KR20140068768A - 반도체 집적 회로 및 그 동작 방법 - Google Patents

반도체 집적 회로 및 그 동작 방법 Download PDF

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Abstract

급전 전력이 작고 부하 전류가 큰 경우에 DC-DC 컨버터가 정지할 가능성을 경감시킨다. 출력 단자 T3, T4는 DC-DC 컨버터의 DC 출력 전압 VDDOUT2를 사용하여 외부 배터리의 충전 또는 외부 수전측 시스템의 급전을 가능하게 하고, 전류 제한 회로(21241)는 컨버터 출력 단자 T6으로부터 출력 단자 T3, T4로 흐르는 전원 스위치 트랜지스터 Path_SW의 부하 전류의 전류 제한을 실행한다. 입력 전압 검출 회로(21242)는, 입력 단자 T1의 DC 입력 전압 VIN의 레벨 검출에 의해 검출 신호 VIN_DIV를 생성하여 전류 제한 회로에 공급한다. 입력 단자의 DC 입력 전압이 저레벨인 경우에는, 전류 제한 회로는 전원 스위치 트랜지스터 Path_SW의 전류 제한에 의한 최대 전류를 작은 전류로 제어한다.

Description

반도체 집적 회로 및 그 동작 방법{SEMICONDUCTOR INTEGRATED CIRCUIT AND OPERATION METHOD OF THE SAME}
본 발명은 반도체 집적 회로 및 그 동작 방법에 관한 것으로, 특히 급전 전력이 작고 이차전지(배터리)의 충전 전류 등의 부하 전류가 큰 경우에 있어서 DC-DC 컨버터가 정지할 가능성을 경감시키는데 유효한 기술에 관한 것이다.
종래부터, IC 카드에 반도체 집적 회로와 안테나·코일을 탑재하여, 이 IC 카드의 전원 공급은, 카드 리더·카드 라이터라 불리는 판독·기입 장치로부터의 RF 신호를 안테나·코일에 의한 수신과 정류 회로에 의한 정류로 행해지는 것이다. 이와 같이 카드측에 전원을 갖지 않는 IC 카드는 자동 개찰 시스템, 전자 화폐, 물류 관리 등으로서 보급되고 있다. 이렇게 이 IC 카드는 RF 급전되는 한편, 유니크한 식별 정보(ID 정보)가 내장 불휘발성 메모리에 저장되어 있으므로, RFID 카드라 불린다. 또한, 자동 개찰 시스템, 전자 화폐 등의 분야에서 사용되는 IC 카드는, 13.56㎒의 RF 주파수를 사용하는 NFC 통신을 사용하는 것이다. 또한, NFC는, Near Field Communication의 약칭이다.
한편, 스마트폰 등의 휴대 기기에 전원 케이블을 접속하지 않고, 휴대 기기를 전용 충전 테이블에 올려놓는 것만으로 휴대 기기의 충전이 가능한 「접촉식 무선 충전」이라 불리는 와이어리스 급전 시스템이 보급되고 있다. 이 와이어리스 급전 시스템은, 스마트폰이라 불리는 휴대전화의 전지 소모가 큰 것에 대응하는 것이다. 즉, 스마트폰은, 인터넷과의 친화성이 높고, 퍼스널 컴퓨터의 기능을 베이스로 한 다기능 휴대전화 또는 전화·메일에 PDA 기능이 부가된 다기능 휴대전화이다. 와이어리스 급전 시스템은 업계 단체의 Wireless Power Consortium(WPC)에 의해 책정된 Qi(치)라 불리는 국제 표준 규격에 기초한 것으로, 송신측 기기와 수신측 기기의 양자가 각각 코일을 가짐으로써, 전자 유도 방식에 의해 송신측 기기로부터 수신측 기기로의 급전을 가능하게 하는 것이다. 이 와이어리스 급전 시스템의 이점은, 충전을 위해 전원 커넥터를 빼고 꽂을 필요가 없으며, 특히 휴대 기기의 전원 커넥터의 커넥터 커버를 열고 닫는 작업을 생략하는 것이 가능해진다.
한편, 하기 특허문헌 1의 도 2와 그에 관계하는 개시에는, 포트 기기와 모바일 기기 사이에서 NFC 통신을 행함과 함께, 포트 기기로부터 모바일 기기의 이차전지(배터리)를 충전하기 위한 비접촉 전력 전달을 행하는 것이 기재되어 있다. 모바일 기기는 NFC 통신용 유도 코일과 충전용 유도 코일을 갖고, NFC 통신용 유도 코일은 NFC칩에 접속되고, 충전용 유도 코일은 충전용 전력 수신부와 차지 컨트롤러와 이차전지에 접속된다. 포트 기기는 NFC 통신용 유도 코일과 충전용 유도 코일을 갖고, NFC 통신용 유도 코일은 NFC칩에 접속되고, 충전용 유도 코일은 충전용 전력 공급부에 접속된다.
또한, 하기 특허문헌 1의 도 3과 그에 관계하는 개시에는, 포트 기기와 모바일 기기 사이의 NFC 통신의 동작 타이밍과 포트 기기로부터 모바일 기기의 이차전지(배터리)를 충전하기 위한 비접촉 전력 전달의 동작 타이밍을 시분할에 의해 반복하는 것이 기재되어 있다. 시분할에 의해 NFC 통신의 동작 타이밍에서는 충전을 위한 비접촉 전력 전달이 비동작으로 되므로, 비접촉 전력 전달로부터 NFC 통신으로의 노이즈 등의 신호 품질의 열화를 경감시키는 것이 가능해지는 것이라 추측된다.
또한, 하기 특허문헌 1의 도 7과 그에 관계하는 개시에는, 포트 기기와 모바일 기기 사이에서 NFC 통신을 행함과 함께 포트 기기로부터 모바일 기기의 이차전지(배터리)의 충전을 행하는 다른 비접촉 전력 전달 방식이 기재되어 있다. 모바일 기기는 NFC 통신용과 충전용으로 겸용되는 1개의 유도 코일을 갖고, 이 1개의 유도 코일은 회로 셀렉터에 접속되고, 회로 셀렉터는 NFC칩과 충전용 전력 수신부에 접속된다. 회로 셀렉터는 NFC칩과 충전용 전력 수신부의 임의의 한쪽을 선택하여, 선택된 한쪽은 회로 셀렉터를 통하여 1개의 유도 코일과 접속된다. 또한, 포트 기기는 NFC 통신용과 충전용으로 겸용되는 1개의 유도 코일을 갖고, 이 1개의 유도 코일은 회로 셀렉터에 접속되고, 회로 셀렉터는 NFC칩과 충전용 전력 공급부에 접속된다. 회로 셀렉터는 NFC칩과 충전용 전력 공급부의 임의의 한쪽을 선택하여, 선택된 한쪽은 회로 셀렉터를 통하여 1개의 유도 코일과 접속된다.
또한 하기 특허문헌 2에는, 2종류 이상의 전원과 선택적으로 접속됨으로써 배터리를 충전하는 전자 기기에 있어서, 전력 공급을 받고 있는 전원과의 접속이 해제되면 빠르게 다른 전원과 접속하여 배터리의 충전을 개시하는 컨트롤러를 사용하는 것이 기재되어 있다. 즉, 컨트롤러에 의한 제어는, AC 전원으로부터 AC 접속부에 전류가 공급되어 있는 동안에는 AC 전원에 의해 배터리를 충전하고, AC 전원으로부터 AC 접속부로 전류가 공급되지 않고 외부 기기로부터 외부 기기 접속부로 전류가 공급되어 있는 동안에는 외부 기기의 전원에 의해 배터리를 충전한다. 특히 컨트롤러는, 배터리가 AC 전원에 의해 충전되어 있는 동안에, 외부 기기 접속부가 외부 기기에 접속된 경우에, 외부 기기와 초기 통신을 행하고 외부 기기를 통하여 배터리를 충전하기 위해 필요한 충전 설정을 행하는 것이다. 외부 기기 접속부는 구체적으로는 USB 접속부이며, IEEE1394 등의 다른 규격의 인터페이스도 채용 가능하다고 되어 있다. 전자 기기가 AC 전원과 외부 기기의 양자와 접속되어 있는 경우에는, AC 전원으로부터의 전류가 외부 기기로부터의 전류보다도 크므로, 컨트롤러는 AC 전원에 의해 배터리를 충전하는 것이다.
또 특허문헌 3에는, 전자 기기의 전원을 전력 절약화함과 함께 전원 회로 등의 제어를 간이화하기 위해서, 시스템 기기의 작동 전력과 배터리의 충전 전력을 공급하는 DC-DC 컨버터의 제어부가 시스템 기기의 작동 전력과 배터리의 충전 전력의 총합을 대략 일정해지도록 제어하는 것이 기재되어 있다. 시스템 기기는, CPU나 하드디스크 드라이브, CD-ROM 드라이브, 디스플레이 유닛 등을 포함하는 것이다.
일본 특허 공개 제2009-253649호 공보 일본 특허 공개 제2011-155830호 공보 일본 특허 공개 제2000-228833호 공보
본 발명자는 본 발명에 앞서, 스마트폰 등의 휴대용 통신 기기에 탑재되는 이차전지(배터리)를 위한 와이어리스, 즉 비접촉에 의한 충전 방식의 개발에 종사하였다.
이 개발에 있어서, 본 발명자는 과거의 휴대용 통신 기기 및 과거의 충전 방식에 관하여, 처음에 검토를 행하였다.
스마트폰의 이전의 휴대전화에도, NFC 통신을 사용하는 IC 카드를 이용하는 자동 개찰 시스템, 전자 화폐 등의 응용 기능을 실현하기 위해서, NFC 통신을 위한 안테나·코일과 NFC칩이 탑재되어 있었다. 따라서, 스마트폰의 휴대전화에도, 이전의 휴대전화의 방식을 답습하여 NFC 통신을 위한 안테나·코일과 NFC칩이 탑재되어 있다. 그러나, 이전의 NFC 통신 전력은, 안테나·코일과 NFC칩을 동작시키는 정도이며, 휴대전화에 탑재되는 이차전지(배터리)를 충전 가능한 여력은 없는 것이었다.
한편, 업계 단체 WPC에 의해 책정된 Qi 규격은, NFC 통신의 13.56㎒의 RF 주파수보다 상당히 낮은 100㎑ 내지 200㎑의 주파수를 이용하는 것이다. 따라서, Qi 규격에 의한 와이어리스 급전 시스템에 준거하는 이차전지(배터리)의 충전 방식을 스마트폰 등의 휴대전화에 탑재하기 위해서는, Qi 규격이 낮은 주파수를 수신하는 안테나를 이전의 NFC 통신을 위한 안테나·코일과 별개로 휴대전화에 탑재해야 한다. 그 결과, 스마트폰 등의 휴대전화에는 2종류의 안테나를 탑재하지 않으면 안 되어, 탑재 스페이스의 확보가 곤란해진다는 문제가 본 발명에 앞선 본 발명자에 의한 검토에 의해 명백하게 되었다. 이 문제를 해결하기 위해서, 본 발명에 앞선 본 발명자에 의한 개발에서는, 상기 특허문헌 1의 도 7과 그에 관계하는 개시에 기재된 바와 같이, NFC 통신용과 충전용으로 겸용되는 1개의 유도 코일을 모바일 기기에서 사용하는 방식을 채용하는 것으로 하였다.
또한, 본 발명에 앞선 본 발명자에 의한 개발에서는, 스마트폰 등의 휴대 전자 기기의 이차전지(배터리)의 충전은, AC 전원으로부터의 AC 전원 전압의 정류·평활로 생성되는 AC-DC 전원 전압과 USB 접속으로부터의 USB 전원 전압과 전술한 와이어리스 급전 시스템의 와이어리스 급전에 의한 전원 전압 등의 복수의 전원 전압에 의해 가능한 것이 요구되었다. 또한 나아가, 복수의 전원 전압의 다양한 전원 전압 레벨로부터 대략 일정한 DC 전압을 생성할 필요가 있으며, 대략 일정한 DC 전압은 스마트폰 등의 휴대 전자 기기의 내부 전자 회로로의 동작 전압의 생성이나 이차전지(배터리)의 충전의 생성에 사용된다. 따라서, 대략 일정한 DC 전압의 생성을 위해서, 고효율의 DC-DC 컨버터가 채용되는 것이, 본 발명에 앞선 본 발명자에 의한 개발로 결정되었다. 그러나, 와이어리스 급전 시스템의 와이어리스 급전에 의한 송신측 시스템으로부터 수신측 시스템으로의 공급 전력이 수신 시스템측에서 소비하는 전력보다도 작은 경우, 예를 들어 미리 수신 시스템측에서 설정되어 있는 이차전지(배터리)의 충전 전류가 와이어리스 급전에 의한 공급 전력보다도 큰 경우, 수신 시스템측은 설정된 충전 전류량으로 배터리의 충전 동작을 행하고자 한다. 그러나, 와이어리스 급전의 공급 전력이 불충분하기 때문에, DC-DC 컨버터의 전원 전압이 저하되어, DC-DC 컨버터가 정지한다. 따라서, DC-DC 컨버터가 정지하면, 배터리의 충전을 행하는 것이 불가능하게 된다고 하는 문제가, 본 발명에 앞선 본 발명자에 의한 검토에 의해 명백하게 되었다.
이와 같은 과제를 해결하기 위한 수단 등을 이하에 설명하지만, 그 밖의 과제와 신규 특징은, 본 명세서의 기술 및 첨부 도면으로부터 명백해질 것이다.
본원에 있어서 개시되는 대표적인 실시 형태의 개요를 간단하게 설명하면, 하기와 같다.
즉 대표적인 실시 형태에 따른 반도체 집적 회로(212)는 입력 단자(T1)와, DC-DC 컨버터(2121)와, 출력 단자(T3, T4)와, 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)와, 전류 제한 회로(21241)와, 입력 전압 검출 회로(21242)를 구비한다.
입력 단자(T1)에는, RF 수신 신호의 정류·평활에 의해 생성되는 DC 입력 전압(VIN)이 공급 가능하게 된다.
DC-DC 컨버터(2121)는 입력 단자(T1)에 공급되는 DC 입력 전압(VIN)으로부터, 원하는 전압 레벨을 갖는 DC 출력 전압(VDDOUT2)을 컨버터 출력 단자(T6)로부터 생성한다.
출력 단자(T3, T4)는 DC 출력 전압(VDDOUT2)을 사용하여 외부 배터리(26)의 충전 또는 외부 수전측 시스템(3)의 급전이 가능하게 된다.
전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)는 출력 단자(T3, T4)와 DC-DC 컨버터(2121)의 컨버터 출력 단자(T6) 사이의 전기적 도통을 가능하게 한다.
전류 제한 회로(21241)는 컨버터 출력 단자(T6)로부터 출력 단자(T3, T4)로 흐르는 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 부하 전류의 전류 제한을 실행한다.
입력 전압 검출 회로(21242)는 입력 단자(T1)에 공급되는 DC 입력 전압(VIN)의 레벨 검출에 의해 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)를 생성하여, 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)를 전류 제한 회로(21241)에 공급한다.
전류 제한 회로(21241)는 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)에 응답하여, 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 전류 제한에 의한 최대 전류(I_ limit)의 값을 제어한다.
입력 단자(T1)에 공급되는 DC 입력 전압(VIN _)이 저레벨인 경우에는, 전류 제한 회로(21241)는 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 전류 제한에 의한 최대 전류(I_ limit)를 작은 전류로 제어하는 것을 특징으로 하는 것이다(도 5 참조).
본원에 있어서 개시되는 실시 형태 중 대표적인 것에 의해 얻어지는 효과를 간단히 설명하면, 하기와 같다.
즉, 본 반도체 집적 회로(212)에 의하면, 급전 전력이 작고 부하 전류가 큰 경우에 있어서 DC-DC 컨버터가 정지할 가능성을 경감시킬 수 있다.
도 1은, 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어 동작을 실행하는 반도체 집적 회로(212)가 탑재된 다기능 휴대전화를 위한 와이어리스 전력 전송 시스템의 구성을 나타내는 도면이다.
도 2는, 도 1에 도시한 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로(212)의 구성을 나타내는 도면이다.
도 3은, 도 2에 도시한 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로(212)의 외부 단자의 기능을 나타내는 도면이다.
도 4는, 도 2에 도시한 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로(212)의 수전측 시스템(3)으로의 급전과 이차전지(26)의 충전을 위한 기본적인 구성을 나타내는 도면이다.
도 5는, 도 4에 도시한 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로(212)의 수전측 시스템(3)으로의 급전과 이차전지(26)의 충전을 위한 상세한 구성을 나타내는 도면이다.
도 6은, 도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 전류 제한 회로(21241)의 전류 제한 동작의 특성을 나타내는 도면이다.
도 7은, 도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 전류 제한 회로(21241)의 전류 제한 동작의 특성에 의해 실현되는 스위치 SW2의 합계 전류 I_ limit의 특성을 나타내는 도면이다.
도 8은, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 레벨에 응답한 전류 제한 동작을 실행하는 전류 제한 회로(21241)를 배터리 충전 제어의 반도체 집적 회로(212)가 구비하지 않는 경우에 있어서의 반도체 집적 회로(212)의 동작을 나타내는 도면이다.
도 9는, 도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 레벨에 응답한 전류 제한 동작을 실행하는 전류 제한 회로(21241)를 배터리 충전 제어의 반도체 집적 회로(212)가 구비하는 경우에 있어서의 반도체 집적 회로(212)의 동작을 나타내는 도면이다.
도 10은, 와이어리스 급전에 의해 중간 레벨 또는 고레벨의 DC 전원 전압 VIN이 공급 단자 T1에 공급되는 상태에서 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 전류 제한 전류를 저항 RICHG에 의해 조정되는 최대 배터리 전류보다도 높게 설정한 경우의 반도체 집적 회로(212)의 동작을 나타내는 도면이다.
도 11은, 와이어리스 급전에 의해 중간 레벨 또는 고레벨의 DC 전원 전압 VIN이 공급 단자 T1에 공급되는 상태에서 저항 RICHG에 의해 조정되는 최대 배터리 전류를 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 전류 제한 전류보다도 높게 설정한 경우의 반도체 집적 회로(212)의 동작을 나타내는 도면이다.
1. 실시 형태의 개요
우선, 본원에 있어서 개시되는 대표적인 실시 형태에 대하여 그 개요를 설명한다. 대표적인 실시 형태의 개요 설명에서 괄호를 붙여 참조하는 도면의 참조 부호는, 그것이 붙여진 구성 요소의 개념에 포함되는 것을 예시함에 불과하다.
〔1〕 대표적인 실시 형태에 따른 반도체 집적 회로(212)는 입력 단자(T1)와, DC-DC 컨버터(2121)와, 출력 단자(T3, T4)와, 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)와, 전류 제한 회로(21241)와, 입력 전압 검출 회로(21242)를 구비한다.
상기 입력 단자(T1)에는, RF 수신 신호의 정류·평활에 의해 생성되는 DC 입력 전압(VIN)이 공급 가능하게 된다.
상기 DC-DC 컨버터(2121)는 상기 입력 단자(T1)에 공급되는 상기 DC 입력 전압(VIN)으로부터, 원하는 전압 레벨을 갖는 DC 출력 전압(VDDOUT2)을 컨버터 출력 단자(T6)로부터 생성 가능하게 된다.
상기 출력 단자(T3, T4)는 상기 DC 출력 전압(VDDOUT2)을 사용하여 외부 배터리(26)의 충전 또는 외부 수전측 시스템(3)의 급전이 가능하게 된다.
상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)는 상기 출력 단자(T3, T4)와 상기 DC-DC 컨버터(2121)의 상기 컨버터 출력 단자(T6) 사이의 전기적 도통을 가능하게 한다.
상기 전류 제한 회로(21241)는 상기 컨버터 출력 단자(T6)로부터 상기 출력 단자(T3, T4)로 흐르는 상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 부하 전류의 전류 제한을 실행한다.
상기 입력 전압 검출 회로(21242)는 상기 입력 단자(T1)에 공급되는 상기 DC 입력 전압(VIN)의 레벨 검출에 의해 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)를 생성하여, 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)를 상기 전류 제한 회로(21241)에 공급한다.
상기 전류 제한 회로(21241)는 상기 입력 전압 검출 회로(21242)로부터 공급되는 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)에 응답하여, 상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류(I_ limit)의 값을 제어한다.
상기 입력 단자(T1)에 공급되는 상기 DC 입력 전압(VIN _)이 고레벨인 경우에는, 상기 전류 제한 회로(21241)는 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)에 응답하여 상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류(I_ limit)의 상기 값을 큰 전류로 제어한다.
상기 입력 단자(T1)에 공급되는 상기 DC 입력 전압(VIN _)이 상기 고레벨보다도 낮은 저레벨인 경우에는, 상기 전류 제한 회로(21241)는 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)에 응답하여 상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류(I_ limit)의 상기 값을 상기 큰 전류보다도 작은 전류로 제어하는 것을 특징으로 한다(도 5 참조).
상기 실시 형태에 따르면, 급전 전력이 작고 부하 전류가 큰 경우에 있어서 DC-DC 컨버터가 정지할 가능성을 경감시킬 수 있다.
바람직한 실시 형태에서는, 상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)는 소스와 드레인이 상기 컨버터 출력 단자(T6)와 상기 출력 단자(T3, T4)에 각각 접속된 P채널 MOS 트랜지스터(MP1)인 것을 특징으로 하는 것이다(도 5 참조).
다른 바람직한 실시 형태는, 상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 상기 P채널 MOS 트랜지스터(MP1)의 게이트가 상기 전류 제한 회로(21241)에 의해 제어되는 것을 특징으로 한다(도 5 참조).
또 다른 바람직한 실시 형태에서는, 상기 전류 제한 회로(21241)는 제어 P채널 MOS 트랜지스터(MP2)와 검출 저항(R_ limit)과 차동 증폭기(212411)를 포함한다.
상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터(MP2)의 소스와 드레인은, 상기 컨버터 출력 단자(T6)와 상기 검출 저항(R_ limit)의 일단부에 각각 접속되고, 상기 검출 저항(R_ limit)의 타단부는 접지 전위에 접속된다.
상기 차동 증폭기(212411)의 제1 반전 입력 단자(-)와 제2 반전 입력 단자(-)와 비반전 입력 단자(+)에는, 기준 전압(VREF _U)과 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)와 상기 검출 저항(R_ limit)의 상기 일단부의 검출 전압(V_ limit)이 각각 공급된다.
상기 P채널 MOS 트랜지스터(MP1)의 상기 게이트와 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터(MP2)의 게이트는, 상기 차동 증폭기(212411)의 출력 신호에 의해 제어된다.
상기 차동 증폭기는 상기 제1 반전 입력 단자의 상기 기준 전압과 상기 제2 반전 입력 단자의 상기 입력 전압 검출 신호 중 저레벨의 전압 레벨을 선택하여, 상기 선택된 저레벨의 전압 레벨에 비반전 입력 단자의 상기 검출 전압이 일치하도록 상기 차동 증폭기의 상기 출력 신호가 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터(MP2)의 드레인 전류를 제어하는 것을 특징으로 한다(도 5 참조).
보다 바람직한 실시 형태에서는, 상기 제1 반전 입력 단자(-)의 상기 기준 전압(VREF _U)이 상기 제2 반전 입력 단자(-)의 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)보다 저레벨인 경우에는, 상기 기준 전압(VREF _U)에 상기 검출 전압(V_ limit)이 일치하도록 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터(MP2)의 드레인 전류가 제어된다.
상기 제2 반전 입력 단자(-)의 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)가 상기 제1 반전 입력 단자(-)의 상기 기준 전압(VREF _U)보다 저레벨인 경우에는, 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)에 상기 검출 전압(V_ limit)이 일치하도록 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터(MP2)의 드레인 전류가 제어되는 것을 특징으로 한다(도 5 참조).
다른 보다 바람직한 실시 형태에서는, 상기 전류 제한 회로(21241)는 제1 오프셋 전압(Voffset)과 제2 오프셋 전압(Voffset)을 생성하는 오프셋 전압 회로(212412)를 더 포함한다.
상기 제1 오프셋 전압(Voffset)과 상기 검출 전압(V_ limit)의 제1 합계 전압이 상기 차동 증폭기(212411)의 상기 비반전 입력 단자(+)에 공급되고, 상기 제2 오프셋 전압(Voffset)과 상기 기준 전압(VREF _U)의 제2 합계 전압이 상기 차동 증폭기(212411)의 상기 제1 반전 입력 단자(-)에 공급되는 것을 특징으로 하는 것이다(도 5 참조).
또 다른 보다 바람직한 실시 형태에서는, 상기 전류 제한 회로(21241)는 전압 비교 증폭기(AMP)와 비교 제어 트랜지스터(MN4)를 갖는 전압 제어 회로(212413)를 더 포함한다.
상기 전압 비교 증폭기(AMP)의 제1 입력 단자와 제2 입력 단자는, 상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 상기 P채널 MOS 트랜지스터(MP1)의 상기 드레인과 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터(MP2)의 상기 드레인에 각각 접속된다.
상기 전압 비교 증폭기(AMP)의 출력 단자는 상기 비교 제어 트랜지스터(MN4)의 제어 입력 단자에 접속되고, 상기 비교 제어 트랜지스터(MN4)의 출력 전류 경로는 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터(MP2)의 상기 드레인과 상기 검출 저항(R_ limit)의 상기 일단부 사이에 접속된 것을 특징으로 한다(도 5 참조).
다른 보다 바람직한 실시 형태에서는, 상기 입력 전압 검출 회로(21242)는 제1 분압 저항(R1)과, 제2 분압 저항(R2)을 포함한다.
상기 제1 분압 저항(R1)의 일단부에는 상기 입력 단자(T1)에 공급되는 상기 DC 입력 전압(VIN _)이 공급되고, 상기 제1 분압 저항(R1)의 타단부는 상기 제2 분압 저항(R2)의 일단부에 접속되며, 상기 제2 분압 저항(R2)의 타단부는 접지 전위에 접속된다.
상기 입력 전압 검출 회로(21242)의 상기 제1 분압 저항(R1)의 상기 타단부와 상기 제2 분압 저항(R2)의 상기 일단부의 접속 노드로부터, 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)가 생성되는 것을 특징으로 한다(도 5 참조).
또 다른 보다 바람직한 실시 형태에 따른 반도체 집적 회로(212)는 저항 소자(RLPF)와 용량 소자(CLPF)를 포함하는 저역 통과 필터(21243)를 더 구비한다.
상기 입력 전압 검출 회로(21242)로부터 생성되는 상기 입력 전압 검출 신호가 상기 저역 통과 필터(21243)의 입력 단자에 공급되고, 상기 저역 통과 필터(21243)의 출력 단자에 전달되는 상기 입력 전압 검출 신호가 상기 전류 제한 회로(21241)의 상기 제2 반전 입력 단자(-) 공급되는 것을 특징으로 한다(도 5 참조).
구체적인 실시 형태에서는, 상기 입력 단자(T1)에는, NFC 통신에 의한 RF 신호와 와이어리스 급전에 의한 RF 신호가 시분할로 공급 가능하게 되는 것을 특징으로 하는 것이다(도 1, 도 2 참조).
다른 구체적인 실시 형태에서는, 상기 반도체 집적 회로(212)는 상기 입력 단자(T1)와 상기 출력 단자(T3, T4) 사이에 접속된 상기 DC-DC 컨버터(2121)와 병렬로 접속된 리니어 레귤레이터(2122)를 더 구비한다.
상기 리니어 레귤레이터(2122)는 상기 입력 단자(T1)의 상기 DC 입력 전압(VIN)의 공급에 응답하여 즉시 동작하는 것이다.
상기 DC-DC 컨버터(2121)는 상기 리니어 레귤레이터(2122)보다도 높은 전력 효율을 갖는 스위칭 레귤레이터로서 동작하는 것을 특징으로 하는 것이다(도 2 참조).
보다 구체적인 실시 형태에서는, 상기 입력 단자(T1)에 제1 쇼트키 다이오드(D1)를 통하여 상기 DC 입력 전압(VIN)과, 제2 쇼트키 다이오드(D2)를 통하여 AC 전원 접속 인터페이스(24)의 AC-DC 변환 전압이 공급 가능하도록, 상기 입력 단자(T1)가 구성된 것을 특징으로 한다(도 2 참조).
가장 구체적인 실시 형태에서는, 상기 반도체 집적 회로(212)는 다른 입력 단자(T2)와 스위치(SW3)를 더 구비한다.
상기 다른 입력 단자(T2)에 USB 접속 인터페이스(23)의 USB 전원 전압이 공급 가능하도록, 상기 다른 입력 단자(T2)가 구성된다.
상기 스위치(SW3)의 일단부와 타단부는, 상기 다른 입력 단자(T2)와 상기 출력 단자(T3, T4)에 각각 접속된 것을 특징으로 하는 것이다(도 2 참조).
〔2〕다른 관점의 대표적인 실시 형태는, 입력 단자(T1)와, DC-DC 컨버터(2121)와, 출력 단자(T3, T4)와, 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)와, 전류 제한 회로(21241)와, 입력 전압 검출 회로(21242)를 구비하는 반도체 집적 회로(212)의 동작 방법이다.
상기 입력 단자(T1)에는, RF 수신 신호의 정류·평활에 의해 생성되는 DC 입력 전압(VIN)이 공급 가능하게 된다.
상기 DC-DC 컨버터(2121)는 상기 입력 단자(T1)에 공급되는 상기 DC 입력 전압(VIN)으로부터, 원하는 전압 레벨을 갖는 DC 출력 전압(VDDOUT2)을 컨버터 출력 단자(T6)로부터 생성 가능하게 된다.
상기 출력 단자(T3, T4)는 상기 DC 출력 전압(VDDOUT2)을 사용하여 외부 배터리(26)의 충전 또는 외부 수전측 시스템(3)의 급전이 가능하게 된다.
상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)는 상기 출력 단자(T3, T4)와 상기 DC-DC 컨버터(2121)의 상기 컨버터 출력 단자(T6) 사이의 전기적 도통을 가능하게 한다.
상기 전류 제한 회로(21241)는 상기 컨버터 출력 단자(T6)로부터 상기 출력 단자(T3, T4)로 흐르는 상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 부하 전류의 전류 제한을 실행한다.
상기 입력 전압 검출 회로(21242)는 상기 입력 단자(T1)에 공급되는 상기 DC 입력 전압(VIN)의 레벨 검출에 의해 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)를 생성하여, 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)를 상기 전류 제한 회로(21241)에 공급한다.
상기 전류 제한 회로(21241)는 상기 입력 전압 검출 회로(21242)로부터 공급되는 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)에 응답하여, 상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류(I_ limit)의 값을 제어한다.
상기 입력 단자(T1)에 공급되는 상기 DC 입력 전압(VIN)이 고레벨인 경우에는, 상기 전류 제한 회로(21241)는 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)에 응답하여 상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류(I_ limit)의 상기 값을 큰 전류로 제어한다.
상기 입력 단자(T1)에 공급되는 상기 DC 입력 전압(VIN)이 상기 고레벨보다도 낮은 저레벨인 경우에는, 상기 전류 제한 회로(21241)는 상기 입력 전압 검출 신호(VIN _ DIV)에 응답하여 상기 전원 스위치 트랜지스터(Path_SW)의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류(I_ limit)의 상기 값을 상기 큰 전류보다도 작은 전류로 제어하는 것을 특징으로 한다(도 5 참조).
상기 실시 형태에 따르면, 급전 전력이 작고 부하 전류가 큰 경우에 있어서 DC-DC 컨버터가 정지할 가능성을 경감시킬 수 있다.
2. 실시 형태의 상세
다음으로, 실시 형태에 대하여 더 상세히 설명한다. 또한, 발명을 실시하기 위한 구체적인 내용을 설명하기 위한 전체 도면에 있어서, 상기한 도면과 동일한 기능을 갖는 부품에는 동일한 부호를 부여하여, 그 반복된 설명은 생략한다.
[실시 형태 1]
《다기능 휴대전화를 위한 와이어리스 전력 전송 시스템의 구성》
도 1은, 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어 동작을 실행하는 반도체 집적 회로(212)가 탑재된 다기능 휴대전화를 위한 와이어리스 전력 전송 시스템의 구성을 나타내는 도면이다.
도 1에 도시한 다기능 휴대전화를 위한 와이어리스 전력 전송 시스템은, 송전 회로(1)와 수전 회로(2)와 수전측 시스템(3)에 의해 구성되어 있다. 특히 도 1에 도시한 다기능 휴대전화를 위한 와이어리스 전력 전송 시스템에서는, 송전측 안테나 코일(13)로부터의 RF 신호가 수신측 안테나 코일(25)에 의해 수신됨으로써 이차전지(26)의 충전과 수전측 시스템(3)으로의 전원 공급이 실행된다.
《송신측의 송전 회로》
도 1에 도시한 바와 같이, 와이어리스 전력 전송 시스템의 송신측의 송전 회로(1)에는 AC 어댑터(10)를 통하여 AC 전원이 공급된다. 송전 회로(1)는 마이크로 컨트롤러 유닛(11: MCU)과 송전 제어 회로(12)에 의해 구성되고, 마이크로 컨트롤러 유닛(11: MCU)은 인증 처리 기능(111)과 암호 처리 기능(112)을 갖고, 송전 제어 회로(12)는 정류 회로(121)와 RF 드라이버(122)를 포함하고, RF 드라이버(122)는 송전측 안테나 코일(13)과 접속된다.
AC 어댑터(10)를 통하여 공급되는 AC 전원이 정류 회로(121)에 의해 정류·평활됨으로써 생성되는 DC 전원 전압이, 송전 회로(1)의 마이크로 컨트롤러 유닛(11: MCU)과 RF 드라이버(122) 등에 공급된다. 송전 회로(1)의 마이크로 컨트롤러 유닛(11: MCU)의 인증 처리 기능(111)과 암호 처리 기능(112)은, 수전 회로(2)인 다기능 휴대전화의 유저가 정당한 사용 권리를 갖는 유저인지 여부 등을 판단하기 위한 상호 인증 처리와 통신 데이터의 개찬을 방지하기 위한 암호 처리를 각각 실행하는 것이다. 즉, 송전 회로(1)의 마이크로 컨트롤러 유닛(11: MCU)은, 수전 회로(2)에 포함되는 마이크로 컨트롤러 유닛(22: MCU)의 인증 처리 기능(221)과 암호 처리 기능(222) 사이의 통신 프로토콜에 관한 암호 키의 생성과 유지와 갱신과 삭제 등에 관계하는 키 관리 동작을 실행하는 것이다.
그 결과, 송전 회로(1)의 마이크로 컨트롤러 유닛(11: MCU)에 의해 수전 회로(2)인 다기능 휴대전화의 유저가 정당한 사용 권리를 갖는 유저인 것이 판정되면, RF 드라이버(122)는 도시를 생략한 RF 발진기로부터 생성되는 RF 발진 출력 신호에 응답하여 송전측 안테나 코일(13)에 공급되는 RF 구동 신호를 생성한다. 또한, 송전 회로(1)의 마이크로 컨트롤러 유닛(11: MCU)으로부터의 인증 처리와 암호 처리의 통신 데이터는, RF 드라이버(122)와 송전측 안테나 코일(13)과 수전측 안테나 코일(25)을 통하여 수전 회로(2)에 공급된다.
《수신측의 수전 회로》
도 1에 도시한 바와 같이, 와이어리스 전력 전송 시스템의 수신측의 수전 회로(2)는 수전 제어 회로(21)와 마이크로 컨트롤러 유닛(22: MCU)에 의해 구성되고, 마이크로 컨트롤러 유닛(22: MCU)은 인증 처리 기능(221)과 암호 처리 기능(222)을 갖고, 수전 제어 회로(21)는 정류 회로(211)와 배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로(212)를 포함하는 것이다.
도 1에 도시한 와이어리스 전력 전송 시스템에서는, 처음에 송전 회로(1)의 마이크로 컨트롤러 유닛(11: MCU)과 수전 회로(2)의 마이크로 컨트롤러 유닛(22: MCU) 사이에서 전술한 통신 프로토콜에 따른 통신이, 송전측 안테나 코일(13)과 수전측 안테나 코일(25)을 통하여 실행된다. 이 통신을 위해서, 수전 회로(2)에서는, 수전 제어 회로(21)와 마이크로 컨트롤러 유닛(22: MCU) 사이에서 시리얼 통신과 전원 공급 등이 가능하게 된 것이다. 송전 회로(1)의 마이크로 컨트롤러 유닛(11: MCU)에 의해 수전 회로(2)인 다기능 휴대전화의 유저가 정당한 사용 권리를 갖는 유저인 것이 판정되면, RF 드라이버(122)로부터 생성되는 RF 구동 신호가 수전 회로(2)에 송전측 안테나 코일(13)과 수전측 안테나 코일(25)을 통하여 공급된다.
송전측 안테나 코일(13)과 수전측 안테나 코일(25)을 통하여 공급되는 RF 구동 신호가 정류 회로(211)에 의해 정류·평활됨으로써 생성되는 DC 전원 전압이, 반도체 집적 회로(212)와 마이크로 컨트롤러 유닛(22: MCU)에 공급된다. 정류 회로(211)로부터 반도체 집적 회로(212)에 공급되는 DC 전원 전압은, 이차전지(26)의 충전에 사용됨과 함께 수전측 시스템(3)으로의 전원 공급에도 사용된다.
와이어리스 전력 전송 시스템의 수신측이 다기능 휴대전화인 경우에는, 수전측 시스템(3)은 어플리케이션 프로세서나 기저 대역 프로세서나 액정 표시 드라이버 IC나 RF 신호 처리 반도체 집적 회로(RFIC)나 메인 메모리나 플래시 메모리 등의 불휘발성 메모리 등을 포함하는 것이다.
또한, 와이어리스 전력 전송 시스템의 수신측이 태블릿 PC와 같은 휴대형 퍼스널 컴퓨터인 경우에는, 수전측 시스템(3)은 중앙 처리 유닛(CPU)과 하드디스크 치환된 대규모 기억 용량의 플래시 메모리 스토리지를 더 포함하는 것이다.
또한 배터리 충전 제어와 시스템 전원 공급을 위한 반도체 집적 회로(212)에는, 정류 회로(211)에 의해 생성되는 DC 전원 전압 이외에도, USB 접속 인터페이스(23)로부터의 USB 전원 전압과 AC 전원 접속 인터페이스(24)로부터의 AC 전원 전압의 정류·평활에 의해 생성되는 AC-DC 변환 전원 전압이 공급 가능하게 된다. 따라서, 배터리 충전 제어와 시스템 전원 공급을 위한 반도체 집적 회로(212)는 정류 회로(211)의 DC 전원 전압과 USB 접속 인터페이스(23)의 USB 전원 전압과 AC 전원 접속 인터페이스(24)의 AC-DC 변환 전원 전압의 복수의 전원 전압으로부터 배터리 충전 제어와 시스템 전원 공급을 위한 전원 전압을 자동 선택하는 기능을 갖는 것이다. 또한, USB는, Universal Serial Bus의 약칭이다.
또한 도 1에 도시한 와이어리스 전력 전송 시스템에 있어서, 송전측의 송전 회로(1)와 수신측의 수전 회로(2)는 이차전지(26)의 충전과 수전측 시스템(3)으로의 전원 공급을 위한 와이어리스 전력 전송(와이어리스 급전)을 실행함과 함께, 포트 기기로서의 송전측의 송전 회로(1)와 모바일 기기로서의 수신측의 수전 회로(2) 사이의 NFC 통신도 실행한다. 또한 NFC 통신과 와이어리스 급전을 시분할로 실행함으로써, 모바일 기기로서의 수신측의 수전 회로(2)의 이차전지(26)의 충전을 실행하면서, 포트 기기로서의 송전측의 송전 회로(1)와 모바일 기기로서의 수신측의 수전 회로(2) 사이의 NFC 통신을 실행하는 것이 가능해진다. 이 NFC 통신에 의해, 포트 기기로서의 송전측의 송전 회로(1)에 접속되는 유선 또는 무선에 의한 인터넷 환경을 모바일 기기로서의 수신측의 수전 회로(2)가 이용하는 것이 가능해진다.
《배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로의 구성》
도 2는, 도 1에 도시한 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로(212)의 구성을 나타내는 도면이다.
도 2에 도시한 바와 같이, 배터리 충전 제어와 시스템 전원 공급을 위한 반도체 집적 회로(212)는 강압 DC-DC 컨버터(2121)와 리니어 레귤레이터(2122)와 USB 종별 검출 회로(2123)와 입력 전압 선택 회로(2124)와 외부 인터페이스(2125)와 내장 레귤레이터(2126)와 게이트 구동 제어 회로(2127)를 포함하고 있다. 또한, 배터리 충전 제어와 시스템 전원 공급을 위한 반도체 집적 회로(212)는 P채널 MOS 트랜지스터 MP3과 스위치 SW1, SW2, SW3, SW4를 포함하고 있다.
제1 입력 전압(1)의 공급 단자 T1에는 제1 쇼트키 다이오드 D1을 통하여 송전 회로(1)의 와이어리스 급전의 전원 전압과 제2 쇼트키 다이오드 D2를 통하여 AC 전원 접속 인터페이스(24)의 AC-DC 변환 전원 전압이 공급되고, 제2 입력 전압(2)의 공급 단자 T2에는 USB 접속 인터페이스(23)의 USB 전원 전압이 공급된다. 쇼트키 다이오드 D1, D2는, 송전 회로(1)의 와이어리스 급전의 전원 전압과 AC 전원 접속 인터페이스(24)의 AC-DC 변환 전원 전압 사이에서 역류 방지 소자로서 기능하는 한편, PN 접합 다이오드와 비교하여 낮은 순방향 전압으로 전원 전압을 전달하는 전압 전달 소자로서 기능한다. 또한, 송전 회로(1)의 와이어리스 급전의 전원 전압은 5.5볼트 내지 20볼트의 전압이고, AC 전원 접속 인터페이스(24)의 AC-DC 변환 전원 전압은 대략 7볼트의 전압이며, USB 접속 인터페이스(23)의 USB 전원 전압은 5볼트의 전압이다.
강압 DC-DC 컨버터(2121)에는, 외부 단자 DDOUT1(T5), DDOUT2(T6)를 통하여 인덕터 L1과 용량 C1이 접속되어 있다. 따라서, 강압 DC-DC 컨버터(2121)는 리니어 레귤레이터(2122)보다도 전원 투입 시의 기동이 늦지만, 리니어 레귤레이터(2122)보다도 높은 전력 효율을 갖는 스위칭 레귤레이터로서 동작한다. 한편, 리니어 레귤레이터(2122)는, 전원 투입의 직후에 바로 동작하는 직렬 레귤레이터로서 동작하는 것이다.
즉, 강압 DC-DC 컨버터(2121)와 리니어 레귤레이터(2122)는, 5.5볼트 내지 20볼트의 송전 회로(1)의 와이어리스 급전의 전원 전압 또는 대략 7볼트의 AC 전원 접속 인터페이스(24)의 AC-DC 변환 전원 전압으로부터 3.5볼트 내지 5볼트의 시스템 공급 전압을 생성한다. 따라서, 강압 DC-DC 컨버터(2121)와 리니어 레귤레이터(2122)로부터의 5볼트의 시스템 공급 전압은, 스위치 SW2, SW4와 외부 단자 SYS(T4)를 통하여 수전측 시스템(3)에 공급되는 한편, 5볼트의 USB 접속 인터페이스(23)의 USB 전원 전압은, 스위치 SW3과 외부 단자 SYS(T4)를 통하여 수전측 시스템(3)에 공급된다.
USB 종별 검출 회로(2123)는 USB 접속 인터페이스(23)의 차동 데이터 신호 D+, D-의 비트 레이트 또는 제2 입력 전압(2)의 공급 단자 T2의 급전 능력으로부터 USB 접속 인터페이스(23)가 USB1.1 또는 USB1.0과 USB2.0과 USB3.0 중 어느 쪽의 종별인지를 검출한다.
입력 전압 선택 회로(2124)는 기동 시의 동작 모드 선택을 위해 제1 입력 전압(1)의 공급 단자 T1의 전압 검출과 제2 입력 전압(2)의 공급 단자 T2의 공급 단자의 전압 검출을 실행하여, 또한 스위치 SW1, SW2, SW3, SW4의 온/오프 제어와 강압 DC-DC 컨버터(2121), 내장 레귤레이터(2126), 게이트 구동 제어 회로(2127)의 제어를 실행한다. 또한 입력 전압 선택 회로(2124)는 USB 종별 검출 회로(2123)의 제어를 실행함과 함께 외부 인터페이스(2125)를 통하여 USB 종별 검출 회로(2123)에 의한 USB 종별 검출 데이터를 마이크로 컨트롤러 유닛(22: MCU)과 수전측 시스템(3)에 공급하는 기능을 갖는 것이다.
따라서, 외부 인터페이스(2125)는 수전측 시스템(3) 및 마이크로 컨트롤러 유닛(22: MCU)과 클록 및 시리얼 데이터의 쌍방향 통신을 실행한다.
내장 레귤레이터(2126)에는, 강압 DC-DC 컨버터(2121) 또는 리니어 레귤레이터(2122)를 통하여 송전 회로(1)의 와이어리스 급전의 전원 전압 또는 AC 전원 접속 인터페이스(24)의 AC-DC 변환 전원 전압이 공급되거나, 또는 USB 접속 인터페이스(23)의 USB 전원 전압이 공급된다. 그 결과, 내장 레귤레이터(2126)로부터 1.8볼트의 동작 전압 VDD(18)와 3.0볼트의 동작 전압 VDD(30)가 생성되고, 마이크로 컨트롤러 유닛(22: MCU)에 공급된다.
P채널 MOS 트랜지스터 MP3은 입력 전압 선택 회로(2124) 및 게이트 구동 제어 회로(2127)에 의해 온 상태로 구동 제어됨으로써, 외부 단자 SYS(T4)의 3.5볼트 내지 5볼트의 시스템 공급 전압을 외부 단자 BAT(T3)를 통하여 이차전지(26)에 공급함으로써, 이차전지(26)의 충전이 실행된다. 예를 들어, 이차전지(26)는 다기능 휴대전화 등에 내장되는 리튬 이온 전지로서, 그 충전 전류는 대략 0.5A 내지 1.0A의 비교적 큰 전류로 된다.
또한 게이트 구동 제어 회로(2127)는 P채널 MOS 트랜지스터 MP3이 외부 단자 SYS(T4)과 외부 단자 BAT(T3) 사이에서 쌍방향으로 도통하도록 P채널 MOS 트랜지스터 MP3의 게이트를 구동하는 출력 신호를 생성한다. 따라서, 이차전지(26)의 충전이 실행되는 기간에서는 외부 단자 SYS(T4)로부터 외부 단자 BAT(T3)로 이차전지(26)의 충전 전류가 흘려지는 한편, 그와 반대로 이차전지(26)의 방전에 의한 배터리 동작 기간에서는 외부 단자 BAT(T3)로부터 외부 단자 SYS(T4)로 이차전지(26)의 방전 전류가 흘려지는 것이다. 또한 나아가 게이트 구동 제어 회로(2127)는 이차전지(26)의 충전 동작과 방전 동작 사이에 충전 전류와 방전 전류의 전류 제어를 실행함으로써 과충전과 과방전을 방지하는 기능을 갖는 것이다.
도 2에 도시한 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로(212)는 NFC 통신의 기간에 있어서는 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 동작이 정지되도록 제어된다. 그러나, 강압 DC-DC 컨버터(2121)가 정지하고 있는 상태에 있어서도, 리니어 레귤레이터(2122)가 동작을 계속하므로, 리니어 레귤레이터(2122)는 주로 입력 전압 선택 회로(2124)와 마이크로 컨트롤러 유닛(22)에 전력을 공급한다. 따라서, 입력 단자 T1에 전원 전압이 공급되고 있는 한, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 동작이 정지하고 있는 상태에 있어서도, 리니어 레귤레이터(2122)로부터 입력 전압 선택 회로(2124)와 마이크로 컨트롤러 유닛(22)으로 전력이 공급되는 것이다.
《반도체 집적 회로의 외부 단자의 기능》
도 3은, 도 2에 도시한 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로(212)의 외부 단자의 기능을 나타내는 도면이다.
도 3에 도시한 바와 같이, 제1 입력 전압(1)의 외부 공급 단자는, 제1 쇼트키 다이오드 D1 또는 제2 쇼트키 다이오드 D2를 통하여 송전 회로(1)의 와이어리스 급전의 전원 전압 또는 AC 전원 접속 인터페이스(24)의 AC-DC 변환 전원 전압을 공급하는 기능을 갖는 것이다.
또한, 제2 입력 전압(2)의 외부 공급 단자는, USB 접속 인터페이스(23)의 USB 전원 전압을 공급하는 기능을 갖고 있다.
차동 데이터 신호 D+의 외부 공급 단자는, USB 접속 인터페이스(23)의 차동 데이터의 비반전 입력 신호 D+를 공급하는 기능을 갖는다.
또한, 차동 데이터 신호 D-의 외부 공급 단자는, USB 접속 인터페이스(23)의 차동 데이터의 반전 입력 신호 D-를 공급하는 기능을 갖는다.
클록의 외부 입출력 단자는, 외부 인터페이스(2125)의 클록의 쌍방향 통신을 실행하는 기능을 갖는다.
또한 시리얼 데이터의 외부 입출력 단자는, 외부 인터페이스(2125)의 시리얼 데이터의 쌍방향 통신을 실행하는 기능을 갖는다.
외부 단자 DDOUT1은, 강압 DC-DC 컨버터(2121)에서의 스위칭 레귤레이터 동작에 의한 스위칭 출력 신호를 출력하는 기능을 갖는다.
또한, 외부 단자 DDOUT2는, 인덕터 L1과 용량 C1로 구성되는 저역 통과 필터를 통과한 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압을 출력하는 기능을 갖는다.
외부 단자 SYS는, 수전측 시스템(3)으로 전원 전압을 출력하는 기능을 갖는다.
외부 단자 BAT는, 이차전지(26)를 접속하는 기능을 갖는다.
외부 단자 VDD(18)는, 1.8볼트의 동작 전압 VDD(18)를 마이크로 컨트롤러 유닛(22: MCU)으로 출력하는 기능을 갖는다.
외부 단자 VDD(30)는, 3.0볼트의 동작 전압 VDD(30)를 마이크로 컨트롤러 유닛(22: MCU)으로 출력하는 기능을 갖는다.
《급전 및 충전의 기본적인 구성》
도 4는, 도 2에 도시한 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로(212)의 수전측 시스템(3)으로의 급전과 이차전지(26)의 충전을 위한 기본적인 구성을 나타내는 도면이다.
도 4에 도시한 바와 같이, 송전측 안테나 코일(13)로부터의 RF 신호가 수신측 안테나 코일(25)에 의해 수신되고, 수전측 안테나 코일(25)의 RF 신호가 정류 회로(211)에 의해 정류·평활됨으로써 생성되는 DC 전원 전압 VIN이, 쇼트키 다이오드 D1을 통하여 반도체 집적 회로(212)의 공급 단자 T1에 공급된다. 공급 단자 T1에는 강압 DC-DC 컨버터(2121)가 접속되고, 강압 DC-DC 컨버터(2121)는 PWM 제어 회로(21211)와 하이 사이드 스위치로서의 P채널 MOS 트랜지스터(21212)와 로우 사이드 스위치로서의 N채널 MOS 트랜지스터(21213)를 포함하고 있다. P채널 MOS 트랜지스터(21212)의 소스에는 DC 전원 전압 VIN이 공급되고, P채널 MOS 트랜지스터(21212)의 드레인과 N채널 MOS 트랜지스터(21213)의 드레인은 외부 단자 DDOUT1(T5)을 통하여 인덕터 L1의 일단부에 접속되고, N채널 MOS 트랜지스터(21213)의 소스는 외부 접지 단자 DDGND를 통하여 접지 전위에 접속된다.
PWM 제어 회로(21211)가 P채널 MOS 트랜지스터(21212)의 게이트와 N채널 MOS 트랜지스터(21213)의 게이트를 PWM 구동함으로써 인덕터 L1의 타단부와 용량 C1의 일단부가 접속된 접속 노드에 생성되는 시스템 공급 전압은, 외부 단자 DDOUT2(T6)를 통하여 PWM 제어 회로(21211)로 부귀환 단자에 공급된다. 부귀환 단자의 시스템 공급 전압이 소정의 전압 레벨이 되도록, PWM 제어 회로(21211)는 P채널 MOS 트랜지스터(21212)의 온 기간과 N채널 MOS 트랜지스터(21213)의 온 기간의 비를 PWM 제어한다.
외부 단자 DDOUT2(T6)에 생성되는 강압 DC-DC 컨버터(2121)로부터의 시스템 공급 전압은, 스위치 SW2를 구성하는 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW의 소스에 공급되고, P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW의 드레인은 외부 단자 SYS(T4)와 P채널 MOS 트랜지스터 MP3의 드레인과 게이트 구동 제어 회로(2127)에 접속된다. 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW의 게이트는 입력 전압 선택 회로(2124)에 포함된 전류 제한 회로(21241)에 접속되어 있으므로, P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW의 소스·드레인 경로로 흐르는 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류의 최대값은 전류 제한 회로(21241)에 의해 조정된다.
외부 단자 BAT(T3)를 통하여 이차전지(26)에 배터리 충전 전류를 공급하기 위한 P채널 MOS 트랜지스터 Mp3의 게이트는 게이트 구동 제어 회로(2127)에 접속되고, 게이트 구동 제어 회로(2127)에는 외부 단자 T11을 통하여 저항 RICHG의 일단부가 접속되고, 저항 RICHG의 타단부는 접지 전위에 접속된다. 그 결과, 저항 RICHG의 저항값을 조정함으로써, P채널 MOS 트랜지스터 Mp3의 소스·드레인 경로로 흐르는 배터리 충전 전류의 최대값을 조정하는 것이 가능해진다.
《급전 및 충전의 상세한 구성》
도 5는, 도 4에 도시한 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로(212)의 수전측 시스템(3)으로의 급전과 이차전지(26)의 충전을 위한 상세한 구성을 나타내는 도면이다.
도 5에 도시한 바와 같이, 도 4에 도시한 실시 형태 1에 따른 반도체 집적 회로(212)의 전류 제한 회로(21241)는, 차동 증폭기(212411)와 오프셋 전압 회로(212412)와 P채널 MOS 트랜지스터 MP2, MP3과 전압 제어 회로(212413)와 N채널 MOS 트랜지스터 MN2, MN3과 저항 R_ limit를 포함하고 있다.
스위치 SW2를 구성하는 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 게이트에는 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 게이트가 접속되고, P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소자 크기와 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 소자 크기는 M:1의 비로 설정된다. P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스와 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 소스와 저항 R3의 일단부는 외부 단자 DDOUT2(T6)에 접속되고, P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 게이트와 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 게이트와 저항 R3의 타단부는 P채널 MOS 트랜지스터 MP3의 소스에 접속된다.
전압 제어 회로(212413)는, 전압 비교 증폭기 AMP와 N채널 MOS 트랜지스터 MN4를 포함한다. 전압 비교 증폭기 AMP의 반전 입력 단자 -는 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 드레인에 접속되고, 전압 비교 증폭기 AMP의 비반전 입력 단자 +는 N채널 MOS 트랜지스터 MN4의 드레인과 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 드레인에 접속된다.
저항 R_ limit의 일단부는 전압 제어 회로(212413)의 N채널 MOS 트랜지스터 MN4의 소스와 오프셋 전압 회로(212412)의 제1 오프셋 전압 Voffset의 타단부에 접속되고, 저항 R_ limit의 타단부는 N채널 MOS 트랜지스터 MN3의 드레인·소스 경로를 통하여 접지 전위에 접속된다. 오프셋 전압 회로(212412)의 제2 오프셋 전압 Voffset의 타단부에 기준 전압 VREF _U가 공급되고, 제1 오프셋 전압 Voffset의 일단부와 제2 오프셋 전압 Voffset의 일단부는 차동 증폭기(212411)의 비반전 입력 단자 +와 제1 반전 입력 단자 -에 각각 접속된다. 차동 증폭기(212411)의 제2 반전 입력 단자 -에, 저역 통과 필터(21243)를 통하여 입력 전압 선택 회로(21242)로부터 생성되는 입력 전압 검출 출력 전압 VIN _ DIV가 공급된다. 차동 증폭기(212411)의 출력 단자는 P채널 MOS 트랜지스터 MP3의 게이트에 접속되고, P채널 MOS 트랜지스터 MP3의 드레인은 N채널 MOS 트랜지스터 MN2의 드레인·소스 경로를 통하여 접지 전위에 접속된다.
입력 전압 검출 회로(21242)는 저항 R1, R2와 N채널 MOS 트랜지스터 MN1과 오프셋 전류원 Ioffset을 포함하고, 저항 R1의 일단부에는 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN이 공급되고, 저항 R1의 타단부는 오프셋 전류원 Ioffset의 일단부와 저항 R2의 일단부에 접속된다. 오프셋 전류원 Ioffset의 타단부는 접지 전위에 접속되고, 저항 R2의 타단부는 N채널 MOS 트랜지스터 MN1의 드레인·소스 경로를 통하여 접지 전위에 접속된다. 저항 R1의 타단부와 저항 R2의 일단부의 접속 노드로부터 생성되는 검출 전압은, 저역 통과 필터(21243)의 입력 단자에 공급된다.
저역 통과 필터(21243)는 저항 RLPF와 용량 CLPF를 포함하고, 저항 RLPF의 일단부는 저역 통과 필터(21243)의 입력 단자에 접속되고, 저항 RLPF의 타단부는 저역 통과 필터(21243)의 출력 단자와 용량 CLPF의 일단부에 접속되고, 용량 CLPF의 타단부는 접지 전위에 접속된다.
입력 전압 검출 회로(21242)의 N채널 MOS 트랜지스터 MN1의 게이트와 전류 제한 회로(21241)의 N채널 MOS 트랜지스터 MN2, MN3의 게이트에, 온·오프 제어 신호가 공급된다. 입력 전압 검출 회로(21242)와 전류 제한 회로(21241)를 활성 상태로 설정하는 경우에는, 하이 레벨의 온·오프 제어 신호에 의해 입력 전압 검출 회로(21242)의 N채널 MOS 트랜지스터 MN1과 전류 제한 회로(21241)의 N채널 MOS 트랜지스터 MN2, MN3은 온 상태로 제어되고, P채널 MOS 트랜지스터 MP1, MP2는 활성 상태로 제어된다. 입력 전압 검출 회로(21242)와 전류 제한 회로(21241)를 비활성 상태로 설정하는 경우에는, 로우 레벨의 온·오프 제어 신호에 의해 입력 전압 검출 회로(21242)의 N채널 MOS 트랜지스터 MN1과 전류 제한 회로(21241)의 N채널 MOS 트랜지스터 MN2, MN3은 오프 상태로 제어되고, P채널 MOS 트랜지스터 MP1, MP2는 비활성 상태로 제어된다.
전류 제한 회로(21241)는, 스위치 SW2를 구성하는 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류의 최대값을 제한하는 전류 제한 동작을 다음과 같이 실행한다. 즉, 전류 제한 회로(21241)는, 차동 증폭기(212411)의 제1 반전 입력 단자 -와 제2 반전 입력 단자 -의 저레벨의 전압 레벨을 선택하여, 선택된 저레벨의 전압 레벨에 차동 증폭기(212411)의 비반전 입력 단자 +의 전압 레벨이 일치하도록, P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 드레인 전류를 제어한다.
전류 제한 회로(21241)의 P채널 MOS 트랜지스터 MP2와 스위치 SW2를 구성하는 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1은, 커런트 미러의 입력 트랜지스터와 출력 트랜지스터로서 각각 기능한다. 커런트 미러의 입력 트랜지스터로서 기능하는 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 드레인 전류가 전류 제한 회로(21241)에 의해 제어됨으로써, 커런트 미러의 출력 트랜지스터로서 기능하는 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 드레인 전류가 설정된다. 한편, 전류 제한 회로(21241)의 전압 제어 회로(212413)는, 커런트 미러의 입력 트랜지스터로서 기능하는 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 드레인 전압과 커런트 미러의 출력 트랜지스터로서 기능하는 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 드레인 전압이 일치하도록 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 드레인 전압을 부귀환 제어한다. 그 결과, P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 드레인 전류와 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 드레인 전류의 비는, P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소자 크기와 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 소자 크기의 비 M:1의 비에 의해 정확하게 설정되게 된다.
《DC 전원 전압이 저레벨인 경우의 전류 제한 동작》
공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 저레벨인 경우에는, 차동 증폭기(212411)의 제1 반전 입력 단자 -에 공급되는 제2 오프셋 전압 Voffset과 기준 전압 VREF_U의 합계 전압 Voffset+VREF _U보다도 차동 증폭기(212411)의 제2 반전 입력 단자 -의 입력 전압 검출 출력 전압 VIN _ DIV의 전압이 저레벨로 된다. 그 결과, 차동 증폭기(212411)의 비반전 입력 단자 +의 전압 레벨인 저항 R_ limit의 전류 제한 검출 전압 V_limit와 제1 오프셋 전압 Voffset의 합계 전압 Voffset+V_ limit가, 차동 증폭기(212411)의 제2 반전 입력 단자 -의 저레벨의 입력 전압 검출 출력 전압 VIN _ DIV에 일치하도록 제어된다. 즉, 저레벨의 입력 전압 검출 출력 전압 VIN _ DIV에 응답한 차동 증폭기(212411)에 의한 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 드레인 전류의 제어에 의해, 스위치 SW2를 구성하는 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류의 최대값이 저레벨로 조정된다. 또한, 이 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류는, 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류이다. 그 결과, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 저레벨이고 와이어리스 급전의 급전 전력이 작아 이차전지(26)의 충전 전류 등의 부하 전류가 큰 경우에 있어서, 강압 DC-DC 컨버터(2121)가 정지할 가능성을 경감시키는 것이 가능해진다.
즉, 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류는, 도 4로부터 이해되는 바와 같이, 스위치 SW2를 구성하는 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW의 소스·드레인 경로와 강압 DC-DC 컨버터(2121)와 제1 입력 전압(1)의 공급 단자 T1을 통하여, 정류 회로(211)와 수신측 안테나 코일(25)로부터 공급된다. NFC 통신의 통신 동작 기간 등과 같이, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN이 저레벨이며 정류 회로(211)와 수신측 안테나 코일(25)로부터의 급전 능력이 저레벨인 경우에, 만약 도 4와 도 5에 도시한 전류 제한 회로(21241)에 의한 전류 제한 동작으로 제어되지 않는 대전류의 합계 전류가 흐르면, 정류 회로(211)와 수신측 안테나 코일(25)의 임피던스에 큰 전압 강하를 생성한다. 그 결과, 이 큰 전압 강하에 의해 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN은 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 동작 하한 전압보다 낮은 전압 레벨로 저하되므로, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 스위칭에 의한 컨버터 동작이 정지하게 된다.
그러나, 도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 전류 제한 회로(21241)의 전류 제한 동작에 의해 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류의 전류 레벨이, 입력 전압 검출 회로(21242)와 저역 통과 필터(21243)로부터 생성되는 입력 전압 검출 출력 전압 VIN _ DIV의 저레벨에 따라서 저레벨로 제어된다. 따라서, 정류 회로(211)와 수신측 안테나 코일(25)의 임피던스에서의 전압 강하가 저감되고, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN은 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 동작 하한 전압보다 낮은 전압 레벨로 저하하지 않게 되므로, 강압 DC-DC 컨버터(2121)가 정지할 가능성을 경감시키는 것이 가능해진다.
DC 전원 전압 VIN이 저레벨인 경우에는, 전술한 바와 같이, 차동 증폭기(212411)의 비반전 입력 단자 +의 전압 레벨인 저항 R_ limit의 전류 제한 검출 전압 V_limit와 제1 오프셋 전압 Voffset의 합계 전압 Voffset+V_ limit가, 차동 증폭기(212411)의 제2 반전 입력 단자 -의 저레벨의 입력 전압 검출 출력 전압 VIN _ DIV에 일치한다. 따라서, 하기 수학식 1이 얻어진다.
Figure pat00001
상기 수학식 1로부터, 하기 수학식 2가 얻어진다.
Figure pat00002
《DC 전원 전압이 고레벨인 경우의 전류 제한 동작》
공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 고레벨인 경우에는, 차동 증폭기(212411)의 제1 반전 입력 단자 -에 공급되는 제2 오프셋 전압 Voffset과 기준 전압 VREF_U의 합계 전압 Voffset+VREF _U보다도 차동 증폭기(212411)의 제2 반전 입력 단자 -의 입력 전압 검출 출력 전압 VIN _ DIV의 전압이 고레벨로 된다. 그 결과, 차동 증폭기(212411)의 비반전 입력 단자 +의 전압 레벨인 저항 R_ limit의 전류 제한 검출 전압 V_limit와 제1 오프셋 전압 Voffset의 합계 전압이, 차동 증폭기(212411)의 제1 반전 입력 단자 -에 공급되는 제2 오프셋 전압 Voffset과 기준 전압 VREF _U의 합계 전압에 일치하도록 제어된다. 즉, 기준 전압인 합계 전압 Voffset+VREF _U에 응답한 차동 증폭기(212411)에 의한 P채널 MOS 트랜지스터 MP2의 드레인 전류의 제어에 의해, 스위치 SW2를 구성하는 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류의 최대값이 적정 레벨로 조정된다. 또한, P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류는, 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류이다. 그 결과, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 고레벨이며 와이어리스 급전의 급전 전력이 크고 이차전지(26)의 충전 전류 등의 부하 전류가 큰 경우에 있어서, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 소비 전류가 과대해지는 것을 방지하는 것이 가능해진다.
공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 고레벨인 경우에는, 전술한 바와 같이 저항 R_ limit의 전류 제한 검출 전압 V_ limit와 제1 오프셋 전압 Voffset의 합계 전압 Voffset+V_ limit가, 제2 오프셋 전압 Voffset과 기준 전압 VREF _U의 합계 전압 Voffset+VREF_U에 일치한다. 따라서, 하기 수학식 3이 얻어진다.
Figure pat00003
《전류 제한 동작의 특성》
도 6은, 도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 전류 제한 회로(21241)의 전류 제한 동작의 특성을 나타내는 도면이다.
도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 전류 제한 회로(21241)의 전류 제한 동작에 의해 결정되는 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류의 전류 레벨은, 저항 R_ limit의 전류 제한 검출 전압 V_ limit에 의해 결정된다.
공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 저레벨인 경우에는, P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류의 전류 레벨을 결정하는 저항 R_ limit의 전류 제한 검출 전압 V_ limit는, 상기 수학식 2에 의해 산출된다. 따라서, 도 6의 좌측에 도시한 바와 같이, DC 전원 전압 VIN의 레벨 저하에 응답하여, 저항 R_ limit의 전류 제한 검출 전압 V_ limit는 저하한다.
예를 들어, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 소정값 VIN _ min으로 저하하면, 전류 제한 검출 전압 V_ limit는 제로 볼트로 저하하고, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류의 전류 레벨은 제로 암페어로 저하한다. 또한 도 6의 좌측에 도시한 바와 같이, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 소정값 VIN _ min보다도 저레벨로 저하하여도, 전류 제한 검출 전압 V_ limit는 제로 볼트로 유지되고 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류의 전류 레벨은 제로 암페어로 유지된다.
도 6에는, 정류 회로(211)와 수신측 안테나 코일(25)의 임피던스를 제로라 상정한 경우에 있어서의 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 스위칭에 의한 컨버터 동작이 정지하는 동작 하한 전압 VDC - DC _ LIMIT가, 전술한 소정값 VIN _ min보다도 저레벨인 것이 나타나 있다. 따라서, 전술한 임피던스를 제로라 상정한 경우에 있어서의 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 컨버터 동작이 정지하는 동작 하한 전압 VDC - DC _ LIMIT에서, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류의 전류 레벨은 확실하게 제로 암페어까지 저하한다.
따라서, 도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어를 위한 반도체 집적 회로(212)에 있어서, 정류 회로(211)와 수신측 안테나 코일(25)의 임피던스를 무시할 수 없는 저항값인 경우에 있어서, 다음 동작을 실현하는 것이 가능해진다. 즉, 동작 하한 전압 VDC - DC _ LIMIT의 전압 부근의 동작 조건으로 합계 전류의 전류 레벨이, 입력 전압 검출 회로(21242)와 저역 통과 필터(21243)로부터 생성되는 입력 전압 검출 출력 전압 VIN _ DIV의 저레벨에 따라서 저레벨로 제어된다. 그 결과, 정류 회로(211)와 수신측 안테나 코일(25)의 임피던스에서의 전압 강하가 저감되고, 강압 DC-DC 컨버터(2121)가 정지할 가능성을 경감시키는 것이 가능해진다.
공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 고레벨인 경우에는, P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류의 전류 레벨을 결정하는 저항 R_ limit의 전류 제한 검출 전압 V_ limit는, 상기 수학식 3에 의해 산출된다. 따라서, 도 6의 우측에 도시한 바와 같이, DC 전원 전압 VIN의 레벨 변화에 실질적으로 무관계가 되고, 저항 R_ limit의 전류 제한 검출 전압 V_ limit는 차동 증폭기(212411)의 제1 반전 입력 단자 -에 공급되는 기준 전압 VREF _U의 값으로 실질적으로 일정하게 유지된다. 따라서, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류의 전류 레벨은, 적정한 실질적으로 일정한 전류 레벨로 설정된다. 그 결과, 외부 단자 SYS(T4)에 접속되는 수전측 시스템(3) 또는 외부 단자 BAT(T3)에 접속되는 이차전지(26)가 과부하 상태로 됨으로써, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 소비 전류가 과대해지는 것을 방지하는 것이 가능해진다. 또한, 도 6의 우측에 도시한 바와 같이, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN의 최대값 VIN _ max는 와이어리스 급전의 최대 전원 전압의 20볼트이며, 20볼트의 최대의 DC 전원 전압 VIN _ max에 있어서 전류 제한 검출 전압 V_limit와 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 합계 전류는 각각 일정하게 유지되는 것이다.
도 6에는, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 레벨에 응답한 전류 제한 동작을 실행하는 전류 제한 회로(21241)를 배터리 충전 제어의 반도체 집적 회로(212)가 구비하지 않는 경우에 있어서의 저항 R_ limit의 전류 제한 검출 전압 V'_limit의 특성도 도시되어 있다. 즉, 도 6에 도시한 전류 제한 검출 전압 V'_ limit의 특성에서는, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 동작이 정지하는 동작 하한 전압 VDC - DC _ LIMIT 이상의 동작 조건의 전류 제한 검출 전압 V'_ limit는 DC 전원 전압 VIN의 레벨 변화에 실질적으로 무관계가 되어 기준 전압 VREF _U의 값으로 실질적으로 일정하게 유지된다. 그 결과, 이 경우에는, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 소정값 VIN_min으로 저하하여도, 전류 제한 검출 전압 V_ limit는 기준 전압 VREF _U로 일정하게 유지되고, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류의 전류 레벨도 큰 전류로 유지된다. 따라서, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 큰 합계 전류에 의해, 정류 회로(211)와 수신측 안테나 코일(25)의 임피던스에 큰 전압 강하를 생성한다. 그 결과, 이 큰 전압 강하에 의해 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN은 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 동작 하한 전압보다 낮은 전압 레벨로 저하하므로, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 스위칭에 의한 컨버터 동작이 정지하는 것이 된다.
또한, 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 배터리 충전 제어의 반도체 집적 회로(212)에 있어서, 차동 증폭기(212411)의 제1 반전 입력 단자 -에 공급되는 제2 오프셋 전압 Voffset은, 차동 증폭기(212411)의 제2 반전 입력 단자 -에 공급되는 입력 전압 검출 출력 전압 VIN _ DIV가 저레벨의 선택 전압으로서 차동 증폭기(212411)에 의해 선택되는 것을 용이하게 하는 것이다. 또한, 이 제2 오프셋 전압 Voffset은, 차동 증폭기(212411)의 비반전 입력 단자 +와 제1 반전 입력 단자 -와 제2 반전 입력 단자 -에 관계하는 내부 오차 오프셋 전압에 의한 영향을 경감시키는 기능도 갖는 것이다. 또한 차동 증폭기(212411)의 비반전 입력 단자 +에 공급되는 제1 오프셋 전압 Voffset은, 차동 증폭기(212411)의 제1 반전 입력 단자 -에 공급되는 제2 오프셋 전압 Voffset에 의한 기준 전압 VREF _U로의 영향을 경감시키는 기능도 갖는 것이다.
《스위치의 합계 전류의 특성》
도 7은, 도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 전류 제한 회로(21241)의 전류 제한 동작의 특성에 의해 실현되는 스위치 SW2의 합계 전류 I_ limit의 특성을 나타내는 도면이다.
도 7에 있어서, 동작점 A는, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 대략 15볼트의 초기 상태에서, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 스위칭에 의한 컨버터 동작이 개시하는 것을 나타내고 있다.
강압 DC-DC 컨버터(2121)의 스위칭에 의한 컨버터 동작의 개시 결과, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류 I_ limit는, 도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 전류 제한 회로(21241)의 전류 제한 동작에 의해 결정된다.
따라서, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 고레벨인 경우에는, 도 6의 우측의 기준 전압 VREF _U의 값으로 실질적으로 일정하게 유지된 전류 제한 검출 전압 V_ limit에 의존하여, 도 7의 우측에 도시한 바와 같이 스위치 SW2의 합계 전류 I_ limit도 실질적으로 일정하게 유지된 전류값으로 된다. 그 결과, 도 7의 우측에 도시한 스위치 SW2의 합계 전류 I_ limit는, 하기 수학식 4에 의해 산출된다
Figure pat00004
그 후에, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 고레벨로부터 저레벨로 변화함으로써, 도 6의 좌측에 도시한 바와 같이 DC 전원 전압 VIN의 레벨 저하에 응답하여 저하하는 전류 제한 검출 전압 V_ limit에 의존하여, 도 7의 좌측에 도시한 바와 같이 스위치 SW2의 합계 전류 I_ limit도 DC 전원 전압 VIN의 레벨 저하에 응답하여 저하하는 것으로 된다. 그 결과, 도 7의 좌측에 도시한 스위치 SW2의 합계 전류 I_ limit는, 하기 수학식 5에 의해 산출된다.
Figure pat00005
도 7에 도시한 동작점 B는, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN이 대략 15볼트의 초기 상태인 동작점 A로부터 출발하여 대략 8볼트 부근까지 저하한 상태를 나타내고 있다. 이와 같이, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN이 대략 8볼트 부근으로 저하한 동작점 B에서는, 저레벨의 와이어리스 급전 전류와 저레벨의 전류 제한에 의한 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류가 밸런스하고 있다.
도 7에는, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 레벨에 응답한 전류 제한 동작을 실행하는 전류 제한 회로(21241)를 배터리 충전 제어의 반도체 집적 회로(212)가 구비하지 않는 경우에 있어서의 스위치 SW2의 합계 전류 I'_ limit의 특성도 도시되어 있다. 즉, 도 7에 도시한 스위치 SW2의 합계 전류 I'_ limit의 특성에서는, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 동작이 정지하는 동작 하한 전압 VDC - DC _ LIMIT 이상의 동작 조건에서의 합계 전류 I'_ limit는 DC 전원 전압 VIN의 레벨 변화에 실질적으로 무관계가 되어서 실질적으로 일정하게 유지된다. 따라서, 이 경우에는, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN이 소정값 VIN _ min으로 저하하여도, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류 I'_ limit의 전류 레벨도 일정한 전류로 유지된다. 따라서, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 큰 합계 전류에 의해, 정류 회로(211)와 수신측 안테나 코일(25)의 임피던스에 큰 전압 강하를 생성한다. 그 결과, 이 큰 전압 강하에 의해 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN은 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 동작 하한 전압보다 낮은 전압 레벨로 저하되므로, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 스위칭에 의한 컨버터 동작이 정지하게 된다.
《DC 전원 전압의 레벨에 응답한 전류 제한 동작을 실행하는 전류 제한 회로를 구비하지 않는 경우의 반도체 집적 회로의 동작》
도 8은, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 레벨에 응답한 전류 제한 동작을 실행하는 전류 제한 회로(21241)를 배터리 충전 제어의 반도체 집적 회로(212)가 구비하지 않는 경우에 있어서의 반도체 집적 회로(212)의 동작을 나타내는 도면이다.
도 8의 상부에 반도체 집적 회로(212)의 각 부의 전압 파형의 시간적 변화가 도시되고, 도 8의 하부에는 반도체 집적 회로(212)의 각 부의 전류 파형의 시간적 변화가 도시되어 있다.
또한, 도 8의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이, 외부 단자 T11에 접속된 저항 RICHG의 저항값에 의해 조정되는 배터리 전류의 최대값은, 전류 제한 회로(21241)에 의해 제어되는 대략 일정한 전류 제한 전류 I'_ limit보다도 저레벨로 설정된 것이다.
도 8의 제1 기간 T1에 있어서, 저레벨의 DC 전원 전압 VIN의 공급 단자 T1로의 공급이 개시되고, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 레벨이 정류 회로(211)와 수신측 안테나 코일(25)의 시상수에 따라서 상승을 개시한다. 한편, 외부 단자 SYS(T4)를 통하여 수전측 시스템(3)에 공급되는 시스템 공급 전압(SYS 전압)은 제1 기간 T1에 있어서 이차전지(26)로부터의 배터리 전압으로 설정된다.
제1 기간 T1의 경과 중에 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN은 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 DC-DC 기동 전압을 초과하므로, 기동 지연 시간을 경과하여, 도 8의 제2 기간 T2에 있어서, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 스위칭에 의한 컨버터 동작을 개시하는 것으로 된다. 따라서, 이 제2 기간 T2에 있어서, 외부 단자 DDOUT2(T6)로부터 생성되는 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 상승을 개시한다. 제2 기간 T2의 경과 중에 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 소정의 전압을 초과하므로, 이 전압 초과에 응답하여 입력 전압 선택 회로(2124)는 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1을 오프 상태로부터 온 상태로 제어한다.
그 결과, 제3 기간 T3에 있어서는, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 온 상태에 따라서, 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)은 외부 단자 DDOUT2(T6)로부터 생성되는 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)에 의해 설정된다.
또한, 제2 기간 T2의 경과 중에 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)이 소정의 전압을 초과하는 것에 응답하여 입력 전압 선택 회로(2124)의 내부 타이머 회로는, 도시를 생략한 클록 신호의 카운트 동작을 실행하면서 외부 단자 SYS(T4)와 외부 단자 BAT(T3) 사이의 P채널 MOS 트랜지스터 MP3을 온 상태로 제어한다.
즉, 제4 기간 T4에 외부 단자 SYS(T4)와 외부 단자 BAT(T3) 사이의 P채널 MOS 트랜지스터 MP3이 온 상태로 제어되므로, 이차전지(26)로의 배터리 충전 전류의 공급이 개시된다. 배터리 충전 전류량이 크고, 배터리 공급 전력이 정류 회로(211)로부터의 송전 전력보다도 큰 경우에는, 정류 회로(211)의 출력 전압, 즉 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN이 저하된다. 따라서, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN은 제4 기간 T4의 마지막에 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 DC-DC 정지 전압보다 낮은 전압 레벨로 저하되므로, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 스위칭에 의한 컨버터 동작이 정지하는 것으로 된다. 또한, 도 4에 도시한 DC-DC 정지 전압은, 전술한 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 동작 하한 전압을 의미하는 것이다.
제5 기간 T5에서는, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 동작 정지와 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 오프 상태에 응답하여, 배터리 충전 전류는 제로 암페어로 설정된다. 그 결과, 정류 회로(211)의 출력 전압, 즉, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN이 상승한다. 따라서, 그 후의 제6 기간 T6과 제7 기간 T7에서는, 제2 기간 T2 및 제3 기간 T3의 동작과 제4 기간 T4의 동작이 반복된다.
이상 설명한 바와 같이 배터리 공급 전력이 정류 회로(211)로부터의 송전 전력보다도 큰 경우에는, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN이 저하되고, 강압 DC-DC 컨버터(2121)가 정지한다. 그로 인해, 배터리를 충전할 수 없는 상태로 되는 것이다.
《DC 전원 전압의 레벨에 응답한 전류 제한 동작을 실행하는 전류 제한 회로를 구비하는 경우에서의 반도체 집적 회로의 동작》
도 9는, 도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 레벨에 응답한 전류 제한 동작을 실행하는 전류 제한 회로(21241)를 배터리 충전 제어의 반도체 집적 회로(212)가 구비하는 경우에 있어서의 반도체 집적 회로(212)의 동작을 나타내는 도면이다.
도 9의 상부에 실시 형태 1에 따른 반도체 집적 회로(212)의 각 부의 전압 파형의 시간적 변화가 나타나고, 도 9의 하부에는 실시 형태 1에 따른 반도체 집적 회로(212)의 각 부의 전류 파형의 시간적 변화가 나타나고 있다.
또한, 도 9의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이, 외부 단자 T11에 접속된 저항 RICHG의 저항값에 의해 조정되는 배터리 전류의 최대값은, 전류 제한 회로(21241)에 의해 제어되는 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 레벨에 응답한 전류 제한 전류 I_ limit의 최대값보다도 저레벨로 설정된 것이다.
도 9의 제1 기간 T1에 있어서, 저레벨의 DC 전원 전압 VIN의 공급 단자 T1로의 공급이 개시되고, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 레벨이 정류 회로(211)와 수신측 안테나 코일(25)의 시상수에 따라서 상승을 개시한다. 한편, 외부 단자 SYS(T4)를 통하여 수전측 시스템(3)에 공급되는 시스템 공급 전압(SYS 전압)은 제1 기간 T1에 있어서 이차전지(26)로부터의 배터리 전압으로 설정된다.
제1 기간 T1의 경과 중에 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN은 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 DC-DC 기동 전압을 초과하므로, 기동 지연 시간을 경과하여, 도 9의 제2 기간 T2에 있어서, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 스위칭에 의한 컨버터 동작을 개시한다. 따라서, 이 제2 기간 T2에서, 외부 단자 DDOUT2(T6)로부터 생성되는 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 상승을 개시한다. 제2 기간 T2의 경과 중에 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 소정의 전압을 초과하므로, 이 전압 초과에 응답하여 입력 전압 선택 회로(2124)는 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1을 오프 상태로부터 온 상태로 제어한다.
그 결과, 제3 기간 T3에서는 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 온 상태에 따라서 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)은 외부 단자 DDOUT2(T6)로부터 생성되는 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)에 의해 설정된다.
또한, 제2 기간 T2의 경과 중에 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)이 소정의 전압을 초과하는 것에 응답하여 입력 전압 선택 회로(2124)의 내부 타이머 회로는, 도시를 생략한 클록 신호의 카운트 동작을 실행하면서 외부 단자 SYS(T4)와 외부 단자 BAT(T3) 사이의 P채널 MOS 트랜지스터 Mp3을 온 상태로 제어한다.
제4 기간 T4에는 외부 단자 SYS(T4)와 외부 단자 BAT(T3) 사이의 P채널 MOS 트랜지스터 Mp3이 온 상태로 제어되므로, 이차전지(26)의 배터리 충전 전류의 공급이 개시된다. 그러나, 배터리 충전 전류량이 크고, 배터리 공급 전력이 정류 회로(211)로부터의 송전 전력보다도 큰 경우에는, 정류 회로(211)의 출력 전압, 즉 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN은, 제4 기간 T4에 있어서 저하하는 것이다.
도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 의하면, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN의 레벨의 저하에 응답하여 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류의 전류 제한 레벨도 저하되는 것이다.
제5 기간 T5에서는, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 Path_SW로서의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 소스·드레인 경로로 흐르는 합계 전류 I_ limit의 전류 제한 레벨은, 공급 단자 T1에 공급되는 DC 전원 전압 VIN의 레벨의 저하에 응답하여 저하하는 것이다.
제6 기간 T6에서는, 이차전지(26)로의 배터리 충전 전류는, 저하 중의 스위치 SW2의 합계 전류 I_ limit의 전류 제한 레벨에 의해 저레벨로 설정된다.
그 결과, 제7 기간 T7에서는 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN에 응답한 스위치 SW2에 의한 전류 제한 기능에 의해 배터리 충전 전류가 억제되기 때문에, 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN은 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 DC-DC 정지 전압보다 높은 전압 레벨로 유지된다. 따라서, 도 4와 도 5에 도시한 실시 형태 1에 따른 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 레벨에 응답한 전류 제한 동작을 실행하는 전류 제한 회로(21241)를 이용함으로써, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 동작이 정지하고, 배터리 충전 전류를 공급할 수 없게 된다고 하는 문제를 해소하는 것이 가능해진다.
《와이어리스 급전 시에 전류 제한 전류를 최대 배터리 전류보다도 높게 설정한 경우의 동작》
도 10은, 와이어리스 급전에 의해 중간 레벨 또는 고레벨의 DC 전원 전압 VIN이 공급 단자 T1에 공급되는 상태에서 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 전류 제한 전류를 저항 RICHG에 의해 조정되는 최대 배터리 전류보다도 높게 설정한 경우의 반도체 집적 회로(212)의 동작을 나타내는 도면이다.
도 10의 상부에는 실시 형태 1에 따른 반도체 집적 회로(212)의 각 부의 전압 파형의 시간적 변화가 도시되고, 도 10의 하부에는 실시 형태 1에 따른 반도체 집적 회로(212)의 각 부의 전류 파형의 시간적 변화가 도시되어 있다.
또한, 도 10의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이, 외부 단자 T11에 접속된 저항 RICHG의 저항값에 의해 조정되는 최대 배터리 전류의 값보다도, 전류 제한 회로(21241)에 의해 제어되는 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 대략 일정한 중간 레벨 또는 고레벨로 응답한 전류 제한 전류(I_ limit)의 최대값이 높게 설정된 것이다.
도 10의 기간 T11에서는, 도 10의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이, 와이어리스 급전의 시간 경과에 따라서 수전측 시스템(3)에 공급되는 시스템 급전 전류가 증가하고, 이차전지(26)의 배터리 충전을 위해 대략 일정값의 최대 배터리 전류가 흐르고 있으며, 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류는 증가한다. 도 10의 기간 T11에서는, 도 10의 상부의 전압 파형으로 도시한 바와 같이, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 대략 일정하게 유지되고, 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)은 저하되고, 외부 단자 BAT(T3)의 배터리 전압(BAT 전압)은 증가한다.
도 10의 기간 T12에서는, 도 10의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류의 증가는, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1에서의 전류 제한 전류(I_ limit)의 일정값에 의해 클램프되어 있다. 따라서, 도 10의 기간 T12에서는, 시간 경과와 함께 시스템 급전 전류가 증가하는 것에 대하여 배터리 충전 전류는 감소한다. 또한, 도 10의 기간 T12에서는, 도 10의 상부의 전압 파형으로 도시한 바와 같이, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 일정하게 유지되고, 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)도 일정하게 유지되고, 외부 단자 BAT(T3)의 배터리 전압(BAT 전압)은 증가한다.
도 10의 기간 T13에서는, 도 10의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류의 증가는, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1에서의 전류 제한 전류(I_ limit)의 일정값에 의해 클램프되어 있다. 한편, 도 10의 기간 T13에서는, 시스템 급전 전류는 클램프 레벨의 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1에서의 전류 제한 전류(I_ limit)를 초과하고 있으므로, 이차전지(26)를 위한 배터리 충전 전류는 제로 암페어 이하의 부의 전류값으로 되고, 이차전지(26)로부터 수전측 시스템(3)에 배터리 방전 전류가 공급된다. 또한, 도 10의 기간 T13에서는, 도 10의 상부의 전압 파형으로 도시한 바와 같이, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 일정하게 유지되고, 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)은 약간 저하하고, 외부 단자 BAT(T3)의 배터리 전압(BAT 전압)도 약간 저하한다.
도 10의 기간 T14에서는, 도 10의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이 시스템 급전 전류는 클램프 레벨의 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1에서의 전류 제한 전류(I_ limit)보다도 작은 레벨로 감소한다. 따라서, 기간 T14에서는, 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류는 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 전류 제한 전류(I_ limit)의 일정값에 의해 클램프되고, 배터리 충전 전류는 증가한다. 또한, 도 10의 기간 T14에서는, 도 10의 상부의 전압 파형으로 도시한 바와 같이, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 일정하게 유지되고, 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)도 일정하게 유지되며, 외부 단자 BAT(T3)의 배터리 전압(BAT 전압)은 증가한다.
도 10의 기간 T15에서는, 도 10의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이, 배터리 충전 전류는 대략 일정값의 최대 배터리 전류로 유지되는 한편, 시스템 급전 전류는 감소하고 있으므로, 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류는 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 전류 제한 전류(I_ limit)보다도 낮은 레벨로 감소한다. 또한 도 10의 기간 T15에서는, 도 10의 상부의 전압 파형으로 도시한 바와 같이, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 일정하게 유지되고, 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)은 증가하고, 외부 단자 BAT(T3)의 배터리 전압(BAT 전압)도 증가한다.
도 10에 도시한 반도체 집적 회로(212)의 동작에 의해, 와이어리스 급전에 의한 수전측 시스템(3)으로의 시스템 급전과 이차전지(26)로의 충전이 실행되는 것이다.
《와이어리스 급전 시에 최대 배터리 전류를 전류 제한 전류보다도 높게 설정한 경우의 동작》
도 11은, 와이어리스 급전에 의해 중간 레벨 또는 고레벨의 DC 전원 전압 VIN이 공급 단자 T1에 공급되는 상태에서 저항 RICHG에 의해 조정되는 최대 배터리 전류를 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 전류 제한 전류보다도 높게 설정한 경우의 반도체 집적 회로(212)의 동작을 나타내는 도면이다.
도 11의 상부에는 실시 형태 1에 따른 반도체 집적 회로(212)의 각 부의 전압 파형의 시간적 변화가 도시되고, 도 11의 하부에는 실시 형태 1에 따른 반도체 집적 회로(212)의 각 부의 전류 파형의 시간적 변화가 도시되어 있다.
또한, 도 11의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이, 전류 제한 회로(21241)에 의해 제어되는 공급 단자 T1의 DC 전원 전압 VIN의 대략 일정한 중간 레벨 또는 고레벨로 응답한 전류 제한 전류(I_ limit)의 최대값보다도, 외부 단자 T11에 접속된 저항 RICHG의 저항값에 의해 조정되는 최대 배터리 전류의 값이 높게 설정된 것이다.
도 11의 기간 T11에서는, 도 11의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이, 와이어리스 급전의 시간 경과에 따라서 수전측 시스템(3)에 공급되는 시스템 급전 전류가 대략 제로 암페어로 유지되고, 이차전지(26)의 배터리 충전을 위한 배터리 충전 전류는 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1에서의 전류 제한 전류(I_ limit)의 일정값에 의해 클램프되어 있다. 따라서, 도 11의 기간 T11에서는, 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류도, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1에서의 전류 제한 전류(I_ limit)의 일정값에 의해 클램프되어 있다. 도 11의 기간 T11에서는, 도 11의 상부의 전압 파형으로 도시한 바와 같이, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 대략 일정하게 유지되고, 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)도 대략 일정하게 유지되며, 외부 단자 BAT(T3)의 배터리 전압(BAT 전압)은 증가한다.
도 11의 기간 T12에서는, 도 11의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류는, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1에서의 전류 제한 전류(I_ limit)의 일정값에 의해 클램프되어 있다. 한편, 도 11의 기간 T12에서는, 시간 경과와 함께 시스템 급전 전류가 증가하는 것에 대하여 배터리 충전 전류는 감소한다. 또한, 도 11의 기간 T12에서는, 도 11의 상부의 전압 파형으로 도시한 바와 같이, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 일정하게 유지되고, 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)도 일정하게 유지되어, 외부 단자 BAT(T3)의 배터리 전압(BAT 전압)은 증가한다.
도 11의 기간 T13에서는, 도 11의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류의 증가는, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1에서의 전류 제한 전류(I_ limit)의 일정값에 의해 클램프되어 있다. 한편, 도 11의 기간 T13에서는, 시스템 급전 전류는 클램프 레벨의 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1에서의 전류 제한 전류(I_ limit)를 초과하고 있으므로, 이차전지(26)를 위한 배터리 충전 전류는 제로 암페어 이하의 부의 전류값으로 되고, 이차전지(26)로부터 수전측 시스템(3)에 배터리 방전 전류가 공급된다. 또한, 도 11의 기간 T13에서는, 도 11의 상부의 전압 파형으로 도시한 바와 같이, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 일정하게 유지되고, 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)은 약간 저하하고, 외부 단자 BAT(T3)의 배터리 전압(BAT 전압)도 약간 저하한다.
도 11의 기간 T14에서는, 도 11의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이 시스템 급전 전류는 클램프 레벨의 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1에서의 전류 제한 전류(I_ limit)보다도 작은 레벨로 감소한다. 따라서, 기간 T14에서는, 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류는 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1의 전류 제한 전류(I_ limit)의 일정값에 의해 클램프되고, 배터리 충전 전류는 증가한다. 또한, 도 11의 기간 T14에서는, 도 11의 상부의 전압 파형으로 도시한 바와 같이, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 일정하게 유지되고, 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)도 일정하게 유지되며, 외부 단자 BAT(T3)의 배터리 전압(BAT 전압)은 증가한다.
도 11의 기간 T15에서는, 도 11의 하부의 전류 파형으로 도시한 바와 같이, 시스템 급전 전류는 대략 제로 암페어로 유지되는 한편, 배터리 충전 전류 및 시스템 급전 전류와 배터리 충전 전류의 합계 전류는, 스위치 SW2의 P채널 MOS 트랜지스터 MP1에서의 전류 제한 전류(I_ limit)의 일정값에 의해 클램프되어 있다. 또한 도 11의 기간 T15에서는, 도 11의 상부의 전압 파형으로 도시한 바와 같이, 강압 DC-DC 컨버터(2121)의 출력 전압(DDOUT2 전압)은 일정하게 유지되고, 외부 단자 SYS(T4)의 시스템 공급 전압(SYS 전압)도 일정하게 유지되며, 외부 단자 BAT(T3)의 배터리 전압(BAT 전압)도 증가한다.
도 11에 도시한 반도체 집적 회로(212)의 동작에 의해, 와이어리스 급전에 의한 수전측 시스템(3)으로의 시스템 급전과 이차전지(26)로의 충전이 실행되는 것이다.
이상, 본 발명자에 의해 이루어진 발명을 여러 실시 형태에 기초하여 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 그에 한정되는 것은 아니며, 그 요지를 일탈하지 않는 범위에서 다양하게 변경 가능한 것은 물론이다.
예를 들어, 본 반도체 집적 회로가 탑재되는 전자 기기는, 다기능 휴대전화나 태블릿 PC 등과 같은 휴대형 퍼스널 컴퓨터에 한정되는 것은 아니며, 디지털 비디오 카메라나 디지털 스틸 카메라나 휴대 음악 플레이어나 휴대 DVD 플레이어 등에 적용하는 것이 가능하다.
1: 송전 회로
2: 수전 회로
3: 수전측 시스템
10: AC 어댑터
11: 마이크로 컨트롤러 유닛(MCU)
111: 인증 처리 기능
112: 암호 처리 기능
12: 송전 제어 회로
121: 정류 회로
122: RF 드라이버
13: 송전측 안테나 코일
21: 수전 제어 회로
211: 정류 회로
22: 마이크로 컨트롤러 유닛(MCU)
221: 인증 처리 기능
222: 암호 처리 기능
23: USB 접속 인터페이스
24: AC 전원 접속 인터페이스
25: 수전측 안테나 코일
26: 이차전지
212: 반도체 집적 회로
T1 내지 T10: 단자
D1, D2: 쇼트키 다이오드
2121: 강압 DC-DC 컨버터
2122: 리니어 레귤레이터
2123: USB 종별 검출 회로
2124: 입력 전압 선택 회로
2125: 외부 인터페이스
2126: 내장 레귤레이터
2127: 게이트 구동 제어 회로
SW1, SW2, SW3, SW4: 스위치
Mp1, Mp2, Mp3: P채널 MOS 트랜지스터
Mn1, Mn2, Mn3: N채널 MOS 트랜지스터
L1: 인덕터
C1: 용량
21211: PWM 제어 회로
21212: 하이 사이드 스위치
21213: 사이드 스위치
21241: 전류 제한 회로
21242: 입력 전압 검출 회로
21243: 저역 통과 필터
212411: 차동 증폭기
212412: 오프셋 전압 회로
212413: 전압 제어 회로

Claims (20)

  1. 반도체 집적 회로는, 입력 단자와, DC-DC 컨버터와, 출력 단자와, 전원 스위치 트랜지스터와, 전류 제한 회로와, 입력 전압 검출 회로를 구비하고,
    상기 입력 단자에는, RF 수신 신호의 정류·평활에 의해 생성되는 DC 입력 전압이 공급 가능하게 되고,
    상기 DC-DC 컨버터는, 상기 입력 단자에 공급되는 상기 DC 입력 전압으로부터, 원하는 전압 레벨을 갖는 DC 출력 전압을 컨버터 출력 단자로부터 생성 가능하게 되고,
    상기 출력 단자는, 상기 DC 출력 전압을 사용하여 외부 배터리의 충전 또는 외부 수전측 시스템의 급전이 가능하게 되고,
    상기 전원 스위치 트랜지스터는, 상기 출력 단자와 상기 DC-DC 컨버터의 상기 컨버터 출력 단자 사이의 전기적 도통을 가능하게 하고,
    상기 전류 제한 회로는, 상기 컨버터 출력 단자로부터 상기 출력 단자로 흐르는 상기 전원 스위치 트랜지스터의 부하 전류의 전류 제한을 실행하고,
    상기 입력 전압 검출 회로는, 상기 입력 단자에 공급되는 상기 DC 입력 전압의 레벨 검출에 의해 입력 전압 검출 신호를 생성하여, 그 입력 전압 검출 신호를 상기 전류 제한 회로에 공급하고,
    상기 전류 제한 회로는 상기 입력 전압 검출 회로로부터 공급되는 상기 입력 전압 검출 신호에 응답하여, 상기 전원 스위치 트랜지스터의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류의 값을 제어하고,
    상기 입력 단자에 공급되는 상기 DC 입력 전압이 고레벨인 경우에는, 상기 전류 제한 회로는 상기 입력 전압 검출 신호에 응답하여 상기 전원 스위치 트랜지스터의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류의 상기 값을 큰 전류로 제어하며,
    상기 입력 단자에 공급되는 상기 DC 입력 전압이 상기 고레벨보다도 낮은 저레벨인 경우에는, 상기 전류 제한 회로는 상기 입력 전압 검출 신호에 응답하여 상기 전원 스위치 트랜지스터의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류의 상기 값을 상기 큰 전류보다도 작은 전류로 제어하는 반도체 집적 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전원 스위치 트랜지스터는, 소스와 드레인이 상기 컨버터 출력 단자와 상기 출력 단자에 각각 접속된 P채널 MOS 트랜지스터인 반도체 집적 회로.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 전원 스위치 트랜지스터의 상기 P채널 MOS 트랜지스터의 게이트가 상기 전류 제한 회로에 의해 제어되는 반도체 집적 회로.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는, 제어 P채널 MOS 트랜지스터와 검출 저항과 차동 증폭기를 포함하고,
    상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 소스와 드레인은, 상기 컨버터 출력 단자와 상기 검출 저항의 일단부에 각각 접속되고, 상기 검출 저항의 타단부는 접지 전위에 접속되며,
    상기 차동 증폭기의 제1 반전 입력 단자와 제2 반전 입력 단자와 비반전 입력 단자에는, 기준 전압과 상기 입력 전압 검출 신호와 상기 검출 저항의 상기 일단부의 검출 전압이 각각 공급되고,
    상기 P채널 MOS 트랜지스터의 상기 게이트와 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 게이트는, 상기 차동 증폭기의 출력 신호에 의해 제어되고,
    상기 차동 증폭기는 상기 제1 반전 입력 단자의 상기 기준 전압과 상기 제2 반전 입력 단자의 상기 입력 전압 검출 신호 중 저레벨의 전압 레벨을 선택하여, 그 선택된 저레벨의 전압 레벨에 비반전 입력 단자의 상기 검출 전압이 일치하도록 상기 차동 증폭기의 상기 출력 신호가 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 드레인 전류를 제어하는 반도체 집적 회로.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 반전 입력 단자의 상기 기준 전압이 상기 제2 반전 입력 단자의 상기 입력 전압 검출 신호보다 저레벨인 경우에는, 상기 기준 전압에 상기 검출 전압이 일치하도록 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 드레인 전류가 제어되고,
    상기 제2 반전 입력 단자의 상기 입력 전압 검출 신호가 상기 제1 반전 입력 단자의 상기 기준 전압보다 저레벨인 경우에는, 상기 입력 전압 검출 신호에 상기 검출 전압이 일치하도록 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 드레인 전류가 제어되는 반도체 집적 회로.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는, 제1 오프셋 전압과 제2 오프셋 전압을 생성하는 오프셋 전압 회로를 더 포함하고,
    상기 제1 오프셋 전압과 상기 검출 전압의 제1 합계 전압이 상기 차동 증폭기의 상기 비반전 입력 단자에 공급되고, 상기 제2 오프셋 전압과 상기 기준 전압의 제2 합계 전압이 상기 차동 증폭기의 상기 제1 반전 입력 단자에 공급되는 반도체 집적 회로.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는, 전압 비교 증폭기와 비교 제어 트랜지스터를 갖는 전압 제어 회로를 더 포함하고,
    상기 전압 비교 증폭기의 제1 입력 단자와 제2 입력 단자는, 상기 전원 스위치 트랜지스터의 상기 P채널 MOS 트랜지스터의 상기 드레인과 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 상기 드레인에 각각 접속되고,
    상기 전압 비교 증폭기의 출력 단자는 상기 비교 제어 트랜지스터의 제어 입력 단자에 접속되고, 상기 비교 제어 트랜지스터의 출력 전류 경로는 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 상기 드레인과 상기 검출 저항의 상기 일단부 사이에 접속된 반도체 집적 회로.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 입력 전압 검출 회로는, 제1 분압 저항과, 제2 분압 저항을 포함하고,
    상기 제1 분압 저항의 일단부에는 상기 입력 단자에 공급되는 상기 DC 입력 전압이 공급되고, 상기 제1 분압 저항의 타단부는 상기 제2 분압 저항의 일단부에 접속되고, 상기 제2 분압 저항의 타단부는 접지 전위에 접속되며,
    상기 입력 전압 검출 회로의 상기 제1 분압 저항의 상기 타단부와 상기 제2 분압 저항의 상기 일단부의 접속 노드로부터, 상기 입력 전압 검출 신호가 생성되는 반도체 집적 회로.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 반도체 집적 회로는, 저항 소자와 용량 소자를 포함하는 저역 통과 필터를 더 구비하고,
    상기 입력 전압 검출 회로로부터 생성되는 상기 입력 전압 검출 신호가 상기 저역 통과 필터의 입력 단자에 공급되고, 상기 저역 통과 필터의 출력 단자에 전달되는 상기 입력 전압 검출 신호가 상기 전류 제한 회로의 상기 제2 반전 입력 단자에 공급되는 반도체 집적 회로.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 입력 단자에는, NFC 통신에 의한 RF 신호와 와이어리스 급전에 의한 RF 신호가 시분할로 공급 가능하게 되는 반도체 집적 회로.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 반도체 집적 회로는, 상기 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 접속된 상기 DC-DC 컨버터와 병렬로 접속된 리니어 레귤레이터를 더 구비하고,
    상기 리니어 레귤레이터는, 상기 입력 단자의 상기 DC 입력 전압의 공급에 응답하여 즉시 동작하는 것이며,
    상기 DC-DC 컨버터는, 상기 리니어 레귤레이터보다도 높은 전력 효율을 갖는 스위칭 레귤레이터로서 동작하는 반도체 집적 회로.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 입력 단자에 제1 쇼트키 다이오드를 통하여 상기 DC 입력 전압과 제2 쇼트키 다이오드를 통하여 AC 전원 접속 인터페이스의 AC-DC 변환 전압이 공급 가능하도록, 상기 입력 단자가 구성된 반도체 집적 회로.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 반도체 집적 회로는, 다른 입력 단자와 스위치를 더 구비하고,
    상기 다른 입력 단자에 USB 접속 인터페이스의 USB 전원 전압이 공급 가능하도록, 상기 다른 입력 단자가 구성되고,
    상기 스위치의 일단부와 타단부는, 상기 다른 입력 단자와 상기 출력 단자에 각각 접속된 반도체 집적 회로.
  14. 입력 단자와, DC-DC 컨버터와, 출력 단자와, 전원 스위치 트랜지스터와, 전류 제한 회로와, 입력 전압 검출 회로를 구비하는 반도체 집적 회로의 동작 방법으로서,
    상기 입력 단자에는, RF 수신 신호의 정류·평활에 의해 생성되는 DC 입력 전압이 공급 가능하게 되고,
    상기 DC-DC 컨버터는, 상기 입력 단자에 공급되는 상기 DC 입력 전압으로부터, 원하는 전압 레벨을 갖는 DC 출력 전압을 컨버터 출력 단자로부터 생성 가능하게 되고,
    상기 출력 단자는, 상기 DC 출력 전압을 사용하여 외부 배터리의 충전 또는 외부 수전측 시스템의 급전이 가능하게 되고,
    상기 전원 스위치 트랜지스터는, 상기 출력 단자와 상기 DC-DC 컨버터의 상기 컨버터 출력 단자 사이의 전기적 도통을 가능하게 하고,
    상기 전류 제한 회로는, 상기 컨버터 출력 단자로부터 상기 출력 단자로 흐르는 상기 전원 스위치 트랜지스터의 부하 전류의 전류 제한을 실행하고,
    상기 입력 전압 검출 회로는, 상기 입력 단자에 공급되는 상기 DC 입력 전압의 레벨 검출에 의해 입력 전압 검출 신호를 생성하고, 그 입력 전압 검출 신호를 상기 전류 제한 회로에 공급하고,
    상기 전류 제한 회로는 상기 입력 전압 검출 회로로부터 공급되는 상기 입력 전압 검출 신호에 응답하여, 상기 전원 스위치 트랜지스터의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류의 값을 제어하고,
    상기 입력 단자에 공급되는 상기 DC 입력 전압이 고레벨인 경우에는, 상기 전류 제한 회로는 상기 입력 전압 검출 신호에 응답하여 상기 전원 스위치 트랜지스터의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류의 상기 값을 큰 전류로 제어하며,
    상기 입력 단자에 공급되는 상기 DC 입력 전압이 상기 고레벨보다도 낮은 저레벨인 경우에는, 상기 전류 제한 회로는 상기 입력 전압 검출 신호에 응답하여 상기 전원 스위치 트랜지스터의 상기 전류 제한에 의한 최대 전류의 상기 값을 상기 큰 전류보다도 작은 전류로 제어하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 전원 스위치 트랜지스터는, 소스와 드레인이 상기 컨버터 출력 단자와 상기 출력 단자에 각각 접속된 P채널 MOS 트랜지스터인 반도체 집적 회로의 동작 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 전원 스위치 트랜지스터의 상기 P채널 MOS 트랜지스터의 게이트가 상기 전류 제한 회로에 의해 제어되는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는, 제어 P채널 MOS 트랜지스터와 검출 저항과 차동 증폭기를 포함하고,
    상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 소스와 드레인은, 상기 컨버터 출력 단자와 상기 검출 저항의 일단부에 각각 접속되고, 상기 검출 저항의 타단부는 접지 전위에 접속되며,
    상기 차동 증폭기의 제1 반전 입력 단자와 제2 반전 입력 단자와 비반전 입력 단자에는, 기준 전압과 상기 입력 전압 검출 신호와 상기 검출 저항의 상기 일단부의 검출 전압이 각각 공급되고,
    상기 P채널 MOS 트랜지스터의 상기 게이트와 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 게이트는, 상기 차동 증폭기의 출력 신호에 의해 제어되며,
    상기 차동 증폭기는 상기 제1 반전 입력 단자의 상기 기준 전압과 상기 제2 반전 입력 단자의 상기 입력 전압 검출 신호 중 저레벨의 전압 레벨을 선택하여, 그 선택된 저레벨의 전압 레벨에 비반전 입력 단자의 상기 검출 전압이 일치하도록 상기 차동 증폭기의 상기 출력 신호가 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 드레인 전류를 제어하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 제1 반전 입력 단자의 상기 기준 전압이 상기 제2 반전 입력 단자의 상기 입력 전압 검출 신호보다 저레벨인 경우에는, 상기 기준 전압에 상기 검출 전압이 일치하도록 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 드레인 전류가 제어되고,
    상기 제2 반전 입력 단자의 상기 입력 전압 검출 신호가 상기 제1 반전 입력 단자의 상기 기준 전압보다 저레벨인 경우에는, 상기 입력 전압 검출 신호에 상기 검출 전압이 일치하도록 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 드레인 전류가 제어되는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는, 제1 오프셋 전압과 제2 오프셋 전압을 생성하는 오프셋 전압 회로를 더 포함하며,
    상기 제1 오프셋 전압과 상기 검출 전압의 제1 합계 전압이 상기 차동 증폭기의 상기 비반전 입력 단자에 공급되고, 상기 제2 오프셋 전압과 상기 기준 전압의 제2 합계 전압이 상기 차동 증폭기의 상기 제1 반전 입력 단자에 공급되는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는, 전압 비교 증폭기와 비교 제어 트랜지스터를 갖는 전압 제어 회로를 더 포함하며,
    상기 전압 비교 증폭기의 제1 입력 단자와 제2 입력 단자는, 상기 전원 스위치 트랜지스터의 상기 P채널 MOS 트랜지스터의 상기 드레인과 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 상기 드레인에 각각 접속되고,
    상기 전압 비교 증폭기의 출력 단자는 상기 비교 제어 트랜지스터의 제어 입력 단자에 접속되고, 상기 비교 제어 트랜지스터의 출력 전류 경로는 상기 제어 P채널 MOS 트랜지스터의 상기 드레인과 상기 검출 저항의 상기 일단부 사이에 접속된 반도체 집적 회로의 동작 방법.
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