼロ電流検出信号の電圧が正になる向きに接続されている。

入力電流検出回路１２７は、第一スイッチング回路１３０を流れる電流を検出する。入力電流検出回路１２７は、例えば、電流検出抵抗Ｒ３３である。電流検出抵抗Ｒ３３は、スイッチング素子Ｑ２１に流れる電流に比例する電圧を生成する。制御ＩＣ１２１、電流検出抵抗Ｒ３３が生成した電圧を、入力電流検出信号として入力する。

制御ＩＣ１２１は、入力した信号群（「帰還信号」「入力電圧信号」「ゼロ電流検出信号」「入力電流検出信号」）に基づいて、降圧回路１２０が力率改善回路兼定電流駆動回路として動作するよう、スイッチング素子Ｑ２１のオンオフを指示する制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１は、例えば、力率改善回路（ＰＦＣ回路）用の制御ＩＣとして市販されているものを使用する。
制御ＩＣ１２１は、直流直流変換回路１２２に流入する電流の波形（入力電流検出信号の包絡線やスイッチング毎の電流ピーク値を結んだ線）が入力電圧の波形に近似した波形になるようスイッチング素子Ｑ２１をオンオフするタイミングを調整する。入力電圧の波形に近似した波形とは、高調波成分を除いた波形が入力電圧とほぼ一致するような波形をいう。入力電流の高調波成分は、（図示していないノイズフィルタ回路や）入力コンデンサＣ１１が取り除いて、電源回路１００の外には出ていかない。このため、直流直流変換回路１２２に流入する電流の波形（入力電流検出信号の包絡線やスイッチング毎の電流ピーク値を結んだ線）を入力電圧の波形に近似した波形にすれば、電源回路１００が入力する電力の力率が１に近くなる。

制御ＩＣ１２１は、スイッチング素子Ｑ２１をオンにする制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１は、２つの分圧抵抗Ｒ３１・Ｒ３２から入力した入力電圧信号に基づいて、その瞬間の入力電圧を検出し、入力電流検出抵抗Ｒ３３が検出した入力電流の値（入力電流検出信号の包絡線やスイッチング毎の電流ピーク値を結んだ線）が入力電圧に比例する値になるよう、スイッチング素子Ｑ２１をオンする期間の長さを設定する。制御ＩＣ１２１は、設定した期間が経過したのち、スイッチング素子Ｑ２１をオフにする制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１は、補助巻線Ｌ４１から入力したゼロ電流検出信号に基づいて、チョークコイルＬ２２を流れる電流が０になったか否かを判定する。制御ＩＣ１２１は、臨界モードで直流直流変換回路１２２を動作させる。すなわち、制御ＩＣ１２１は、チョークコイルＬ２２を流れる電流が０になるまでは、スイッチング素子Ｑ２１をオンにしない。
チョークコイルＬ２２を流れる電流が０になったと判定したのち、制御ＩＣ１２１は、スイッチング素子Ｑ２１をオンにする制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１は、基本的にこれを繰り返す。

また、制御ＩＣ１２１は、帰還回路１２３から入力した帰還信号に基づいて、光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値になるよう、直流直流変換回路１２２が変換する電力の電圧値、つまり、光源回路８１０に加わる電圧値を調整する。
光源回路８１０に流れる電流は、直流直流変換回路１２２が変換した電力の電圧値によって決まる。光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値より多い場合、制御ＩＣ１２１は、直流直流変換回路１２２に流入する電流の平均値を小さくすることにより、直流直流変換回路１２２が変換する電力の電圧値を下げる。例えば、制御ＩＣ１２１は、正弦波の瞬時値にあわせて電流のピーク値を少し下げることにより、直流直流変換回路１２２に流入する電流を小さくする。これにより、入力電圧と入力電流の波形を合わせながら、直流直流変換回路１２２に流入する電流の平均値が小さくなる。
光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値より少ない場合、制御ＩＣ１２１は、逆に、直流直流変換回路１２２に流入する電流の平均値を大きくして、直流直流変換回路１２２が変換する電力の電圧値を上げる。例えば、制御ＩＣ１２１は、正弦波の瞬時値に合わせて電流のピーク値を少し大きくすることにより、直流直流変換回路１２２に流入する電流を大きくする。これにより、入力電圧と入力電流の波形を合わせながら、直流直流変換回路１２２に流入する電流の平均値が大きくなる。

図３は、この実施の形態における降圧回路１２０の各部の電圧値・電流値の一例を示す波形図である。
横軸は、時刻を表わす。縦軸は、電圧または電流を表わす。なお、電圧７１１，７１２と、電圧７２１〜７２２及び電流７３１〜７３４とでは、横軸の縮尺が異なる。電圧７２１〜７２２及び電流７３１〜７３４は、電圧７１１，７１２よりも短い時間を拡大して表示している。これは、周波数が大きく異なるためである。

実線で示した電圧７１１は、電源回路１００が交流電源ＡＣから入力する電力の電圧波形を表わす。電源回路１００が交流電源ＡＣから入力する電力の電圧波形は、例えば正弦波である。電圧７１１の周波数は、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。電圧７１１の実効値は、例えば８５ボルト［Ｖ］〜２６５Ｖである。
実線で示した電圧７１２は、入力コンデンサＣ１１の両端電圧である。入力コンデンサＣ１１は、全波整流回路１１０の出力に並列接続しているので、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２は、基本的には、電圧７１１の絶対値にほぼ等しい。すなわち、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２の波形は、脈流である。入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２の最大値は、電圧７１１の最大値とほぼ等しく、例えば１２０Ｖ〜３７５Ｖである。なお、電圧７１２の最小値は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧とほぼ等しい。これは、電圧７１１の絶対値が降圧回路１２０の出力電圧よりも低い区間において、平滑コンデンサＣ２６から逆流した電流が入力コンデンサＣ１１を充電するからである。このため、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２は、降圧回路１２０の出力電圧にクランプされる。すなわち、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２の最小値は、光源回路８１０に印加される電圧と等しい。例えば、光源回路８１０が、順方向降下電圧が約３ＶのＬＥＤを６個直列に接続した回路である場合、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２の最小値は、約１８Ｖである。

実線で示した電圧７２１ａ〜７２１ｃは、整流素子Ｄ２３の両端電圧を表わす。電圧７２１ａは、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２の瞬時値が比較的高い区間である。電圧７２１ｂは、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２の瞬時値が、降圧回路１２０の出力電圧よりは高い範囲内で比較的低い区間である。電圧７２１ｃは、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２の瞬時値が、降圧回路１２０の出力電圧とほぼ等しい区間である。電圧７２２ａ〜７２２ｃなども、同様である。
破線で示した電圧７２２ａ〜７２２ｃは、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧を表わす。なお、電圧７２２ｃは、電圧７２１ｃとほぼ一致している。
チョークコイルＬ２２の両端電圧は、整流素子Ｄ２３の両端電圧７２１ａ〜７２１ｃと、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ａ〜７２２ｃとの間の差である。また、補助巻線Ｌ７１の両端電圧は、チョークコイルＬ２２の両端電圧に所定の比例定数を乗じた電圧値である。スイッチング素子Ｑ２５がオンになるのは、電圧７２２ａ〜７２２ｃよりも電圧７２１ａ〜７２１ｃが低く、その差が所定の閾値を超えたときである。
実線で示した電流７３１ａ〜７３１ｃは、第一スイッチング回路１３０（スイッチング素子Ｑ２１）を流れる電流を表わす。
実線で示した電流７３２ａ〜７３２ｃは、整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５を流れる電流の合計値を表わす。
実線で示した電流７３３ａ〜７３３ｃは、チョークコイルＬ２２を流れる電流を表わす。チョークコイルＬ２２を流れる電流は、第一スイッチング回路１３０を流れる電流７３１ａ〜７３１ｃと、整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５を流れる合計電流７３２ａ〜７３２ｃとの和である。
実線で示した電流７３４ａ〜７３４ｃは、平滑コンデンサＣ２６を流れる電流を表わす。平滑コンデンサＣ２６を流れる電流は、チョークコイルＬ２２を流れる電流７３３ａ〜７３３ｃから、光源回路８１０を流れる電流を差し引いた差である。

まず、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２が比較的高い場合について説明する。

時刻７６１において、制御ＩＣ１２１は、第一スイッチング回路１３０をオンにする制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１が生成した制御信号にしたがって第一スイッチング回路１３０がオンになると、整流素子Ｄ２３の両端電圧７２１ａは、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２とほぼ等しくなる。整流素子Ｄ２３には逆電圧が印加されるので、整流素子Ｄ２３はオフ状態になる。また、整流素子Ｄ２３の両端電圧７２１ａが平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ａより高くなるので、スイッチング素子Ｑ２５もオフ状態になる。チョークコイルＬ２２には、平滑コンデンサＣ２６を充電する向きの電流７３３ａが流れ始める。チョークコイルＬ２２を流れる電流７３３ａは、時刻７６１において０であり、その後、チョークコイルＬ２２の両端電圧に比例する増加率（時間微分）で増加していく。この電流は、第一スイッチング回路１３０を介して、交流電源ＡＣから供給される。

制御ＩＣ１２１は、入力電流検出回路１２７が生成した入力電流検出信号に基づいて、第一スイッチング回路１３０を流れる電流７３１ａを監視する。制御ＩＣ１２１は、第一スイッチング回路１３０を流れる電流７３１ａが、入力電圧検出回路１２６が検出した入力電圧７１２や帰還回路１２３が生成した帰還信号に基づいて算出した目標値に達するまで、第一スイッチング回路１３０のオン状態を維持する。

時刻７６２において、制御ＩＣ１２１は、第一スイッチング回路１３０を流れる電流７３１ａが目標値に達したと判定し、第一スイッチング回路１３０をオフにする制御信号を生成する。制御ＩＣ１２１が生成した制御信号にしたがって、第一スイッチング回路１３０がオフになると、第一スイッチング回路１３０を流れる電流７３１ａは０になる。整流素子Ｄ２３やスイッチング素子Ｑ２５もオフなので、チョークコイルＬ２２を流れる電流は、急激に減少しそうになる。チョークコイルＬ２２を流れる電流の急激な変化により、チョークコイルＬ２２の両端に逆起電力が発生するので、整流素子Ｄ２３の両端電圧７２１ａが下がる。整流素子Ｄ２３の両端電圧７２１ａが０を下回ると、整流素子Ｄ２３がオンになる。また、整流素子Ｄ２３の両端電圧７２１ａが、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ａより低くなるので、スイッチング素子Ｑ２５もオンになる。整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５を流れる電流７３２ａにより、チョークコイルＬ２２を流れる電流７３３ａは、維持される。チョークコイルＬ２２の両端電圧は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧とほぼ等しくなる。チョークコイルＬ２２を流れる電流７３３ａは、その後、チョークコイルＬ２２の両端電圧に比例する減少率（時間微分）で減少していく。

制御ＩＣ１２１は、補助巻線Ｌ４１が生成したゼロ電流検出信号に基づいて、チョークコイルＬ２２を流れる電流７３３ａを監視する。制御ＩＣ１２１は、チョークコイルＬ２２を流れる電流が０になるまで、第一スイッチング回路１３０のオフ状態を維持する。

時刻７６３において、チョークコイルＬ２２を流れる電流７３３ａが０になる。整流素子Ｄ２３の両端電圧７２１ａは、スイッチング素子Ｑ２５のオン抵抗による電圧降下と等しいので、ほぼ０になる。これにより、整流素子Ｄ２３の両端電圧７２１ａと、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ａとの差が小さくなり、整流素子Ｄ２３がオフするので、同時にスイッチング素子Ｑ２５もオフさせる。

また、制御ＩＣ１２１は、チョークコイルＬ２２を流れる電流が０になったと判定し、第一スイッチング回路１３０をオンにする制御信号を生成する。なお、スイッチング素子Ｑ２５がオフになる前に第一スイッチング回路１３０をオンにすると短絡電流が流れるので、スイッチング素子Ｑ２５がオフになるのにかかる時間を考慮した構成としてもよい。例えば、制御ＩＣ１２１は、チョークコイルＬ２２を流れる電流が０になったと判定してから所定のデッドタイムが経過するまで待ち、その後、第一スイッチング回路１３０をオンにする制御信号を生成する。

降圧回路１２０は、以上の動作を繰り返す。平滑コンデンサＣ２６を流れる電流７３４ａの平均値は０より大きいので、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧は、少しずつ上昇する。

次に、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２が、降圧回路１２０の出力電圧（平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｂ）より高い範囲内で、比較的低い場合について説明する。

降圧回路１２０の動作は、基本的に、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２が比較的高い場合と同様である。
すなわち、時刻７６４において、制御ＩＣ１２１は、第一スイッチング回路１３０をオンにする制御信号を生成し、第一スイッチング回路１３０がオンになる。整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５は、オフである。
入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２が低い分、チョークコイルＬ２２の両端電圧が小さくなるので、チョークコイルＬ２２を流れる電流７３３ｂの増加割合（時間微分）は、小さくなる。その代わり、第一スイッチング回路１３０を流れる電流７３１ｂについて、制御ＩＣ１２１が算出する目標値も小さくなる。
時刻７６５において、第一スイッチング回路１３０を流れる電流７３１ａが目標値に達したと判定し、制御ＩＣ１２１が第一スイッチング回路１３０をオフにすると、整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５はオンになる。チョークコイルＬ２２の両端電圧は、入力コンデンサＣ１１の両端電圧が比較的高い場合とほとんど変わらず、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧とほぼ等しい。このため、チョークコイルＬ２２を流れる電流の減少割合（時間微分）は、入力コンデンサＣ１１の両端電圧が比較的高い場合とほぼ同じである。
時刻７６６において、チョークコイルＬ２２を流れる電流７３３ｂが０になり、整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５がオフになる。制御ＩＣ１２１は、第一スイッチング回路１３０をオンにする制御信号を生成する。
降圧回路１２０は、以上の動作を繰り返す。平滑コンデンサＣ２６を流れる電流７３４ａの平均値は０より小さいので、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧は、少しずつ下がっていく。

最後に、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２が、降圧回路１２０の出力電圧（平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｃ）とほぼ等しい場合について説明する。

電源回路１００が交流電源ＡＣから入力した電力の電圧の絶対値が、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２より低くなると、ダイオードブリッジＤＢを構成するダイオードがすべてオフになり、降圧回路１２０は、交流電源ＡＣから切り離される。
制御ＩＣ１２１が第一スイッチング回路１３０をオンにする制御信号を生成し、第一スイッチング回路１３０がオンになると、整流素子Ｄ２３の両端電圧７２１ｃは、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２とほぼ等しくなる。入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｃとほぼ等しいので、チョークコイルＬ２２の両端電圧はほぼ０になる。このため、チョークコイルＬ２２には、ほとんど電流７３３ｃが流れない。整流素子Ｄ２３の両端電圧が正なので、整流素子Ｄ２３は、オフである。また、スイッチング素子Ｑ２５も、オフである。
制御ＩＣ１２１は、第一スイッチング回路１３０を流れる電流が、算出した目標値に達しないので、第一スイッチング回路１３０のオン状態を維持する。
もし、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２と、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｃとが等しくなかったとすると、第一スイッチング回路１３０とチョークコイルＬ２２とを介して電流が流れる。この電流により、入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２と、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｃとが等しくなる。
この間、平滑コンデンサＣ２６は、光源回路８１０を流れる電流によって放電するだけなので、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧は、少しずつ下がっていく。

ここで、入力コンデンサＣ１１の働きについて説明する。
仮に、入力コンデンサＣ１１がなかったとすると、全波整流回路１１０の出力電圧は、完全な脈流となり、ゼロクロス付近で、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｃより低くなる。このとき、制御ＩＣ１２１が第一スイッチング回路１３０をオンにすると、整流素子Ｄ２３の両端電圧７２１ｃが、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｃよりも低くなるので、スイッチング素子Ｑ２５がオンになり、短絡電流が流れる。
これに対し、入力コンデンサＣ１１があることにより、全波整流回路１１０の出力電圧は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｃより低くならない。したがって、第一スイッチング回路１３０がオンの間は、スイッチング素子Ｑ２５がオフになる。これにより、短絡電流が流れるのを防ぐ。

入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２が、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ａ，７２２ｂより高い区間では、第一スイッチング回路１３０（スイッチング素子Ｑ２１）→チョークコイルＬ２２→平滑コンデンサＣ２６（第一スイッチング回路１３０がオンのとき）、あるいは、整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５→チョークコイルＬ２２→平滑コンデンサＣ２６（第一スイッチング回路１３０がオフのとき）という経路で、平滑コンデンサＣ２６を充電する電流が流れれる。
これに対し、入力コンデンサＣ１１の電圧７１２が、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｃとほぼ等しい区間では、第一スイッチング回路１３０がオンになっても、第一スイッチング回路１３０→チョークコイルＬ２２→平滑コンデンサＣ２６という経路で電流が流れないので、平滑コンデンサＣ２６は充電されない。

光源回路８１０の両端には、平滑コンデンサＣ２６に充電された電圧が印加される。光源回路８１０を流れる電流は、印加された電圧（ＬＥＤ駆動電圧）によって定まる。
平滑コンデンサＣ２６を流れる電流は、チョークコイルＬ２２を流れる電流から、光源回路８１０を流れる電流を差し引いた差にあたる電流である。チョークコイルＬ２２を流れる電流のほうが、光源回路８１０を流れる電流より大きければ平滑コンデンサＣ２６は充電される。光源回路８１０を流れる電流のほうが、スイッチング素子Ｑ２１を流れる電流より大きければ、平滑コンデンサＣ２６は放電する。
入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２が比較的高い区間では、平滑コンデンサＣ２６が充電されて、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ａが上昇する。入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２が比較的低い区間では、平滑コンデンサＣ２６を充電する電流よりも光源回路８１０を流れる電流のほうが大きいので、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｂが下降する。入力コンデンサＣ１１の両端電圧７１２が平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｃとほぼ等しい区間では、平滑コンデンサＣ２６が充電されず放電するのみなので、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２ｃが下降する。交流電源ＡＣの半周期ごとにこれを繰り返す。平滑コンデンサＣ２６の静電容量は、このときの電圧変動が十分小さくなるよう、十分大きな値に設定する。これにより、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧７２２は、全体として充電量と放電量とが釣り合う電圧に安定する。
電源回路１００が交流電源ＡＣから入力する電力の電圧の絶対値が、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧より低くなると、ダイオードブリッジＤＢのダイオードがすべてオフになるので、平滑コンデンサＣ２６は充電されない。したがって、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧は、電源回路１００が交流電源ＡＣから入力する電力の電圧の最大値よりも低くなる。
平滑コンデンサＣ２６の両端電圧がほぼ一定の電圧で安定するので、光源回路８１０には、スイッチング素子Ｑ２１のオン／オフに関係なく、平滑コンデンサＣ２６→光源回路８１０→電流検出回路１５０の経路を通る電流が流れる。

制御ＩＣ１２１は、光源回路８１０を流れる電流が所望の電流値になるよう、スイッチング素子Ｑ２１をオンオフするタイミングを調整し、平滑コンデンサＣ２６に充電される電圧を変化させる。降圧回路１２０は降圧コンバータであるため、入力電圧よりも低い出力電圧しか生成できない。よって、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧は、全波整流回路１１０が全波整流した脈流の電圧の最大値より小さくなる。
例えば、所望の電流値の電流を流した場合の順方向降下電圧が約３ＶのＬＥＤを光源８１１とし、光源回路８１０が６個の光源８１１を直列に接続したものである場合、電源回路１００の出力電圧は、約１８Ｖである。
交流電源ＡＣの電圧の実効値が８５Ｖの場合、最大値は約１２０Ｖであるから、降圧回路１２０は、正常に降圧動作をして、約１８Ｖの直流電圧を生成する。また、交流電源ＡＣの電圧の実効値が２６５Ｖの場合、最大値は約３７５Ｖであるから、やはり、降圧回路１２０は、正常に降圧動作をして、約１８Ｖの直流電圧を生成する。

電源回路１００が交流電源ＡＣから入力する電力の電圧瞬時値が、電源回路１００の出力電圧（ＬＥＤ駆動電圧）よりも高い区間において、制御ＩＣ１２１が第一スイッチング回路１３０をオンオフするタイミングを調整することにより、電源回路１００は、交流電源ＡＣから入力する電力の電圧値に比例する電流を入力する。電源回路１００が交流電源ＡＣから入力する電力の電圧瞬時値が、電源回路１００の出力電圧よりも低い区間では、電源回路１００が交流電源ＡＣから入力する電流は０になる。
このため、電源回路１００が交流電源ＡＣから入力する電力の電圧瞬時値が、電源回路１００の出力電圧よりも低い区間が短いほうが、電源回路１００の力率は高くなる。すなわち、電源回路１００の出力電圧が低く、交流電源ＡＣから供給される電力の電圧が高いほど、電源回路１００の力率は向上する。
例えば、交流電源ＡＣの電圧実効値が２００Ｖ、電源回路１００の出力電圧が約７２Ｖの場合、電源回路１００の力率を０．９以上にすることができる。電源回路１００の出力電圧が約７２Ｖであれば、順方向降下電圧が約３ＶのＬＥＤを光源８１１とし、２４個の光源８１１を直列に電気接続した光源回路８１０を点灯可能である。
照明装置８００の入力電源電圧範囲が実効値８５Ｖ〜２６５Ｖである場合、交流電源ＡＣの電圧実効値が最も低い８５Ｖのとき、電源回路１００の力率が最も低くなる。交流電源ＡＣの電圧実効値が８５Ｖの場合、電源回路１００の出力電圧が約３０Ｖであれば、電源回路１００の力率を０．９以上にすることができる。すなわち、順方向降下電圧が約３ＶのＬＥＤが光源８１１である場合、光源回路８１０が、１０個以下の光源８１１を直列に電気接続したものであれば、力率を向上させることができる。

図４は、この実施の形態におけるスイッチング素子Ｑ２５として用いるｎＭＯＳＦＥＴの等価回路の一例を示す図である。
ｎＭＯＳＦＥＴは、ゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に接続したコンデンサと、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間に並列に接続した可変抵抗とダイオードとによって形成される等価回路で表わすことができる。可変抵抗の抵抗値は、ゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間の電位差に基づいて変化する。

図５は、この実施の形態におけるスイッチング素子Ｑ２５として用いるｎＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間の電圧電流特性の一例を示す図である。
横軸は、ソース−ドレイン間電圧を表わす。縦軸は、ドレイン電流を表わす。
実線で示した特性７４１は、ゲート−ソース間にオフ電圧を印加した場合の電圧電流特性を表わす。破線で示した特性７４２は、ゲート−ソース間にオン電圧を印加した場合の電圧電流特性を表わす。
ドレイン電位がソース電位より高い領域において、オフ時の電圧電流特性は、ほぼ直線であり、その傾きがオフ抵抗である。オン時の電圧電流特性は、線形領域において直線７４３で近似でき、その傾きがオン抵抗である。オン抵抗は、例えば数ミリオーム［ｍΩ］〜数百ｍΩである。ドレイン電位がソース電位より低い場合、ソース−ドレイン間のダイオードがオンになる領域では、オン抵抗やオフ抵抗にかかわらず、ソース−ドレイン間の電位差は、ダイオードの順方向降下電圧によって定まる。これに対し、ドレイン電位がソース電位より低い場合でも、ソース−ドレイン間の電位差がダイオードの順方向降下電圧より低い場合は、ダイオードがオフになり、ドレイン電位がソース電位より高い領域とほぼ同じ特性を示す。

このため、逆方向に同じドレイン電流を流す場合でも、ゲート−ソース間にオン電圧を印加した場合のソース−ドレイン間電圧７５２のほうが、ゲート−ソース間にオフ電圧を印加した場合のソース−ドレイン間電圧（順方向降下電圧７５１）よりも小さくなる。
順方向降下電圧７５１は、ダイオードのｐｎ接合のエネルギー準位差によって定まり、例えば０．６Ｖ〜１Ｖ程度である。これに対し、例えば、オン抵抗が５０ｍΩで、ドレイン電流が例えば５００ミリアンペア［ｍＡ］である場合、オン時のソース−ドレイン間電圧は２５ミリボルト［ｍＶ］になる。

整流素子Ｄ２３の順方向降下電圧も同程度であり、例えば０．６Ｖ〜１Ｖ程度である。整流素子Ｄ２３がオン、スイッチング素子Ｑ２５がオフの場合、整流素子Ｄ２３の両端電圧は、順方向降下電圧と等しい。整流素子Ｄ２３における電力損失は、両端電圧と流れる電流との積である。例えば、整流素子Ｄ２３の順方向降下電圧が１Ｖ、流れる電流が５００ｍＡの場合、整流素子Ｄ２３における電力損失は０．５ワット［Ｗ］である。
これに対し、スイッチング素子Ｑ２５をオンにすると、同じ電流５００ｍＡを流したときの両端電圧は２５ｍＶに下がるので、整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５における電力損失の合計は、１２．５ミリワット［ｍＷ］になる。

このように、整流素子Ｄ２３と並列にスイッチング素子Ｑ２５を設け、整流素子Ｄ２３と同期してオンオフする。これにより、大きな電流は、整流素子Ｄ２３を迂回して、スイッチング素子Ｑ２５を流れる。整流素子Ｄ２３を電流が流れないようにすることにより、電力損失を減らすことができる。

スイッチング素子Ｑ２５に対してオンオフを指示する制御信号は、補助巻線Ｌ７１が生成する。制御信号は、例えば所定の電圧より高い正電圧のときオン、それ以外のときオフを意味する。
補助巻線Ｌ７１は、チョークコイルＬ２２と電磁誘導により結合している。補助巻線Ｌ７１の両端には、チョークコイルＬ２２の両端電圧に比例する電圧が発生する。電圧比は、巻数比によって定まる。電圧の極性は、巻線の巻き方向によって定まる。この例では、チョークコイルＬ２２の両端電圧と逆極性の電圧が補助巻線Ｌ７１の両端に発生する向きに、補助巻線Ｌ７１を巻きつける。
これにより、図３の時刻７６２から時刻７６３まで（または時刻７６５から時刻７６６まで）の期間において、補助巻線Ｌ７１の両端電圧は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧に比例する正の電圧になる。すなわち、この期間において、補助巻線Ｌ７１はスイッチング素子Ｑ２５をオンにする制御信号を生成する。これにより、スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３がオンのときオンになる。
それ以外の期間では、補助巻線Ｌ７１の両端電圧は、０または負の電圧である。すなわち、それ以外の期間において、補助巻線Ｌ７１はスイッチング素子Ｑ２５をオフにする制御信号を生成する。これにより、スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３がオフのときオフになる。

このように、スイッチング素子Ｑ２１がオフしている場合で、入力電圧が全波整流後の入力電圧＞出力電圧（ＬＥＤ駆動電圧）の区間では、整流素子Ｄ２３に流れる還流電流をスイッチング素子Ｑ２５が迂回させることにより、電力損失を少なくできる。
また、入力電圧が全波整流後の入力電圧＜出力電圧（ＬＥＤ駆動電圧）の区間では、スイッチング素子Ｑ２１がオンしても、チョークコイルにコイル電流（入力コンデンサＣ１１→スイッチング素子Ｑ２１→チョークコイルＬ２２→平滑コンデンサＣ２６の方向）が流れない。よって、整流素子Ｄ２３に流れる還流電流がないので、チョークコイルＬ２２に流れる電流がなく、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧がないことから、スイッチング素子Ｑ２５がオンすることはない。このとき、還流電流が流れないので、整流素子Ｄ２３での電力損失はない。
入力コンデンサＣ１１の両端電圧よりも、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が大きい場合は、スイッチング素子Ｑ２１のオン／オフに関わらず、スイッチング素子Ｑ２１に内蔵されるダイオード（ボディダイオード）を通って電流が流れる。このとき、チョークコイルＬ２２には、スイッチング素子Ｑ２１がオンの場合と逆向きの電流が流れるが、電圧が小さく、コイルのインダクタンス成分もあるため、急激な電流がながれることはない。よって、この電流により補助巻線Ｌ７１に発生する電圧は小さく、この程度では、スイッチング素子Ｑ２５がオンすることはない。
チョークコイルＬ２２に逆向きに流れる電流による電力損失は、チョークコイルＬ２２の直流抵抗は小さく、電流は入力電圧＜出力電圧の区間でしか流れないので、それほど大きくない。
逆流しても、入力コンデンサＣ１１に充電されるため、電力的には、チョークコイルＬ２２での損失を除けば、電力損失にならない。
このように、整流素子Ｄ２３に同期してスイッチング素子Ｑ２５をオンオフすることにより、降圧回路１２０全体の動作を変えることなく電力損失を少なくすることができる。

直列回路は、チョークコイルＬ２２と平滑コンデンサＣ２６とを直列に電気接続した回路である。
第一スイッチング回路１３０（スイッチング素子Ｑ２１）は、上記直列回路に対して直列に電気接続している。
整流素子Ｄ２３は、上記直列回路に対して並列に電気接続し、上記第一スイッチング回路１３０が導通状態である場合に遮断状態となる向きに電気接続している。
検出回路（補助巻線Ｌ７１）は、上記チョークコイルＬ２２を流れる電流により電圧を生成する。
第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）は、上記整流素子Ｄ２３に対して並列に電気接続し、上記検出回路が生成した電圧に基づいて、上記整流素子Ｄ２３の導通遮断に同期して導通遮断する。

これにより、整流素子Ｄ２３が導通状態のときに流れる電流を第二スイッチング回路に迂回させるので、整流素子Ｄ２３における電力損失を減らすことができる。
第二スイッチング回路の電力損失（オン抵抗で発生する電力）が整流素子Ｄ２３の電力損失より小さければ、電源回路１００全体の電力損失を減らすことができる。

検出回路は、上記チョークコイルＬ２２を流れる電流により電圧を生成する。
第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）は、上記第一スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２１）がオフの区間で上記チョークコイルＬ２２に電流が流れている場合に、上記検出回路に発生する電圧が所定の閾値より大きい場合に、導通状態となる。

検出回路は、上記チョークコイルＬ２２と磁気結合した補助巻線Ｌ７１を有する。
第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）は、上記補助巻線Ｌ７１の両端電圧が所定の閾値より大きい場合に、導通状態となる。

補助巻線Ｌ７１は、チョークコイルＬ２２と逆極性の電圧が発生するように巻き付けられている。
チョークコイルＬ２２には、第一スイッチング回路１３０（スイッチング素子Ｑ２１）が導通しているときに流れるコイル電流によってエネルギーが充電される。このとき、コイル電流は、チョークコイルＬ２２に充電しながら、平滑コンデンサＣ２６を流れる。また、同時に平滑コンデンサＣ２６から光源回路８１０の駆動電流としても電流が流れる。
第一スイッチング回路１３０（スイッチング素子Ｑ２１）が遮断されると、チョークコイルＬ２２が充電されたエネルギーを放出するため、そのエネルギーがコイル電流として還流する。還流するコイル電流は整流素子Ｄ２３を通って平滑コンデンサＣ２６を充電する。また、同時に平滑コンデンサＣ２６から光源回路８１０の駆動電流として電流が流れる。

補助巻線Ｌ７１の両端には、第一スイッチング回路１３０（スイッチング素子Ｑ２１）が導通しているときに０または負の電圧、遮断しているときに正の電圧が発生する。
この補助巻線Ｌ７１に発生する電圧を第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）に入力する。これにより、整流素子Ｄ２３のオンオフに同期して、スイッチング素子Ｑ２５をオンオフすることができる。

第一スイッチング回路１３０がオンのときにおけるチョークコイルＬ２２の両端電圧は、電源回路１００が交流電源ＡＣから供給される交流電力の電圧の瞬時値によって変化する。交流電源ＡＣから供給される交流電力の電圧の絶対値が大きければ、チョークコイルＬ２２の両端電圧は高くなり、交流電源ＡＣから供給される交流電力の電圧の絶対値が小さければ、チョークコイルＬ２２の両端電圧は低くなる。
これに対し、第一スイッチング回路１３０がオフ、整流素子Ｄ２３及びスイッチング素子Ｑ２５がオンのときにおけるチョークコイルＬ２２の両端電圧は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧と（逆極性で）ほぼ等しく、電源回路１００が交流電源ＡＣから供給される交流電力の電圧の瞬時値に関わらず、ほぼ一定である。
補助巻線Ｌ７１の両端電圧は、チョークコイルＬ２２に流れる還流電流の大きさに比例する。したがって、交流電源ＡＣから供給される交流電力の電圧の瞬時値によって変化する。
図５で説明したように、ＭＯＳＦＥＴの等価回路には、ゲート端子にコンデンサが接続している。ＭＯＳＦＥＴの状態をオフからオンに、あるいは、オンからオフに変化させるためには、このコンデンサを充電あるいは放電する必要があり、これがスイッチング遅延の原因となる。特に、オン状態におけるゲート電圧が必要以上に高いと、ゲート端子に大量の電荷が蓄積されるため、ターンオフするのに時間がかかる。
そこで、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧と、スイッチング素子Ｑ２５をオンする適正なゲート電圧とに基づいて、補助巻線Ｌ７１とチョークコイルＬ２２との巻数比を定める。これにより、スイッチング素子Ｑ２５のターンオフ時間を短くすることができる。

制御ＩＣ１２１は、第一スイッチング回路１３０を流れる電流の最大値または平均値が、入力コンデンサＣ１１の両端電圧の瞬時値に比例するよう、第一スイッチング回路１３０を制御する。このため、交流電源ＡＣから供給される交流電力の電圧の瞬時値が高い区間では、チョークコイルＬ２２を流れるコイル電流も多くなる。これにより、チョークコイルＬ２２から放出されるエネルギーが還流するコイル電流も多くなる。還流電流がすべて整流素子Ｄ２３を流れるとすると、整流素子Ｄ２３における電力損失が発生する。
第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）は、補助巻線Ｌ７１の両端に発生した電圧が所定の閾値電圧以上である場合にオンして、整流素子Ｄ２３を流れるコイル電流を迂回させることにより、電力損失を削減する。
これにより、整流素子Ｄ２３のオンオフに同期して、スイッチング素子Ｑ２５をオンオフすることができる。また、整流素子Ｄ２３に流れる電流が多い区間で、スイッチング素子Ｑ２５が還流するコイル電流を迂回させることで、整流素子Ｄ２３での電力損失を効果的に削減できる。

整流回路（全波整流回路１１０）は、交流電力を入力し、入力した交流電力の電圧波形を全波整流し、上記第一スイッチング回路１３０を介して、全波整流した電力を上記直列回路（チョークコイルＬ２２、平滑コンデンサＣ２６）に対して供給する。
電源回路１００が昇圧回路を有さない１段構成なので、整流回路と降圧回路との間に昇圧回路を有する２段構成の場合に比べて、電源回路１００の電力効率が高くなる。

入力コンデンサＣ１１は、上記整流回路の出力に並列に電気接続している。
これにより、交流電源ＡＣから入力する交流電力の電圧の絶対値が、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧より低い区間でも、スイッチング素子Ｑ２１がオンのとき、スイッチング素子Ｑ２５を確実にオフにすることができる。

制御回路（制御ＩＣ１２１）は、上記第一スイッチング回路１３０の導通遮断を制御する。
制御回路は、上記第一スイッチング回路１３０を流れる電流のピーク値または平均値の包絡線が、上記整流回路（全波整流回路１１０）が全波整流した電圧波形に近似した波形となるよう、上記第一スイッチング回路１３０を制御する。
これにより、電源回路１００の力率を１に近づけることができる。

制御回路（制御ＩＣ１２１）は、上記平滑コンデンサＣ２６に対して並列に電気接続した負荷回路（光源回路８１０）を流れる電流が所定の目標値になるよう、上記第一スイッチング回路１３０を制御する。
これにより、降圧回路１２０は、入力電圧の瞬時値が商用周波数で変化するにも関わらず、平滑コンデンサＣ２６に充電される出力電圧をほぼ一定に保つことができる。出力電圧をほぼ一定に保つことができるため、光源回路８１０に流れる電流をほぼ一定に保つことができる。
よって、光源回路８１０に所定の出力電流が流れるような出力電圧を生成することができ、電源回路１００は定電流駆動回路として動作することができる。

制御ＩＣ１２１は、補助巻線Ｌ４１の電圧が０またはそれに近い閾値になった場合に、チョークコイルＬ２２からのコイル電流の還流が終了したと判断して、第一スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２１）を再び導通させるように制御する。
これにより、降圧回路１２０は、臨界モード（連続モードと不連続モードの境目）で動作し、整流素子Ｄ２３における逆回復電流などによる電力損失を減らすことができる。

照明装置８００は、電源回路１００と、光源回路８１０とを有する。
光源回路８１０は、直流電力により点灯する光源８１１を有し、上記平滑コンデンサＣ２６に対して並列に電気接続している。
これにより、降圧回路１２０の一段構成で、力率改善動作と電力変換（定電流駆動）と両方の役割を果たすことができる。電源回路１００の回路構成が簡単になり、電源回路１００の部品点数が減るので、照明装置８００の製造コストが抑えられ、照明装置８００の信頼性が高まる。また、電源回路１００における電力損失が減るので、照明装置８００のエネルギー効率が高くなる。

以上説明した電源回路１００は、定電流で動作させる負荷回路（光源回路８１０）に対して電力を供給する。電源回路１００は、整流回路（全波整流回路１１０）と、トランスＴ４０と、第一スイッチング回路１３０と、制御回路（制御ＩＣ１２１）と、ダイオード（整流素子Ｄ２３）と、第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）と、コンデンサ（平滑コンデンサＣ２６）と、電流検出回路１５０とを有する。
整流回路は、商用電源を整流して入力電圧を生成する。
トランスＴ４０は、コイル（チョークコイルＬ２２）と、補助巻線Ｌ７１とを有する。
第一スイッチング回路１３０は、上記整流回路と上記コイルに直列接続され、上記制御回路により駆動され、オンの区間で上記コイルに上記入力電圧を印加する。
電流検出回路１５０は、上記負荷回路または上記コイルに流れる電流を検出して、上記制御回路へ電流情報を伝達する。
制御回路（制御ＩＣ１２１）は、上記入力電圧を分圧、または直接入力することにより、上記第一スイッチング回路１３０に流れる電流のピーク値または平均値の電流波形の包絡線が、上記入力電圧の電圧波形に近づけるように、上記第一スイッチング素子Ｑ２１のオン／オフ制御を行いながら、上記電流検出回路１５０が検出する電流情報を基に、負荷回路の電流を定電流制御する。
コイル（チョークコイルＬ２２）は、上記第一スイッチング回路１３０がオンの区間で、電磁エネルギーを充電するようにコイル電流を流し、上記第一スイッチング回路１３０がオフの区間で、電磁エネルギーを放出するようにコイル電流を流すことで、上記第一スイッチング回路１３０のオン／オフにより、入力電圧から負荷回路側へ電力の伝達をおこなう。
ダイオード（整流素子Ｄ２３）は、上記コイルと上記コンデンサに直列接続され、上記第一スイッチング回路１３０がオフの区間で、上記コイルから放出されるコイル電流を上記コンデンサに還流させる。
コンデンサ（平滑コンデンサＣ２６）は、上記第一スイッチング回路１３０がオンの区間で、上記コイル電流により充電されながら、上記負荷回路に電流を供給し、上記第一スイッチング回路１３０がオフの区間に、上記コイル電流が還流することで充電される。
第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）は、上記ダイオードと並列に接続され、上記コイルから放出されるコイル電流が還流する区間にオンさせることで、上記ダイオードの同期整流をおこなう。

電源回路１００は、降圧回路（降圧コンバータ）であり、一段構成の回路で力率改善と電力変換の二つの機能を有しているため、力率を１に近づけながら、負荷回路を定電流駆動することができる。また、コイル電流が還流するタイミングに合わせて、ダイオードの同期整流を行うことにより、電気効率を向上させることができる。

チョークコイルＬ２２から放出されるコイル電流が還流し終わると、補助巻線Ｌ４１の電圧波形が低下する。制御ＩＣ１２１は、そのタイミングを検出し、それより後にスイッチング素子Ｑ２１をオンさせる。
また、制御ＩＣ１２１は、入力電流検出抵抗Ｒ３３を使って、スイッチング素子Ｑ２１を流れる電流の波形が、入力電圧と同じ全波整流された正弦波の形状に近づくように、スイッチング素子Ｑ２１に流れる電流のピーク値またはピーク値の平均値を制御する。
したがって、スイッチング素子Ｑ２１の動作周波数は、一定ではない。例えば、全波整流された正弦波電圧の低い所ほど周波数が低く（周期が長く）、正弦波電圧の高い所ほど周波数が高く（周期が短く）なる。
また、スイッチング素子Ｑ２１の動作周波数は、商用電源（交流電源ＡＣ）の電圧にも依存する。チョークコイルＬ２２のインダクタンス値は固定値であるから、両端電圧が高いほど短時間で電流が増加する。このため、動作周波数が高く（周期が短く）なる。
このように、制御ＩＣが電流の流れ終わりを判断してスイッチング素子の動作周波数を決めるような動作、つまり、電源回路自体の動作によって、動作周波数が変動するような電源回路を、一般的に自励発振という。
電源回路１００は、自励発振の回路である。電源回路１００は、補助巻線Ｌ４１に発生する電圧によりコイル電流の還流が終了するタイミングを検出することで、スイッチング素子の動作周波数を定める。

整流素子Ｄ２３は、チョークコイルＬ２２側をカソード端子、平滑コンデンサＣ２６側をアノード端子の方向で接続されている。これにより、整流素子Ｄ２３は、スイッチング素子Ｑ２１がオフの時に、チョークコイルＬ２２に充電されたエネルギーが平滑コンデンサＣ２６を通って還流する方向の電流のみを流す。整流素子Ｄ２３は、スイッチング素子Ｑ２１がオフの区間にチョークコイルＬ２２から放出されるコイル電流を平滑コンデンサＣ２６へ還流させる還流ダイオードの役割を果たす。

補助巻線Ｌ７１は、片方の端子が、同期整流を行うスイッチング素子Ｑ２５のゲート端子に、もう片方の端子が、スイッチング素子Ｑ２５のソース端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ２５は、整流素子Ｄ２３と並列に接続されている。
トランスＴ４０において、補助巻線Ｌ７１は、補助巻線Ｌ４１と同様、チョークコイルＬ２２と逆極性になっている。このため、スイッチング素子Ｑ２１がオフの区間で、補助巻線Ｌ７１に正の電圧が発生する。補助巻線Ｌ７１に発生する電圧値は、チョークコイルＬ２２に加わる電圧と、チョークコイルＬ２２と補助巻線Ｌ７１の巻数比によって決まる。
電源回路１００に入力される入力電圧は、全波整流回路１１０が全波整流した正弦波電圧であるから、その周期の中でスイッチング素子Ｑ２１がオンしたタイミングによって、入力電圧値が変動する。例えば５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの周波数で、入力電圧値が周期的に変動する。
したがって、スイッチング素子Ｑ２１がオンするタイミングによって、チョークコイルＬ２２に加わる電圧値が異なり、チョークコイルＬ２２に流れる電流値も異なる。
全波整流された正弦波電圧が高い電圧値の区間では、チョークコイルＬ２２に加わる電圧値および流れる電流値が増加する。正弦波電圧が低い電圧値の区間では、チョークコイルＬ２２に加わる電圧値および流れる電流値が減少する。また、正弦波電圧のピーク付近では、チョークコイルＬ２２に加わる電圧値と流れる電流値が最大になる。

チョークコイルＬ２２と補助巻線Ｌ７１とは、巻線の極性を逆方向にしてあるので、スイッチング素子Ｑ２１がオンしてチョークコイルＬ２２に電流が流れる区間とは逆の区間、つまり、スイッチング素子Ｑ２１がオフしてチョークコイルＬ２２からダイオードを通って平滑コンデンサＣ２６へ放出されるコイル電流が還流している区間で、補助巻線Ｌ７１に正の電圧が発生する。補助巻線Ｌ７１に発生する電圧値は、チョークコイルＬ２２と補助巻線Ｌ７１の巻線比と、チョークコイルＬ２２に加わる電圧値によって決まり、入力電圧である全波整流後の正弦波電圧の周期に合わせて変動する。
全波整流された正弦波電圧が高い電圧値の区間では、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧値が増加する。正弦波電圧が低い電圧値の区間では、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧値が減少する。また、正弦波電圧のピーク付近で、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧値が最大になる。このように、補助巻線Ｌ７１には、スイッチング素子Ｑ２１のオフの区間において、全波整流された正弦波電圧に応じて変化する電圧が発生する。

スイッチング素子Ｑ２５は、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧を入力する。スイッチング素子Ｑ２５は、入力した電圧がＭＯＳＦＥＴのゲート閾電圧を超えた場合にのみオンする。スイッチング素子Ｑ２５は、入力した電圧がゲート閾電圧よりも低い場合はオフしたままになる。
全波整流された正弦波電圧が高い電圧値の区間、つまり、チョークコイルＬ２２に流れる電流が多い区間では、スイッチング素子Ｑ２５がオンになり、整流素子Ｄ２３に流れる電流をバイパスする。全波整流された正弦波電圧が低い電圧値の区間、つまり、チョークコイルＬ２２に流れる電流が少ない（またはほとんど流れない）区間では、スイッチング素子Ｑ２５がオフしたままになり、整流素子Ｄ２３に流れる電流をバイパスしない。
これにより、全波整流された正弦波電圧が高く、チョークコイルＬ２２に多くの電流が流れ、整流素子Ｄ２３を流れる還流電流が多いときは、同期整流を行う。また、全波整流された正弦波電圧が低くチョークコイルＬ２２に少ない電流が流れ、整流素子Ｄ２３を流れる還流電流が少ないときには、同期整流を行わない。電流が多いときを狙って効果的に同期整流を行うことができる。

スイッチング素子Ｑ２５に加えるゲート電圧を、チョークコイルＬ２２に流れる電流値により変化する補助巻線Ｌ７１に発生する電圧から供給することにより、必要以上に高くない電圧の範囲で、流れる電流が多い区間はゲート電圧を高く、流れる電流が少ない区間はゲート電圧を低くすることができる。

スイッチング素子Ｑ２５として、ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ゲート電圧を高くすると、ドレインーソース間のオン抵抗が低くなるので、より一層、電気損失が低減される。
なお、ゲート電圧が高くなるとオフするのに要する時間が増えるので、必要以上に高くしないように巻数比を設定する。これにより、還流するコイル電流が終了するまでのタイミングでオフさせることができる。全波整流された正弦波電圧が低くなるにつれて、電流が減少するため、追従してゲート電圧が低くなる。このため、スイッチング素子Ｑ２５はオフしやすくなる。全波整流された正弦波電圧の低い区間では、更に電流が減少するので、ゲート電圧がさらに低くなる。ゲート閾電圧を超えないので、スイッチング素子Ｑ２５はオンしない。これにより、スイッチング素子Ｑ２５に必要以上のゲート電圧を加えることがなくなるため、オフするまでの時間を早めることができる。スイッチング素子Ｑ２５は、チョークコイルＬ２２から放出されるコイル電流の還流が終了するタイミングでオフになり、還流ダイオードとして働くダイオードの本来の働きと同じ働きをする。

また、スイッチング素子Ｑ２５と並列に整流素子Ｄ２３が接続されているので、還流ダイオードとして働く整流素子Ｄ２３がオフするタイミング、すなわち、チョークコイルＬ２２からのコイル電流の放出が終了するタイミングよりも早くスイッチング素子Ｑ２５をオフさせてもよい。
なお、スイッチング素子Ｑ２５がＭＯＳＦＥＴの場合、整流素子Ｄ２３はなくてもよい。ＭＯＳＦＥＴ自身が持っているボディダイオードを利用できるからである。

チョークコイルＬ２２から放出されるコイル電流の還流が終了するタイミング（またはそれよりも早いタイミング）で、スイッチング素子Ｑ２５をオフさせることにより、同期整流を止める。整流素子Ｄ２３が非導通になるタイミングと同じ動作になるので、平滑コンデンサＣ２６→チョークコイルＬ２２→平滑コンデンサＣ２６の方向に電流が流れることを防ぐことができる。

制御ＩＣ１２１は、チョークコイルＬ２２から放出されるコイル電流が還流し、その還流電流の減少に伴って補助巻線Ｌ４１の電圧が低下することを利用して、還流電流の終了を検出する。制御ＩＣ１２１は、その後、少し時間を空けて、スイッチング素子Ｑ２１をオンさせる。
これにより、降圧回路１２０は、全波整流後の入力電圧が出力電圧よりも大きい区間では、連続モードと不連続モードが切り替わる境目の状態である臨界モードで動作する。
全波整流された正弦波電圧が高い区間である場合、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が高く、スイッチング素子Ｑ２５のゲート閾電圧を超える。このため、スイッチング素子Ｑ２５がＯＮになる。整流素子Ｄ２３に流れる還流するコイル電流が、スイッチング素子Ｑ２５の方にバイパスされるので、電気効率が向上する。
全波整流された正弦波電圧が低い区間である場合、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が低く、スイッチング素子Ｑ２５のゲート閾電圧を超えない。このため、スイッチング素子Ｑ２５はオフしたままとなり、整流素子Ｄ２３に還流するコイル電流が流れる。同期整流を止めておくことにより、平滑コンデンサＣ２６からチョークコイルＬ２２への電流の逆流を防ぐ。ＭＯＳＦＥＴよりも損失が大きい整流素子Ｄ２３を還流するコイル電流が流れることになるが、正弦波電圧が低い区間で流れる電流が小さいので、電源回路１００全体としてみれば、同期整流を行わなくても電気効率に影響を与えない。

この発明にかかる電源回路１００によれば、照明装置８００に用いる電力変換（定電流駆動）を行いながら、力率改善を同時に行うとともに、整流素子Ｄ２３の同期整流を行うことにより、電気効率を向上させることができる。
補助巻線Ｌ７１によりスイッチング素子Ｑ２５を駆動することで、全波整流された正弦波電圧の周期の中で、電圧が高い範囲の区間でのみ還流ダイオード（整流素子Ｄ２３）の同期整流をおこなう。
チョークコイルＬ２２に流れる電流は、全波整流された正弦波電圧の周期で追従して増減する。補助巻線Ｌ７１に発生する電圧は、チョークコイルＬ２２に流れる電流と、チョークコイルＬ２２と補助巻線Ｌ７１との巻数比によって決まり、全波整流された正弦波電圧が高い区間で高くなり、低い区間で低くなる。
補助巻線Ｌ７１に発生する電圧で、スイッチング素子Ｑ２５を駆動することにより、全波整流された正弦波電圧の周期の中で電圧が高く流れる電流が多い区間のみ同期整流をおこない、全波整流された正弦波電圧の周期の中で電圧が低く流れる電流が少ない区間では同期整流をおこなわない。
スイッチング素子Ｑ２５を必要以上の電圧で駆動することなく、本来の還流ダイオードと同じ作用を果たすように、チョークコイルＬ２２から放出されるコイル電流が還流し終わった時点で、スイッチング素子Ｑ２５をオフさせることができ、平滑コンデンサＣ２６→チョークコイルＬ２２→整流素子Ｄ２３の方向に電流が流れることを防ぐことができる。これにより、電源回路１００の電気効率を向上させることができる。

整流素子Ｄ２３をスイッチング素子Ｑ２５で同期整流することにより、次のような電力損失の低減効果がある。
整流素子Ｄ２３は、例えばダイオードである。ダイオードの電力損失は、順方向電圧×順方向電流である。例えば、順方向電圧が１．０Ｖ、順方向電流が０．５Ａであれば、ダイオードの電力損失は０．５Ｗである。
ＭＯＳＦＥＴの電力損失は、オン抵抗×電流の二乗である。例えば、オン抵抗が０．０５Ω、電流が０．５Ａであれば、ＭＯＳＦＥＴの電力損失は０．０１２５Ｗである。
このため、ダイオードの代わりに、例えばＭＯＳＦＥＴなど別の半導体素子を導通させて、チョークコイルＬ２２に蓄えられたエネルギーを還流させることにより、電力損失を大幅に低減できる。この動作のことを一般に同期整流という。

チョークコイルＬ２２のコイル電流の還流が終了したタイミング、つまり、ゼロクロスのタイミングで制御ＩＣ１２１がスイッチング素子Ｑ２１をオンさせる。これにより、降圧回路１２０は、スイッチング素子Ｑ２１でのスイッチング損失を減らすことができるとともに、整流素子Ｄ２３に逆回復電流が流れることによるリカバリー損失を減らすことができる。これにより、電力損失が削減されるので、電源回路１００の電気効率を向上させることができる。

実施の形態２．
実施の形態２について、図６〜図７を用いて説明する。
なお、実施の形態１と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。

図６は、この実施の形態における直流直流変換回路１２２の回路構成の一例を示す回路構成図である。
照明装置８００の回路構成は、直流直流変換回路１２２を除いて、実施の形態１と同様である。
直流直流変換回路１２２は、制御信号生成回路１２５を有する。

制御信号生成回路１２５（検出回路）は、スイッチング素子Ｑ２５をオンオフする制御信号を生成する回路である。実施の形態１では、補助巻線Ｌ７１が、制御信号生成回路１２５として機能している。この実施の形態における制御信号生成回路１２５は、補助巻線Ｌ７１に加え、コンデンサＣ７２、整流素子Ｄ７３、２つの分圧抵抗Ｒ７４，Ｒ７５を有する。
コンデンサＣ７２は、入力されるパルス状の電圧波形の交流成分のみを通過させる。分圧抵抗Ｒ７４は、ゲートに流入する電流のピークを抑える。分圧抵抗Ｒ７４を通過した交流成分の電流は、スイッチング素子Ｑ２５のゲート−ソース間の入力容量（図５で説明したゲート端子Ｇに接続したコンデンサ）を充電する。分圧抵抗Ｒ７５や整流素子Ｄ７３は、スイッチング素子Ｑ２５がオフする際にゲート電荷の引き抜きを早める。
制御信号生成回路１２５は、分圧抵抗Ｒ７５の両端電圧を制御信号とする。スイッチング素子Ｑ２５は、分圧抵抗Ｒ７５の両端電圧を制御信号として入力する。

補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が正の電圧の場合、スイッチング素子Ｑ２５の入力容量を充電することになり、分圧抵抗Ｒ７５の両端電圧が所定の閾値電圧より高い場合、スイッチング素子Ｑ２５はオンになる。
補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が負の電圧の場合、整流素子Ｄ７３が導通するため、スイッチング素子Ｑ２５の入力容量に充電された電荷を引き抜くことになり、分圧抵抗Ｒ７５の両端電圧は低下するので、スイッチング素子Ｑ２５はオフになる。

図７は、この実施の形態における直流直流変換回路１２２の各部の電圧値の一例を示す波形図である。
横軸は、時刻を表わす。縦軸は、電圧を表わす。なお、図３と共通の部分は、説明を省略する。
実線で示した電圧７２３ａ〜７２３ｃは、補助巻線Ｌ７１の両端電圧を表わす。実線で示した電圧７２４ａ〜７２４ｃは、分圧抵抗Ｒ７５の両端電圧を表わす。

補助巻線Ｌ７１の両端には、チョークコイルＬ２２の両端電圧に比例する電圧が発生する。
補助巻線Ｌ７１の両端電圧が正の場合、整流素子Ｄ７３がオフになるので、コンデンサＣ７２を介して、交流成分の電流が流れて、スイッチング素子Ｑ２５の入力容量を充電する。スイッチング素子Ｑ２５は、入力容量を充電されて、ゲート電圧が閾電圧を超えるとオンする。その後、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧が、分圧抵抗Ｒ７４と分圧抵抗Ｒ７５で分圧するようになると、交流成分がなくなるため、コンデンサＣ７２を通過できなくなる。
補助巻線Ｌ７１の両端電圧が負の場合、整流素子Ｄ７３がオンになり、コンデンサＣ７２の両端が短絡される。コンデンサＣ７２の両端電圧はほぼ０になり、分圧抵抗Ｒ７５の両端電圧は、０になる。
０の電圧がゲート端子に加わるので、スイッチング素子Ｑ２５はオフする。

時刻７６２（または時刻７６５）において、スイッチング素子Ｑ２１がオフになると、チョークコイルＬ２２の両端電圧が負になり、補助巻線Ｌ７１の両端電圧が正になり、分圧抵抗Ｒ７５の両端電圧が、スイッチング素子Ｑ２５の閾値電圧を超えて、スイッチング素子Ｑ２５がオンになる。
その後も、分圧抵抗Ｒ７５の両端電圧は、スイッチング素子Ｑ２５の入力容量を充電しつづけ、補助巻線Ｌ７１に発生する電圧を分圧抵抗Ｒ７４と分圧抵抗Ｒ７５で分圧した電圧になって止まる。
このように、スイッチング素子Ｑ２５のオンでは、分圧抵抗Ｒ７４と分圧抵抗Ｒ７５で分圧されるので、必要以上の電圧をゲートに加えないようにし、オフでは、整流素子Ｄ７３が導通することで素早く、０の電圧を加えるようにしている。
こうすることで、スイッチング素子Ｑ２５を素早く、オフさせることができる。

以上のように、制御信号生成回路１２５は、補助巻線Ｌ７１の両端に発生した電圧をそのまま制御信号とする構成であってもよいし、補助巻線Ｌ７１の両端に発生した電圧に基づいて生成した電圧を制御信号とする構成であってもよい。
例えば、制御信号生成回路１２５は、ツェナーダイオードなどの定電圧ダイオードを有し、スイッチング素子Ｑ２５のゲート端子に所定電圧値以上の電圧が印加されないよう、一定電圧をクランプする構成であってもよい。
あるいは、制御信号生成回路１２５は、補助巻線Ｌ７１の両端に発生した電圧をパルストランスなどに通し、電気的に絶縁して、スイッチング素子Ｑ２５に印加する構成であってもよい。

電源回路１００は、力率改善と電力変換の二つの機能を同時に行う一段構成の電源回路であり、負荷回路（光源回路８１０）を定電流駆動することができる。還流電流が流れるタイミングでダイオード（整流素子Ｄ２３）の同期整流を行うことで、更に電気効率を向上させることができる。

トランスＴ４０は、上記コイル（チョークコイルＬ２２）と、少なくとも２つの補助巻線Ｌ４１，Ｌ７１とを有する。
補助巻線の一つ（補助巻線Ｌ４１）は、上記制御回路（制御ＩＣ１２１）に接続され、上記コイルに流れる電流を検出する。
もう一つの補助巻線Ｌ７１は、上記第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）に接続され、上記コイルに流れる電流に追従して変動する電圧を発生させる。
第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）は、上記ダイオード（整流素子Ｄ２３）と並列に接続され、上記コイルから上記整流回路により整流された入力電圧の正弦波電圧が高い区間でのみ、放出されるコイル電流が還流する区間に、上記補助巻線に発生する電圧で駆動させることで上記ダイオードの同期整流をおこなう。

補助巻線Ｌ７１により第二スイッチング回路を駆動することで、全波整流された正弦波電圧が高い区間でのみダイオードの同期整流をおこなう。これにより、第二スイッチング回路を必要以上に高い電圧で駆動することなく、ダイオードの同期整流を行った際に第二スイッチング回路のオフが遅くなることが原因で発生する、出力側から入力側への電流の逆流を防ぐことができる。

検出回路は、上記チョークコイルＬ２２と磁気結合した補助巻線Ｌ７１と、コンデンサＣ７２と、抵抗（分圧抵抗Ｒ７４，Ｒ７５）とによって形成された閉回路を有する。
第二スイッチング回路（スイッチング素子Ｑ２５）は、上記抵抗の両端電圧が所定の閾値より大きい場合に、導通状態となる。

検出回路は、上記コンデンサＣ７２に対して並列に電気接続し、上記チョークコイルＬ２２の両端電圧が上記平滑コンデンサＣ２５の両端電圧と逆極性である場合に遮断状態となる向きに電気接続した第二整流素子Ｄ７３を有する。

補助巻線Ｌ７１によりスイッチング素子Ｑ２５を駆動することで、全波整流された正弦波電圧が高い区間でのみ、整流素子Ｄ２３の同期整流をおこなう。これにより、スイッチング素子Ｑ２５を必要以上に高い電圧で駆動することなく、整流素子Ｄ２３の同期整流を行った際にスイッチング素子Ｑ２５のオフが遅くなるのを防ぎ、平滑コンデンサＣ２６→チョークコイルＬ２２→整流素子Ｄ２３の方向へ電流が流れることを防ぐことができる。

照明装置８００は、このような電源回路１００を搭載することにより、一つの電源回路で力率改善と定電流駆動を同時におこなうことができるとともに、電気効率を向上させることができる。

なお、スイッチング素子Ｑ２１やチョークコイルＬ２２を全波整流後の入力電圧の高電位側に接続しているので、パルストランスＴ２４を使って、制御ＩＣ１２１とスイッチング素子Ｑ２１の間を絶縁している。
降圧回路１２０の構成は一例であり、降圧回路（降圧コンバータ）であれば、スイッチング素子Ｑ２１やチョークコイルＬ２２の配置が異なる構成であってもよい。例えば、直流直流変換回路１２２は、スイッチング素子Ｑ２１やチョークコイルＬ２２を全波整流後の入力電圧の低電位側に接続する構成であってもよい。その場合、パルストランスＴ２４はなくてもよい。

１００ 電源回路、１１０ 全波整流回路、１２０ 降圧回路、１２１ 制御ＩＣ、１２２ 直流直流変換回路、１２３ 帰還回路、１２５ 制御信号生成回路、１２６ 入力電圧検出回路、１２７ 入力電流検出回路、１３０ 第一スイッチング回路、１５０ 電流検出回路、７１１〜７２４ 電圧、７３１〜７３４ 電流、７４１，７４２ 特性、７４３ 直線、７５１，７５２ 電圧、７６１〜７６６ 時刻、８００ 照明装置、８１０ 光源回路、８１１ 光源、Ａ６２ 誤差増幅器、ＡＣ 交流電源、Ｃ１１ 入力コンデンサ、Ｃ２６ 平滑コンデンサ、Ｃ６３，Ｃ７２ コンデンサ、Ｄ２３，Ｄ７３ 整流素子、ＤＢ ダイオードブリッジ、Ｌ２２ チョークコイル、Ｌ４１，Ｌ７１ 補助巻線、Ｌ８１，Ｌ８２ コイル、Ｑ２１，Ｑ２５ スイッチング素子、Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ７４，Ｒ７５ 分圧抵抗、Ｒ３３，Ｒ５１ 電流検出抵抗、Ｔ２４ パルストランス、Ｔ４０ トランス、Ｖ６１ 基準電圧源。

Claims (9)

1. チョークコイルと平滑コンデンサとを直列に電気接続した直列回路と、
   上記直列回路に対して直列に電気接続した第一スイッチング回路と、
   上記直列回路に対して並列に電気接続し、上記第一スイッチング回路が導通状態である場合に遮断状態となる向きに電気接続した整流素子と、
   上記チョークコイルを流れる電流により電圧を生成し、上記チョークコイルと磁気結合した補助巻線と、コンデンサと、抵抗とによって形成された閉回路を有する検出回路と、
   上記整流素子に対して並列に電気接続し、上記検出回路が生成した電圧に基づいて、上記整流素子の導通遮断に同期して導通遮断し、上記抵抗の両端電圧が、所定の閾値より大きい場合に、導通状態となる第二スイッチング回路とを有することを特徴とする電源回路。
2. 上記第二スイッチング回路は、上記検出回路が生成した電圧が所定の閾値より大きい場合に、導通状態となることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
3. 上記第二スイッチング回路は、上記補助巻線の両端電圧が所定の閾値より大きい場合に、導通状態となることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源回路。
4. 上記検出回路は、
   上記コンデンサに対して並列に電気接続し、上記チョークコイルの両端電圧が上記平滑コンデンサの両端電圧と逆極性である場合に遮断状態となる向きに電気接続した第二整流素子を有することを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の電源回路。
5. 上記電源回路は、
   交流電力を入力し、入力した交流電力の電圧波形を全波整流し、上記第一スイッチング回路を介して、全波整流した電力を上記直列回路に対して供給する整流回路を有することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の電源回路。
6. 上記電源回路は、
   上記整流回路の出力に並列に電気接続した入力コンデンサを有することを特徴とする請求項５に記載の電源回路。
7. 上記電源回路は、
   上記第一スイッチング回路の導通遮断を制御する制御回路を有し、
   上記制御回路は、上記第一スイッチング回路を流れる電流のピーク値または平均値の包絡線が、上記整流回路が全波整流した電圧波形に近似した波形となるよう、上記第一スイッチング回路を制御することを特徴とする請求項５または請求項６に記載の電源回路。
8. 上記電源回路は、
   上記第一スイッチング回路の導通遮断を制御する制御回路を有し、
   上記制御回路は、上記平滑コンデンサに対して並列に電気接続した負荷回路を流れる電流が所定の目標値になるよう、上記第一スイッチング回路を制御することを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれか１項に記載の電源回路。
9. 請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載の電源回路と、
   直流電力により点灯する光源を有し、上記平滑コンデンサに対して並列に電気接続した光源回路とを有することを特徴とする照明装置。

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