JP3972856B2 - 電源システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電源装置を切り替えて負荷に電圧を出力する電源システムに関し、特に、負荷の軽重でＤＣ−ＤＣコンバータとシリーズレギュレータとを使い分ける場合に、シリーズレギュレータからＤＣ−ＤＣコンバータヘ切り替えるときの出力電圧の落ち込みに対処した電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電子機器には、外部から供給される電源電圧を、内部の電子回路に適合する電圧に降圧する複数の電源装置を搭載したものがあり、このような電源装置として、出力段に接続した負荷の大きさに応じて電力変換の効率が変化するものと変化しないものが用いられる。
【０００３】
例えば、ＰＷＭ制御によって電圧を降下するＤＣ−ＤＣコンバータは、接続される負荷が軽負荷であるほど電力効率が低く、重負荷であるほど電力効率が高いＤＣ−ＤＣコンバータでは、内部の半導体スイッチがオンオフすることによって駆動損失が発生するからである。これに対して、入出力間の等価的な直列抵抗の大きさを連続して変化することで出力電圧を制御するシリーズレギュレータでは、負荷の軽重にかかわらず一定の効率を実現できる。
【０００４】
従来から直流電力の制御方法として、これらのシリーズレギュレータとＤＣ−ＤＣコンバータとを出力側負荷の軽重に応じて切り替えるようにした電源システムが提案されている。この電源システムでは、負荷が軽負荷である場合には一方のシリーズレギュレータによって電圧を降下し、接続される負荷が重負荷であってＤＣ−ＤＣコンバータの電力効率がシリーズレギュレータの電力効率を上回るとき、他方のＤＣ−ＤＣコンバータによって電圧を降下する（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【０００５】
このような電源装置を切り替えて負荷に電圧を出力する電源システムは、例えば、通常モードと待機モードとを有するバッテリ駆動の電子機器に搭載することで、それぞれ定格出力時における高効率化と軽負荷時における低消費電力化とを両立させることができる。すなわち、待機モードでは、駆動している電子回路が少ないため軽負荷であり、シリーズレギュレータで電圧降下をする。通常モードでは、駆動している電子回路が多いため重負荷であり、ＤＣ−ＤＣコンバータで電圧降下をする。
【０００６】
図３は、電源システムの第１の従来例を示すブロック図である。
第１の従来例は、降圧型同期整流方式のＤＣ−ＤＣコンバータ４０とシリーズレギュレータなどのリニアレギュレータ５０とを単純に並列に接続して、電源システムを構成している。このうちＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、負荷への出力電圧と基準電圧との誤差を演算する誤差増幅器４１、及びこの誤差出力と三角波とを比較してＨ／Ｌの方形波を出力する比較器４２からなる制御回路部と、駆動回路４３と、一対のスイッチ素子４４，４５とを備え、これらスイッチ素子４４，４５は、インダクタＬを介して負荷６０に入力電圧Ｖｉｎと接地電位（グランド電位）とを交互に供給するように動作するとともに、外部信号により動作／非動作を切り替え制御できるように構成されている。また、リニアレギュレータ５０は、誤差増幅器５１と、負荷６０に対して入力電圧Ｖｉｎを供給する可変抵抗回路５２とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０と同様に、外部信号により動作／非動作を切り替え制御できるように構成されている。
【０００７】
ここでは、インダクタＬのスイッチ素子４４，４５とは反対側の一端と可変抵抗回路５２との接続点を出力端子７０とし、ここに分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路と、平滑用の出力キャパシタンスＣ１の一端を接続している。出力キャパシタンスＣ１は他端が接地され、出力端子７０に接続された負荷６０への出力電圧を平滑化するようにしている。また、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ４０の誤差増幅器４１と、リニアレギュレータ５０の誤差増幅器５１には、負荷６０への出力電圧から分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された帰還信号をフィードバックしている。なお、この帰還信号のフィードバック制御用信号線８０は、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点からＤＣ−ＤＣコンバータ４０とリニアレギュレータ５０との間で共通に使用しているが、別々の信号線を用いて接続してもかまわない。
【０００８】
ここで、比較的複雑なＤＣ−ＤＣコンバータ４０においては、誤差増幅器４１での発振現象を抑制するために抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２からなるフィードバック用の位相補償回路を備えている。そのためＤＣ−ＤＣコンバータ４０から負荷６０に安定した電圧を出力させるまでに、ある程度の時間を要する。したがって、単にリニアレギュレータ５０からＤＣ−ＤＣコンバータ４０に切り替えただけでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０のスイッチング動作が安定するまでの間で、負荷６０への出力電圧が大きく変動する。
【０００９】
図４は、第１の従来例における動作切り替え時の電圧変動の状態を示すタイミング図である。
ここでは、時刻ｔ０でリニアレギュレータ５０が停止して、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０が動作しはじめる。時刻ｔ０から立ち上がる点線は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０単体からの出力電圧を示している。このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、時刻ｔ０で初めて電圧が立ち上がるために、出力電圧が基準電圧で決まる目標電圧値Ｖｔに達する時刻ｔ１までの切り替え直後の一定期間は、出力キャパシタンスＣ１のみで負荷６０への電圧を保持しなければならない。そのため、時刻ｔ０からｔ１までの間に出力端子７０の電圧が大きく低下する。
【００１０】
すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の動作直後には、リニアレギュレータ５０による出力電圧が出力キャパシタンスＣ１で殆ど目標電圧値Ｖｔに近い値に保持されているため、リニアレギュレータ５０には小さな誤差信号しか入力しない。そこで、たとえＤＣ−ＤＣコンバータ４０が非常に高速に起動する能力をもっていたとしても、その出力電圧を上昇させることができない。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０では、出力端子７０での出力電圧が落ちこんでいったときに初めて、電圧を上昇させようとする動作が始まるため、単純にリニアレギュレータ５０とＤＣ−ＤＣコンバータ４０を接続して切り替える場合には、いかに高速なＤＣ−ＤＣコンバータ４０を使用したとしても電圧の落ち込みを避けることができない。特に、同期整流方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、接地されたローサイド側のスイッチ素子４５がオンしたときに、スイッチ素子４５が出力キャパシタンスＣ１の電荷を吸い込んでしまうために出力電圧が極端に低下する。
【００１１】
図５は、電源システムの第２の従来例を示すブロック図である。
この電源システムは、各電源装置の出力側にそれぞれ分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２及びＲ４，Ｒ５と出力キャパシタンスＣ１，Ｃ３を接続するとともに、スイッチＳＷ１によりＤＣ−ＤＣコンバータ４０とリニアレギュレータ５０を分離可能に構成している。ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の出力側にスイッチＳＷ１を設けることで、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ４０とリニアレギュレータ５０への帰還信号をフィードバック制御用信号線８０，８１により独立して制御できる。したがって、リニアレギュレータ５０が動作している間に、スイッチＳＷ１をオフ状態としたまま、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０におけるスイッチング動作を行って、あらかじめ目標電圧を出すための準備を行える。
【００１２】
図６は、第２の従来例における動作切り替え時の電圧変動の状態を示すタイミング図である。
この図６に示すように、時刻ｔ０でスイッチＳＷ１をオフ状態としたまま、リニアレギュレータ５０を停止することなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の駆動回路４３をオンに切り替えて、それぞれを並列に動作させる。時刻ｔ１になって、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０から負荷６０に電流を供給していない状態のまま、目標電圧値Ｖｔを安定して出力するようになると、リニアレギュレータ５０を停止すると同時に、スイッチＳＷ１をオンに切り替える。このような切り替え動作により、時刻ｔ１以降は、直ちに出力端子７０と接続した負荷６０に対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０から安定した出力電圧を供給できる。
【００１３】
すなわち、スイッチＳＷ１をオフ状態にしておけば、目標とする出力電圧がリニアレギュレータ５０により生成されていても、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０ではスイッチング動作により独立して電流を増加させる制御動作が可能になる。そのため、リニアレギュレータ５０とＤＣ−ＤＣコンバータ４０の出力が同一になるまで、それぞれを並列に動作させる期間（ｔ０〜ｔ１）を設けておき、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０のフィードバック制御が安定してから出力を切り替えることが可能になる。
【００１４】
【特許文献１】
特開平１１−３４１７９７号公報
【特許文献２】
特開２００２−１１２４５７号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、出力電流が流れる経路にスイッチＳＷ１を設けて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０とリニアレギュレータ５０とを分離するためには、大きな容量のスイッチが必要となり、そのためのコストを要する。
【００１６】
また、スイッチＳＷ１の抵抗分により、電源システムの電力変換効率にも悪影響を与える。
さらに、出力キャパシタンスＣ１，Ｃ３など、電源装置以外の構成部品が増加するために、コストや効率面だけでなく、電源システムを集積回路化するうえでも不都合が生じるなどの問題があった。
【００１７】
この発明の目的は、リニアレギュレータからＤＣ−ＤＣコンバータへの切り替えに際して出力電圧に乱れを生じさせず、また集積回路化に適した電源システムを提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、電源装置を切り替えて負荷に電圧を出力する電源システムが提供される。この電源システムは、インダクタ、前記インダクタを介して前記負荷に入力電圧を供給するスイッチ素子、前記スイッチ素子を所定の時比率で相補的にオンオフ制御するための駆動信号を生成する駆動回路、及び前記駆動回路をオンオフに切り替えるとともに前記負荷への出力電圧に基づく帰還信号により前記スイッチ素子での時比率を制御する制御回路を有し、前記出力電圧を所定の電圧値に制御するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記駆動信号に同期して擬似帰還信号を発生する擬似帰還信号発生回路と、前記入力電圧を降圧して前記負荷に電圧を供給するシリーズレギュレータと、を備えている。
【００１９】
この電源システムでは、前記負荷が軽負荷の場合は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動回路をオフに切り替えるとともに前記負荷に前記シリーズレギュレータから電圧を供給し、前記負荷が重負荷の場合は、前記シリーズレギュレータからの電圧供給を停止して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動回路をオンに切り替えることで前記負荷に電圧を供給し、前記負荷への電圧の供給源を前記シリーズレギュレータから前記ＤＣ−ＤＣコンバータに切り替えるときは、所定の期間前記シリーズレギュレータから前記負荷に電圧を供給し続けるとともに、前記ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記スイッチ素子での時比率を制御するために、前記駆動回路をオフに維持したまま、前記制御回路への帰還信号に代えて前記擬似帰還信号を供給し、前記所定の期間が経過したとき、前記シリーズレギュレータからの電圧供給を停止すると同時に、前記擬似帰還信号を前記帰還信号に切り替えるとともに、前記駆動回路をオンに切り替えて前記スイッチ素子のオンオフ動作を開始することを特徴とするものであって、負荷に接続される電源装置をスムーズに切り替えることで、切り替え時での出力電圧変動を最小にでき、出力端子に接続された電子機器を誤動作させることがない。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
（第一の実施の形態）
図１は、この発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す回路図である。
【００２１】
図１に示す電源システムでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、負荷６への出力電圧と基準電圧との誤差を演算する誤差増幅器１１、この誤差出力と三角波とを比較してＨ／Ｌの方形波を出力する比較器１２、及び発振器１６からなる制御回路部と、外部からのオンオフ信号により動作／非動作を切り替え制御できる駆動回路１３と、インダクタＬを介して負荷６に入力電圧Ｖｉｎと接地電位（グランド電位）とを交互に供給するための一対のスイッチ素子１４，１５とを備えている。
【００２２】
また、リニアレギュレータ２は、誤差増幅器２１と、負荷６に対して入力電圧Ｖｉｎを供給する可変抵抗回路２２とを備えている。この可変抵抗回路２２とインダクタＬのスイッチ素子１４，１５と反対側の一端との接続点は、電源システムの出力端子７となる。この出力端子７には、図３、図５などの従来例と同様に、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路と、平滑用の出力キャパシタンスＣ１の一端が接続されている。
【００２３】
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の制御回路部には、比較器１２の出力側と接地電位との間に直列接続された抵抗Ｒ６，Ｒ７（第１、第２の抵抗）と、これらの抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点と接続されたコンデンサＣ４と、一対のスイッチＳＷ２，ＳＷ３とからなる擬似帰還信号発生回路３が設けられている。抵抗Ｒ６の一端は比較器１２の出力端に接続され、抵抗Ｒ７の一端は接地される。コンデンサＣ４の一端は接地され、抵抗Ｒ６と組み合わされてローパスフィルタが構成されている。また、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点電位は、スイッチＳＷ２を介して誤差増幅器１１の一端に擬似帰還信号としてフィードバックするように構成されている。
【００２４】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の誤差増幅器１１には、スイッチＳＷ３がオンのときに、負荷６への出力電圧から分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された帰還信号がフィードバックされ、同じ帰還信号はフィードバック制御用信号線８を介してリニアレギュレータ２の誤差増幅器２１にもフィードバックされている。なお、一対のスイッチＳＷ２，ＳＷ３のいずれか一方がオン状態であれば、誤差増幅器１１の入力がオープンにならないが、帰還信号と擬似帰還信号とを短絡させないためには、一対のスイッチＳＷ２，ＳＷ３は同時にオン状態とならないように制御される。なお、抵抗Ｒ６，Ｒ７における分圧比は分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２（第３、第４の抵抗）における分圧比と等しく設定してある。
【００２５】
つぎに、このように構成された電源システムの動作について説明する。図１に示す電源システムは、第２の従来例における動作切り替え時と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力がリニアレギュレータ２の出力電圧と同一になるまで、それぞれを並列に動作させる過渡期間（図６に示すｔ０〜ｔ１の期間）を設けている。時刻ｔ０でスイッチＳＷ３をオフ状態としたまま、リニアレギュレータ２を停止することなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の制御が安定した後にリニアレギュレータ２を停止する。そのため、出力段のスイッチ素子１４，１５とその駆動回路１３の動作・非動作を独立に切り替え可能に構成するとともに、駆動回路１３の非動作時はスイッチ素子１４，１５をどちらもオフ（開放状態）にする。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を構成する発振器１６、誤差増幅器１１、及び比較器１２や、リニアレギュレータ２についても、それらの動作・非動作状態を切り替え可能に構成している。
【００２６】
以下、リニアレギュレータ２からＤＣ−ＤＣコンバータ１への切り替え時の動作について、順次説明する。
リニアレギュレータ２の動作時には、消費電流を抑えるためにＤＣ−ＤＣコンバータ１の各回路要素はすべて停止している。
【００２７】
切り替え時には、すぐに完全に切り替えることをせずに過渡期間を設けている。すなわち、リニアレギュレータ２を動作させたまま、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は駆動回路１３以外を並列に動作させる。このとき、ＳＷ２をオン、ＳＷ３をオフとすることで、比較器１２の出力電圧を分圧している抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点電圧をフィードバックして、誤差増幅器１１に入力する。
【００２８】
同期整流方式のＤＣ−ＤＣコンバータ１では、インダクタＬの抵抗成分が無視できる程に小さい場合、あるいは負荷６への出力電流が小さい場合には、コンデンサＣ４によるローパスフィルタを介した信号電圧は、出力端子７における電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された帰還信号と同一になる。そのため、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点電圧を擬似出力信号として使用して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１をフィードバック制御できる。このとき、スイッチ素子１４，１５はともにオフ状態に保持するとともに、駆動回路１３も外部信号により動作しないように制御することにより、リニアレギュレータ２の動作には全く影響を与えないで、それぞれを独立に制御できる。ここで、図５の出力電流経路に設けたスイッチＳＷ１とは異なり、フィードバック経路に設けたスイッチＳＷ２，ＳＷ３は小さな容量のスイッチでよいから、電源システムをＩＣ回路により構成する場合には、スイッチを含めた回路を容易にオンチップで実現できる。
【００２９】
なお、この過渡期間はＤＣ−ＤＣコンバータ１の制御が安定するまで維持される。過渡期間については、比較器１２に接続された発振器１６が動作しているから、デジタルカウンタなどで一定遅延時間を計測することで決定できる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１に安定化判別回路を設けて、誤差増幅器１１で比較器１２の出力からフィードバックされる誤差信号と、基準電圧（リファレンス）信号との差が一定以下となったかどうかの判定を行うものであっても良い。
【００３０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１が安定動作状態になった後に、リニアレギュレータ２の動作を停止させるとともに、駆動回路１３を動作させる。リニアレギュレータ２が停止する直前に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は目標電圧値Ｖｔを出力しているのと同じ状態で安定に動作していれば、切り替え時における出力端子７での出力電圧変動は非常に小さくなる。
【００３１】
なお、上述の切り替え動作とは反対に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１からリニアレギュレータ２ヘ切り替えるときには、それぞれを並列動作させる過渡期間なしに切り替えている。
【００３２】
（第二の実施の形態）
図２は、上述した電源システムとは別の構成を示す回路図である。
この発明の電源システムを半導体ＩＣ回路として構成する場合に、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２を外部接続して、負荷６への出力電圧の大きさを設定するとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０で駆動回路１３の入力側から引き出された信号を分圧して擬似帰還信号を得るためには、擬似帰還信号発生回路３０の抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗値を固定することができない。
【００３３】
そこで、実施の形態２の電源システムでは、図２に示すように、比較器１２の出力側と接地電位との間に直列接続された抵抗Ｒ６，Ｒ７（第１、第２の抵抗）と、これらの抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点と接続されたコンデンサＣ４と、一対のスイッチＳＷ２，ＳＷ３と、誤差増幅器３１と、出力端子７に一端が接続された分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９（第５、第６の抵抗）の直列回路とから擬似帰還信号発生回路３０を構成している。このうち、分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９は、負荷６への出力電圧を抵抗Ｒ６，Ｒ７における分圧比に等しく分圧するものであって、誤差増幅器３１では、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点電圧と分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９の接続点電圧とをそれぞれ入力して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０への擬似帰還信号を出力する。
【００３４】
ＩＣ回路の内部では、出力端子７におけるリニアレギュレータ２０からの実際の出力信号と、比較器１２からの擬似帰還信号とを同じ割合で分圧したものが、誤差増幅器３１へ入力される。誤差増幅器３１を含むＤＣ−ＤＣコンバータ１０のフィードバック回路全体では、この２つの入力信号を同一にするように作用する。
【００３５】
すなわち、平衡状態に遷移した後を考えれば、誤差増幅器１１からは現在シリーズレギュレータから出力されている電圧（すなわち、抵抗Ｒ１，Ｒ２と基準電圧によって決定される目標電圧）と同じ電圧を出すために必要な電圧が比較器１２に出力されていて、一方誤差増幅器１１の入力は、フィードバックによるイマジナリーショートにより、ほぼ基準電圧と同じ電圧となっている。
【００３６】
実際にＤＣ−ＤＣコンバータ１０が動作して、抵抗Ｒ１，Ｒ２と基準電圧によって決定される目標電圧を出力している場合にも、誤差増幅器１１からは目標電圧を出すために適切な電圧が比較器１２に出力され、入力はほぼ基準電圧と同じ電圧となっているため、擬似帰還信号による内部ループを使用した場合の誤差増幅器１１と位相補償回路を構成する抵抗Ｒ３、コンデンサＣ２の動作状況は、目標電圧値Ｖｔを出力しているのと同じ状態になる。
【００３７】
したがって、前述した実施の形態１と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の安定動作の後に、リニアレギュレータ２０を停止させ駆動回路１３を動作させることにより、切り替え時の出力端子７での電圧変動を非常に小さくすることが可能である。
【００３８】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０をリニアレギュレータ２０とともにＩＣ回路内に構成したとき、任意の抵抗分圧比の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２が外部接続され、その値が固定でないような場合であっても、外付け部品を増加させることなしに負荷６と接続される電源装置をスムーズに切り替えることができる。また、この実施の形態に係る電源システムは、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２が外付けされ固定されている場合でなくとも、以下に述べるような優れた特徴を備えている。
【００３９】
第１に、一般に演算増幅器は、それほど高い周波数まで帯域をもっていないため、通常、それ程高い周波数信号成分までは増幅しない。言い換えれば、ここでは誤差増幅器３１はローパスフィルタとしての機能を兼ね備えているので、図２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の内部で擬似帰還信号ループを構成するための抵抗Ｒ６，Ｒ７に、比較的大きなコンデンサＣ４などのキャパシタンスを接続してローパスフィルタを構成する必要がなくなる。コンデンサＣ４は、容量の小さなキャパシタンスだけで十分機能するので、電源システムをＩＣ回路のオンチップとして容易に実現できる。
【００４０】
第２に、抵抗分圧された信号は高い出力インピーダンスをもつが、誤差増幅器３１の出力は低インピーダンスとなるので、擬似帰還信号を使った内部の制御ループを意図的に高速化でき、より早い時間でＤＣ−ＤＣコンバータ１０を定常状態に遷移させることが可能である。
【００４１】
第３に、リニアレギュレータ２０からＤＣ−ＤＣコンバータ１０への切り替えの際に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の初期状態として、スイッチＳＷ２をオン状態にしたまま擬似帰還信号を使用できる。すなわち、制御ループを内部ループのままにして、駆動回路１３を動作させる。その後、スイッチＳＷ２をオフ、スイッチＳＷ３をオン状態にして、ゆっくりと制御ループを外部ループに切り替えて、出力端子７の実際の出力電圧からの帰還信号に切り替える。これにより、電源システムのそれぞれの回路定数を最適化することによって、さらに切り替え時の出力変動を抑える効果がある。
【００４２】
なお、ここでは一例として、パルス幅変調方式を用いた降圧同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の例を説明したが、周波数変調方式等のものであってもよく、この発明の電源システムは、いずれかに限定されるものではない。また、リニアレギュレータ２０についても、出力段がＰ型半導体素子で作られたいわゆるリニアドロップアウトレギュレータ（ＬＤＯ）に代えて電源システムを構成することが可能である。
【００４３】
【発明の効果】
以上に説明したように、この発明によれば、集積回路化するうえで有利であって、リニアレギュレータからＤＣ−ＤＣコンバータへの切り替えに際して出力電圧に乱れを生じさせず、また集積回路化に適した電源システムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す回路図である。
【図２】別の実施の形態に係る電源システムの構成を示す回路図である。
【図３】電源システムの第１の従来例を示すブロック図である。
【図４】第１の従来例における動作切り替え時の電圧変動の状態を示すタイミング図である。
【図５】電源システムの第２の従来例を示すブロック図である。
【図６】第２の従来例における動作切り替え時の電圧変動の状態を示すタイミング図である。
【符号の説明】
１，１０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２，２０ リニアレギュレータ
３，３０ 擬似帰還信号発生回路
６ 負荷
７ 出力端子
８ フィードバック制御用信号線
１１ 誤差増幅器
１２ 比較器
１３ 駆動回路
１４，１５ スイッチ素子
１６ 発振器
２１ 誤差増幅器
２２ 可変抵抗回路
３１ 誤差増幅器
ＳＷ２，ＳＷ３ スイッチ
Ｒ６，Ｒ７ 抵抗（第１、第２の抵抗）
Ｒ１，Ｒ２ 分圧抵抗（第３、第４の抵抗）
Ｒ８，Ｒ９ 分圧抵抗（第５、第６の抵抗）
Ｃ１ 出力キャパシタンス
Ｌ インダクタ
【発明の属する技術分野】
この発明は、電源装置を切り替えて負荷に電圧を出力する電源システムに関し、特に、負荷の軽重でＤＣ−ＤＣコンバータとシリーズレギュレータとを使い分ける場合に、シリーズレギュレータからＤＣ−ＤＣコンバータヘ切り替えるときの出力電圧の落ち込みに対処した電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電子機器には、外部から供給される電源電圧を、内部の電子回路に適合する電圧に降圧する複数の電源装置を搭載したものがあり、このような電源装置として、出力段に接続した負荷の大きさに応じて電力変換の効率が変化するものと変化しないものが用いられる。
【０００３】
例えば、ＰＷＭ制御によって電圧を降下するＤＣ−ＤＣコンバータは、接続される負荷が軽負荷であるほど電力効率が低く、重負荷であるほど電力効率が高いＤＣ−ＤＣコンバータでは、内部の半導体スイッチがオンオフすることによって駆動損失が発生するからである。これに対して、入出力間の等価的な直列抵抗の大きさを連続して変化することで出力電圧を制御するシリーズレギュレータでは、負荷の軽重にかかわらず一定の効率を実現できる。
【０００４】
従来から直流電力の制御方法として、これらのシリーズレギュレータとＤＣ−ＤＣコンバータとを出力側負荷の軽重に応じて切り替えるようにした電源システムが提案されている。この電源システムでは、負荷が軽負荷である場合には一方のシリーズレギュレータによって電圧を降下し、接続される負荷が重負荷であってＤＣ−ＤＣコンバータの電力効率がシリーズレギュレータの電力効率を上回るとき、他方のＤＣ−ＤＣコンバータによって電圧を降下する（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【０００５】
このような電源装置を切り替えて負荷に電圧を出力する電源システムは、例えば、通常モードと待機モードとを有するバッテリ駆動の電子機器に搭載することで、それぞれ定格出力時における高効率化と軽負荷時における低消費電力化とを両立させることができる。すなわち、待機モードでは、駆動している電子回路が少ないため軽負荷であり、シリーズレギュレータで電圧降下をする。通常モードでは、駆動している電子回路が多いため重負荷であり、ＤＣ−ＤＣコンバータで電圧降下をする。
【０００６】
図３は、電源システムの第１の従来例を示すブロック図である。
第１の従来例は、降圧型同期整流方式のＤＣ−ＤＣコンバータ４０とシリーズレギュレータなどのリニアレギュレータ５０とを単純に並列に接続して、電源システムを構成している。このうちＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、負荷への出力電圧と基準電圧との誤差を演算する誤差増幅器４１、及びこの誤差出力と三角波とを比較してＨ／Ｌの方形波を出力する比較器４２からなる制御回路部と、駆動回路４３と、一対のスイッチ素子４４，４５とを備え、これらスイッチ素子４４，４５は、インダクタＬを介して負荷６０に入力電圧Ｖｉｎと接地電位（グランド電位）とを交互に供給するように動作するとともに、外部信号により動作／非動作を切り替え制御できるように構成されている。また、リニアレギュレータ５０は、誤差増幅器５１と、負荷６０に対して入力電圧Ｖｉｎを供給する可変抵抗回路５２とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０と同様に、外部信号により動作／非動作を切り替え制御できるように構成されている。
【０００７】
ここでは、インダクタＬのスイッチ素子４４，４５とは反対側の一端と可変抵抗回路５２との接続点を出力端子７０とし、ここに分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路と、平滑用の出力キャパシタンスＣ１の一端を接続している。出力キャパシタンスＣ１は他端が接地され、出力端子７０に接続された負荷６０への出力電圧を平滑化するようにしている。また、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ４０の誤差増幅器４１と、リニアレギュレータ５０の誤差増幅器５１には、負荷６０への出力電圧から分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された帰還信号をフィードバックしている。なお、この帰還信号のフィードバック制御用信号線８０は、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点からＤＣ−ＤＣコンバータ４０とリニアレギュレータ５０との間で共通に使用しているが、別々の信号線を用いて接続してもかまわない。
【０００８】
ここで、比較的複雑なＤＣ−ＤＣコンバータ４０においては、誤差増幅器４１での発振現象を抑制するために抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２からなるフィードバック用の位相補償回路を備えている。そのためＤＣ−ＤＣコンバータ４０から負荷６０に安定した電圧を出力させるまでに、ある程度の時間を要する。したがって、単にリニアレギュレータ５０からＤＣ−ＤＣコンバータ４０に切り替えただけでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０のスイッチング動作が安定するまでの間で、負荷６０への出力電圧が大きく変動する。
【０００９】
図４は、第１の従来例における動作切り替え時の電圧変動の状態を示すタイミング図である。
ここでは、時刻ｔ０でリニアレギュレータ５０が停止して、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０が動作しはじめる。時刻ｔ０から立ち上がる点線は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０単体からの出力電圧を示している。このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、時刻ｔ０で初めて電圧が立ち上がるために、出力電圧が基準電圧で決まる目標電圧値Ｖｔに達する時刻ｔ１までの切り替え直後の一定期間は、出力キャパシタンスＣ１のみで負荷６０への電圧を保持しなければならない。そのため、時刻ｔ０からｔ１までの間に出力端子７０の電圧が大きく低下する。
【００１０】
すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の動作直後には、リニアレギュレータ５０による出力電圧が出力キャパシタンスＣ１で殆ど目標電圧値Ｖｔに近い値に保持されているため、リニアレギュレータ５０には小さな誤差信号しか入力しない。そこで、たとえＤＣ−ＤＣコンバータ４０が非常に高速に起動する能力をもっていたとしても、その出力電圧を上昇させることができない。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０では、出力端子７０での出力電圧が落ちこんでいったときに初めて、電圧を上昇させようとする動作が始まるため、単純にリニアレギュレータ５０とＤＣ−ＤＣコンバータ４０を接続して切り替える場合には、いかに高速なＤＣ−ＤＣコンバータ４０を使用したとしても電圧の落ち込みを避けることができない。特に、同期整流方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、接地されたローサイド側のスイッチ素子４５がオンしたときに、スイッチ素子４５が出力キャパシタンスＣ１の電荷を吸い込んでしまうために出力電圧が極端に低下する。
【００１１】
図５は、電源システムの第２の従来例を示すブロック図である。
この電源システムは、各電源装置の出力側にそれぞれ分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２及びＲ４，Ｒ５と出力キャパシタンスＣ１，Ｃ３を接続するとともに、スイッチＳＷ１によりＤＣ−ＤＣコンバータ４０とリニアレギュレータ５０を分離可能に構成している。ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の出力側にスイッチＳＷ１を設けることで、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ４０とリニアレギュレータ５０への帰還信号をフィードバック制御用信号線８０，８１により独立して制御できる。したがって、リニアレギュレータ５０が動作している間に、スイッチＳＷ１をオフ状態としたまま、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０におけるスイッチング動作を行って、あらかじめ目標電圧を出すための準備を行える。
【００１２】
図６は、第２の従来例における動作切り替え時の電圧変動の状態を示すタイミング図である。
この図６に示すように、時刻ｔ０でスイッチＳＷ１をオフ状態としたまま、リニアレギュレータ５０を停止することなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の駆動回路４３をオンに切り替えて、それぞれを並列に動作させる。時刻ｔ１になって、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０から負荷６０に電流を供給していない状態のまま、目標電圧値Ｖｔを安定して出力するようになると、リニアレギュレータ５０を停止すると同時に、スイッチＳＷ１をオンに切り替える。このような切り替え動作により、時刻ｔ１以降は、直ちに出力端子７０と接続した負荷６０に対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０から安定した出力電圧を供給できる。
【００１３】
すなわち、スイッチＳＷ１をオフ状態にしておけば、目標とする出力電圧がリニアレギュレータ５０により生成されていても、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０ではスイッチング動作により独立して電流を増加させる制御動作が可能になる。そのため、リニアレギュレータ５０とＤＣ−ＤＣコンバータ４０の出力が同一になるまで、それぞれを並列に動作させる期間（ｔ０〜ｔ１）を設けておき、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０のフィードバック制御が安定してから出力を切り替えることが可能になる。
【００１４】
【特許文献１】
特開平１１−３４１７９７号公報
【特許文献２】
特開２００２−１１２４５７号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、出力電流が流れる経路にスイッチＳＷ１を設けて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０とリニアレギュレータ５０とを分離するためには、大きな容量のスイッチが必要となり、そのためのコストを要する。
【００１６】
また、スイッチＳＷ１の抵抗分により、電源システムの電力変換効率にも悪影響を与える。
さらに、出力キャパシタンスＣ１，Ｃ３など、電源装置以外の構成部品が増加するために、コストや効率面だけでなく、電源システムを集積回路化するうえでも不都合が生じるなどの問題があった。
【００１７】
この発明の目的は、リニアレギュレータからＤＣ−ＤＣコンバータへの切り替えに際して出力電圧に乱れを生じさせず、また集積回路化に適した電源システムを提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、電源装置を切り替えて負荷に電圧を出力する電源システムが提供される。この電源システムは、インダクタ、前記インダクタを介して前記負荷に入力電圧を供給するスイッチ素子、前記スイッチ素子を所定の時比率で相補的にオンオフ制御するための駆動信号を生成する駆動回路、及び前記駆動回路をオンオフに切り替えるとともに前記負荷への出力電圧に基づく帰還信号により前記スイッチ素子での時比率を制御する制御回路を有し、前記出力電圧を所定の電圧値に制御するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記駆動信号に同期して擬似帰還信号を発生する擬似帰還信号発生回路と、前記入力電圧を降圧して前記負荷に電圧を供給するシリーズレギュレータと、を備えている。
【００１９】
この電源システムでは、前記負荷が軽負荷の場合は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動回路をオフに切り替えるとともに前記負荷に前記シリーズレギュレータから電圧を供給し、前記負荷が重負荷の場合は、前記シリーズレギュレータからの電圧供給を停止して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動回路をオンに切り替えることで前記負荷に電圧を供給し、前記負荷への電圧の供給源を前記シリーズレギュレータから前記ＤＣ−ＤＣコンバータに切り替えるときは、所定の期間前記シリーズレギュレータから前記負荷に電圧を供給し続けるとともに、前記ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記スイッチ素子での時比率を制御するために、前記駆動回路をオフに維持したまま、前記制御回路への帰還信号に代えて前記擬似帰還信号を供給し、前記所定の期間が経過したとき、前記シリーズレギュレータからの電圧供給を停止すると同時に、前記擬似帰還信号を前記帰還信号に切り替えるとともに、前記駆動回路をオンに切り替えて前記スイッチ素子のオンオフ動作を開始することを特徴とするものであって、負荷に接続される電源装置をスムーズに切り替えることで、切り替え時での出力電圧変動を最小にでき、出力端子に接続された電子機器を誤動作させることがない。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
（第一の実施の形態）
図１は、この発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す回路図である。
【００２１】
図１に示す電源システムでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、負荷６への出力電圧と基準電圧との誤差を演算する誤差増幅器１１、この誤差出力と三角波とを比較してＨ／Ｌの方形波を出力する比較器１２、及び発振器１６からなる制御回路部と、外部からのオンオフ信号により動作／非動作を切り替え制御できる駆動回路１３と、インダクタＬを介して負荷６に入力電圧Ｖｉｎと接地電位（グランド電位）とを交互に供給するための一対のスイッチ素子１４，１５とを備えている。
【００２２】
また、リニアレギュレータ２は、誤差増幅器２１と、負荷６に対して入力電圧Ｖｉｎを供給する可変抵抗回路２２とを備えている。この可変抵抗回路２２とインダクタＬのスイッチ素子１４，１５と反対側の一端との接続点は、電源システムの出力端子７となる。この出力端子７には、図３、図５などの従来例と同様に、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路と、平滑用の出力キャパシタンスＣ１の一端が接続されている。
【００２３】
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の制御回路部には、比較器１２の出力側と接地電位との間に直列接続された抵抗Ｒ６，Ｒ７（第１、第２の抵抗）と、これらの抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点と接続されたコンデンサＣ４と、一対のスイッチＳＷ２，ＳＷ３とからなる擬似帰還信号発生回路３が設けられている。抵抗Ｒ６の一端は比較器１２の出力端に接続され、抵抗Ｒ７の一端は接地される。コンデンサＣ４の一端は接地され、抵抗Ｒ６と組み合わされてローパスフィルタが構成されている。また、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点電位は、スイッチＳＷ２を介して誤差増幅器１１の一端に擬似帰還信号としてフィードバックするように構成されている。
【００２４】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の誤差増幅器１１には、スイッチＳＷ３がオンのときに、負荷６への出力電圧から分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された帰還信号がフィードバックされ、同じ帰還信号はフィードバック制御用信号線８を介してリニアレギュレータ２の誤差増幅器２１にもフィードバックされている。なお、一対のスイッチＳＷ２，ＳＷ３のいずれか一方がオン状態であれば、誤差増幅器１１の入力がオープンにならないが、帰還信号と擬似帰還信号とを短絡させないためには、一対のスイッチＳＷ２，ＳＷ３は同時にオン状態とならないように制御される。なお、抵抗Ｒ６，Ｒ７における分圧比は分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２（第３、第４の抵抗）における分圧比と等しく設定してある。
【００２５】
つぎに、このように構成された電源システムの動作について説明する。図１に示す電源システムは、第２の従来例における動作切り替え時と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力がリニアレギュレータ２の出力電圧と同一になるまで、それぞれを並列に動作させる過渡期間（図６に示すｔ０〜ｔ１の期間）を設けている。時刻ｔ０でスイッチＳＷ３をオフ状態としたまま、リニアレギュレータ２を停止することなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の制御が安定した後にリニアレギュレータ２を停止する。そのため、出力段のスイッチ素子１４，１５とその駆動回路１３の動作・非動作を独立に切り替え可能に構成するとともに、駆動回路１３の非動作時はスイッチ素子１４，１５をどちらもオフ（開放状態）にする。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を構成する発振器１６、誤差増幅器１１、及び比較器１２や、リニアレギュレータ２についても、それらの動作・非動作状態を切り替え可能に構成している。
【００２６】
以下、リニアレギュレータ２からＤＣ−ＤＣコンバータ１への切り替え時の動作について、順次説明する。
リニアレギュレータ２の動作時には、消費電流を抑えるためにＤＣ−ＤＣコンバータ１の各回路要素はすべて停止している。
【００２７】
切り替え時には、すぐに完全に切り替えることをせずに過渡期間を設けている。すなわち、リニアレギュレータ２を動作させたまま、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は駆動回路１３以外を並列に動作させる。このとき、ＳＷ２をオン、ＳＷ３をオフとすることで、比較器１２の出力電圧を分圧している抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点電圧をフィードバックして、誤差増幅器１１に入力する。
【００２８】
同期整流方式のＤＣ−ＤＣコンバータ１では、インダクタＬの抵抗成分が無視できる程に小さい場合、あるいは負荷６への出力電流が小さい場合には、コンデンサＣ４によるローパスフィルタを介した信号電圧は、出力端子７における電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された帰還信号と同一になる。そのため、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点電圧を擬似出力信号として使用して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１をフィードバック制御できる。このとき、スイッチ素子１４，１５はともにオフ状態に保持するとともに、駆動回路１３も外部信号により動作しないように制御することにより、リニアレギュレータ２の動作には全く影響を与えないで、それぞれを独立に制御できる。ここで、図５の出力電流経路に設けたスイッチＳＷ１とは異なり、フィードバック経路に設けたスイッチＳＷ２，ＳＷ３は小さな容量のスイッチでよいから、電源システムをＩＣ回路により構成する場合には、スイッチを含めた回路を容易にオンチップで実現できる。
【００２９】
なお、この過渡期間はＤＣ−ＤＣコンバータ１の制御が安定するまで維持される。過渡期間については、比較器１２に接続された発振器１６が動作しているから、デジタルカウンタなどで一定遅延時間を計測することで決定できる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１に安定化判別回路を設けて、誤差増幅器１１で比較器１２の出力からフィードバックされる誤差信号と、基準電圧（リファレンス）信号との差が一定以下となったかどうかの判定を行うものであっても良い。
【００３０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１が安定動作状態になった後に、リニアレギュレータ２の動作を停止させるとともに、駆動回路１３を動作させる。リニアレギュレータ２が停止する直前に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は目標電圧値Ｖｔを出力しているのと同じ状態で安定に動作していれば、切り替え時における出力端子７での出力電圧変動は非常に小さくなる。
【００３１】
なお、上述の切り替え動作とは反対に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１からリニアレギュレータ２ヘ切り替えるときには、それぞれを並列動作させる過渡期間なしに切り替えている。
【００３２】
（第二の実施の形態）
図２は、上述した電源システムとは別の構成を示す回路図である。
この発明の電源システムを半導体ＩＣ回路として構成する場合に、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２を外部接続して、負荷６への出力電圧の大きさを設定するとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０で駆動回路１３の入力側から引き出された信号を分圧して擬似帰還信号を得るためには、擬似帰還信号発生回路３０の抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗値を固定することができない。
【００３３】
そこで、実施の形態２の電源システムでは、図２に示すように、比較器１２の出力側と接地電位との間に直列接続された抵抗Ｒ６，Ｒ７（第１、第２の抵抗）と、これらの抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点と接続されたコンデンサＣ４と、一対のスイッチＳＷ２，ＳＷ３と、誤差増幅器３１と、出力端子７に一端が接続された分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９（第５、第６の抵抗）の直列回路とから擬似帰還信号発生回路３０を構成している。このうち、分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９は、負荷６への出力電圧を抵抗Ｒ６，Ｒ７における分圧比に等しく分圧するものであって、誤差増幅器３１では、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点電圧と分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９の接続点電圧とをそれぞれ入力して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０への擬似帰還信号を出力する。
【００３４】
ＩＣ回路の内部では、出力端子７におけるリニアレギュレータ２０からの実際の出力信号と、比較器１２からの擬似帰還信号とを同じ割合で分圧したものが、誤差増幅器３１へ入力される。誤差増幅器３１を含むＤＣ−ＤＣコンバータ１０のフィードバック回路全体では、この２つの入力信号を同一にするように作用する。
【００３５】
すなわち、平衡状態に遷移した後を考えれば、誤差増幅器１１からは現在シリーズレギュレータから出力されている電圧（すなわち、抵抗Ｒ１，Ｒ２と基準電圧によって決定される目標電圧）と同じ電圧を出すために必要な電圧が比較器１２に出力されていて、一方誤差増幅器１１の入力は、フィードバックによるイマジナリーショートにより、ほぼ基準電圧と同じ電圧となっている。
【００３６】
実際にＤＣ−ＤＣコンバータ１０が動作して、抵抗Ｒ１，Ｒ２と基準電圧によって決定される目標電圧を出力している場合にも、誤差増幅器１１からは目標電圧を出すために適切な電圧が比較器１２に出力され、入力はほぼ基準電圧と同じ電圧となっているため、擬似帰還信号による内部ループを使用した場合の誤差増幅器１１と位相補償回路を構成する抵抗Ｒ３、コンデンサＣ２の動作状況は、目標電圧値Ｖｔを出力しているのと同じ状態になる。
【００３７】
したがって、前述した実施の形態１と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の安定動作の後に、リニアレギュレータ２０を停止させ駆動回路１３を動作させることにより、切り替え時の出力端子７での電圧変動を非常に小さくすることが可能である。
【００３８】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０をリニアレギュレータ２０とともにＩＣ回路内に構成したとき、任意の抵抗分圧比の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２が外部接続され、その値が固定でないような場合であっても、外付け部品を増加させることなしに負荷６と接続される電源装置をスムーズに切り替えることができる。また、この実施の形態に係る電源システムは、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２が外付けされ固定されている場合でなくとも、以下に述べるような優れた特徴を備えている。
【００３９】
第１に、一般に演算増幅器は、それほど高い周波数まで帯域をもっていないため、通常、それ程高い周波数信号成分までは増幅しない。言い換えれば、ここでは誤差増幅器３１はローパスフィルタとしての機能を兼ね備えているので、図２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の内部で擬似帰還信号ループを構成するための抵抗Ｒ６，Ｒ７に、比較的大きなコンデンサＣ４などのキャパシタンスを接続してローパスフィルタを構成する必要がなくなる。コンデンサＣ４は、容量の小さなキャパシタンスだけで十分機能するので、電源システムをＩＣ回路のオンチップとして容易に実現できる。
【００４０】
第２に、抵抗分圧された信号は高い出力インピーダンスをもつが、誤差増幅器３１の出力は低インピーダンスとなるので、擬似帰還信号を使った内部の制御ループを意図的に高速化でき、より早い時間でＤＣ−ＤＣコンバータ１０を定常状態に遷移させることが可能である。
【００４１】
第３に、リニアレギュレータ２０からＤＣ−ＤＣコンバータ１０への切り替えの際に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の初期状態として、スイッチＳＷ２をオン状態にしたまま擬似帰還信号を使用できる。すなわち、制御ループを内部ループのままにして、駆動回路１３を動作させる。その後、スイッチＳＷ２をオフ、スイッチＳＷ３をオン状態にして、ゆっくりと制御ループを外部ループに切り替えて、出力端子７の実際の出力電圧からの帰還信号に切り替える。これにより、電源システムのそれぞれの回路定数を最適化することによって、さらに切り替え時の出力変動を抑える効果がある。
【００４２】
なお、ここでは一例として、パルス幅変調方式を用いた降圧同期整流ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の例を説明したが、周波数変調方式等のものであってもよく、この発明の電源システムは、いずれかに限定されるものではない。また、リニアレギュレータ２０についても、出力段がＰ型半導体素子で作られたいわゆるリニアドロップアウトレギュレータ（ＬＤＯ）に代えて電源システムを構成することが可能である。
【００４３】
【発明の効果】
以上に説明したように、この発明によれば、集積回路化するうえで有利であって、リニアレギュレータからＤＣ−ＤＣコンバータへの切り替えに際して出力電圧に乱れを生じさせず、また集積回路化に適した電源システムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す回路図である。
【図２】別の実施の形態に係る電源システムの構成を示す回路図である。
【図３】電源システムの第１の従来例を示すブロック図である。
【図４】第１の従来例における動作切り替え時の電圧変動の状態を示すタイミング図である。
【図５】電源システムの第２の従来例を示すブロック図である。
【図６】第２の従来例における動作切り替え時の電圧変動の状態を示すタイミング図である。
【符号の説明】
１，１０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２，２０ リニアレギュレータ
３，３０ 擬似帰還信号発生回路
６ 負荷
７ 出力端子
８ フィードバック制御用信号線
１１ 誤差増幅器
１２ 比較器
１３ 駆動回路
１４，１５ スイッチ素子
１６ 発振器
２１ 誤差増幅器
２２ 可変抵抗回路
３１ 誤差増幅器
ＳＷ２，ＳＷ３ スイッチ
Ｒ６，Ｒ７ 抵抗（第１、第２の抵抗）
Ｒ１，Ｒ２ 分圧抵抗（第３、第４の抵抗）
Ｒ８，Ｒ９ 分圧抵抗（第５、第６の抵抗）
Ｃ１ 出力キャパシタンス
Ｌ インダクタ
Claims (4)
- 電源装置を切り替えて負荷に電圧を出力する電源システムにおいて、
インダクタ、前記インダクタを介して前記負荷に入力電圧を供給するスイッチ素子、前記スイッチ素子を所定の時比率で相補的にオンオフ制御するための駆動信号を生成する駆動回路、及び前記駆動回路をオンオフに切り替えるとともに前記負荷への出力電圧に基づく帰還信号により前記スイッチ素子での時比率を制御する制御回路を有し、前記出力電圧を所定の電圧値に制御するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記駆動信号に同期して擬似帰還信号を発生する擬似帰還信号発生回路と、
前記入力電圧を降圧して前記負荷に電圧を供給するシリーズレギュレータと、を備え、
前記負荷が軽負荷の場合は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動回路をオフに切り替えるとともに前記負荷に前記シリーズレギュレータから電圧を供給し、
前記負荷が重負荷の場合は、前記シリーズレギュレータからの電圧供給を停止して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動回路をオンに切り替えることで前記負荷に電圧を供給し、
前記負荷への電圧の供給源を前記シリーズレギュレータから前記ＤＣ−ＤＣコンバータに切り替えるときは、所定の期間前記シリーズレギュレータから前記負荷に電圧を供給し続けるとともに、前記ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記スイッチ素子での時比率を制御するために、前記駆動回路をオフに維持したまま、前記制御回路への帰還信号に代えて前記擬似帰還信号を供給し、前記所定の期間が経過したとき、前記シリーズレギュレータからの電圧供給を停止すると同時に、前記擬似帰還信号を前記帰還信号に切り替えるとともに、前記駆動回路をオンに切り替えて前記スイッチ素子のオンオフ動作を開始することを特徴とする電源システム。 - 前記擬似帰還信号発生回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路の出力側と接地電位との間に直列接続された第１、第２の抵抗、及び前記第１、第２の抵抗の接続点と接地電位との間に接続された容量を備え、前記第１、第２の抵抗の接続点から前記擬似帰還信号を出力することを特徴とする請求項１記載の電源システム。
- 前記制御回路への帰還信号は、前記負荷への出力電圧を第３及び第４の抵抗で分圧したものであり、前記第１、第２の抵抗における分圧比を前記第３、第４の抵抗における分圧比と等しく設定したことを特徴とする請求項２記載の電源システム。
- 前記擬似帰還信号発生回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路の出力側と接地電位との間に直列接続された第１、第２の抵抗と、前記第１、第２の抵抗の接続点と接地電位との間に接続された容量と、前記負荷への出力電圧を前記第１、第２の抵抗における分圧比に等しく分圧するように直列接続された第５、第６の抵抗と、前記第１、第２の抵抗の接続点電圧と前記第５、第６の抵抗の接続点電圧とをそれぞれ入力し、前記擬似帰還信号を出力する演算増幅器とを備えたことを特徴とする請求項１記載の電源システム。
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