JP5998025B2 - 半導体集積回路およびその動作方法 - Google Patents

半導体集積回路およびその動作方法 Download PDF

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Description

本発明は、半導体集積回路およびその動作方法に関し、特に給電電力が小さく二次電池(バッテリ)の充電電流等の負荷電流が大きい場合においてＤＣ−ＤＣコンバータが停止する可能性を軽減するのに有効な技術に関するものである。
従来から、ＩＣカードに半導体集積回路とアンテナ・コイルとを搭載して、このＩＣカードの電源供給は、カードリーダー・カードライターと呼ばれる読み出し・書き込み装置からのＲＦ信号をアンテナ・コイルによる受信と整流回路による整流で行われるものである。このようにカード側に電源を持たないＩＣカードは自動改札システム、電子マネー、物流管理等で普及している。このようにこのＩＣカードはＲＦ給電される一方、ユニークな識別情報(ＩＤ情報)が内蔵不揮発性メモリに格納されているので、ＲＦＩＤカードと呼ばれる。また、自動改札システム、電子マネー等の分野で使用されるＩＣカードは、１３．５６ＭＨｚのＲＦ周波数を使用するＮＦＣ通信を使用するものである。尚、ＮＦＣは、Near Field Communicationの略称である。
一方、スマートフォン等の携帯機器に電源ケーブルを接続することなく、携帯機器を専用の充電テーブルに置くだけで携帯機器の充電が可能な「置くだけ充電」と呼ばれるワイヤレス給電システムが普及している。このワイヤレス給電システムは、スマートフォンと呼ばれる携帯電話の電池の消耗が大きいことに対応するものである。すなわち、スマートフォンは、インターネットとの親和性が高く、パーソナルコンピュータの機能をベースとした多機能携帯電話もしくは電話・メールにＰＤＡ機能が付加された多機能携帯電話であり、「スマフォ」、「スマホ」と略されることもある。ワイヤレス給電システムは業界団体のWireless Power Consortium (ＷＰＣ)によって策定されたＱｉ(チー)と呼ばれる国際標準規格に基づくもので、送信側機器と受信側機器の両者がそれぞれコイルを持つことで、電磁誘導方式により送信側機器から受信側機器への給電を可能とするものである。このワイヤレス給電システムの利点は、充電のために電源コネクターを抜き差しする必要が無く、特に携帯機器の電源コネクターのコネクターカバーを開け閉めする作業を省略することが可能となる。
一方、下記特許文献１の図２とそれに関係する開示には、ポート機器とモバイル機器との間でＮＦＣ通信を行うとともに、ポート機器からモバイル機器の二次電池(バッテリ)を充電するための非接触電力伝達を行うことが記載されている。モバイル機器はＮＦＣ通信用誘導コイルと充電用誘導コイルを有し、ＮＦＣ通信用誘導コイルはＮＦＣチップに接続され、充電用誘導コイルは充電用電力受信部とチャージコントローラと二次電池とに接続される。ポート機器はＮＦＣ通信用誘導コイルと充電用誘導コイルを有し、ＮＦＣ通信用誘導コイルはＮＦＣチップに接続され、充電用誘導コイルは充電用電力供給部に接続される。
また、下記特許文献１の図３とそれに関係する開示には、ポート機器とモバイル機器との間のＮＦＣ通信の動作タイミングとポート機器からモバイル機器の二次電池(バッテリ)を充電するための非接触電力伝達の動作タイミングとを時分割によって反復することが記載されている。時分割によってＮＦＣ通信の動作タイミングでは充電のための非接触電力伝達が非動作とされるので、非接触電力伝達からＮＦＣ通信へのノイズ等の信号品質の劣化を軽減することが可能となるものと推測される。
更に、下記特許文献１の図７とそれに関係する開示には、ポート機器とモバイル機器との間でＮＦＣ通信を行うとともにポート機器からモバイル機器の二次電池(バッテリ)の充電を行う他の非接触電力伝達方式が記載されている。モバイル機器はＮＦＣ通信用と充電用とに兼用される１個の誘導コイルを有し、この１個の誘導コイルは回路セレクタに接続され、回路セレクタはＮＦＣチップと充電用電力受信部とに接続される。回路セレクタはＮＦＣチップと充電用電力受信部の任意の一方を選択して、選択された一方は回路セレクタを介して１個の誘導コイルと接続される。また、ポート機器はＮＦＣ通信用と充電用とに兼用される１個の誘導コイルを有し、この１個の誘導コイルは回路セレクタに接続され、回路セレクタはＮＦＣチップと充電用電力供給部とに接続される。回路セレクタはＮＦＣチップと充電用電力供給部の任意の一方を選択して、選択された一方は回路セレクタを介して１個の誘導コイルと接続される。
更に下記特許文献２には、２種類以上の電源と選択的に接続されることによりバッテリを充電する電子機器において、電力供給を受けている電源との接続が解除されると速やかに他の電源と接続してバッテリの充電を開始するコントローラを使用することが記載されている。すなわち、コントローラによる制御は、ＡＣ電源からＡＣ接続部へ電流が供給されている間ではＡＣ電源によってバッテリを充電して、ＡＣ電源からＡＣ接続部へ電流が供給されず外部機器から外部機器接続部へ電流が供給されている間では外部機器の電源でバッテリを充電する。特にコントローラは、バッテリがＡＣ電源によって充電されている間に、外部機器接続部が外部機器に接続された場合に、外部機器と初期通信を行って外部機器を介してバッテリを充電するために必要な充電設定を行うものである。外部機器接続部は具体的にはＵＳＢ接続部であり、ＩＥＥＥ１３９４等の他の規格のインターフェースも採用可能であるとされている。電子機器がＡＣ電源と外部機器の両者と接続されている場合には、ＡＣ電源からの電流が外部機器からの電流よりも大きいので、コントローラはＡＣ電源によりバッテリを充電するものである。
また更に特許文献３には、電子機器の電源を省電力化するとともに電源回路等の制御を簡易化するために、システム機器の作動電力とバッテリの充電電力とを供給するＤＣ−ＤＣコンバータの制御部がシステム機器の作動電力とバッテリの充電電力との総和を略一定となるように制御することが記載されている。システム機器は、ＣＰＵやハードディスクドライブ、ＣＤ−ＲＯＭドライブ、ディスプレイユニット等を含むものである。
特開２００９−２５３６４９号 公報 特開２０１１−１５５８３０号 公報 特開２０００−２２８８３３号 公報
本発明者は本発明に先立って、スマートフォン等の携帯通信機器に搭載される二次電池(バッテリ)のためのワイヤレスすなわち非接触による充電方式の開発に従事した。
この開発において、本発明者は過去の携帯通信機器および過去の充電方式に関して、最初に検討を行った。
スマートフォンの以前の携帯電話にも、ＮＦＣ通信を使用するＩＣカードを利用する自動改札システム、電子マネー等の応用機能を実現するために、ＮＦＣ通信のためのアンテナ・コイルとＮＦＣチップとが搭載されていた。従って、スマートフォンの携帯電話にも、以前の携帯電話の方式を踏襲してＮＦＣ通信のためのアンテナ・コイルとＮＦＣチップとが搭載されている。しかし、以前のＮＦＣ通信の電力は、アンテナ・コイルとＮＦＣチップとを動作させる程度であり、携帯電話に搭載される二次電池(バッテリ)を充電可能な余力は無いものであった。
一方、業界団体ＷＰＣによって策定されたＱｉ規格は、ＮＦＣ通信の１３．５６ＭＨｚのＲＦ周波数より相当低い１００ＫＨｚ〜２００ＫＨｚの周波数を使用するものである。従って、Ｑｉ規格によるワイヤレス給電システムに準拠する二次電池(バッテリ)の充電方式をスマートフォン等の携帯電話に搭載するためには、Ｑｉ規格の低い周波数を受信するアンテナを以前のＮＦＣ通信のためのアンテナ・コイルと別個に携帯電話に搭載しなければならない。その結果、スマートフォン等の携帯電話には２種類のアンテナを搭載しなければならず、搭載スペースの確保が困難となると言う問題が本発明に先立った本発明者による検討によって明らかとされた。この問題を解決するために、本発明に先立った本発明者による開発では、上記特許文献１の図７とそれに関係する開示に記載されたように、ＮＦＣ通信用と充電用とに兼用される１個の誘導コイルをモバイル機器で使用する方式を採用するものとした。
更に、本発明に先立った本発明者による開発では、スマートフォン等の携帯電子機器の二次電池(バッテリ)の充電は、ＡＣ電源からのＡＣ電源電圧の整流・平滑で生成されるＡＣ−ＤＣ電源電圧とＵＳＢ接続からのＵＳＢ電源電圧と上述したワイヤレス給電システムのワイヤレス給電による電源電圧等の複数の電源電圧により可能なことが要求された。また更に、複数の電源電圧の種々の電源電圧レベルから略一定のＤＣ電圧を生成する必要があり、略一定のＤＣ電圧はスマートフォン等の携帯電子機器の内部電子回路への動作電圧の生成や二次電池(バッテリ)の充電の生成に使用される。従って、略一定のＤＣ電圧の生成のために、高効率のＤＣ−ＤＣコンバータが採用されることが、本発明に先立った本発明者による開発で決定された。しかし、ワイヤレス給電システムのワイヤレス給電による送信側システムから受信側システムへの供給電力が受信システム側で消費する電力よりも小さい場合、例えば、予め受信システム側で設定されている二次電池(バッテリ)の充電電流がワイヤレス給電による供給電力よりも大きい場合、受信システム側は設定された充電電流量でバッテリの充電動作を行おうとする。しかし、ワイヤレス給電の供給電力が不十分であるために、ＤＣ−ＤＣコンバータの電源電圧が低下して、ＤＣ−ＤＣコンバータが停止する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータが停止すると、バッテリの充電を行うことが不可能となるという問題が、本発明に先立った本発明者による検討によって明らかとされた。
このような課題を解決するための手段等を以下に説明するが、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
本願において開示される代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち代表的な実施の形態による半導体集積回路(２１２)は、入力端子(Ｔ１)と、ＤＣ−ＤＣコンバータ(２１２１)と、出力端子(Ｔ３、Ｔ４)と、電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)と、電流制限回路(２１２４１)と、入力電圧検出回路(２１２４２)とを具備する。
入力端子(Ｔ１)には、ＲＦ受信信号の整流・平滑によって生成されるＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)が供給可能とされる。
ＤＣ−ＤＣコンバータ(２１２１)は、入力端子(Ｔ１)に供給されるＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)から、所望の電圧レベルを有するＤＣ出力電圧(ＶＤＤＯＵＴ２)をコンバータ出力端子(Ｔ６)から生成する。
出力端子(Ｔ３、Ｔ４)は、ＤＣ出力電圧(ＶＤＤＯＵＴ２)を使用して外部のバッテリ(２６)の充電もしくは外部の受電側システム(３)の給電が可能とされる。
電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)は、出力端子(Ｔ３、Ｔ４)とＤＣ−ＤＣコンバータ(２１２１)のコンバータ出力端子(Ｔ６)との間の電気的導通を可能とする。
電流制限回路(２１２４１)は、コンバータ出力端子(Ｔ６)から出力端子(Ｔ３、Ｔ４)に流れる電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の負荷電流の電流制限を実行する。
入力電圧検出回路(２１２４２)は、入力端子(Ｔ１)に供給されるＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)のレベル検出によって入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)を生成して、当該入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)を電流制限回路(２１２４１)に供給する。
電流制限回路(２１２４１)は入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)に応答して、電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の電流制限による最大電流(Ｉ＿ｌｉｍｉｔ)の値を制御する。
入力端子(Ｔ１)に供給されるＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)が低レベルである場合には、電流制限回路(２１２４１)は電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の電流制限による最大電流(Ｉ＿ｌｉｍｉｔ)を小さな電流に制御することを特徴とするものである(図５参照)。
本願において開示される実施の形態のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
すなわち、本半導体集積回路(２１２)によれば、給電電力が小さく負荷電流が大きい場合においてＤＣ−ＤＣコンバータが停止する可能性を軽減することができる。
図１は、実施の形態１によるバッテリ充電制御動作を実行する半導体集積回路２１２が搭載された多機能携帯電話のためのワイヤレス電力伝送システムの構成を示す図である。 図２は、図１に示した実施の形態１によるバッテリ充電制御のための半導体集積回路２１２の構成を示す図である。 図３は、図２に示した実施の形態１によるバッテリ充電制御のための半導体集積回路２１２の外部端子の機能を示す図である。 図４は、図２に示した実施の形態１によるバッテリ充電制御のための半導体集積回路２１２の受電側システム３への給電と２次電池２６の充電のための基本的な構成を示す図である。 図５は、図４に示した実施の形態１によるバッテリ充電制御のための半導体集積回路２１２の受電側システム３への給電と２次電池２６の充電のための詳細な構成を示す図である。 図６は、図４と図５とに示した実施の形態１による電流制限回路２１２４１の電流制限動作の特性を示す図である。 図７は、図４と図５に示した実施の形態１による電流制限回路２１２４１の電流制限動作の特性によって実現されるスイッチＳＷ２の合計電流Ｉ_limitの特性を示す図である。 図８は、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルに応答した電流制限動作を実行する電流制限回路２１２４１をバッテリ充電制御の半導体集積回路２１２が具備しない場合における半導体集積回路２１２の動作を示す図である。 図９は、図４と図５とに示した実施の形態１による供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルに応答した電流制限動作を実行する電流制限回路２１２４１をバッテリ充電制御の半導体集積回路２１２が具備する場合における半導体集積回路２１２の動作を示す図である。 図１０は、ワイヤレス給電によって中間レベルまたは高レベルのＤＣ電源電圧ＶＩＮが供給端子Ｔ１に供給される状態でスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の電流制限電流を抵抗ＲICHGによって調整される最大バッテリ電流よりも高く設定した場合の半導体集積回路２１２の動作を示す図である。 図１１は、ワイヤレス給電によって中間レベルまたは高レベルのＤＣ電源電圧ＶＩＮが供給端子Ｔ１に供給される状態で抵抗ＲICHGによって調整される最大バッテリ電流をスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の電流制限電流よりも高く設定した場合の半導体集積回路２１２の動作を示す図である。
１．実施の形態の概要
まず、本願において開示される代表的な実施の形態についてその概要を説明する。代表的な実施の形態の概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号は、それが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
〔１〕代表的な実施の形態による半導体集積回路(２１２)は、入力端子(Ｔ１)と、ＤＣ−ＤＣコンバータ(２１２１)と、出力端子(Ｔ３、Ｔ４)と、電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)と、電流制限回路(２１２４１)と、入力電圧検出回路(２１２４２)とを具備する。
前記入力端子(Ｔ１)には、ＲＦ受信信号の整流・平滑によって生成されるＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)が供給可能とされる。
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(２１２１)は、前記入力端子(Ｔ１)に供給される前記ＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)から、所望の電圧レベルを有するＤＣ出力電圧(ＶＤＤＯＵＴ２)をコンバータ出力端子(Ｔ６)から生成可能とされる。
前記出力端子(Ｔ３、Ｔ４)は、前記ＤＣ出力電圧(ＶＤＤＯＵＴ２)を使用して外部のバッテリ(２６)の充電もしくは外部の受電側システム(３)の給電が可能とされる。
前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)は、前記出力端子(Ｔ３、Ｔ４)と前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(２１２１)の前記コンバータ出力端子(Ｔ６)との間の電気的導通を可能とする。
前記電流制限回路(２１２４１)は、前記コンバータ出力端子(Ｔ６)から前記出力端子(Ｔ３、Ｔ４)に流れる前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の負荷電流の電流制限を実行する。
前記入力電圧検出回路(２１２４２)は、前記入力端子(Ｔ１)に供給される前記ＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)のレベル検出によって入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)を生成して、当該入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)を前記電流制限回路(２１２４１)に供給する。
前記電流制限回路(２１２４１)は前記入力電圧検出回路(２１２４２)から供給される前記入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)に応答して、前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の前記電流制限による最大電流(Ｉ＿ｌｉｍｉｔ)の値を制御する。
前記入力端子(Ｔ１)に供給される前記ＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)が高レベルである場合には、前記電流制限回路(２１２４１)は前記入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)に応答して前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の前記電流制限による最大電流(Ｉ＿ｌｉｍｉｔ)の前記値を大きい電流に制御する。
前記入力端子(Ｔ１)に供給される前記ＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)が前記高レベルよりも低い低レベルである場合には、前記電流制限回路(２１２４１)は前記入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)に応答して前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の前記電流制限による最大電流(Ｉ＿ｌｉｍｉｔ)の前記値を前記大きい電流よりも小さい電流に制御することを特徴とする(図５参照)。
前記実施の形態によれば、給電電力が小さく負荷電流が大きい場合においてＤＣ−ＤＣコンバータが停止する可能性を軽減することができる。
好適な実施の形態では、前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)は、ソースとドレインが前記コンバータ出力端子(Ｔ６)と前記出力端子(Ｔ３、Ｔ４)にそれぞれ接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ１)であることを特徴とするものである(図５参照)。
他の好適な実施の形態は、前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の前記ＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ１)のゲートが前記電流制限回路(２１２４１)によって制御されることを特徴とする(図５参照)。
更に他の好適な実施の形態では、前記電流制限回路(２１２４１)は、制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ２)と検出抵抗(Ｒ＿ｌｉｍｉｔ)と差動増幅器(２１２４１１)とを含む。
前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ２)のソースとドレインとは、前記コンバータ出力端子(Ｔ６)と前記検出抵抗(Ｒ＿ｌｉｍｉｔ)の一端にそれぞれ接続され、前記検出抵抗(Ｒ＿ｌｉｍｉｔ)の他端は接地電位に接続される。
前記差動増幅器(２１２４１１)の第１反転入力端子(−)と第２反転入力端子(−)と非反転入力端子(＋)には、基準電圧(ＶＲＥＦ＿Ｕ)と前記入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)と前記検出抵抗(Ｒ＿ｌｉｍｉｔ)の前記一端の検出電圧(Ｖ＿ｌｉｍｉｔ)とがそれぞれ供給される。
前記ＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ１)の前記ゲートと前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ２)のゲートとは、前記差動増幅器(２１２４１１)の出力信号により制御される。
前記差動増幅器は前記第１反転入力端子の前記基準電圧と前記第２反転入力端子の前記入力電圧検出信号のうちの低レベルの電圧レベルを選択して、当該選択された低レベルの電圧レベルに非反転入力端子の前記検出電圧が一致するように前記差動増幅器の前記出力信号が前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ２)のドレイン電流を制御することを特徴とする(図５参照)。
より好適な実施の形態では、前記第１反転入力端子(−)の前記基準電圧(ＶＲＥＦ＿Ｕ)が前記第２反転入力端子(−)の前記入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)より低レベルである場合には、前記基準電圧(ＶＲＥＦ＿Ｕ)に前記検出電圧(Ｖ＿ｌｉｍｉｔ)が一致するように前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ２)のドレイン電流が制御される。
前記第２反転入力端子(−)の前記入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)が前記第１反転入力端子(−)の前記基準電圧(ＶＲＥＦ＿Ｕ)より低レベルである場合には、前記入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)に前記検出電圧(Ｖ＿ｌｉｍｉｔ)が一致するように前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ２)のドレイン電流が制御されることを特徴とする(図５参照)。
他のより好適な実施の形態では、前記電流制限回路(２１２４１)は、第１オフセット電圧(Ｖｏｆｆｓｅｔ)と第２オフセット電圧(Ｖｏｆｆｓｅｔ)とを生成するオフセット電圧回路(２１２４１２)を更に含む。
前記第１オフセット電圧(Ｖｏｆｆｓｅｔ)と前記検出電圧(Ｖ＿ｌｉｍｉｔ)の第１合計電圧が前記差動増幅器(２１２４１１)の前記非反転入力端子(＋)に供給され、前記第２オフセット電圧(Ｖｏｆｆｓｅｔ)と前記基準電圧(ＶＲＥＦ＿Ｕ)の第２合計電圧が前記差動増幅器(２１２４１１)の前記第１反転入力端子(−)に供給されることを特徴とするものである(図５参照)。
更に他のより好適な実施の形態では、前記電流制限回路(２１２４１)は、電圧比較増幅器(ＡＭＰ)と比較制御トランジスタ(ＭＮ４)とを有する電圧制御回路(２１２４１３)を更に含む。
前記電圧比較増幅器(ＡＭＰ)の第１入力端子と第２入力端子とは、前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の前記ＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ１)の前記ドレインと前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ２)の前記ドレインとにそれぞれ接続される。
前記電圧比較増幅器(ＡＭＰ)の出力端子は前記比較制御トランジスタ(ＭＮ４)の制御入力端子に接続され、前記比較制御トランジスタ(ＭＮ４)の出力電流経路は前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタ(ＭＰ２)の前記ドレインと前記検出抵抗(Ｒ＿ｌｉｍｉｔ)の前記一端との間に接続されたことを特徴とする(図５参照)。
別のより好適な実施の形態では、前記入力電圧検出回路(２１２４２)は、第１分圧抵抗(Ｒ１)と、第２分圧抵抗(Ｒ２)とを含む。
前記第１分圧抵抗(Ｒ１)の一端には前記入力端子(Ｔ１)に供給される前記ＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)が供給され、前記第１分圧抵抗(Ｒ１)の他端は前記第２分圧抵抗(Ｒ２)の一端に接続され、前記第２分圧抵抗(Ｒ２)の他端は接地電位に接続される。
前記入力電圧検出回路(２１２４２)の前記第１分圧抵抗(Ｒ１)の前記他端と前記第２分圧抵抗(Ｒ２)の前記一端との接続ノードから、前記入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)が生成されることを特徴とする(図５参照)。
更に別のより好適な実施の形態による半導体集積回路(２１２)は、抵抗素子(ＲＬＰＦ)と容量素子(ＣＬＰＦ)とを含むローパスフィルタ(２１２４３)を更に具備する。
前記入力電圧検出回路(２１２４２)から生成される前記入力電圧検出信号が前記ローパスフィルタ(２１２４３)の入力端子に供給され、前記ローパスフィルタ(２１２４３)の出力端子に伝達される前記入力電圧検出信号が前記電流制限回路(２１２４１)の前記第２反転入力端子(−)供給されることを特徴とする(図５参照)。
具体的な実施の形態では、前記入力端子(Ｔ１)には、ＮＦＣ通信によるＲＦ信号とワイヤレス給電によるＲＦ信号とが時分割で供給可能とされることを特徴とするものである(図１、図２参照)。
他の具体的な実施の形態では、前記半導体集積回路(２１２)は、前記入力端子(Ｔ１)と前記出力端子(Ｔ３、Ｔ４)との間に接続された前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(２１２１)と並列に接続されたリニア・レギュレータ(２１２２)を更に具備する。
前記リニア・レギュレータ(２１２２)は、前記入力端子(Ｔ１)の前記ＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)の供給に応答して即座動作するものである。
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(２１２１)は、前記リニア・レギュレータ(２１２２)よりも高い電力効率を有するスイッチングレギュレータとして動作することを特徴とするものである(図２参照)。
より具体的な実施の形態では、前記入力端子(Ｔ１)に第１ショットキーダイオード(Ｄ１)を介して前記ＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)と第２ショットキーダイオード(Ｄ２)を介してＡＣ電源接続インターフェース(２４)のＡＣ−ＤＣ変換電圧とが供給可能なように、前記入力端子(Ｔ１)が構成されたことを特徴とする(図２参照)。
最も具体的な実施の形態では、前記半導体集積回路(２１２)は、他の入力端子(Ｔ２)とスイッチ(ＳＷ３)とを更に具備する。
前記他の入力端子(Ｔ２)にＵＳＢ接続インターフェース(２３)のＵＳＢ電源電圧が供給可能なように、前記他の入力端子(Ｔ２)が構成される。
前記スイッチ(ＳＷ３)の一端と他端とは、前記他の入力端子(Ｔ２)と前記出力端子(Ｔ３、Ｔ４)とにそれぞれ接続されたことを特徴とするものである(図２参照)。
〔２〕別の観点の代表的な実施の形態は、入力端子(Ｔ１)と、ＤＣ−ＤＣコンバータ(２１２１)と、出力端子(Ｔ３、Ｔ４)と、電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)と、電流制限回路(２１２４１)と、入力電圧検出回路(２１２４２)とを具備する半導体集積回路(２１２)の動作方法である。
前記入力端子(Ｔ１)には、ＲＦ受信信号の整流・平滑によって生成されるＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)が供給可能とされる。
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(２１２１)は、前記入力端子(Ｔ１)に供給される前記ＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)から、所望の電圧レベルを有するＤＣ出力電圧(ＶＤＤＯＵＴ２)をコンバータ出力端子(Ｔ６)から生成可能とされる。
前記出力端子(Ｔ３、Ｔ４)は、前記ＤＣ出力電圧(ＶＤＤＯＵＴ２)を使用して外部のバッテリ(２６)の充電もしくは外部の受電側システム(３)の給電が可能とされる。
前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)は、前記出力端子(Ｔ３、Ｔ４)と前記ＤＣ−ＤＣコンバータ(２１２１)の前記コンバータ出力端子(Ｔ６)との間の電気的導通を可能とする。
前記電流制限回路(２１２４１)は、前記コンバータ出力端子(Ｔ６)から前記出力端子(Ｔ３、Ｔ４)に流れる前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の負荷電流の電流制限を実行する。
前記入力電圧検出回路(２１２４２)は、前記入力端子(Ｔ１)に供給される前記ＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)のレベル検出によって入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)を生成して、当該入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)を前記電流制限回路(２１２４１)に供給する。
前記電流制限回路(２１２４１)は前記入力電圧検出回路(２１２４２)から供給される前記入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)に応答して、前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の前記電流制限による最大電流(Ｉ＿ｌｉｍｉｔ)の値を制御する。
前記入力端子(Ｔ１)に供給される前記ＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)が高レベルである場合には、前記電流制限回路(２１２４１)は前記入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)に応答して前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の前記電流制限による最大電流(Ｉ＿ｌｉｍｉｔ)の前記値を大きい電流に制御する。
前記入力端子(Ｔ１)に供給される前記ＤＣ入力電圧(ＶＩＮ)が前記高レベルよりも低い低レベルである場合には、前記電流制限回路(２１２４１)は前記入力電圧検出信号(ＶＩＮ＿ＤＩＶ)に応答して前記電源スイッチトランジスタ(Ｐａｔｈ＿ＳＷ)の前記電流制限による最大電流(Ｉ＿ｌｉｍｉｔ)の前記値を前記大きい電流よりも小さい電流に制御することを特徴とする(図５参照)。
前記実施の形態によれば、給電電力が小さく負荷電流が大きい場合においてＤＣ−ＤＣコンバータが停止する可能性を軽減することができる。
２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。
［実施の形態１］
《多機能携帯電話のためのワイヤレス電力伝送システムの構成》
図１は、実施の形態１によるバッテリ充電制御動作を実行する半導体集積回路２１２が搭載された多機能携帯電話のためのワイヤレス電力伝送システムの構成を示す図である。
図１に示した多機能携帯電話のためのワイヤレス電力伝送システムは、送電回路１と受電回路２と受電側システム３とによって構成されている。特に図１に示した多機能携帯電話のためのワイヤレス電力伝送システムでは、送電側アンテナコイル１３からのＲＦ信号が受信側アンテナコイル２５によって受信されることにより２次電池２６の充電と受電側システム３への電源供給とが実行される。
《送信側の送電回路》
図１に示したように、ワイヤレス電力伝送システムの送信側の送電回路１にはＡＣアダプタ１０を介してＡＣ電源が供給される。送電回路１は、マイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)１１と送電制御回路１２とによって構成され、マイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)１１は認証処理機能１１１と暗号処理機能１１２とを有し、送電制御回路１２は整流回路１２１とＲＦドライバ１２２を含み、ＲＦドライバ１２２は送電側アンテナコイル１３と接続される。
ＡＣアダプタ１０を介して供給されるＡＣ電源が整流回路１２１によって整流・平滑されることによって生成されるＤＣ電源電圧が、送電回路１のマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)１１とＲＦドライバ１２２等とに供給される。送電回路１のマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)１１の認証処理機能１１１と暗号処理機能１１２とは、受電回路２である多機能携帯電話のユーザーが正当な使用権利を有するユーザーか否か等を判断するための相互認証処理と通信データの改竄を防止するための暗号処理とをそれぞれ実行するものである。すなわち、送電回路１のマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)１１は、受電回路２に含まれるマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)２２の認証処理機能２２１と暗号処理機能２２２との間の通信プロトコルに関する暗号鍵の生成と保持と更新と削除等に関係する鍵管理動作を実行するものである。
その結果、送電回路１のマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)１１によって受電回路２である多機能携帯電話のユーザーが正当な使用権利を有するユーザーであることが判定されると、ＲＦドライバ１２２は図示しないＲＦ発振器から生成されるＲＦ発振出力信号に応答して送電側アンテナコイル１３に供給されるＲＦ駆動信号を生成する。更に、送電回路１のマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)１１からの認証処理と暗号処理との通信データは、ＲＦドライバ１２２と送電側アンテナコイル１３と受電側アンテナコイル２５を介して受電回路２に供給される。
《受信側の受電回路》
図１に示したように、ワイヤレス電力伝送システムの受信側の受電回路２は受電制御回路２１とマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)２２とによって構成され、マイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)２２は認証処理機能２２１と暗号処理機能２２２を有し、受電制御回路２１は整流回路２１１とバッテリ充電制御のための半導体集積回路２１２とを含むものである。
図１に示したワイヤレス電力伝送システムでは、最初に送電回路１のマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)１１と受電回路２のマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)２２との間で上述した通信プロトコルに従った通信が、送電側アンテナコイル１３と受電側アンテナコイル２５とを介して実行される。この通信のために、受電回路２では、受電制御回路２１とマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)２２との間でシリアル通信と電源供給等が可能とされたものである。送電回路１のマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)１１によって受電回路２である多機能携帯電話のユーザーが正当な使用権利を有するユーザーであることが判定されると、ＲＦドライバ１２２から生成されるＲＦ駆動信号が受電回路２に送電側アンテナコイル１３と受電側アンテナコイル２５とを介して供給される。
送電側アンテナコイル１３と受電側アンテナコイル２５とを介して供給されるＲＦ駆動信号が整流回路２１１によって整流・平滑されることによって生成されるＤＣ電源電圧が、半導体集積回路２１２とマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)２２に供給される。整流回路２１１から半導体集積回路２１２に供給されるＤＣ電源電圧は、２次電池２６の充電に使用されるとともに受電側システム３への電源供給にも使用される。
ワイヤレス電力伝送システムの受信側が多機能携帯電話である場合には、受電側システム３はアプリケーションプロセッサやベースバンドプロセッサや液晶表示ドライバＩＣやＲＦ信号処理半導体集積回路(ＲＦＩＣ)やメインメモリやフラッシュメモリ等の不揮発性メモリ等を含むものである。
また、ワイヤレス電力伝送システムの受信側がタブレットＰＣのような携帯型パーソナルコンピュータである場合には、受電側システム３は中央処理ユニット(ＣＰＵ)とハードディスク置き換えの大規模記憶容量のフラッシュメモリストレージを更に含むものである。
更にバッテリ充電制御とシステム電源供給のための半導体集積回路２１２には、整流回路２１１により生成されるＤＣ電源電圧以外にも、ＵＳＢ接続インターフェース２３からのＵＳＢ電源電圧とＡＣ電源接続インターフェース２４からのＡＣ電源電圧の整流・平滑により生成されるＡＣ−ＤＣ変換電源電圧とが供給可能とされる。従って、バッテリ充電制御とシステム電源供給とのための半導体集積回路２１２は、整流回路２１１のＤＣ電源電圧とＵＳＢ接続インターフェース２３のＵＳＢ電源電圧とＡＣ電源接続インターフェース２４のＡＣ−ＤＣ変換電源電圧の複数の電源電圧からバッテリ充電制御とシステム電源供給のための電源電圧を自動選択する機能を有するものである。尚、ＵＳＢは、Universal Serial Busの略である。
更に図１に示したワイヤレス電力伝送システムにおいて、送電側の送電回路１と受信側の受電回路２は、２次電池２６の充電と受電側システム３への電源供給のためのワイヤレス電力伝送(ワイヤレス給電)を実行するとともに、ポート機器としての送電側の送電回路１とモバイル機器としての受信側の受電回路２との間のＮＦＣ通信も実行する。更にＮＦＣ通信とワイヤレス給電とを時分割で実行することによって、モバイル機器としての受信側の受電回路２の２次電池２６の充電を実行しながら、ポート機器としての送電側の送電回路１とモバイル機器としての受信側の受電回路２との間のＮＦＣ通信を実行することが可能となる。このＮＦＣ通信によって、ポート機器としての送電側の送電回路１に接続される有線または無線によるインターネット環境をモバイル機器としての受信側の受電回路２が利用することが可能となる。
《バッテリ充電制御のための半導体集積回路の構成》
図２は、図１に示した実施の形態１によるバッテリ充電制御のための半導体集積回路２１２の構成を示す図である。
図２に示すように、バッテリ充電制御とシステム電源供給のための半導体集積回路２１２は、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１とリニア・レギュレータ２１２２とＵＳＢ種別検出回路２１２３と入力電圧選択回路２１２４と外部インターフェース２１２５と内蔵レギュレータ２１２６とゲート駆動制御回路２１２７とを含んでいる。更に、バッテリ充電制御とシステム電源供給のための半導体集積回路２１２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３とスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４とを含んでいる。
第１入力電圧１の供給端子Ｔ１には第１ショットキーダイオードＤ１を介して送電回路１のワイヤレス給電の電源電圧と第２ショットキーダイオードＤ２を介してＡＣ電源接続インターフェース２４のＡＣ−ＤＣ変換電源電圧とが供給され、第２入力電圧２の供給端子Ｔ２にはＵＳＢ接続インターフェース２３のＵＳＢ電源電圧が供給される。ショットキーダイオードＤ１、Ｄ２は、送電回路１のワイヤレス給電の電源電圧とＡＣ電源接続インターフェース２４のＡＣ−ＤＣ変換電源電圧との間で逆流防止素子として機能する一方、ＰＮ接合ダイオードと比較して低い順方向電圧で電源電圧を伝達する電圧伝達素子として機能する。尚、送電回路１のワイヤレス給電の電源電圧は５．５ボルトから２０ボルトの電圧であり、ＡＣ電源接続インターフェース２４のＡＣ−ＤＣ変換電源電圧は略７ボルトの電圧であり、ＵＳＢ接続インターフェース２３のＵＳＢ電源電圧は５ボルトの電圧である。
降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１には、外部端子ＤＤＯＵＴ１(Ｔ５)、ＤＤＯＵＴ２(Ｔ６)を介してインダクターＬ１と容量Ｃ１とが接続されている。従って、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１はリニア・レギュレータ２１２２よりも電源投入時の起動が遅いが、リニア・レギュレータ２１２２よりも高い電力効率を有するスイッチングレギュレータとして動作する。一方、リニア・レギュレータ２１２２は、電源投入の直後に即座に動作するシリーズレギュレータとして動作するものである。
すなわち、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１とリニア・レギュレータ２１２２は、５．５ボルトから２０ボルトの送電回路１のワイヤレス給電の電源電圧もしくは略７ボルトのＡＣ電源接続インターフェース２４のＡＣ−ＤＣ変換電源電圧から３．５ボルトから５ボルトのシステム供給電圧を生成する。従って、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１とリニア・レギュレータ２１２２からの５ボルトのシステム供給電圧は、スイッチＳＷ２、ＳＷ４と外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)とを介して受電側システム３に供給される一方、５ボルトのＵＳＢ接続インターフェース２３のＵＳＢ電源電圧は、スイッチＳＷ３と外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)とを介して受電側システム３に供給される。
ＵＳＢ種別検出回路２１２３は、ＵＳＢ接続インターフェース２３の差動データ信号Ｄ＋、Ｄ−のビットレートもしくは第２入力電圧２の供給端子Ｔ２の給電能力からＵＳＢ接続インターフェース２３がＵＳＢ１．１またはＵＳＢ１．０とＵＳＢ２．０とＵＳＢ３．０とのいずれの種別であるかを検出する。
入力電圧選択回路２１２４は起動時の動作モード選択のために第１入力電圧１の供給端子Ｔ１の電圧検出と第２入力電圧２の供給端子Ｔ２の供給端子の電圧検出とを実行して、更にスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のオンオフ制御と降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１、内蔵レギュレータ２１２６、ゲート駆動制御回路２１２７の制御とを実行する。更に入力電圧選択回路２１２４は、ＵＳＢ種別検出回路２１２３の制御を実行するとともに外部インターフェース２１２５を介してＵＳＢ種別検出回路２１２３によるＵＳＢ種別検出データをマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)２２と受電側システム３とに供給する機能を有するものである。
従って、外部インターフェース２１２５は、受電側システム３およびマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)２２とクロックおよびシリアルデータの双方向通信を実行する。
内蔵レギュレータ２１２６には、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１またはリニア・レギュレータ２１２２を介して送電回路１のワイヤレス給電の電源電圧またはＡＣ電源接続インターフェース２４のＡＣ−ＤＣ変換電源電圧が供給されるか、もしくはＵＳＢ接続インターフェース２３のＵＳＢ電源電圧が供給される。その結果、内蔵レギュレータ２１２６から１．８ボルトの動作電圧ＶＤＤ１８と３．０ボルトの動作電圧ＶＤＤ３０とが生成され、マイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)２２に供給される。
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３は入力電圧選択回路２１２４およびゲート駆動制御回路２１２７によってオン状態に駆動制御されることによって、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)の３．５ボルト〜５ボルトのシステム供給電圧を外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)を介して２次電池２６に供給することで、２次電池２６の充電が実行される。例えば、２次電池２６は多機能携帯電話等に内蔵されるリチウムイオン電池であって、その充電電流は略０．５Ａ〜１．０Ａの比較的大きな電流となる。
更にゲート駆動制御回路２１２７は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３が外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)と外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)との間で双方向に導通するようにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３のゲートを駆動する出力信号を生成する。従って、２次電池２６の充電が実行される期間では外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)から外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)へ２次電池２６の充電電流が流される一方、それと反対に２次電池２６の放電によるバッテリ動作期間では外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)から外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)へ２次電池２６の放電電流が流されるものである。また更にゲート駆動制御回路２１２７は、２次電池２６の充電動作と放電動作との間に充電電流と放電電流との電流制御を実行することよって過充電と過放電とを防止する機能を有するものである。
図２に示した実施の形態１によるバッテリ充電制御のための半導体集積回路２１２は、ＮＦＣ通信の期間においては降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の動作が停止されるように制御される。しかし、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１が停止している状態においても、リニア・レギュレータ２１２２が動作を継続するので、リニア・レギュレータ２１２２は主に入力電圧選択回路２１２４とマイクロコントローラユニット２２に電力を供給する。従って、入力端子Ｔ１に電源電圧の供給されている限り、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の動作が停止している状態においても、リニア・レギュレータ２１２２から入力電圧選択回路２１２４とマイクロコントローラユニット２２とに電力が供給されるものである。
《半導体集積回路の外部端子の機能》
図３は、図２に示した実施の形態１によるバッテリ充電制御のための半導体集積回路２１２の外部端子の機能を示す図である。
図３に示すように、第１入力電圧１の外部供給端子は、第１ショットキーダイオードＤ１または第２ショットキーダイオードＤ２を介して送電回路１のワイヤレス給電の電源電圧またはＡＣ電源接続インターフェース２４のＡＣ−ＤＣ変換電源電圧を供給する機能を有するものである。
更に、第２入力電圧２の外部供給端子は、ＵＳＢ接続インターフェース２３のＵＳＢ電源電圧を供給する機能を有している。
差動データ信号Ｄ＋の外部供給端子は、ＵＳＢ接続インターフェース２３の差動データの非反転入力信号Ｄ＋を供給する機能を有する。
更に、差動データ信号Ｄ−の外部供給端子は、ＵＳＢ接続インターフェース２３の差動データの反転入力信号Ｄ−を供給する機能を有する。
クロックの外部入出力端子は、外部インターフェース２１２５のクロックの双方向通信を実行する機能を有する。
更にシリアルデータの外部入出力端子は、外部インターフェース２１２５のシリアルデータの双方向通信を実行する機能を有する。
外部端子ＤＤＯＵＴ１は、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１でのスイッチングレギュレータ動作によるスイッチング出力信号を出力する機能を有する。
更に、外部端子ＤＤＯＵＴ２は、インダクターＬ１と容量Ｃ１とから構成されるローパスフィルタを通過した降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧を出力する機能を有する。
外部端子ＳＹＳは、受電側システム３へ電源電圧を出力する機能を有する。
外部端子ＢＡＴは、２次電池２６を接続する機能を有する。
外部端子ＶＤＤ１８は、１．８ボルトの動作電圧ＶＤＤ１８をマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)２２に出力する機能を有する。
外部端子ＶＤＤ３０は、３．０ボルトの動作電圧ＶＤＤ３０をマイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)２２に出力する機能を有する。
《給電および充電の基本的な構成》
図４は、図２に示した実施の形態１によるバッテリ充電制御のための半導体集積回路２１２の受電側システム３への給電と２次電池２６の充電のための基本的な構成を示す図である。
図４に示すように、送電側アンテナコイル１３からのＲＦ信号が受信側アンテナコイル２５によって受信され、受電側アンテナコイル２５のＲＦ信号が整流回路２１１によって整流・平滑されることによって生成されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが、ショットキーダイオードＤ１を介して半導体集積回路２１２の供給端子Ｔ１に供給される。供給端子Ｔ１には降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１が接続され、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１はＰＷＭ制御回路２１２１１とハイサイドスイッチとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１２１２とローサイドスイッチとしてのＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１２１３とを含んでいる。ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１２１２のソースにはＤＣ電源電圧ＶＩＮが供給され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１２１２のドレインとＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１２１３のドレインは外部端子ＤＤＯＵＴ１(Ｔ５)を介してインダクターＬ１の一端に接続され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１２１３のソースは外部接地端子ＤＤＧＮＤを介して接地電位に接続される。
ＰＷＭ制御回路２１２１１がＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１２１２のゲートとＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１２１３のゲートとをＰＷＭ駆動することによってインダクターＬ１の他端と容量Ｃ１の一端が接続された接続ノードに生成されるシステム供給電圧は、外部端子ＤＤＯＵＴ２(Ｔ６)を介してＰＷＭ制御回路２１２１１に負帰還端子に供給される。負帰還端子のシステム供給電圧が所定の電圧レベルとなるように、ＰＷＭ制御回路２１２１１はＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１２１２のオン期間とＮチャネルＭＯＳトランジスタ２１２１３のオン期間との比をＰＷＭ制御する。
外部端子ＤＤＯＵＴ２(Ｔ６)に生成される降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１からのシステム供給電圧は、スイッチＳＷ２を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷのソースに供給され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷのドレインは外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３のドレインとゲート駆動制御回路２１２７とに接続される。スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷのゲートは入力電圧選択回路２１２４に含まれた電流制限回路２１２４１に接続されているので、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷのソース・ドレイン経路に流れるシステム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流の最大値は電流制限回路２１２４１によって調整される。
外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)を介して２次電池２６にバッテリ充電電流を供給するためのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ３のゲートはゲート駆動制御回路２１２７に接続され、ゲート駆動制御回路２１２７には外部端子Ｔ１１を介して抵抗ＲICHGの一端が接続され、抵抗ＲICHGの他端は接地電位に接続される。その結果、抵抗ＲICHGの抵抗値を調整することにより、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ３のソース・ドレイン経路に流れるバッテリ充電電流の最大値を調整することが可能となる。
《給電および充電の詳細な構成》
図５は、図４に示した実施の形態１によるバッテリ充電制御のための半導体集積回路２１２の受電側システム３への給電と２次電池２６の充電のための詳細な構成を示す図である。
図５に示すように、図４に示した実施の形態１による半導体集積回路２１２の電流制限回路２１２４１は、差動増幅器２１２４１１とオフセット電圧回路２１２４１２とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２、ＭＰ３と電圧制御回路２１２４１３とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２、ＭＮ３と抵抗Ｒ_limitとを含んでいる。
スイッチＳＷ２を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のゲートにはＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２のゲートが接続され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の素子サイズとＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２の素子サイズはＭ：１の比に設定される。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソースとＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２のソースと抵抗Ｒ３の一端は外部端子ＤＤＯＵＴ２(Ｔ６)に接続され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のゲートとＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２のゲートと抵抗Ｒ３の他端はＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３のソースに接続される。
電圧制御回路２１２４１３は、電圧比較増幅器ＡＭＰとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４とを含む。電圧比較増幅器ＡＭＰの反転入力端子−はスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレインに接続され、電圧比較増幅器ＡＭＰの非反転入力端子＋はＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４のドレインとＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレインに接続される。
抵抗Ｒ_limitの一端は電圧制御回路２１２４１３のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４のソースとオフセット電圧回路２１２４１２の第１オフセット電圧Ｖoffsetの他端に接続され、抵抗Ｒ_limitの他端はＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３のドレイン・ソース経路を介して接地電位に接続される。オフセット電圧回路２１２４１２の第２オフセット電圧Ｖoffsetの他端に基準電圧ＶREF_Uが供給され、第１オフセット電圧Ｖoffsetの一端と第２オフセット電圧Ｖoffsetの一端とは差動増幅器２１２４１１の非反転入力端子＋と第１反転入力端子−にそれぞれ接続される。差動増幅器２１２４１１の第２反転入力端子−に、ローパスフィルタ２１２４３を介して入力電圧選択回路２１２４２から生成される入力電圧検出出力電圧ＶIN_DIVが供給される。差動増幅器２１２４１１の出力端子はＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３のゲートに接続され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３のドレインはＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２のドレイン・ソース経路を介して接地電位に接続される。
入力電圧検出回路２１２４２は抵抗Ｒ１、Ｒ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１とオフセット電流源Ｉoffsetとを含み、抵抗Ｒ１の一端には供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮが供給され、抵抗Ｒ１の他端はオフセット電流源Ｉoffsetの一端と抵抗Ｒ２の一端とに接続される。オフセット電流源Ｉoffsetの他端は接地電位に接続され、抵抗Ｒ２の他端はＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１のドレイン・ソース経路を介して接地電位に接続される。抵抗Ｒ１の他端と抵抗Ｒ２の一端との接続ノードから生成される検出電圧は、ローパスフィルタ２１２４３の入力端子に供給される。
ローパスフィルタ２１２４３は抵抗ＲLPFと容量ＣLPFとを含み、抵抗ＲLPFの一端はローパスフィルタ２１２４３の入力端子に接続されて、抵抗ＲLPFの他端はローパスフィルタ２１２４３の出力端子と容量ＣLPFの一端とに接続され、容量ＣLPFの他端は接地電位に接続される。
入力電圧検出回路２１２４２のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲートと電流制限回路２１２４１のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２、ＭＮ３のゲートに、オン・オフ制御信号が供給される。入力電圧検出回路２１２４２と電流制限回路２１２４１とを活性状態に設定する場合には、ハイレベルのオン・オフ制御信号によって入力電圧検出回路２１２４２のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１と電流制限回路２１２４１のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２、ＭＮ３とはオン状態に制御され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１、ＭＰ２は活性状態に制御される。入力電圧検出回路２１２４２と電流制限回路２１２４１とを非活性状態に設定する場合には、ローレベルのオン・オフ制御信号によって入力電圧検出回路２１２４２のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１と電流制限回路２１２４１のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ２、ＭＮ３とはオフ状態に制御され、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１、ＭＰ２は非活性状態に制御される。
電流制限回路２１２４１は、スイッチＳＷ２を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れるシステム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流の最大値を制限する電流制限動作を次のように実行する。すなわち、電流制限回路２１２４１は、差動増幅器２１２４１１の第１反転入力端子−と第２反転入力端子−との低レベルの電圧レベルを選択して、選択された低レベルの電圧レベルに差動増幅器２１２４１１の非反転入力端子＋の電圧レベルが一致するように、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレイン電流を制御する。
電流制限回路２１２４１のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２とスイッチＳＷ２を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１とは、カレントミラーの入力トランジスタと出力トランジスタとしてそれぞれ機能する。カレントミラーの入力トランジスタとして機能するＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレイン電流が電流制限回路２１２４１によって制御されることによって、カレントミラーの出力トランジスタとして機能するＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレイン電流が設定される。一方、電流制限回路２１２４１の電圧制御回路２１２４１３は、カレントミラーの入力トランジスタとして機能するＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレイン電圧とカレントミラーの出力トランジスタとして機能するＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレイン電圧とが一致するようにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレイン電圧を負帰還制御する。その結果、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレイン電流とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレイン電流との比は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の素子サイズとＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２の素子サイズの比Ｍ：１の比によって正確に設定されるものとなる。
《ＤＣ電源電圧が低レベルである場合の電流制限動作》
供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが低レベルである場合には、差動増幅器２１２４１１の第１反転入力端子−に供給される第２オフセット電圧Ｖoffsetと基準電圧ＶREF_Uとの合計電圧Ｖoffset＋ＶREF_Uよりも差動増幅器２１２４１１の第２反転入力端子−の入力電圧検出出力電圧ＶIN_DIVの電圧が低レベルとなる。その結果、差動増幅器２１２４１１の非反転入力端子＋の電圧レベルである抵抗Ｒ_limitの電流制限検出電圧Ｖ_limitと第１オフセット電圧Ｖoffsetの合計電圧Ｖoffset＋Ｖ_limitが、差動増幅器２１２４１１の第２反転入力端子−の低レベルの入力電圧検出出力電圧ＶIN_DIVに一致するように制御される。すなわち、低レベルの入力電圧検出出力電圧ＶIN_DIVに応答した差動増幅器２１２４１１によるＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレイン電流の制御によって、スイッチＳＷ２を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流の最大値が低レベルに調整される。尚、このＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流は、システム給電電流とバッテリ充電電流との合計電流である。その結果、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが低レベルでワイヤレス給電の給電電力が小さく２次電池２６の充電電流等の負荷電流が大きい場合において、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１が停止する可能性を軽減することが可能となる。
すなわち、システム給電電流とバッテリ充電電流との合計電流は、図４から理解されるように、スイッチＳＷ２を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷのソース・ドレイン経路と降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１と第１入力電圧１の供給端子Ｔ１とを介して、整流回路２１１と受信側アンテナコイル２５から供給される。ＮＦＣ通信の通信動作期間等のように、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮが低レベルであり整流回路２１１と受信側アンテナコイル２５とからの給電能力が低レベルである場合に、もしも図４と図５に示した電流制限回路２１２４１による電流制限動作で制御されない大電流の合計電流が流れると、整流回路２１１と受信側アンテナコイル２５とのインピーダンスに大きな電圧降下を生成する。その結果、この大きな電圧降下によって供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮは降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の動作下限電圧より低い電圧レベルに低下するので、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のスイッチングによるコンバータ動作が停止するものとなる。
しかし、図４と図５とに示した実施の形態１による電流制限回路２１２４１の電流制限動作によってシステム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流の電流レベルが、入力電圧検出回路２１２４２とローパスフィルタ２１２４３とから生成される入力電圧検出出力電圧ＶIN_DIVの低レベルに従って低レベルに制御される。従って、整流回路２１１と受信側アンテナコイル２５のインピーダンスでの電圧降下が低減され、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮは降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の動作下限電圧より低い電圧レベルに低下しなくなるので、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１が停止する可能性を軽減することが可能となる。
ＤＣ電源電圧ＶＩＮが低レベルである場合には、上述したように、差動増幅器２１２４１１の非反転入力端子＋の電圧レベルである抵抗Ｒ_limitの電流制限検出電圧Ｖ_limitと第１オフセット電圧Ｖoffsetとの合計電圧Ｖoffset＋Ｖ_limitが、差動増幅器２１２４１１の第２反転入力端子−の低レベルの入力電圧検出出力電圧ＶIN_DIVに一致する。従って、下記(１)式が得られる。
Figure 0005998025
上記(１)式から、下記(２)式が得られる。
Figure 0005998025
《ＤＣ電源電圧が高レベルである場合の電流制限動作》
供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが高レベルである場合には、差動増幅器２１２４１１の第１反転入力端子−に供給される第２オフセット電圧Ｖoffsetと基準電圧ＶREF_Uとの合計電圧Ｖoffset＋ＶREF_Uよりも差動増幅器２１２４１１の第２反転入力端子−の入力電圧検出出力電圧ＶIN_DIVの電圧が高レベルとなる。その結果、差動増幅器２１２４１１の非反転入力端子＋の電圧レベルである抵抗Ｒ_limitの電流制限検出電圧Ｖ_limitと第１オフセット電圧Ｖoffsetの合計電圧が、差動増幅器２１２４１１の第１反転入力端子−に供給される第２オフセット電圧Ｖoffsetと基準電圧ＶREF_Uとの合計電圧に一致するように制御される。すなわち、基準電圧である合計電圧Ｖoffset＋ＶREF_Uに応答した差動増幅器２１２４１１によるＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレイン電流の制御によって、スイッチＳＷ２を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流の最大値が適正レベルに調整される。尚、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流は、システム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流である。その結果、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが高レベルでワイヤレス給電の給電電力が大きく２次電池２６の充電電流等の負荷電流が大きい場合において、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の消費電流が過大となることを防止することが可能となる。
供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが高レベルである場合には、上述したように抵抗Ｒ_limitの電流制限検出電圧Ｖ_limitと第１オフセット電圧Ｖoffsetの合計電圧Ｖoffset＋Ｖ_limitが、第２オフセット電圧Ｖoffsetと基準電圧ＶREF_Uとの合計電圧Ｖoffset＋ＶREF_Uに一致する。従って、下記(３)式が得られる。
Figure 0005998025
《電流制限動作の特性》
図６は、図４と図５とに示した実施の形態１による電流制限回路２１２４１の電流制限動作の特性を示す図である。
図４と図５とに示した実施の形態１による電流制限回路２１２４１の電流制限動作により決定されるスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れるシステム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流の電流レベルは、抵抗Ｒ_limitの電流制限検出電圧Ｖ_limitによって決定される。
供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが低レベルである場合には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流の電流レベルを決定する抵抗Ｒ_limitの電流制限検出電圧Ｖ_limitは、上記(２)式によって算出される。従って、図６の左側に示すように、ＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベル低下に応答して、抵抗Ｒ_limitの電流制限検出電圧Ｖ_limitは低下する。
例えば、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが所定値ＶＩＮ＿ｍｉｎに低下すると、電流制限検出電圧Ｖ_limitはゼロボルトに低下して、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流の電流レベルはゼロアンペアに低下する。更に図６の左側に示すように、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが所定値ＶＩＮ＿ｍｉｎよりも低レベルに低下しても、電流制限検出電圧Ｖ_limitはゼロボルトに維持されスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流の電流レベルはゼロアンペアに維持される。
図６には、整流回路２１１と受信側アンテナコイル２５のインピーダンスをゼロと想定した場合における降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のスイッチングによるコンバータ動作が停止する動作下限電圧ＶＤＣ−ＤＣ＿ＬＩＭＩＴが、上述した所定値ＶＩＮ＿ｍｉｎよりも低レベルであることが示されている。従って、上述したインピーダンスをゼロと想定した場合における降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のコンバータ動作が停止する動作下限電圧ＶＤＣ−ＤＣ＿ＬＩＭＩＴで、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流の電流レベルは確実にゼロアンペアまで低下する。
従って、図４と図５とに示した実施の形態１によるバッテリ充電制御のための半導体集積回路２１２において、整流回路２１１と受信側アンテナコイル２５のインピーダンスが無視できない抵抗値である場合において、次の動作を実現することが可能となる。すなわち、動作下限電圧ＶＤＣ−ＤＣ＿ＬＩＭＩＴの電圧付近の動作条件で合計電流の電流レベルが、入力電圧検出回路２１２４２とローパスフィルタ２１２４３から生成される入力電圧検出出力電圧ＶIN_DIVの低レベルに従って低レベルに制御される。その結果、整流回路２１１と受信側アンテナコイル２５のインピーダンスでの電圧降下が低減され、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１が停止する可能性を軽減することが可能となる。
供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが高レベルである場合には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流の電流レベルを決定する抵抗Ｒ_limitの電流制限検出電圧Ｖ_limitは、上記(３)式によって算出される。従って、図６の右側に示すように、ＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベル変化に実質的に無関係となり、抵抗Ｒ_limitの電流制限検出電圧Ｖ_limitは差動増幅器２１２４１１の第１反転入力端子−に供給される基準電圧ＶREF_Uの値に実質的に一定に維持される。従って、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流の電流レベルは、適正な実質的に一定の電流レベルに設定される。その結果、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)に接続される受電側システム３もしくは外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)に接続される２次電池２６が過負荷状態となることによって、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の消費電流が過大となることを防止することが可能となる。尚、図６の右側に示したように、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮの最大値ＶＩＮ＿ｍａｘはワイヤレス給電の最大電源電圧の２０ボルトであり、２０ボルトの最大のＤＣ電源電圧ＶＩＮ＿ｍａｘにおいて電流制限検出電圧Ｖ_limitとＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の合計電流とはそれぞれ一定に維持されるものである。
図６には、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルに応答した電流制限動作を実行する電流制限回路２１２４１をバッテリ充電制御の半導体集積回路２１２が具備しない場合における抵抗Ｒ_limitの電流制限検出電圧Ｖ´_limitの特性も図示されている。すなわち、図６に示した電流制限検出電圧Ｖ´_limitの特性では、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の動作が停止する動作下限電圧ＶＤＣ−ＤＣ＿ＬＩＭＩＴ以上の動作条件の電流制限検出電圧Ｖ´_limitはＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベル変化に実質的に無関係となり基準電圧ＶREF_Uの値に実質的に一定に維持される。その結果、この場合には、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが所定値ＶＩＮ＿ｍｉｎに低下しても、電流制限検出電圧Ｖ´_limitは基準電圧ＶREF_Uに一定に維持され、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流の電流レベルも大きな電流に維持される。従って、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の大きな合計電流によって、整流回路２１１と受信側アンテナコイル２５のインピーダンスに大きな電圧降下を生成する。その結果、この大きな電圧降下により供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮは降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の動作下限電圧より低い電圧レベルに低下するので、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のスイッチングによるコンバータ動作が停止するものとなる。
尚、図５に示した実施の形態１によるバッテリ充電制御の半導体集積回路２１２において、差動増幅器２１２４１１の第１反転入力端子−に供給される第２オフセット電圧Ｖoffsetは、差動増幅器２１２４１１の第２反転入力端子−に供給される入力電圧検出出力電圧ＶIN_DIVが低レベルの選択電圧として差動増幅器２１２４１１によって選択されることを容易とするものである。更に、この第２オフセット電圧Ｖoffsetは、差動増幅器２１２４１１の非反転入力端子＋と第１反転入力端子−と第２反転入力端子−とに関係する内部誤差オフセット電圧による影響を軽減する機能も有するものである。更に差動増幅器２１２４１１の非反転入力端子＋に供給される第１オフセット電圧Ｖoffsetは、差動増幅器２１２４１１の第１反転入力端子−に供給される第２オフセット電圧Ｖoffsetよる基準電圧ＶREF_Uへの影響を軽減する機能も有するものである。
《スイッチの合計電流の特性》
図７は、図４と図５に示した実施の形態１による電流制限回路２１２４１の電流制限動作の特性によって実現されるスイッチＳＷ２の合計電流Ｉ_limitの特性を示す図である。
図７において、動作点Ａは、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが略１５ボルトの初期状態で、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のスイッチングによるコンバータ動作が開始することを示している。
降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のスイッチングによるコンバータ動作の開始の結果、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流Ｉ_limitは、図４と図５とに示した実施の形態１による電流制限回路２１２４１の電流制限動作によって決定される。
従って、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが高レベルである場合には、図６の右側の基準電圧ＶREF_Uの値に実質的に一定に維持された電流制限検出電圧Ｖ_limitに依存して、図７の右側に示したようにスイッチＳＷ２の合計電流Ｉ_limitも実質的に一定に維持された電流値となる。その結果、図７の右側に示したスイッチＳＷ２の合計電流Ｉ_limitは、下記(４)式によって算出される
Figure 0005998025
その後に、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが高レベルから低レベルに変化することによって、図６の左側に示したようにＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベル低下に応答して低下する電流制限検出電圧Ｖ_limitに依存して、図７の左側に示したようにスイッチＳＷ２の合計電流Ｉ_limitもＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベル低下に応答して低下するものとなる。その結果、図７の左側に示したスイッチＳＷ２の合計電流Ｉ_limitは、下記(５)式によって算出される
Figure 0005998025
図７に示す動作点Ｂは、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮが略１５ボルトの初期状態の動作点Ａから出発して略８ボルト付近まで低下した状態を示している。このように、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮが略８ボルト付近に低下した動作点Ｂでは、低レベルのワイヤレス給電電流と低レベルの電流制限によるシステム給電電流とバッテリ充電電流との合計電流とがバランスしている。
図７には、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルに応答した電流制限動作を実行する電流制限回路２１２４１をバッテリ充電制御の半導体集積回路２１２が具備しない場合におけるスイッチＳＷ２の合計電流Ｉ´_limitの特性も図示されている。すなわち、図７に示したスイッチＳＷ２の合計電流Ｉ´_limitの特性では、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の動作が停止する動作下限電圧ＶＤＣ−ＤＣ＿ＬＩＭＩＴ以上の動作条件での合計電流Ｉ´_limitはＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベル変化に実質的に無関係となって実質的に一定に維持される。従って、この場合には、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮが所定値ＶＩＮ＿ｍｉｎに低下しても、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流Ｉ´_limitの電流レベルも一定の電流に維持される。従って、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の大きな合計電流によって、整流回路２１１と受信側アンテナコイル２５のインピーダンスに大きな電圧降下を生成する。その結果、この大きな電圧降下により供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮは降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の動作下限電圧より低い電圧レベルに低下するので、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のスイッチングによるコンバータ動作が停止するものとなる。
《ＤＣ電源電圧のレベルに応答した電流制限動作を実行する電流制限回路を具備しない場合の半導体集積回路の動作》
図８は、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルに応答した電流制限動作を実行する電流制限回路２１２４１をバッテリ充電制御の半導体集積回路２１２が具備しない場合における半導体集積回路２１２の動作を示す図である。
図８の上部に半導体集積回路２１２の各部の電圧波形の時間的変化が示され、図８の下部には半導体集積回路２１２の各部の電流波形の時間的変化が示されている。
尚、図８の下部の電流波形に示したように、外部端子Ｔ１１に接続された抵抗ＲICHGの抵抗値により調整されるバッテリ電流の最大値は、電流制限回路２１２４１により制御される略一定の電流制限電流Ｉ´_limitよりも低レベルに設定されたものである。
図８の第１期間Ｔ１において、低レベルのＤＣ電源電圧ＶＩＮの供給端子Ｔ１への供給が開始されて、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルが整流回路２１１と受信側アンテナコイル２５との時定数に従って上昇を開始する。その一方で、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)を介して受電側システム３に供給されるシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)は、第１期間Ｔ１において２次電池２６からのバッテリ電圧に設定される。
第１期間Ｔ１の経過中に供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮは降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のＤＣ−ＤＣ起動電圧を超過するので、起動遅延時間を経過して、図８の第２期間Ｔ２において、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のスイッチングによるコンバータ動作を開始するものとなる。従って、この第２期間Ｔ２において、外部端子ＤＤＯＵＴ２(Ｔ６)から生成される降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は上昇を開始する。第２期間Ｔ２の経過中に降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は所定の電圧を超過するので、この電圧超過に応答して入力電圧選択回路２１２４はスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１をオフ状態からオン状態に制御する。
その結果、第３期間Ｔ３においては、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のオン状態によって、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)は、外部端子ＤＤＯＵＴ２(Ｔ６)から生成される降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)によって設定される。
更に、第２期間Ｔ２の経過中に降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)が所定の電圧を超過することに応答して入力電圧選択回路２１２４の内部のタイマー回路は、図示しないクロック信号のカウント動作を実行しながら外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)と外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)の間のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３をオン状態に制御する。
すなわち、第４期間Ｔ４に外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)と外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)との間のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３がオン状態に制御されるので、２次電池２６へのバッテリ充電電流の供給が開始される。バッテリ充電電流量が大きく、バッテリ供給電力が整流回路２１１からの送電電力よりも大きい場合には、整流回路２１１の出力電圧、すなわち、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮが低下する。従って、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮは第４期間Ｔ４の最後に降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のＤＣ−ＤＣ停止電圧より低い電圧レベルに低下するので、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のスイッチングによるコンバータ動作が停止するものとなる。尚、図４に示したＤＣ−ＤＣ停止電圧は、上述した降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の動作下限電圧を意味するものである。
第５期間Ｔ５では、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の動作停止とスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のオフ状態とに応答して、バッテリ充電電流はゼロアンペアに設定される。その結果、整流回路２１１の出力電圧、すなわち、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮが上昇する。従って、その後の第６期間Ｔ６と第７期間Ｔ７とでは、第２期間Ｔ２および第３期間Ｔ３の動作と第４期間Ｔ４の動作とが反復される。
以上説明したようにバッテリ供給電力が整流回路２１１からの送電電力よりも大きい場合には、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮが低下して、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１が停止する。そのため、バッテリを充電できない状態となるものである。
《ＤＣ電源電圧のレベルに応答した電流制限動作を実行する電流制限回路を具備する場合での半導体集積回路の動作》
図９は、図４と図５とに示した実施の形態１による供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルに応答した電流制限動作を実行する電流制限回路２１２４１をバッテリ充電制御の半導体集積回路２１２が具備する場合における半導体集積回路２１２の動作を示す図である。
図９の上部に実施の形態１による半導体集積回路２１２の各部の電圧波形の時間的変化が示され、図９の下部には実施の形態１による半導体集積回路２１２の各部の電流波形の時間的変化が示されている。
尚、図９の下部の電流波形に示したように、外部端子Ｔ１１に接続された抵抗ＲICHGの抵抗値により調整されるバッテリ電流の最大値は、電流制限回路２１２４１によって制御される供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルに応答した電流制限電流Ｉ_limitの最大値よりも低レベルに設定されたものである。
図９の第１期間Ｔ１において、低レベルのＤＣ電源電圧ＶＩＮの供給端子Ｔ１への供給が開始されて、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルが整流回路２１１と受信側アンテナコイル２５との時定数に従って上昇を開始する。その一方で、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)を介して受電側システム３に供給されるシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)は、第１期間Ｔ１において２次電池２６からのバッテリ電圧に設定される。
第１期間Ｔ１の経過中に供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮは降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のＤＣ−ＤＣ起動電圧を超過するので、起動遅延時間を経過して、図９の第２期間Ｔ２において、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のスイッチングによるコンバータ動作を開始する。従って、この第２期間Ｔ２で、外部端子ＤＤＯＵＴ２(Ｔ６)から生成される降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は上昇を開始する。第２期間Ｔ２の経過中に降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は所定の電圧を超過するので、この電圧超過に応答して入力電圧選択回路２１２４はスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１をオフ状態からオン状態に制御する。
その結果、第３期間Ｔ３ではスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のオン状態によって外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)は、外部端子ＤＤＯＵＴ２(Ｔ６)から生成される降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)によって設定される。
更に、第２期間Ｔ２の経過中に降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)が所定の電圧を超過することに応答して入力電圧選択回路２１２４の内部のタイマー回路は、図示しないクロック信号のカウント動作を実行しながら外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)と外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)の間のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ３をオン状態に制御する。
第４期間Ｔ４には外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)と外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)との間のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ３がオン状態に制御されるので、２次電池２６のバッテリ充電電流の供給が開始される。しかし、バッテリ充電電流量が大きく、バッテリ供給電力が整流回路２１１からの送電電力よりも大きい場合には、整流回路２１１の出力電圧、すなわち、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮは、第４期間Ｔ４において低下するものである。
図４と図５に示した実施の形態１によれば、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルの低下に応答してスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流の電流制限レベルも低下するものである。
第５期間Ｔ５では、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＰａｔｈ＿ＳＷとしてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１のソース・ドレイン経路に流れる合計電流Ｉ_limitの電流制限レベルは、供給端子Ｔ１に供給されるＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルの低下に応答して低下するものである。
第６期間Ｔ６では、２次電池２６へのバッテリ充電電流は、低下中のスイッチＳＷ２の合計電流Ｉ_limitの電流制限レベルによって低レベルに設定される。
その結果、第７期間Ｔ７では供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮに応答したスイッチＳＷ２による電流制限機能によりバッテリ充電電流が抑制されるため、供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮは降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１のＤＣ−ＤＣ停止電圧より高い電圧レベルに維持される。従って、図４と図５に示した実施の形態１による供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮのレベルに応答した電流制限動作を実行する電流制限回路２１２４１を利用することによって、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の動作が停止して、バッテリ充電電流を供給できなくなる言う問題を解消することが可能となる。
《ワイヤレス給電時に電流制限電流を最大バッテリ電流よりも高く設定した場合の動作》
図１０は、ワイヤレス給電によって中間レベルまたは高レベルのＤＣ電源電圧ＶＩＮが供給端子Ｔ１に供給される状態でスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の電流制限電流を抵抗ＲICHGによって調整される最大バッテリ電流よりも高く設定した場合の半導体集積回路２１２の動作を示す図である。
図１０の上部には実施の形態１による半導体集積回路２１２の各部の電圧波形の時間的変化が示され、図１０の下部には実施の形態１による半導体集積回路２１２の各部の電流波形の時間的変化が示されている。
尚、図１０の下部の電流波形に示したように、外部端子Ｔ１１に接続された抵抗ＲICHGの抵抗値によって調整される最大バッテリ電流の値よりも、電流制限回路２１２４１によって制御される供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮの略一定の中間レベルまたは高レベルに応答した電流制限電流(Ｉ_limit)の最大値が高く設定されたものである。
図１０の期間Ｔ１１では、図１０の下部の電流波形に示したように、ワイヤレス給電の時間経過に従って受電側システム３に供給されるシステム給電電流が増加して、２次電池２６のバッテリ充電のために略一定値の最大バッテリ電流が流れおり、システム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流は増加する。図１０の期間Ｔ１１では、図１０の上部の電圧波形に示したように、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は略一定に維持され、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)は低下して、外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)のバッテリ電圧(ＢＡＴ電圧)は増加する。
図１０の期間Ｔ１２では、図１０の下部の電流波形に示したようにシステム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流の増加は、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１での電流制限電流(Ｉ_limit)の一定値によってクランプされている。従って、図１０の期間Ｔ１２では、時間経過とともにシステム給電電流が増加するのに対してバッテリ充電電流は減少する。更に、図１０の期間Ｔ１２では、図１０の上部の電圧波形に示したように、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は一定に維持され、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)も一定に維持されて、外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)のバッテリ電圧(ＢＡＴ電圧)は増加する。
図１０の期間Ｔ１３では、図１０の下部の電流波形に示したようにシステム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流の増加は、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１での電流制限電流(Ｉ_limit)の一定値によりクランプされている。一方、図１０の期間Ｔ１３では、システム給電電流はクランプレベルのスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１での電流制限電流(Ｉ_limit)を超過しているので、２次電池２６のためのバッテリ充電電流はゼロアンペア以下の負の電流値となり、２次電池２６から受電側システム３にバッテリ放電電流が供給される。更に、図１０の期間Ｔ１３では、図１０の上部の電圧波形に示したように、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は一定に維持され、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)は若干低下して、外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)のバッテリ電圧(ＢＡＴ電圧)も若干低下する。
図１０の期間Ｔ１４では、図１０の下部の電流波形に示したようにシステム給電電流はクランプレベルのスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１での電流制限電流(Ｉ_limit)よりも小さなレベルに減少する。従って、期間Ｔ１４では、システム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流はスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の電流制限電流(Ｉ_limit)の一定値によってクランプされ、バッテリ充電電流は増加する。更に、図１０の期間Ｔ１４では、図１０の上部の電圧波形に示したように、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は一定に維持されて、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)も一定に維持され、外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)のバッテリ電圧(ＢＡＴ電圧)は増加する。
図１０の期間Ｔ１５では、図１０の下部の電流波形に示したように、バッテリ充電電流は略一定値の最大バッテリ電流に維持される一方、システム給電電流は減少しているので、システム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流はスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の電流制限電流(Ｉ_limit)よりも低いレベルに減少する。更に図１０の期間Ｔ１５では、図１０の上部の電圧波形に示したように、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は一定に維持されて、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)は増加して、外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)のバッテリ電圧(ＢＡＴ電圧)も増加する。
図１０に示した半導体集積回路２１２の動作によって、ワイヤレス給電による受電側システム３へのシステム給電と２次電池２６への充電とが実行されるものである。
《ワイヤレス給電時に最大バッテリ電流を電流制限電流よりも高く設定した場合の動作》
図１１は、ワイヤレス給電によって中間レベルまたは高レベルのＤＣ電源電圧ＶＩＮが供給端子Ｔ１に供給される状態で抵抗ＲICHGによって調整される最大バッテリ電流をスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の電流制限電流よりも高く設定した場合の半導体集積回路２１２の動作を示す図である。
図１１の上部には実施の形態１による半導体集積回路２１２の各部の電圧波形の時間的変化が示され、図１１の下部には実施の形態１による半導体集積回路２１２の各部の電流波形の時間的変化が示されている。
尚、図１１の下部の電流波形に示したように、電流制限回路２１２４１によって制御される供給端子Ｔ１のＤＣ電源電圧ＶＩＮの略一定の中間レベルまたは高レベルに応答した電流制限電流(Ｉ_limit)の最大値よりも、外部端子Ｔ１１に接続された抵抗ＲICHGの抵抗値によって調整される最大バッテリ電流の値が高く設定されたものである。
図１１の期間Ｔ１１では、図１１の下部の電流波形に示したように、ワイヤレス給電の時間経過に従って受電側システム３に供給されるシステム給電電流が略ゼロアンペアに維持されて、２次電池２６のバッテリ充電のためのバッテリ充電電流はスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１での電流制限電流(Ｉ_limit)の一定値によりクランプされている。従って、図１１の期間Ｔ１１では、システム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流も、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１での電流制限電流(Ｉ_limit)の一定値によってクランプされている。図１１の期間Ｔ１１では、図１１の上部の電圧波形に示したように、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は略一定に維持され、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)も略一定に維持され、外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)のバッテリ電圧(ＢＡＴ電圧)は増加する。
図１１の期間Ｔ１２では、図１１の下部の電流波形に示したようにシステム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流は、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１での電流制限電流(Ｉ_limit)の一定値によってクランプされている。一方、図１１の期間Ｔ１２では、時間経過とともにシステム給電電流が増加するのに対してバッテリ充電電流は減少する。更に、図１１の期間Ｔ１２では、図１１の上部の電圧波形に示したように、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は一定に維持され、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)も一定に維持され、外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)のバッテリ電圧(ＢＡＴ電圧)は増加する。
図１１の期間Ｔ１３では、図１１の下部の電流波形に示したようにシステム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流の増加は、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１での電流制限電流(Ｉ_limit)の一定値によりクランプされている。一方、図１１の期間Ｔ１３では、システム給電電流はクランプレベルのスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１での電流制限電流(Ｉ_limit)を超過しているので、２次電池２６のためのバッテリ充電電流はゼロアンペア以下の負の電流値となり、２次電池２６から受電側システム３にバッテリ放電電流が供給される。更に、図１１の期間Ｔ１３では、図１１の上部の電圧波形に示したように、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は一定に維持され、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)は若干低下して、外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)のバッテリ電圧(ＢＡＴ電圧)も若干低下する。
図１１の期間Ｔ１４では、図１１の下部の電流波形に示したようにシステム給電電流はクランプレベルのスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１での電流制限電流(Ｉ_limit)よりも小さなレベルに減少する。従って、期間Ｔ１４では、システム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流はスイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１の電流制限電流(Ｉ_limit)の一定値によってクランプされて、バッテリ充電電流は増加する。更に、図１１の期間Ｔ１４では、図１１の上部の電圧波形に示したように、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は一定に維持されて、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)も一定に維持され、外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)のバッテリ電圧(ＢＡＴ電圧)は増加する。
図１１の期間Ｔ１５では、図１１の下部の電流波形に示したように、システム給電電流は略ゼロアンペアに維持される一方、バッテリ充電電流およびシステム給電電流とバッテリ充電電流の合計電流は、スイッチＳＷ２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１での電流制限電流(Ｉ_limit)の一定値によりクランプされている。更に図１１の期間Ｔ１５では、図１１の上部の電圧波形に示したように、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ２１２１の出力電圧(ＤＤＯＵＴ２電圧)は一定に維持されて、外部端子ＳＹＳ(Ｔ４)のシステム供給電圧(ＳＹＳ電圧)も一定に維持され、外部端子ＢＡＴ(Ｔ３)のバッテリ電圧(ＢＡＴ電圧)も増加する。
図１１に示した半導体集積回路２１２の動作によって、ワイヤレス給電による受電側システム３へのシステム給電と２次電池２６への充電とが実行されるものである。
以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、本半導体集積回路が搭載される電子機器は、多機能携帯電話やタブレットＰＣ等のような携帯型パーソナルコンピュータに限定されるものではなく、デジタルビデオカメラやデジタルスチルカメラや携帯音楽プレイヤーや携帯ＤＶＤプレイヤー等に適用することが可能である。
１…送電回路
２…受電回路
３…受電側システム
１０…ＡＣアダプタ
１１…マイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)
１１１…認証処理機能
１１２…暗号処理機能
１２…送電制御回路
１２１…整流回路
１２２…ＲＦドライバ
１３…送電側アンテナコイル
２１…受電制御回路
２１１…整流回路
２２…マイクロコントローラユニット(ＭＣＵ)
２２１…認証処理機能
２２２…暗号処理機能
２３…ＵＳＢ接続インターフェース
２４…ＡＣ電源接続インターフェース
２５…受電側アンテナコイル
２６…２次電池
２１２…半導体集積回路
Ｔ１〜Ｔ１０…端子
Ｄ１、Ｄ２…ショットキーダイオード
２１２１…降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
２１２２…リニア・レギュレータ
２１２３…ＵＳＢ種別検出回路
２１２４…入力電圧選択回路
２１２５…外部インターフェース
２１２６…内蔵レギュレータ
２１２７…ゲート駆動制御回路
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４…スイッチ
Ｍｐ１、Ｍｐ２、Ｍｐ３…ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｍｎ１、Ｍｎ２、Ｍｎ３…ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｌ１…インダクター
Ｃ１…容量
２１２１１…ＰＷＭ制御回路
２１２１２…ハイサイドスイッチ
２１２１３…サイドスイッチ
２１２４１…電流制限回路
２１２４２…入力電圧検出回路
２１２４３…ローパスフィルタ
２１２４１１…差動増幅器
２１２４１２…オフセット電圧回路
２１２４１３…電圧制御回路

Claims (14)

  1. 半導体集積回路は、入力端子と、ＤＣ−ＤＣコンバータと、出力端子と、電源スイッチトランジスタと、電流制限回路と、入力電圧検出回路とを具備して、
    前記入力端子には、ＲＦ受信信号の整流・平滑によって生成されるＤＣ入力電圧が供給可能とされ、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記入力端子に供給される前記ＤＣ入力電圧から、所望の電圧レベルを有するＤＣ出力電圧をコンバータ出力端子から生成可能とされ、
    前記出力端子は、前記ＤＣ出力電圧を使用して外部のバッテリの充電もしくは外部の受電側システムの給電が可能とされ、
    前記電源スイッチトランジスタは、前記出力端子と前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記コンバータ出力端子との間の電気的導通を可能として、
    前記電流制限回路は、前記コンバータ出力端子から前記出力端子に流れる前記電源スイッチトランジスタの負荷電流の電流制限を実行して、
    前記入力電圧検出回路は、前記入力端子に供給される前記ＤＣ入力電圧のレベル検出によって入力電圧検出信号を生成して、当該入力電圧検出信号を前記電流制限回路に供給して、
    前記電流制限回路は前記入力電圧検出回路から供給される前記入力電圧検出信号に応答して、前記電源スイッチトランジスタの前記電流制限による最大電流の値を制御して、
    前記入力端子に供給される前記ＤＣ入力電圧が高レベルである場合には、前記電流制限回路は前記入力電圧検出信号に応答して前記電源スイッチトランジスタの前記電流制限による最大電流の前記値を大きい電流に制御して、
    前記入力端子に供給される前記ＤＣ入力電圧が前記高レベルよりも低い低レベルである場合には、前記電流制限回路は前記入力電圧検出信号に応答して前記電源スイッチトランジスタの前記電流制限による最大電流の前記値を前記大きい電流よりも小さい電流に制御して、
    前記電源スイッチトランジスタは、ソースとドレインが前記コンバータ出力端子と前記出力端子にそれぞれ接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、
    前記電源スイッチトランジスタの前記ＰチャネルＭＯＳトランジスタのゲートが前記電流制限回路によって制御され、
    前記電流制限回路は、制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタと検出抵抗と差動増幅器とを含み、
    前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースとドレインとは、前記コンバータ出力端子と前記検出抵抗の一端にそれぞれ接続され、前記検出抵抗の他端は接地電位に接続され、
    前記差動増幅器の第１反転入力端子と第２反転入力端子と非反転入力端子には、基準電圧と前記入力電圧検出信号と前記検出抵抗の前記一端の検出電圧とがそれぞれ供給され、
    前記ＰチャネルＭＯＳトランジスタの前記ゲートと前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタのゲートとは、前記差動増幅器の出力信号により制御され、
    前記差動増幅器は前記第１反転入力端子の前記基準電圧と前記第２反転入力端子の前記入力電圧検出信号のうちの低レベルの電圧レベルを選択して、当該選択された低レベルの電圧レベルに非反転入力端子の前記検出電圧が一致するように前記差動増幅器の前記出力信号が前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電流を制御する
    半導体集積回路。
  2. 請求項１において、
    前記第１反転入力端子の前記基準電圧が前記第２反転入力端子の前記入力電圧検出信号より低レベルである場合には、前記基準電圧に前記検出電圧が一致するように前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電流が制御され、
    前記第２反転入力端子の前記入力電圧検出信号が前記第１反転入力端子の前記基準電圧より低レベルである場合には、前記入力電圧検出信号に前記検出電圧が一致するように前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電流が制御される
    半導体集積回路。
  3. 請求項２において、
    前記電流制限回路は、第１オフセット電圧と第２オフセット電圧とを生成するオフセット電圧回路を更に含み、
    前記第１オフセット電圧と前記検出電圧の第１合計電圧が前記差動増幅器の前記非反転入力端子に供給され、前記第２オフセット電圧と前記基準電圧の第２合計電圧が前記差動増幅器の前記第１反転入力端子に供給される
    半導体集積回路。
  4. 請求項３において、
    前記電流制限回路は、電圧比較増幅器と比較制御トランジスタとを有する電圧制御回路を更に含み、
    前記電圧比較増幅器の第１入力端子と第２入力端子とは、前記電源スイッチトランジスタの前記ＰチャネルＭＯＳトランジスタの前記ドレインと前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタの前記ドレインとにそれぞれ接続され、
    前記電圧比較増幅器の出力端子は前記比較制御トランジスタの制御入力端子に接続され、前記比較制御トランジスタの出力電流経路は前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタの前記ドレインと前記検出抵抗の前記一端との間に接続された
    半導体集積回路。
  5. 請求項４において、
    前記入力電圧検出回路は、第１分圧抵抗と、第２分圧抵抗とを含み、
    前記第１分圧抵抗の一端には前記入力端子に供給される前記ＤＣ入力電圧が供給され、前記第１分圧抵抗の他端は前記第２分圧抵抗の一端に接続され、前記第２分圧抵抗の他端は接地電位に接続され、
    前記入力電圧検出回路の前記第１分圧抵抗の前記他端と前記第２分圧抵抗の前記一端との接続ノードから、前記入力電圧検出信号が生成される
    半導体集積回路。
  6. 請求項５において、
    前記半導体集積回路は、抵抗素子と容量素子とを含むローパスフィルタを更に具備して、
    前記入力電圧検出回路から生成される前記入力電圧検出信号が前記ローパスフィルタの入力端子に供給され、前記ローパスフィルタの出力端子に伝達される前記入力電圧検出信号が前記電流制限回路の前記第２反転入力端子に供給される
    半導体集積回路。
  7. 請求項６において、
    前記入力端子には、ＮＦＣ通信によるＲＦ信号とワイヤレス給電によるＲＦ信号とが時分割で供給可能とされる
    半導体集積回路。
  8. 請求項７において、
    前記半導体集積回路は、前記入力端子と前記出力端子との間に接続された前記ＤＣ−ＤＣコンバータと並列に接続されたリニア・レギュレータを更に具備して、
    前記リニア・レギュレータは、前記入力端子の前記ＤＣ入力電圧の供給に応答して即座動作するものであり、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記リニア・レギュレータよりも高い電力効率を有するスイッチングレギュレータとして動作する
    半導体集積回路。
  9. 請求項８において、
    前記入力端子に第１ショットキーダイオードを介して前記ＤＣ入力電圧と第２ショットキーダイオードを介してＡＣ電源接続インターフェースのＡＣ−ＤＣ変換電圧とが供給可能なように、前記入力端子が構成された
    半導体集積回路。
  10. 請求項９において、
    前記半導体集積回路は、他の入力端子とスイッチとを更に具備して、
    前記他の入力端子にＵＳＢ接続インターフェースのＵＳＢ電源電圧が供給可能なように、前記他の入力端子が構成され、
    前記スイッチの一端と他端とは、前記他の入力端子と前記出力端子とにそれぞれ接続された
    半導体集積回路。
  11. 入力端子と、ＤＣ−ＤＣコンバータと、出力端子と、電源スイッチトランジスタと、電流制限回路と、入力電圧検出回路とを具備する半導体集積回路の動作方法であって、
    前記入力端子には、ＲＦ受信信号の整流・平滑によって生成されるＤＣ入力電圧が供給可能とされ、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記入力端子に供給される前記ＤＣ入力電圧から、所望の電圧レベルを有するＤＣ出力電圧をコンバータ出力端子から生成可能とされ、
    前記出力端子は、前記ＤＣ出力電圧を使用して外部のバッテリの充電もしくは外部の受電側システムの給電が可能とされ、
    前記電源スイッチトランジスタは、前記出力端子と前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記コンバータ出力端子との間の電気的導通を可能として、
    前記電流制限回路は、前記コンバータ出力端子から前記出力端子に流れる前記電源スイッチトランジスタの負荷電流の電流制限を実行して、
    前記入力電圧検出回路は、前記入力端子に供給される前記ＤＣ入力電圧のレベル検出によって入力電圧検出信号を生成して、当該入力電圧検出信号を前記電流制限回路に供給して、
    前記電流制限回路は前記入力電圧検出回路から供給される前記入力電圧検出信号に応答して、前記電源スイッチトランジスタの前記電流制限による最大電流の値を制御して、
    前記入力端子に供給される前記ＤＣ入力電圧が高レベルである場合には、前記電流制限回路は前記入力電圧検出信号に応答して前記電源スイッチトランジスタの前記電流制限による最大電流の前記値を大きい電流に制御して、
    前記入力端子に供給される前記ＤＣ入力電圧が前記高レベルよりも低い低レベルである場合には、前記電流制限回路は前記入力電圧検出信号に応答して前記電源スイッチトランジスタの前記電流制限による最大電流の前記値を前記大きい電流よりも小さい電流に制御して、
    前記電源スイッチトランジスタは、ソースとドレインが前記コンバータ出力端子と前記出力端子にそれぞれ接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、
    前記電源スイッチトランジスタの前記ＰチャネルＭＯＳトランジスタのゲートが前記電流制限回路によって制御され、
    前記電流制限回路は、制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタと検出抵抗と差動増幅器とを含み、
    前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースとドレインとは、前記コンバータ出力端子と前記検出抵抗の一端にそれぞれ接続され、前記検出抵抗の他端は接地電位に接続され、
    前記差動増幅器の第１反転入力端子と第２反転入力端子と非反転入力端子には、基準電圧と前記入力電圧検出信号と前記検出抵抗の前記一端の検出電圧とがそれぞれ供給され、
    前記ＰチャネルＭＯＳトランジスタの前記ゲートと前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタのゲートとは、前記差動増幅器の出力信号により制御され、
    前記差動増幅器は前記第１反転入力端子の前記基準電圧と前記第２反転入力端子の前記入力電圧検出信号のうちの低レベルの電圧レベルを選択して、当該選択された低レベルの電圧レベルに非反転入力端子の前記検出電圧が一致するように前記差動増幅器の前記出力信号が前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電流を制御する
    半導体集積回路の動作方法。
  12. 請求項１１において、
    前記第１反転入力端子の前記基準電圧が前記第２反転入力端子の前記入力電圧検出信号より低レベルである場合には、前記基準電圧に前記検出電圧が一致するように前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電流が制御され、
    前記第２反転入力端子の前記入力電圧検出信号が前記第１反転入力端子の前記基準電圧より低レベルである場合には、前記入力電圧検出信号に前記検出電圧が一致するように前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレイン電流が制御される
    半導体集積回路の動作方法。
  13. 請求項１２において、
    前記電流制限回路は、第１オフセット電圧と第２オフセット電圧とを生成するオフセット電圧回路を更に含み、
    前記第１オフセット電圧と前記検出電圧の第１合計電圧が前記差動増幅器の前記非反転入力端子に供給され、前記第２オフセット電圧と前記基準電圧の第２合計電圧が前記差動増幅器の前記第１反転入力端子に供給される
    半導体集積回路の動作方法。
  14. 請求項１３おいて、
    前記電流制限回路は、電圧比較増幅器と比較制御トランジスタとを有する電圧制御回路を更に含み、
    前記電圧比較増幅器の第１入力端子と第２入力端子とは、前記電源スイッチトランジスタの前記ＰチャネルＭＯＳトランジスタの前記ドレインと前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタの前記ドレインとにそれぞれ接続され、
    前記電圧比較増幅器の出力端子は前記比較制御トランジスタの制御入力端子に接続され、前記比較制御トランジスタの出力電流経路は前記制御ＰチャネルＭＯＳトランジスタの前記ドレインと前記検出抵抗の前記一端との間に接続された
    半導体集積回路の動作方法。
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