DE102015221101B4

DE102015221101B4 - Batterieladeregler, Ladegerät zum Laden einer Batterie, tragbare elektronische Vorrichtung mit Ladegerät und Verfahren für einen Betrieb eines Ladegeräts

Info

Publication number: DE102015221101B4
Application number: DE102015221101.0A
Authority: DE
Inventors: Danilo Gerna; Enrico Pardi; Giovanni Tarroboiro; Marcus Weis
Original assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Current assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Priority date: 2015-10-28
Filing date: 2015-10-28
Publication date: 2022-12-08
Anticipated expiration: 2035-10-29
Also published as: DE102015221101A1; US20170126026A1; US10141764B2

Abstract

Ein Batterieladeregler zur Verwendung mit einem Ladegerät, der aufweist:ein Schaltelement (12), das einen Steuerungsanschluss und erste und zweite Pfadanschlüsse aufweist, die sich an einem ersten beziehungsweise einem zweiten Ende eines leitenden Pfads befinden, wobei das Schaltelement (12) ausgebildet ist zum selektiven Koppeln eines Eingangs, der von einem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, mit einem Ausgang für eine Batterie (50);eine Steuerschaltung (10), die mit dem Schaltelement (12) gekoppelt ist, die ausgebildet ist zum Anpassen eines Eingangs zu dem Steuerungsanschluss, um zumindest eines eines Ladestroms und einer Ladespannung zu regeln, der/die an die Batterie über den leitenden Pfad geliefert wird; undeine Anpassungsschaltung (60), die mit dem Schaltelement (12) gekoppelt ist, die ausgebildet ist zum Erfassen eines elektrischen Parameters des Schaltelements (12); und zum Anpassen eines Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, basierend auf dem erfassten elektrischen Parameterwert.

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Offenbarung betrifft einen Batterieladeregler zur Verwendung mit einem linearen Ladegerät.
Hintergrund
Ein lineares Batterieladegerät verwendet eine Netzstromversorgung und einen DC/DC-Wandler zum Laden einer Batterie mit einem konstanten Strom in einer Anfangsphase unter Verwendung einer Durchlassvorrichtung. Lineare Ladegeräte haben eine Reihe von Vorteilen im Vergleich zu anderen Typen von Ladegeräten. Insbesondere haben lineare Ladegeräte eine kompakte und relativ einfache Gestaltung, die eine Herstellung mit relativ geringen Kosten ermöglicht. Allerdings liegt ein beachtlicher Nachteil von linearen Ladegeräten in ihrem übermäßigen Leistungsverlust aufgrund der Tatsache, dass die Durchlassvorrichtung möglicherweise nicht vollständig offen ist, insbesondere für einen niedrigen Ladestrom.
Bei einem Laden einer Batterie mit einem konstanten Strom ist jede Vorrichtung zwischen dem DC-DC-Wandler und der Batterie für Verluste verantwortlich. Grundsätzlich sind diese Verluste nicht sehr groß; jedoch kann eine Erwärmung ein Problem sein und kann möglicherweise einen maximalen Strom begrenzen, den das Ladegerät liefern kann. Unter Vermeidung der Verwendung von externen Komponenten gibt es zwei verschiedene Ansätze zum Laden einer Batterie mit konstantem Strom.
Ein erster Ansatz umfasst ein Steuern des Batterieladestroms direkt an dem DC/DC-Pegel. Der Ladestrom wird unter Verwendung eines Schalters gesteuert, typischerweise ein pMOS-Durchlasstransistor, der sich zwischen der Batterie und dem DC/DC-Wandler befindet. Ein Nachteil dieses Ansatzes ist, dass eine Genauigkeit des Ladestroms bei niedrigen Ladestromwerten reduziert ist. Um dieses
Problem anzugehen, ist ein geläufiges Verfahren, den Ladestrom durch Spiegeln des Ausgangsstroms mit einer skalierten Vorrichtung zu erfassen. Zum Beispiel kann die Skalierungsvorrichtung ein Erfassungstransistor mit einer kleineren physikalischen Größe als der Durchlasstransistor sein. Jedoch kann für geringe Ladeströme eine geringe Drain-Source-Spannung-Vos-Nichtübereinstimmung zwischen dem Durchlasstransistor und dem Erfassungstransistor zu einem großen Fehler bei einem Setzen des Ladestroms führen.
Ein zweiter Ansatz umfasst eine Verwendung eines Low-Dropout(LD0)-Reglers zum Steuern des Ausgangsstroms. In diesem Fall wird die Genauigkeit des Ladestroms über einen gesamten Bereich von Stromwerten gehalten; jedoch wird ein Leistungsverlust zum Problem. An dem Zeitpunkt, an dem der Ausgangsstrom abnimmt, wird eine Differenz zwischen der Gate-Source-Spannung und einer Schwellenspannung (V_GS - V_TH) des Durchlasstransistors durch eine Konstantstromschleife reduziert, was zu einem signifikanten Anstieg in Verlustleistung führt.
Es ist deshalb wünschenswert, einen Batterieladeregler vorzusehen, der einen Leistungsverlust reduzieren kann, ohne einen Grad von Genauigkeit einer Steuerung eines Ladestroms zu beeinträchtigen.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß einem ersten Aspekt der Offenbarung ist ein Batterieladeregler zur Verwendung mit einem Ladegerät vorgesehen, der aufweist: ein Schaltelement, das einen Steuerungsanschluss und erste und zweite Pfadanschlüsse aufweist, die sich an einem ersten beziehungsweise einem zweiten Ende eines leitenden Pfads befinden; wobei das Schaltelement ausgebildet ist zum selektiven Koppeln eines Eingangs, der von einem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, mit einem Ausgang für eine Batterie; eine Steuerschaltung, die mit dem Schaltelement gekoppelt ist, die ausgebildet ist zum Anpassen eines Eingangs zu dem Steuerungsanschluss, um zumindest eines eines Ladestroms und einer Ladespannung zu regeln, der/die an die Batterie über den leitenden Pfad geliefert wird; und eine Anpassungsschaltung, die mit dem Schaltelement gekoppelt ist, die ausgebildet ist zum Erfassen eines elektrischen Parameters des Schaltelements; und zum Anpassen eines Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, basierend auf dem erfassten elektrischen Parameterwert.
Optional kann die Anpassungsschaltung eine Vergleichsschaltung aufweisen, die ausgebildet ist zum Vergleichen des elektrischen Parameters des Schaltelements mit zumindest einem Referenzwert; und eine Steuervorrichtung, die mit der Vergleichsschaltung verbunden ist, die ausgebildet ist zum Steuern des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, basierend auf einem Vergleichsergebnis, das durch die Vergleichsschaltung erlangt wird.
Optional kann die Vergleichsschaltung ausgebildet sein zum Senden eines Signals an die Steuervorrichtung, um einen Wert des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, bei einem Identifizieren, dass der elektrische Parameter des Schaltelements größer ist als der zumindest eine Referenzwert, zu reduzieren.
Der zumindest eine Referenzwert kann aus einer Sättigungskurvereferenz erlangt werden. Zum Beispiel kann die Sättigungskurve eine Gate-Spannung-zu-Overhead-Spannung-Kurve sein.
Optional umfasst der zumindest eine Referenzwert einen niedrigen Referenzwert und einen hohen Referenzwert, wobei der hohe Referenzwert größer ist als der niedrige Referenzwert, und wobei die Vergleichsschaltung ausgebildet ist zum Senden eines Signals an die Steuervorrichtung, um zumindest eines durchzuführen aus einem Erhöhen des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameterwerts, der kleiner ist als der niedrige Referenzwert; Beibehalten des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameters, der zumindest gleich ist zu dem niedrigen Referenzwert und kleiner ist als der hohe Referenzwert; und Reduzieren des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameters, der größer ist als der hohe Referenzwert.
Optional kann die Vergleichsschaltung ausgebildet sein zum Berechnen eines Durchschnittswerts des elektrischen Parameters des Schaltelements, und wobei das Signal auf dem Durchschnittswert basiert.
Optional kann die Vergleichsschaltung ausgebildet sein zum Erzeugen eines logischen Werts, der mit dem elektrischen Parameter assoziiert ist, basierend auf einem Vergleich des elektrischen Parameters mit dem zumindest einen Referenzwert.
Optional kann die Steuerschaltung ein skaliertes Schaltelement aufweisen, wobei das skalierte Schaltelement kleiner ist als das Schaltelement, ein Operationsverstärker und ein Stromgenerator. Zum Beispiel kann das skalierte Schaltelement 1000-10000-mal kleiner als das Schaltelement sein.
Optional kann der Steuerungsanschluss ein Gate sein, der erste Pfadanschluss kann eine Source sein und der zweite Pfadanschluss kann ein Drain sein und wobei der Eingang, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, eine Source-Spannung des Schaltelements vorsieht.
Optional kann die Steuerschaltung ausgebildet sein zum Beibehalten des Ladestroms an einem konstanten Wert unabhängig von der Source-Spannung des Transistors.
Optional kann die Anpassungsschaltung ausgebildet sein zum Anpassen des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, iterativ hin zu einem Schwellenwert.
Optional kann der elektrische Parameter des Schaltelements ein Bias bzw. eine Vorspannung des Schaltelements aufweisen. Die Vorspannung kann eine Gate-Spannung des Schaltelements sein.
Optional kann der elektrische Parameter des Schaltelements einen Wert des Ladestroms aufweisen.
Optional kann die Anpassungsschaltung ausgebildet sein für einen Betrieb bei einer ersten Frequenz und die Steuerschaltung kann ausgebildet sein für einen Betrieb bei einer zweiten Frequenz, wobei die erste Frequenz kleiner ist als die zweite Frequenz. Zum Beispiel kann die erste Frequenz etwa eine Größenordnung niedriger sein als die zweite Frequenz. Die erste Frequenz kann etwa 1 Hz sein.
Optional kann die Anpassungsschaltung eine Rückkopplungssteuervorrichtung aufweisen, die mit zumindest einem aus einem Analog-Digital-Wandler und einem Operationsverstärker gekoppelt ist. Zum Beispiel kann die Rückkopplungssteuervorrichtung eine Proportional-Integral-Derivativ-Steuervorrichtung sein.
In Übereinstimmung mit einem zweiten Aspekt der Offenbarung ist ein Verfahren für einen Betrieb eines Ladegeräts vorgesehen, das aufweist: Vorsehen eines Schaltelements, das ausgebildet ist zum selektiven Koppeln eines Eingangs, der von einem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, mit einem Ausgang für eine Batterie; Erfassen eines elektrischen Parameters des Schaltelements; und Anpassen eines Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, basierend auf dem erfassten elektrischen Parameter.
Optional kann das Anpassen aufweisen ein Vergleichen des elektrischen Parameters des Schaltelements mit zumindest einem Referenzwert; und Reduzieren eines Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, bei einem Identifizieren, dass der elektrische Parameter des Schaltelements größer ist als der zumindest eine Referenzwert, durch Senden eines Signals an eine Steuervorrichtung.
Optional kann der zumindest eine Referenzwert einen niedrigen Referenzwert und einen hohen Referenzwert umfassen, wobei der hohe Referenzwert größer ist als der niedrige Referenzwert. In einigen Ausführungsbeispielen kann das Verfahren weiter aufweisen ein Senden eines Signals an eine Steuervorrichtung, um zumindest eines durchzuführen aus einem Erhöhen des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameterwerts, der kleiner ist als der niedrige Referenzwert; Beibehalten des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameters, der zumindest gleich ist zu dem niedrigen Referenzwert und kleiner ist als der hohe Referenzwert; und Reduzieren des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameters, der größer ist als der hohe Referenzwert.
Optional kann das Verfahren weiter ein Berechnen eines Durchschnittswerts des elektrischen Parameters des Schaltelements aufweisen, und wobei das Signal auf dem berechneten Durchschnittswert basiert.
Optional kann das Verfahren weiter ein Erzeugen eines logischen Werts, der mit dem elektrischen Parameter assoziiert ist, basierend auf einem Vergleich des elektrischen Parameters mit dem zumindest einen Referenzwert aufweisen.
Optional kann das Schaltelement eine Source aufweisen; wobei das Anpassen des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, ein Anpassen einer Source-Spannung des Schaltelements aufweist.
Optional kann das Anpassen der Source-Spannung des Schaltelements iterativ hin zu einem Schwellenwert durchgeführt werden.
Optional kann der Schwellenwert ein Minimumspannungswert sein, der ausreichend ist zum Beibehalten eines Betriebs der Steuerschaltung.
Optional weist ein Erfassen eines elektrischen Parameters des Schaltelements ein Erfassen einer Vorspannung des Schaltelements auf. Zum Beispiel kann das Schaltelement ein Gate aufweisen, wobei die Vorspannung eine Gate-Spannung des Schaltelements vorsieht.
Optional weist ein Erfassen eines elektrischen Parameterwerts des Schaltelements ein Erfassen des Ladestroms auf.
Optional wird ein Anpassen eines Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, bei einer Frequenz durchgeführt, die geringer ist als eine Betriebsfrequenz einer Steuerschaltung, die ausgebildet ist zum Regeln zumindest eines des Ladestroms und einer Ladespannung, die an die Batterie geliefert wird.
In Übereinstimmung mit einem dritten Aspekt der Offenbarung wird ein Ladegerät zum Laden einer Batterie vorgesehen, das einen DC-DC-Wandler und einen Batterieladeregler gemäß dem ersten Aspekt der Offenbarung aufweist.
In Übereinstimmung mit einem vierten Aspekt der Offenbarung wird eine tragbare elektronische Vorrichtung vorgesehen, die ein Ladegerät gemäß dem dritten Aspekt der Offenbarung aufweist. Zum Beispiel kann die tragbare elektronische Vorrichtung ein Mobiltelefon oder ein persönlicher digitaler Assistent (PDA - Personal Digital Assistant) sein.
Figurenliste
Die Offenbarung wird im Folgenden auf beispielhafte Weise unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:

1 ein Diagramm einer Durchlasstransistor-Steuerschaltung ist;
2 ein Diagramm eines linearen Ladesystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der Offenbarung ist;
3 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens für einen Betrieb eines Ladegeräts ist;
4 ein Diagramm eines Ladegeräts mit einem Batterieladeregler gemäß einem Ausführungsbeispiel der Offenbarung ist;
5 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens für einen Betrieb eines Ladegeräts unter Verwendung des Ladegeräts von 4 ist;
6 ein Diagramm eines Ladegeräts mit einem Batterieladeregler gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Offenbarung ist;
7 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens für einen Betrieb eines Ladegeräts unter Verwendung des Ladegeräts von 6 ist;
8 ein Diagramm eines Ladegeräts mit einem Batterieladeregler gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Offenbarung ist;
9 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens für einen Betrieb eines Ladegeräts unter Verwendung des Ladegeräts von 8 ist;
10 ein Diagramm einer Konstantspannungsschleife ist.

1 zeigt ein Diagramm einer Durchlasstransistor-Steuerschaltung 10, die auch als Stromsteuerschleife bezeichnet wird, zur Verwendung zwischen einem DC/DC-Wandler und einer Batterie. Die Schaltung 10 hat einen Durchlasstransistor 12, einen Erfassungstransistor 14, einen Operationsverstärker 16, einen pMOS-Transistor 17, zwei Stromspiegel 19 beziehungsweise 20 und einen Stromgenerator 21. Der Durchlasstransistor 12 hat eine Source gekoppelt mit einem DC/DC-Wandler (nicht gezeigt) und einen Drain gekoppelt mit einer zu ladenden Batterie (nicht gezeigt). Ein Gate des Durchlasstransistors 12 ist mit einem Gate des Erfassungstransistors 14 gekoppelt. Die Source des Erfassungstransistors 14 ist mit der Source des Durchlasstransistors 12 verbunden. Der Operationsverstärker 16 hat einen nicht-invertierenden Eingang, der mit dem Drain des Durchlasstransistors 12 verbunden ist, und einen invertierenden Eingang, der auch als Eingangsreferenz bezeichnet wird, der mit dem Drain des Erfassungstransistors 14 und mit dem Drain des Transistors 17 verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 16 ist mit einem Gate des pMOS-Transistors 17 verbunden. Der erste Stromspiegel 19 weist nMOS-Transistoren M3 und M4 (19a beziehungsweise 19b) auf und der zweite Stromspiegel 20 weist pMOS-Transistoren M1 und M2 (20b beziehungsweise 20a) auf. Erste und zweite Stromspiegel sind miteinander und mit dem Referenzstromgenerator 21 gekoppelt.
In Betrieb gibt der DC/DC-Wandler eine stabile Netzspannung Vcc aus. Die Batteriespannung Vbat erfährt langsame Variationen, wenn die Batterie lädt oder entlädt. Diese Variationen können zu Ungenauigkeiten bei einem Ladestrom führen, vor allem, wenn der Ladestrom bei einem relativ niedrigen Wert eingestellt ist. Unter Verwendung der Schaltung 10 kann die Genauigkeit eines Ladestroms über einen weiten Bereich von Ladestromwerten beibehalten werden.
In der Schaltung 10 sind der Durchlasstransistor 12 und der Erfassungstransistor 14 in dieselben Zustände vorgespannt. Dies wird unter Verwendung des Operationsverstärkers 16 und des Transistors 17 erreicht, um eine Differenz zwischen der Drain-Spannung des Durchlasstransistors 12 und der Drain-Spannung des Erfassungstransistors 14 zu minimieren. Wenn zum Beispiel die Drain-Spannung des Erfassungstransistors 14 abnimmt, misst der Operationsverstärker 16 eine Differenz zwischen der Drain-Spannung des Durchlasstransistors 12 und der Drain-Spannung des Erfassungstransistors 14. Der Operationsverstärker 16 erhöht dann seine Ausgangsspannung, um die Gate-Spannung des Transistors 17 zu erhöhen. Dies erhöht die Drain-Spannung des Erfassungstransistors 14, bis die Spannungsdifferenz, die durch den Operationsverstärker 16 gemessen wird, null ist. Als Ergebnis haben die Drain-Spannung des Durchlasstransistors 12 und die Drain-Spannung des Erfassungstransistors 14 im Wesentlichen identische Werte.
Die Schaltung 10 wird verwendet, um eine Menge von Strom zu steuern, der durch die Durchlassvorrichtung 12 fließt, durch Variieren eines Werts eines Referenzstroms Iref, der durch den Stromgenerator 21 geliefert wird. Der Referenzstrom Iref wird über den Transistor 17 über die ersten und zweiten Stromspiegel gespiegelt. Bei stabilen Bedingungen zwingt die negative Steuerschleife mit hoher Verstärkung die Transistoren 20a, 20b, 19a und 19b, denselben Strom zu beziehen. Ausgehend von dem Strom Iref ist ein Strom I20a über den Transistor 20a des zweiten Stromspiegels gleich zu dem Referenzstrom Iref. Da die ersten und zweiten Stromspiegel ausgebildet sind, um denselben Strom zu ziehen, ist der Strom I19b über den Transistor 19b gleich I20a, folglich gleich zu Iref. Die Transistoren 17 und 14 sind gezwungen, denselben Strom zu beziehen, somit sind der Strom 117 über den Transistor 17 und der Strom I14 über den Transistor 14 jeweils gleich Iref. Da der Erfassungstransistor 14 und der Durchlasstransistor 12 in denselben Zustand vorgespannt sind, ist der Ladestrom I-charge, der durch den Durchlasstransistor 12 bezogen wird, direkt proportional zu dem Referenzstrom Iref, der durch den Erfassungstransistor 14 bezogen wird derart, dass I-charge = I-ref x Cst. Der konstante Multiplikationsfaktor wird durch die relative physikalische Größe des Durchlasstransistors 12 im Vergleich zu dem Erfassungstransistor 14 definiert und kann als das Verhältnis der Größe des Durchlasstransistors/ Größe des Erfassungstransistors berechnet werden. Die Größe des Durchlasstransistors kann zum Beispiel drei Größenordnungen größer sein als die Größe der Erfassungsvorrichtung. In einem spezifischen Beispiel ist der Durchlasstransistor 12 6000-mal größer als die Erfassungsvorrichtung 14 und der Ladestrom ist 6000-mal Iref. Für einen Referenzstrom von 1 mA ist der Ladestrom 6A.
Wenn der Strom Iref reduziert wird, dann nimmt auch I20a über den Transistor M2 ab und die Gate-Spannung Vg, die dem Erfassungstransistor 14 und dem Durchlasstransistor 12 gemeinsam ist, nimmt ab. Als Ergebnis wird der Ladestrom reduziert. Auf ähnliche Weise, wenn der Strom Iref erhöht wird, dann nimmt I20a über den Transistor M2 zu und die Gate-Spannung Vg, die dem Erfassungstransistor 14 und dem Durchlasstransistor 12 gemeinsam ist, nimmt zu. Somit wird der Ladestrom erhöht.
Wie oben angeführt, wird die Spannung über den Durchlasstransistor 12 durch den Spannungsausgang Vcc eines DC/DC-Wandlers (wie ein Abwärtswandler) hergestellt. Abhängig von einer derartigen Spannung, reagiert die Schleife der Schaltung 10 durch Setzen der Gate-Spannung Vg der Transistoren 14 und 12, um den gewünschten Strom zu beziehen, wie durch Iref definiert. Auf diese Weise hält die Steuerschaltung 10 den Ladestrom auf einem konstanten Wert, unabhängig von dem Wert von Vcc main.
Für hohe Ladestromwerte kann es nicht möglich sein, Vds über den Durchlasstransistor zu reduzieren. In diesem Fall ist die einzige Möglichkeit zum Reduzieren eines Leistungsverlusts eine Verringerung der Ladestromintensität. Im Gegensatz dazu ist der Ladestrom, der durch den Durchlasstransistor 12 fließt, unabhängig von Vcc main. Durch Reduzieren von Vcc main nimmt die Gate-Spannung der Transistoren 12 und 14 ab. Dies hat den Effekt eines Reduzierens des jeweiligen Ein-Widerstands, Ron, der Transistoren 12 und 14, wodurch ein Leistungsverlust reduziert wird. Für einen maximalen Ladestrom Idmax gibt es eine Minimum-Vdsmin, die bei einer Worst-Case-Bedingung dem Stromgenerator 21 ermöglicht, korrekt zu arbeiten. Für illustrative Zwecke, bei Berücksichtigung des vorhergehenden Beispiels eines Durchlasstransistors mit einer Größe von 6000-mal größer als der Erfassungstransistor, kann eine typische Spannungsreserve V_HEAD in dem Bereich von 200 mV sein.
Die Minimumspannung Vdsmin ist definiert durch die Gleichung: $V_{DS} min = I_{D} max/ ((W/L) * μ * C_{OX} (V_{DD} - V_{TH} - V_{HEAD})),$

wobei µ die Ladungsmobilität, Cox die Kapazität pro Einheitsfläche des Oxids ist, W und L die Breite und die Länge des aktiven Bereichs sind.
Wenn der Strom niedriger als das Maximum ist und die Bedingung nicht die schlechteste ist, können V_DS und der Leistungsverlust verringert werden. Ein Leistungsverlust kann ausgedrückt werden als: $P_{DISS} = V_{OVERHEAD} (Durchlasstransistor) * I_{CHARGE},$
oder $P_{DISS} = I_{{CHARGE}^{2}} / (μ C_{OX} * (W/L) (V_{GS} - V_{TH})) .$
Somit sollte, um einen Leistungsverlust zu reduzieren, die Differenz V_GS-V_TH des Durchlasstransistors erhöht werden. Dies entspricht einem Reduzieren der Gate-Spannung des Durchlasstransistors. Aus Gleichung 3 geht hervor, dass für sehr hohe Ausgangsströme ein Leistungsverlust relativ gering ist, da eine Gate-zu-Source-Spannung V_GS des Durchlasstransistors nahe ihrem Maximalwert ist. Wenn jedoch der Ausgangsstrom abnimmt, wird eine Differenz V_GS-V_TH des Durchlasstransistors reduziert, was zu einem signifikanten Leistungsverlust führt.
2 zeigt ein lineares Ladesystem 70, das eine Netzversorgung 30 aufweist, die mit einem DC-DC-Wandler 40 verbunden ist, eine Durchlasstransistor-Steuerschaltung oder Stromsteuerschleifeschaltung 10, wie oben beschrieben, und eine Batterie 50. Eine Anpassungsschaltung 60 ist mit der Schaltung 10 und mit dem DC-DC-Wandler 40 verbunden, um einen Ausgangsspannungswert Vcc des DC-DC-Wandlers anzupassen.
3 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Betrieb eines Ladegeräts. Eine Reduzierung des Leistungsverlust wird erreicht durch i) Vorsehen 210 eines Schaltelements, das ausgebildet ist zum selektiven Koppeln eines Eingangs, der von einem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, mit einem Ausgang für eine Batterie, ii) Erfassen 220 eines elektrischen Parameters des Schaltelements und iii) Anpassen 230 eines Werts des Eingangs, der durch den DC-DC-Wandler vorgesehen wird, basierend auf dem erfassten elektrischen Parameter, um einen Leistungsverlust des Ladegeräts zu reduzieren. Die folgenden Beispiele beschreiben lineare Ladegeräte, die mit verschiedenen Reglern ausgestattet sind, die ausgebildet sind zum Anpassen des Ausgangsstroms Vcc eines DC-DC-Wandlers basierend entweder auf einer Messung einer Durchlasstransistor-Gate-Spannung oder einer Messung des Ladestroms.
4 zeigt ein lineares Ladegerät 300 zum Laden einer Batterie 50 mit einem Abwärtswandler (Buck Converter) 40, einer Steuerschaltung 10, wie oben beschrieben, und einer Anpassungsschaltung 60, auch als eine Overhead-Steuerschleife bezeichnet, zum Begrenzen eines Leistungsverlusts. Die Anpassungsschaltung 60 gemäß diesem Ausführungsbeispiel hat einen Analog-Digital-Wandler (ADC - analogue to digital Converter) 62, der mit einer Rückkopplungssteuervorrichtung 64, wie einer Proportional-Integral-Derivativ(PID - Proportional-Integral-Derivative)-Steuervorrichtung, und einer Abwärtssteuervorrichtung 66 gekoppelt ist.
5 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Betriebsverfahrens für ein Ladegerät unter Verwendung des in 4 gezeigten Systems. In Betrieb erfasst 420 der ADC 62 die Durchlasstransistor-Gate-Spannung an dem Knoten A. Die Gate-Spannung wird dann digital durch die PID 64 verarbeitet, die den Gate-Spannungswert mit einem Referenzwert vergleicht 430. Wenn die Gate-Spannung geringer ist als der Referenzwert, wird das Ladegerät als optimiert betrachtet, in diesem Fall wird die Ausgangsspannung Vcc des Abwärtswandlers an ihrem aktuellen Wert gehalten. Wenn der Gate-Spannungswert über dem Referenzwert ist, erzeugt die PID 64 ein Signal und sendet dieses an die Abwärts-Steuervorrichtung 66, um die Ausgangsspannung Vcc des Abwärtswandlers zu reduzieren derart, dass die Spannungsdifferenz zwischen dem Abwärtswandler und der Batterie reduziert wird 440. Auf diese Weise wird die Gate-Spannung des Durchlasstransistors automatisch durch die Stromsteuerschleife der Schaltung 10 korrigiert (reduziert), wodurch ein Leistungsverlust reduziert wird.
Der Referenzwert kann aus einer Sättigungskurvereferenz erlangt werden, wie einer Gate-Spannung-zu-Overhead-Spannung-Kurve. Typischerweise ist der Referenzwert größer als die Minimum-Overhead-Spannung V_DSmin, wodurch der Stromgenerator richtig arbeiten kann. Zum Beispiel kann der Referenzwert 300 mV sein.
Die Anpassungsschaltung 60 ist vorzugsweise ausgebildet, bei einer Frequenz zu arbeiten, die niedriger ist als eine Frequenz der Durchlasstransistor-Steuerschaltung 10, um zu verhindern, dass die Anpassungsschaltung 60 die Steuerschaltung 10 beeinträchtigt. Zum Beispiel kann die Frequenz der Anpassungsschaltung um eine Größenordnung langsamer sein als die Frequenz der Stromsteuerschleife. Als Beispiel kann, wenn die Frequenz der Stromsteuerschleife 10 Hz ist, die Frequenz der Anpassungsschaltung auf 1Hz eingestellt werden.
Die Anpassungsschaltung 60 hat vorzugsweise auch eine niedrige Sättigungsschwelle. Dies ist, da der Genauigkeitsgrad, wie der Strom erfasst wird, mit V_DS variiert. Wenn V_DS unter einen bestimmten Wert sinkt, sinkt auch die Genauigkeit. Aus diesem Grund sollte eine mögliche V_DS-Nichtübereinstimmung zwischen dem Durchlasstransistor und dem Erfassungstransistor sehr niedrig sein. In dem Kontext unseres spezifischen Beispiels sollte eine V_DS-Nichtübereinstimmung zwischen dem Durchlasstransistor und dem Erfassungstransistor zumindest niedriger als etwa 200 oder 300 µV sein, um eine derartige Lösung zu implementieren. Typischerweise sollte V_DS nicht unter 30 mV fallen.
Um ein Überschwingen zu vermeiden, sollte ein Laden mit einem niedrigen Ladestromwert beginnen. Die niedrige Frequenz der Overhead-Steuerschleife 60 setzt eine Zeit, die erforderlich ist, damit der Ladestrom einen gewünschten Wert erreicht, und verhindert ein Überschwingen. Der maximale Ladestrom kann nur erreicht werden, wenn der Overhead Vds hoch genug ist, um die Gate-Spannung des Durchlasstransistors auf einem Wert zu halten, der ausreichend ist zum Aufrechterhalten des Betriebs der Durchlasstransistor-Schaltung 10. In dem Kontext unseres spezifischen Beispiels sollte Vds höher als 30 mV sein.
6 zeigt ein lineares Ladegerät 500 mit einer Anpassungsschaltung 560 zum Begrenzen eines Leistungsverlusts. Die Anpassungsschaltung 560 hat eine PID 562 gekoppelt mit einer Abwärtswandler-Steuervorrichtung 568 und mit Operationsverstärkern 564 und 566 (als niedriger Komparator beziehungsweise hoher Komparator bezeichnet). Der niedrige Komparator 564 hat einen nicht-invertierenden Eingang, der mit einer niedrigen Referenzspannung verbunden ist, in diesem Beispiel 200 mV, und einen invertierenden Eingang, der mit der Gate-Spannung des Durchlasstransistors an dem Knoten A verbunden ist. Der hohe Komparator 566 hat einen nicht-invertierenden Eingang, der mit einer hohen Referenzspannung verbunden ist, in diesem Beispiel 350 mV, und einen invertierenden Eingang, der mit der Gate-Spannung des Durchlasstransistors an dem Knoten A verbunden ist. Die PID 562 hat Eingänge, die einen Eingang von jedem der hohen und niedrigen Komparatoren umfassen, einen Enable-Eingang, eine Eingangsverzögerungszeit, einen Eingangstakt und eine Eingang-OLL (Overhead Low Limit). Der niedrige Komparatoreingang CL kann den Wert 0 oder 1 annehmen, abhängig davon, ob die Gate-Spannung Vg kleiner oder größer als der niedrige Referenzwert ist. Zum Beispiel ist CL = 1, wenn die Gate-Spannung > 200mV, und ansonsten CL = 0. Der hohe Komparatoreingang CH kann den Werte 0 oder 1 annehmen, abhängig davon, ob die Gate-Spannung Vg kleiner oder größer als der hohe Referenzwert ist. Zum Beispiel ist CH = 1, wenn die Gate-Spannung > 350mV, und ansonsten CL = 0. Der Enable-Eingang wird intern gesteuert und ermöglicht eine Steuerlogik der Abwärtswandler-Steuervorrichtung. Die Eingangsverzögerungszeit setzt eine Verzögerungszeit darüber, wann der Ausgang verfügbar ist. Zum Beispiel kann die Verzögerungszeit auf wenige Millisekunden gesetzt sein. Der Eingangstakt wird einen relativ niedrigen Frequenzwert gesetzt. Zum Beispiel kann der Eingangstakt bei 2 KHz oder einem anderen geeigneten Wert gesetzt werden, um einen Energieverbrauch zu begrenzen. Das Eingangs-OLL (Overhead Low Limit) kann ein Eingangswort oder ein analoges Signal sein, das verwendet wird zum Setzen einer niedrigen Overhead-Grenze. Wenn der Overhead durch ein Eingangswort definiert ist, sollte die niedrige Overhead-Grenze derart gesetzt werden, andernfalls sollte OLL ein analoges Signal sein, das ein Flag setzt, wenn die niedrige Overhead-Grenze erreicht wurde. Die PID hat einen Ausgang, die Ausgangs-Abwärtswandler-Steuerung, die einen Eingang für die Abwärtswandler-Steuervorrichtung vorsieht.
7 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens für einen Betrieb eines Ladegeräts unter Verwendung des in 6 gezeigten Systems. In Betrieb erfasst 610 der niedrige Komparator 564 die Gate-Spannung des Durchlasstransistors und vergleicht 620 die Gate-Spannung mit dem niedrigen Referenzwert, zum Beispiel 200 mV. Der niedrige Komparator überträgt ein Signal, das angibt, ob die Gate-Spannung höher oder niedriger ist als der niedrige Referenzwert, an die PID 562. Das Signal, das von dem Komparator an die PID gesendet wird, wird dann durch die PID in eine logische 0 oder eine logische 1 umgewandelt. Wenn die Gate-Spannung höher ist als der niedrige Referenzwert, wird das Signal in eine logische 1 umgewandelt. Wenn die Gate-Spannung niedriger ist als der niedrige Referenzwert, wird das Signal in eine logische 0 umgewandelt. Der hohe Komparator 566 erfasst 610 die Gate-Spannung des Durchlasstransistors und vergleicht 620 die Gate-Spannung mit dem hohen Referenzwert, zum Beispiel 350 mV. Der hohe Komparator überträgt ein Signal, das angibt, ob die Gate-Spannung höher oder niedriger ist als der hohe Referenzwert, an die PID 562. Das Signal, das von dem Komparator an die PID gesendet wird, wird dann durch die PID in eine logische 0 oder 1 umgewandelt. Wenn die Gate-Spannung höher ist als der hohe Referenzwert, wird das Signal in eine logische 1 umgewandelt. Wenn die Gate-Spannung niedriger ist als der hohe Referenzwert, wird das Signal in eine logische 0 umgewandelt.
Die PID 562 arbeitet wie ein Zähler; wenn sie aktiviert ist, speichert 630 die PID den logischen Wert, der von der Gate-Spannung abgeleitet ist, und bildet den Mittelwert 650 von so vielen Abtastwerten wie möglich während der Verzögerungszeit DT, die in der PID 640 gesetzt ist. Der Ausgang der PID wird dann an die Abwärtswandler-Steuervorrichtung 568 zum Setzen der Ausgangsspannung Vcc des Abwärtswandlers gesendet.
Wenn die Gate-Spannung 660 kleiner ist als der niedrige Referenzwert von 200 mV (CL = 0, CH = 0), dann erzeugt die PID 562 ein Signal zum Senden an die Abwärtswandler-Steuervorrichtung 568, um die Ausgangsspannung des Abwärtswandlers um eine Stufe zu erhöhen 665. Zum Beispiel kann Vcc um 10 mV erhöht werden. Dies führt zu einer Zunahme der Overhead-Spannung Vds über dem Durchlasstransistor. Wenn der Overhead seine untere Grenze OLL erreicht hat, dann wird Vcc gleich ihrem vorherigen Wert gelassen.
Wenn (bei Schritt 670) die Gate-Spannung zwischen der niedrigen Referenz und der hohen Referenz ist, d.h. zwischen 200 mV und 350 mV (CL = 1, CH = 0), dann wird die Gate-Spannung als innerhalb eines optimalen Bereichs angesehen und die PID 562 erzeugt kein Signal. In diesem Fall wird der Overhead Vds über dem Durchlasstransistor beibehalten 675 und bleibt unverändert. Wenn (bei Schritt 670) die Gate-Spannung größer ist als die hohe Referenz 350 mV (CL = 1, CH = 1), dann erzeugt die PID 568 ein Signal zum Senden an die Abwärtswandler-Steuervorrichtung 568, um die Ausgangsspannung des Abwärtswandler um eine Stufe zu verringern. Zum Beispiel kann Vcc um 10 mV verringert werden. Dies führt zu einer Abnahme 680 der Overhead-Spannung Vds über dem Durchlasstransistor. Ein derartiger Zyklus kann wiederholt werden, bis die PID die niedrige Overhead-Grenze erreicht. An diesem Punkt wird Vcc gleich ihrem vorherigen Wert gelassen. Abhängig davon, wie die Overhead-Steuerung durchgeführt wird, sollte die niedrige Overhead-Grenze erreicht werden entweder wenn sie durch den externen digitalen Eingang gekennzeichnet wird oder wenn der Ausgangs-Overhead gleich zu dem Overhead-Wert ist, der an dem Eingang der PID gesetzt wird.
Abhängig von einer spezifischen Chip-Gestaltung kann eine zusätzliche Vorrichtung erforderlich sein, um zu erfassen, wenn die Vds unter die Minimumspannung abnimmt. In diesem Fall sollte der Vorrichtungsausgang als Eingang der PID verwendet werden. Zur Vollständigkeit wird angemerkt, dass die Situation CH = 1, CL = 0 nicht möglich ist.
8 zeigt ein lineares Ladegerät 700 mit einer Anpassungsschaltung 760 zum Begrenzen eines Leistungsverlusts. Die Anpassungsschaltung 760 hat einen Stromspiegel mit vier Transistoren 762, 764, 766 und 768, einen Widerstand 770, einen ADC 772, eine PID 774 und eine Abwärtswandler-Steuervorrichtung 776. Der ADC 772 hat einen Eingang, der mit dem Stromspiegel verbunden ist, und einen Ausgang, der mit der PID 774 verbunden ist.
Die PID 774 hat Eingänge, die einen Eingang von dem ADC, einen Ladestromeingang (ICHG_SET), einen Enable-Eingang, eine Eingangsverzögerungszeit, einen Eingangstakt und eine Eingang-OLL (Overhead Low Limit) umfassen. Die PID hat auch einen Ausgang, die Ausgangs-Abwärtswandler-Steuerung verbunden mit der Abwärtswandler-Steuervorrichtung 776.
Der ADC-Eingang in die PID liefert einen digitalen Wert des Ladestroms. Der Ladestromeingang wird zum Setzen des gewünschten Ladestroms verwendet. Der Ladestrom wird zum Setzen der Overhead-Spannung verwendet. Der Enable-Eingang aktiviert die Steuerlogik der Abwärtswandler-Steuervorrichtung. Sie wird intern gesteuert. Die Eingangsverzögerungszeit setzt eine Verzögerungszeit darüber, wann die Ausgabe verfügbar ist. Der Eingangstakt ist auf einen relativ niedrigen Frequenzwert gesetzt. Zum Beispiel kann der Eingangstakt bei 2 KHz oder einem anderen geeigneten Wert gesetzt werden, um einen Energieverbrauch zu begrenzen. Die Eingangs-OLL (Overhead Low Limit) kann ein Eingangswort oder ein analoges Signal sein, das verwendet wird zum Setzen einer niedrigen Overhead-Grenze.
9 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Betrieb eines Ladegeräts unter Verwendung des in 8 gezeigten Systems. In Betrieb setzt 920 die Abwärtswandler-Steuervorrichtung eine anfängliche Ausgangsspannung Vccmain des Abwärtswandlers. Der anfängliche Vcc-Wert sollte größer sein als die Batteriespannung Vbat derart, dass die Overhead-Spannung Vds groß genug ist für die Durchlasstransistor-Steuerschaltung 10 zum Regeln des Ladestroms. Eine typische Overhead-Spannung kann 200mV sein. Der Strom in der Erfassungsvorrichtung wird durch die Transistoren 762, 764, 766 und 768 an den Widerstand 770 gespiegelt. Der Strom in der Erfassungsvorrichtung ist proportional zu dem Ladestrom um einen Multiplikationsfaktor, der eine Funktion der relativen Größe des Erfassungstransistors im Vergleich zu dem Durchlasstransistor ist. Aus diesem Grund ist der Strom in der Erfassungsvorrichtung eine Replik des Ladestroms. Die Ladestrom-Replik wird von dem ADC 772 gemessen 930. Der gemessene Ladestromwert wird dann mit einem Sollwert für den Ladestrom verglichen 940. Die PID 774 steuert die Abwärtswandler-Steuervorrichtung 776, um die Overhead-Spannung Vds von VCCMAIN zu VBAT entsprechend anzupassen.
Wenn der Ladestrom größer als der Sollwert für den Ladestrom ist, dann erzeugt die PID 774 ein Signal zum Senden an die Abwärtswandler-Steuervorrichtung 776, um die Ausgangsspannung des Abwärtswandlers um eine Stufe zu reduzieren 960. Zum Beispiel kann Vcc um 10mV verringert werden. Dies führt zu einer Verringerung der Overhead-Spannung Vds über dem Durchlasstransistor. Wenn der Overhead seine untere Grenze OLL erreicht hat, dann wird Vcc gleich ihrem vorherigen Wert gelassen. Der Ladestrom wird dann über den ADC und den Stromspiegel wieder gemessen 930. Die PID steuert eine iterative Reduktion der Overhead-Spannung, bis ein Wert des Ladestroms unter seinem Sollwert gemessen wird.
Wenn der Wert des Ladestroms gleich seinem Sollwert gemessen wird, erzeugt die PID ein Signal zum Senden an die Abwärtswandler-Steuervorrichtung 776, um die Ausgangsspannung des Abwärtswandlers weiter zu reduzieren. Zum Beispiel kann Vcc um 10mV verringert werden. Wenn der Wert des Ladestroms unter seinen Sollwert reduziert ist, erzeugt die PID ein Signal zum Senden an die Abwärtswandler-Steuervorrichtung 776, um die Ausgangsspannung Vcc des Abwärtswandlers zurück auf ihren vorherigen Wert zu erhöhen 950 derart, dass der Ladestrom an seinem Sollwert bleibt.
10 zeigt ein Diagramm einer Konstantspannungsschleife 1000 zum Laden einer Batterie. Die Spannungsschleife hat einen Operationsverstärker 1100 und zwei Widerstände 1200, 1300, die einen Spannungsteiler bilden. Der Operationsverstärker 1100 hat einen nicht-invertierenden Eingang, der mit einer Referenzspannung von 1,2 V verbunden ist, und einen invertierenden Eingang, der mit der Batteriespannung Vbat über den Spannungsteiler verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers ist mit dem Gate des Durchlasstransistors verbunden. Die Referenzspannung setzt die Sollspannung der Batterie.
Ein Batterieladeprozess weist typischerweise sowohl eine Konstantstromstufe als auch eine Konstantspannungsstufe auf. Zuerst wird die Batterie mit einem konstanten Strom geladen, dann, wenn die Batterie fast vollständig geladen ist, wird die Batterie mit einer konstanten Spannung geladen. Das Diagramm der 10 stellt eine Konstantspannungsschleife zum Vorsehen einer konstanten Spannung für die Batterie dar. Eine solche Schleife kann zusätzlich zu und/oder in Kombination mit der Stromsteuerschleife und der Overhead-Steuerschleife implementiert werden, die oben in den 4, 6 und 8 beschrieben werden. Wenn die Batteriespannung nahe einer Sollspannung ist, übernimmt die Spannungssteuerschleife und es gibt keine Steuerung des Stroms mehr. Sobald die Spannungsschleife die Steuerung des Ladevorgangs übernimmt, ist der Strom kleiner als der, der durch die Stromsteuerschleife gesetzt wird. Tatsächlich kann die Overhead Vds gemäß demselben oben gezeigten Algorithmus verringert werden.
Für Fachleute ist offensichtlich, dass Variationen der offenbarten Anordnungen möglich sind, ohne von der Offenbarung abzuweichen. Demgemäß ist die obige Beschreibung des spezifischen Ausführungsbeispiels nur beispielhaft und nicht zum Zweck einer Einschränkung. Zum Beispiel können die oben beschriebenen inkrementellen Algorithmen angepasst werden zum Ändern der Frequenz und der Genauigkeit der Steuerschleife. Es ist für Fachleute offensichtlich, dass geringfügige Modifikationen ohne signifikante Änderungen an dem beschriebenen Betrieb vorgenommen werden können.

Claims

Ein Batterieladeregler zur Verwendung mit einem Ladegerät, der aufweist: ein Schaltelement (12), das einen Steuerungsanschluss und erste und zweite Pfadanschlüsse aufweist, die sich an einem ersten beziehungsweise einem zweiten Ende eines leitenden Pfads befinden, wobei das Schaltelement (12) ausgebildet ist zum selektiven Koppeln eines Eingangs, der von einem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, mit einem Ausgang für eine Batterie (50); eine Steuerschaltung (10), die mit dem Schaltelement (12) gekoppelt ist, die ausgebildet ist zum Anpassen eines Eingangs zu dem Steuerungsanschluss, um zumindest eines eines Ladestroms und einer Ladespannung zu regeln, der/die an die Batterie über den leitenden Pfad geliefert wird; und eine Anpassungsschaltung (60), die mit dem Schaltelement (12) gekoppelt ist, die ausgebildet ist zum Erfassen eines elektrischen Parameters des Schaltelements (12); und zum Anpassen eines Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, basierend auf dem erfassten elektrischen Parameterwert.
Der Batterieladeregler gemäß Anspruch 1, wobei die Anpassungsschaltung (60) aufweist eine Vergleichsschaltung (64, 562, 564, 566), die ausgebildet ist zum Vergleichen des elektrischen Parameters des Schaltelements mit zumindest einem Referenzwert; und eine Steuervorrichtung (66, 568), die mit der Vergleichsschaltung (64) verbunden ist, die ausgebildet ist zum Steuern des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, basierend auf einem Vergleichsergebnis, das durch die Vergleichsschaltung erlangt wird.
Der Batterieladeregler gemäß Anspruch 2, wobei die Vergleichsschaltung (64, 562, 564, 566) ausgebildet ist zum Senden eines Signals an die Steuervorrichtung (66, 568), um einen Wert des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, zu reduzieren bei einem Identifizieren, dass der elektrische Parameter des Schaltelements (12) größer ist als der zumindest eine Referenzwert.
Der Batterieladeregler gemäß Anspruch 2 oder 3, wobei der zumindest eine Referenzwert aus einer Sättigungskurvereferenz erlangt wird.
Der Batterieladeregler gemäß einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei der zumindest eine Referenzwert einen niedrigen Referenzwert und einen hohen Referenzwert umfasst, wobei der hohe Referenzwert größer ist als der niedrige Referenzwert, und wobei die Vergleichsschaltung (562, 566, 564) ausgebildet ist zum Senden eines Signals an die Steuervorrichtung (568), um zumindest eines durchzuführen aus Erhöhen des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameterwerts, der kleiner ist als der niedrige Referenzwert; Beibehalten des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameters, der zumindest gleich ist zu dem niedrigen Referenzwert und kleiner ist als der hohe Referenzwert; und Reduzieren des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameters, der größer ist als der hohe Referenzwert.
Der Batterieladeregler gemäß einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei die Vergleichsschaltung (562, 566, 564) ausgebildet ist zum Berechnen eines Durchschnittswerts des elektrischen Parameters des Schaltelements (12), und wobei das Signal auf dem Durchschnittswert basiert.
Der Batterieladeregler gemäß einem der Ansprüche 2 bis 6, wobei die Vergleichsschaltung (562, 566, 564) ausgebildet ist zum Erzeugen eines logischen Werts, der mit dem elektrischen Parameter assoziiert ist, basierend auf einem Vergleich des elektrischen Parameters mit dem zumindest einen Referenzwert.
Der Batterieladeregler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuerschaltung (10) ein skaliertes Schaltelement (14) aufweist, wobei das skalierte Schaltelement (14) kleiner ist als das Schaltelement (12), ein Operationsverstärker (16) und ein Stromgenerator (21).
Der Batterieladeregler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Steuerungsanschluss ein Gate ist, der erste Pfadanschluss eine Source ist und der zweite Pfadanschluss ein Drain ist und wobei der Eingang, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, eine Source-Spannung des Schaltelements (12) vorsieht.
Der Batterieladeregler gemäß Anspruch 9, wobei die Steuerschaltung (10) ausgebildet ist zum Beibehalten des Ladestroms an einem konstanten Wert unabhängig von der Source-Spannung des Transistors.
Der Batterieladeregler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Anpassungsschaltung (60) ausgebildet ist zum Anpassen des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, iterativ hin zu einem Schwellenwert.
Der Batterieladeregler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der elektrische Parameter des Schaltelements (12) ein Bias bzw. eine Vorspannung des Schaltelements (12) aufweist.
Der Batterieladeregler gemäß Anspruch 12, wobei die Vorspannung eine Gate-Spannung des Schaltelements (12) ist.
Der Batterieladeregler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei der elektrische Parameter des Schaltelements (12) einen Wert des Ladestroms aufweist.
Der Batterieladeregler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Anpassungsschaltung (60) ausgebildet ist für einen Betrieb bei einer ersten Frequenz und die Steuerschaltung (10) ausgebildet ist für einen Betrieb bei einer zweiten Frequenz, und wobei die erste Frequenz kleiner ist als die zweite Frequenz.
Der Batterieladeregler gemäß Anspruch 15, wobei die erste Frequenz etwa eine Größenordnung niedriger ist als die zweite Frequenz.
Der Batterieladeregler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Anpassungsschaltung (60) eine Rückkopplungssteuervorrichtung (64, 562) aufweist, die mit zumindest einem aus einem Analog-Digital-Wandler (62) und einem Operationsverstärker (566, 564) gekoppelt ist.
Ein Verfahren für einen Betrieb eines Ladegeräts, das aufweist: Vorsehen (410) eines Schaltelements (12), das ausgebildet ist zum selektiven Koppeln eines Eingangs, der von einem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, mit einem Ausgang für eine Batterie (50); Erfassen (420) eines elektrischen Parameters des Schaltelements (12); und Anpassen eines Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, basierend auf dem erfassten elektrischen Parameter.
Das Verfahren gemäß Anspruch 18, wobei das Anpassen aufweist Vergleichen (430) des elektrischen Parameters des Schaltelements (12) mit zumindest einem Referenzwert; und Reduzieren (440) eines Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, bei einem Identifizieren, dass der elektrische Parameter des Schaltelements größer ist als der zumindest eine Referenzwert, durch Senden eines Signals an eine Steuervorrichtung (66, 568).
Das Verfahren gemäß Anspruch 19, wobei der zumindest eine Referenzwert einen niedrigen Referenzwert und einen hohen Referenzwert umfasst, wobei der hohe Referenzwert größer ist als der niedrige Referenzwert, wobei das Verfahren weiter aufweist ein Senden eines Signals an die Steuervorrichtung (568), um zumindest eines durchzuführen aus Erhöhen (665) des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameterwerts, der kleiner ist als der niedrige Referenzwert; Beibehalten (675) des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameters, der zumindest gleich ist zu dem niedrigen Referenzwert und kleiner ist als der hohe Referenzwert; und Reduzieren (680) des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, bei einem Identifizieren eines elektrischen Parameters, der größer ist als der hohe Referenzwert.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 18 bis 20, das weiter aufweist ein Berechnen (650) eines Durchschnittswerts des elektrischen Parameters des Schaltelements (12), und wobei das Signal auf dem berechneten Durchschnittswert basiert.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 18 bis 21, das weiter aufweist ein Erzeugen (620) eines logischen Werts, der mit dem elektrischen Parameter assoziiert ist, basierend auf einem Vergleich des elektrischen Parameters mit dem zumindest einen Referenzwert.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 18 bis 22, wobei das Schaltelement (12) eine Source aufweist; und wobei das Anpassen des Werts des Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler vorgesehen wird, ein Anpassen einer Source-Spannung des Schaltelements (12) aufweist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 18 bis 23, wobei das Anpassen der Source-Spannung des Schaltelements (12) iterativ hin zu einem Schwellenwert durchgeführt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 24, wobei der Schwellenwert ein Minimumspannungswert ist, der ausreichend ist zum Beibehalten eines Betriebs der Steuerschaltung (10).
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 18 bis 25, wobei das Erfassen (420) eines elektrischen Parameters des Schaltelements ein Erfassen eines Bias bzw. einer Vorspannung des Schaltelements aufweist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 26, wobei das Schaltelement (12) ein Gate aufweist und wobei die Vorspannung eine Gate-Spannung des Schaltelements vorsieht.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 18 bis 25, wobei das Erfassen (420) eines elektrischen Parameterwerts des Schaltelements ein Erfassen des Ladestroms aufweist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 18 bis 28, wobei das Anpassen eines Werts der Eingangs, der von dem DC-DC-Wandler (40) vorgesehen wird, bei einer Frequenz durchgeführt wird, die geringer ist als eine Betriebsfrequenz einer Steuerschaltung (10), die ausgebildet ist zum Regeln zumindest eines des Ladestroms und einer Ladespannung, der/die an die Batterie (50) geliefert wird/werden.
Ein Ladegerät zum Laden einer Batterie (50), aufweisend einen DC-DC-Wandler (40) und einen Batterieladeregler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 17.
Eine tragbare elektronische Vorrichtung, die ein Ladegerät gemäß Anspruch 30 aufweist.