KR20220078705A - 벅 변환기 전류 재사용을 위한 방법 및 시스템 - Google Patents

벅 변환기 전류 재사용을 위한 방법 및 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR20220078705A
KR20220078705A KR1020227016057A KR20227016057A KR20220078705A KR 20220078705 A KR20220078705 A KR 20220078705A KR 1020227016057 A KR1020227016057 A KR 1020227016057A KR 20227016057 A KR20227016057 A KR 20227016057A KR 20220078705 A KR20220078705 A KR 20220078705A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
output
buck
coupled
side switch
input
Prior art date
Application number
KR1020227016057A
Other languages
English (en)
Inventor
슈테판 디트리히
크리스티안 하르더
에밀 치오란
Original Assignee
텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드 filed Critical 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드
Publication of KR20220078705A publication Critical patent/KR20220078705A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0045—Converters combining the concepts of switch-mode regulation and linear regulation, e.g. linear pre-regulator to switching converter, linear and switching converter in parallel, same converter or same transistor operating either in linear or switching mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

하이측 스위치(412), 로우측 스위치(414), 커패시터(418), 인덕터(416), 하이측 스위치(412)의 게이트 단자 및 로우측 스위치(414)의 게이트 단자에 커플링되는 출력들을 갖는 게이트 드라이버 회로(342), 및 벅 전압 변환기(430) 내부의 회로부에 전력을 공급하는 별도의 전압 조정기 회로를 포함하는 벅 전압 변환기이다. 그 전압 조정기 회로는 입력 전압원(390)에 커플링되는 제1 멀티플렉서 입력, 벅 전압 변환기(392)의 벅 출력에 커플링되는 제2 멀티플렉서 입력, 및 두 개의 멀티플렉서 입력들(390, 392) 중 멀티플렉서 출력에 커플링되는 것을 선택하기 위한 하나 이상의 멀티플렉서 제어 입력들을 갖는 멀티플렉서(440)와 멀티플렉서의 멀티플렉서 출력에 커플링되는 제1 단자를 갖는 그리고 전압 조정기의 조정기 출력(480)에 커플링되는 제2 단자를 갖는 패스 트랜지스터(446)를 포함한다.

Description

벅 변환기 전류 재사용을 위한 방법 및 시스템
벅 변환기(buck converter)가 전류를 스텝 업하면서 주 전력 공급부로부터의 자신의 입력과 자신의 출력 사이의 전압을 스텝 다운하거나 또는 낮추는 DC-DC 전력 변환기이다. 그것은 DC 출력 전압이 DC 입력 전압보다 낮을 것이 필요한 회로들에서 사용된다. 그것은 공급 전압에 커플링되는 하이측 스위치와 접지에 커플링되는 로우측 스위치를 구성하는 두 개의 트랜지스터들일 수 있는 적어도 두 개의 반도체들을 일반적으로 포함하는 스위치 모드 전력 공급부이다. 그것은 또한 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트를 포함하며, 그 에너지 저장 엘리먼트는 하이측 도통(conduction) 동안 에너지를 저장하고 로우측 도통 동안 방전하는 커패시터 또는 인덕터, 또는 그 둘의 조합일 수 있다.
하이측 트랜지스터가 온인 동안, 전류가 인덕터를 경유하여 부하를 통해 흐른다. 인덕터의 반응은 전류 흐름에서의 변화들에 대항하고 또한 에너지를 저장하는 것이다. 벅 변환기의 입력 노드와 출력 노드 사이의 스위칭 트랜지스터들은 공급 전압을 제공하는 것과 접지 사이에서 교번하는 고주파수에서 계속해서 스위치 온 및 오프한다. 연속적인 출력을 유지하기 위해, 회로는 하이측 스위치의 온 기간들 동안 인덕터에 저장된 에너지를 사용한 다음, 그것을 필터링하여 리플을 평활화한다.
스위칭 동작에서, 벅 변환기들은 두 가지 모드들, 즉, 불연속 도통 모드(discontinuous conduction mode)(DCM)와 연속 도통 모드(continuous conduction mode)(CCM)를 갖는다. DCM에서는, 인덕터가 완전히 방전되고 전류가 차단되는 기간이 있는 반면, CCM은 인덕터 전류가 0인 기간이 없다는 것이 특징이다. CCM은 전류 흐름에서의 불연속성들로 발생하는 출력 리플 전압 및 고조파들을 감소시키기 때문에 DC-DC 변환기들에서 더 일반적으로 사용된다.
CCM의 경우, 하이측 스위치가 오프이고 로우측 스위치가 온일 때, 인덕터에 저장되는 에너지로부터 역 회복 시간 동안 역 전류가 흐른다. 두 개의 스위치들 중 하나가 CCM에서 항상 스위치 온되기 때문에, 인덕터 전류가 0인 기간은 없다.
벅 변환기들에 대한 설계 고려사항들은 허용 가능한 허용오차 내에서 정확한 출력 전압을 유지하는 것, 출력에서 리플 전압을 최소화하는 것, 전달되는 출력 전력과 소싱되는 입력 전력을 비교하는 변환기의 전력 효율을 극대화하는 것, 인접한 회로부와의 간섭을 피하기 위해 최소 스위칭 주파수를 유지하는 것, 및 출력 전압 폭주를 피하는 것을 포함한다. 마지막 두 개의 요건들은 때때로 매우 경 부하들에서 서로 충돌할 수 있는데 왜냐하면 최소 스위칭 주파수가 스위치의 최소 온 시간으로 인해 전력이 회로로 계속해서 스위치 백되어야 함을 의미하기 때문이다. 이는 에너지가 부하에서 소산 없이 계속 저장되어, 출력 전압이 폭주 상태로 계속 상승하게 하는 상황으로 이어질 수 있다.
이 요약은 제공된 도면들을 포함하여 아래의 상세한 설명에서 더 설명되는 단순화된 형태로 설명되는 개념들을 소개하기 위해 제공된다. 이 발명의 내용은 청구된 요지의 범위를 제한하도록 의도되지 않았다.
설명되는 실시예들은 펄스 스킵 모드 동안 보장된 최소 스위칭 주파수를 갖는 DC-DC 벅 변환기와, 내부 LDO(low drop-out regulator)를 벅 변환기의 등가 더미 부하로서 제공하기 위해 그렇지 않으면 낭비될 에너지를 재사용하는 것에 의해 제로 부하 전류에서 출력 전압 폭주를 방지하는 방법을 포함한다.
본 발명의 하나의 예는 입력 전압원에 커플링되는 제1 단자를 갖는 하이측 스위치, 하이측 스위치의 제2 단자에 커플링되는 제1 단자를 갖는 인덕터, 및 벅 전압 변환기의 출력에 커플링되는 제2 단자를 포함하는 펄스 스킵 모드에서 동작하는 벅 전압 변환기이다. 벅 전압 변환기는 추가로 접지에 커플링되는 제1 단자와, 인덕터의 제1 단자에 그리고 하이측 스위치의 제2 단자에 커플링되는 제2 단자를 갖는 로우측 스위치, 벅 전압 변환기의 출력에 커플링되는 제1 단자 및 접지에 커플링되는 제2 단자를 갖는 커패시터, 상태 머신으로부터의 입력들을 수신하고 하이측 스위치의 게이트 단자 및 로우측 스위치의 게이트 단자에 커플링되는 출력들을 갖는 게이트 드라이버 회로, 및 벅 전압 변환기 내부의 회로부에 전력을 공급하는 전압 조정기 회로를 포함한다.
내부 전압 조정기는, 멀티플렉서 출력, 공급 전압원으로부터의 제1 입력, 벅 전압 변환기 출력으로부터의 제2 입력, 및 벅 전압 변환기의 출력과 입력 전압원 사이의 차이를 비교하는 것에서 유도되는 하나 이상의 제어 출력들을 가져 출력에 커플링되는 입력의 선택을 제어하는 멀티플렉서와 멀티플렉서의 출력에 커플링되는 제1 단자와 내부 전압 조정기의 출력 ― 내부 전압 조정기 회로의 출력이 벅 전압 변환기의 상태 머신 회로부 및 내부 로직 회로부를 위한 유일한 전력원임 ― 에 커플링되는 제2 단자를 갖는 패스 트랜지스터를 포함한다.
도 1은 CCM 전용으로 동작하는 전류 모드 제어 DC-DC 벅 변환기의 일 예에 대한 블록도를 도시한다.
도 2a는 부하 없는 버스트 모드에서 PSM 스킴에 대한 시간의 함수로서 선도로 그려진 전압 및 전류 파형들을 도시한다.
도 2b는 부하 없는 PSM 스킴에 대한 시간의 함수로서 선도로 그려진 전압 및 전류 파형들을 도시한다.
도 2c는 더미 부하가 있는 PSM 스킴에 대한 시간의 함수로서 선도로 그려진 전압 및 전류 파형들을 도시한다.
도 3은 내부적으로 전력 제공되는 로직 LDO가 있는 청구된 벅 변환기의 일 예에 대한 블록도를 도시한다.
도 4는 내부적으로 전력 제공되는 로직 LDO가 있는 청구된 벅 변환기의 일 예에 대한 단순화된 표현을 도시한다.
도 5는 내부적으로 전력 제공되는 LDO가 있는 청구된 벅 변환기의 로직 LDO 블록의 일 예에 대한 개략도를 도시한다.
도 6은 내부적으로 전력 제공되는 LDO가 있는 벅 변환기의 로직 LDO 블록을 위한 비동기 변환기 상태 머신의 일 예에 대한 단순화된 상태도를 도시한다.
다양한 도면들에서의 유사한 참조 기호들은 유사한 엘리먼트들을 나타낸다. 본 개시의 하나 이상의 구현예들의 세부사항들은 첨부 도면들 및 아래의 상세한 설명에서 언급된다. 도면들은 축척 대로 그려진 것이 아니며 단지 본 개시를 예시하기 제공된다. 특정 세부사항들, 관계들, 및 방법들은 본 개시의 이해를 제공하기 위해 언급된다. 다른 특징들 및 이점들은 상세한 설명 및 도면들로부터, 그리고 청구항들로부터 명확하게 될 수 있다.
도 1은 예시적인 DC-DC 벅 변환기를 도시한다. 벅 변환기는 배터리 또는 일부 다른 유형의 DC 전력원일 수 있는 입력 전압원(110)을 포함한다. 하나의 실시예에서 입력 전압원에 대한 전형적인 전압 범위가 2.2V 내지 4.9V일 수 있다. 입력 전압원(110)은 하이측 스위치인 PMOS 트랜지스터(112)의 소스에 커플링된다. 트랜지스터(112)의 드레인은 인덕터(116)의 하나의 단자에 그리고 로우측 스위치인 NMOS 트랜지스터(114)의 드레인에 커플링되고, 그 트랜지스터의 소스가 접지에 전기적으로 연결된다. 112 및 114의 게이트들은 각각 게이트 드라이버 회로(142)의 출력 신호들(132 및 134)에 의해 제어된다. 인덕터(116)의 다른 단자는 커패시터(118)의 하나의 단자에 커플링되며, 그 커패시터의 다른 단자는 접지에 전기적으로 연결된다.
벅 변환기 부하는 부하 저항기(120)에 의해 표현된다. 벅 변환기는 특정한 부하(120) 하에 입력 전압원 VIN(110)으로부터의 노드(140)에서의 출력 전압(VOUT)을 조정하기 위해 전압 제어, 전류 제어, 또는 양쪽 모두의 조합 하에 있을 수 있다.
벅 변환기는 신호(132)를 사용하여 하이측 스위치(112)의 게이트를 그리고 신호(134)를 사용하여 로우측 스위치(114)의 게이트를 구동하는 게이트 드라이버 회로(142)를 제어하는 제어 로직 블록(144)을 더 포함한다. 제어 로직 블록(144)으로의 입력은 비교기(152)를 사용하여 출력 전압 VOUT(140)를 나타내는 피드백 전압(130)과 내부 기준 전압 VREF(136)를 비교하고 그것을 V/I 변환기(154)를 사용하여 전류로 변환하고 그것을 전류 비교기(156)를 사용하여 입력 전류 샘플(158)과 비교함으로써 유도된다. 제어 로직 블록(144)은 고정 주파수에서 동작하는 발진기(148)에 의해 클로킹된다. 일부 실시예들에서, 전류 기준이 전압 기준을 대신하여 사용될 수 있다.
벅 변환기의 기본 동작은 인덕터에서 전류와 전압 사이의 관계의 측면에서 가장 잘 이해된다. 초기 상태에서, 하이측 스위치(112)와 로우측 스위치(114)는 둘 다가 오프이고 그 회로를 통해 흐르는 전류와 인덕터(116)에 걸리는 전압은 0이다. 하이측 게이트 제어 신호(132)가 하이측 스위치(112)를 턴 온할 때, 인덕터에 걸리는 전압은 입력 전압원(110)으로부터 벅 조정기 출력 전압(140)을 감산함으로써 유도되고 전류가 증가하게 한다. 이 시간 동안, 에너지는 자기장의 형태로 인덕터(116)에 저장되고 인덕터 전류는 부하 저항(120)을 통해 흐르는 전류와 출력 커패시터를 충전시키는 다른 전류로 분할된다. 따라서, 입력으로부터의 에너지가 인덕터(116) 및 출력 커패시터(118)에 저장되고 부하 저항기(120)에서 소산되기 때문에 세 개의 엘리먼트들에 전달된다.
인덕터 전류는 입력 전압원(110)에서의 전압이 벅 조정기 출력 전압(140)보다 높을 때에만 증가한다. 그러므로, 전력은 벅 조정기 출력 전압(140)이 입력 전압원(110)보다 작은 경우에만 입력에서부터 출력으로 지속적으로 전달될 수 있다.
하이측 게이트 제어 신호(132)가 하이측 스위치(112)를 턴 오프시킬 때, 입력 전압원(110)은 더 이상 에너지를 회로에 제공하지 않을 것이다. 로우측 스위치(114)는 인덕터(116)와 접지 사이에 낮은 임피던스 경로를 제공하기 위해 턴 온 된다. 인덕터(116)에 걸리는 전압이 음의 벅 조정기 출력 전압으로 즉시 역전됨에 따라, 그것의 전류는 감소할 것이고 자기장으로 이전에 저장된 에너지는 커패시터(318)에서부터 자기장으로 다시 전달된다. 그러면, 다음 스위칭 사이클의 시작부분에서, 에너지는 인덕터(116) 및 커패시터(118)에서부터 입력 전압원(110)으로 전달된다. 이는 부하 저항기를 통과하는 전류가 인덕터(116)의 리플 전류의 절반 미만이면 정상 동작이다.
벅 변환기가 동작할 수 있는 여러 상이한 모드들이 있다. 벅 변환기들은 인덕터(116)를 통하는 전류가 0인 시구간이 전혀 없으면 연속 도통 모드(continuous conduction mode)(CCM)에서 동작하며, 이는 하이측 스위치(112) 또는 로우측 스위치(114) 중 어느 하나가 항상 턴 온 됨을 의미한다. 하이측 스위치(112) 및 로우측 스위치(114) 둘 다가 CCM에서 동시에 오프되는 시간은 결코 없다. CCM과 DCM 사이의 경계는 경계 또는 임계 도통 모드라고 불린다.
DCM 동작에서, 스위칭 주파수는 스위칭 활동에 관련된 손실들, 예를 들면 용량성 손실들이 일정하게 남아 있도록 하는 CCM 동작과 통상적으로 동일하다. DCM에서의 출력 전력이 매우 낮을 수 있지만 스위칭 손실들이 낮아지지 않기 때문에, 효율은 일반적으로 CCM에서보다 낮다. 이는 일반적으로 저 전력에서, 스위칭 손실들이 스위치들의 저항과 인덕터에 관련된 도통 손실들보다 우세하기 때문이다. 펄스 주파수 변조(pulse frequency modulation)(PFM)는 스위칭 손실들을 최소화하는데 사용될 수 있다. PFM은 스위칭 주파수가 경 부하들(light loads)에서 낮추어지는 것을 허용하며, 따라서 인덕터 전류가 0 아래로 떨어지는 것을 방지한다.
대부분의 스위치 모드 전력은 출력을 조정하기 위해 펄스 폭 변조를 사용하여, 고정 주파수에서 동작한다. FET에 대한 최소 온-시간, 즉, FET가 다시 턴 오프될 수 있기 전에 온 되어야만 하는 시간이 있다. 높은 스위칭 주파수들 및 낮은 듀티 사이클에서, 이는 동작의 펄스 스키핑 모드들(pulse-skipping modes)(PSM)로 이어질 수 있다. PSM은 펄스 폭 변조 또는 DCM 동작보다 더 작은 고조파들(harmonics), 더 빠른 응답 속력 및 더 높은 경 부하 효율을 성취할 수 있다.
고정 주파수 제어로, PSM은 제로 부하에서 출력 전압 폭주를 방지하기 위해 스킵되는 펄스들의 수를 조정해야 한다. 요구된 최소 스위칭 주파수(예컨대, 가청 잡음 > 60 KHz)를 성취하기 위해, 최대 스킵 펄스 수는 제한되어야만 하고 다음 수식에 의해 주어진 발진기 스위칭 주파수로 계산될 수 있다.
스킵 주파수 = 발진기 주파수 / 펄스 수
일 예로서, 1.5 MHz의 발진기 클록 주파수와 60 KHz의 가청 잡음 임계 주파수를 사용하면, 스킵될 수 있는 최대 펄스 수는 25이다.
60 KHz = 1.5 MHz / 펄스 수
⇒ 스킵할 최대 펄스 수 = 1.5 MHz / 60 KHz = 25.
발진기로부터의 벅 변환기 폐루프 주파수는 60 KHz의 가청 잡음 임계 주파수보다 훨씬 높아서, 이 경우 다수의 스킵 펄스들을 허용한다. 그러나, 변환기 최소 주파수가 가청 잡음보다 높아야만 하는, 그리고 심지어 인접한 전기 회로들의 교란들을 피하기 위해 변환기 폐루프 주파수보다 높아야만 하는 애플리케이션들이 있다. 예를 들면, 핸드헬드 디바이스들에서, 용량성 터치스크린들은 민감한 주파수 대역에서 원치 않는 잡음을 피하기 위해 400 KHz보다 높은 샘플 주파수를 요구한다. 이들 애플리케이션들에서 그리고 벅 변환기의 제로 부하 전류에서, 최소 펄스 수는 엄격하게 제한되고 추가적인 더미 부하가 출력 전압 폭주를 피하기 위해 벅 변환기에 추가되어야만 한다.
인접한 회로들의 요건들 외에도, PSM에서의 높은 최소 스위칭 주파수는 전력 스테이지의 반복적인 강제 스위칭으로 인한 버스트 모드 행동을 방지한다. PSM의 추가되는 이점이 출력 전압에 대한 더 낮은 리플이며, 이는 디스플레이들을 지원하는 전압 변환기들에 대한 요건이다.
도 2a는 부하 없는 버스트 모드에서 PSM 스킴에 대한 시간의 함수로서 선도로 그려진 전압 및 전류 파형들을 도시한다. 전압 선도에서, 점선은 원하는 조정된 DC 전압을 도시한다. 이는 일부 애플리케이션들에서 용인될 수 없는 높은 출력 전압 리플을 초래하는 버스트 모드에 대한 단점을 예시한다. 도 2b는 부하 없는 PSM 스킴에 대한 시간의 함수로서 선도로 그려진 전압 및 전류 파형들을 도시한다. 전압 리플은 버스트 모드 예보다 훨씬 개선되지만, 부하가 없고 최소 스위칭 주파수를 유지하기 위한 엄격한 요건이 없으면, 출력 전압은 폭주하고 원하는 DC 전압 범위 내에서 유지될 수 없는데, 왜냐하면 최소 스위칭 주파수 아래로 낮아지는 일 없이 출력 전압 레벨을 감소시키는 메커니즘이 없기 때문이다.
이 문제에 대한 종래 기술 해법은 출력 전압 폭주를 피하기 위해 추가적인 더미 부하를 추가하는 것이다. 도 2c는 더미 부하가 있는 PSM 스킴에 대한 시간의 함수로서 선도로 그려진 전압 및 전류 파형들을 도시한다. 더미 부하 기법은 올바른 출력 전압 정확도를 성취하고 낮은 출력 전압 리플을 제공하지만, 더미 부하를 통과하는 전류가 낭비되기 때문에 낮은 시스템 전력 효율로 이어진다. 배터리 구동 시스템들에서, 낮은 스탠바이 소비 전력을 갖는 것은 배터리 수명을 절약하는데 중요하다. 0의 부하 전류로, 벅 변환기에 의해 지원되고 있는 회로는 대기 모드에서 동작하고 있을 것으로 가정된다. 벅 변환기가 PSM 스킴에서 최소 스위칭 주파수 요건을 충족시키기 위하여, 종래 기술 변환기들은 더미 부하를 사용하여 최소 인덕터 온 시간 제어 하에 출력 전압을 제어한다. 그러나, 이는 더미 부하를 통해 낭비된 전류가 배터리 수명을 감소시키기 때문에 주요 단점이며, 이는 핸드헬드 전자 애플리케이션들에서 바람직하지 않다.
도 3은 내부적으로 전력 제공되는 로직 LDO가 있는 청구된 벅 변환기의 일 예에 대한 블록도를 도시한다. 이는 내부 바이어싱 LDO(low dropout regulator)를 공급하기 위해 더미 부하를 통해 그렇지 않으면 낭비되는 전하를 재사용함으로써 그 출력을 제로 부하 전류에서 전압 폭주로부터 방지하는 수단을 제공한다. 내부 로직 LDO를 벅 변환기를 위한 대체 더미 부하로서 사용하면 벅 변환기의 출력 전압 폭주를 방지하고, 전력 공급 효율이 전반적으로 더 높아지게 하고 스탠바이 또는 저전력 동작에서 동작하기 위해 인출되는 배터리 전류가 적어지게 한다. 이는 벅 변환기 출력으로부터 인출되는 다른 전류가 없을 때 배터리가 아니라 벅 변환기 출력에서부터 로직 LDO에 전력을 제공함으로써 행해진다. 그러나, 배터리는 벅 변환기 출력에 더 높은 부하가 있을 때 여전히 로직 LDO에 전력을 제공하는데 사용될 수 있다.
도 3은 펄스 스킵 모드에서 사용되는 최소 스위칭 주파수가 보장되는 벅 변환기의 일 예의 개략도이다. 벅 변환기(300)는 배터리 또는 일부 다른 유형의 DC 전력원일 수 있는 입력 전압원(310)을 포함한다. 하나의 실시예에서, 입력 전압원에 대한 전형적인 전압 범위가 2.2V 내지 4.9V일 수 있다. 입력 전압원(310)은 하이측 스위치인 PMOS 트랜지스터(312)의 소스에, 그리고 트랜지스터(312)를 통해 흐르는 전류를 샘플링하는 샘플링 전압-전류 변환기(368)의 하나의 입력에 커플링된다. 트랜지스터(312)의 드레인은 인덕터(316)의 일측에 그리고 로우측 스위치인 NMOS 트랜지스터(314)의 드레인에 커플링되고, 그 트랜지스터의 소스가 접지에 전기적으로 연결된다. 트랜지스터(312)의 드레인은 또한 샘플링 전압-전류 변환기(368)의 제2 입력에 커플링된다. 트랜지스터들(312 및 314)의 게이트들은 각각 게이트 드라이버 회로(342)의 출력 신호들(332 및 334)에 의해 제어된다. 인덕터(316)의 타측은 VOUT 노드(340)이고 커패시터(318)의 일측에 커플링되며, 그 커패시터의 타측은 접지에 전기적으로 연결된다.
벅 변환기 부하는 부하 저항기(320)에 의해 표현된다. 다른 실시예들에서, 벅 변환기는 주어진 벅 변환기 부하(320) 하에 입력 전압원(310)으로부터의 VOUT(340)에서의 출력 전압을 조정하기 위해 전압 제어, 전류 제어, 또는 양쪽 모두의 조합을 사용할 수 있다.
벅 변환기는 게이트 제어 신호(332)를 사용하여 하이측 스위치(312)의 게이트를 그리고 게이트 제어 신호(334)를 사용하여 로우측 스위치(314)의 게이트를 구동하는 게이트 드라이버 회로(342)에 커플링되는 출력들인 HS_ON(382) 및 LS_ON(384)을 갖는 상태 머신(344)을 더 포함한다. 상태 머신(344)에 대한 다섯 개 입력들이 있다. 제1 입력은 SKIP 입력(386)이고, 비교기(360)를 사용하여 출력 전압(340)의 스케일링된 버전인 피드백 전압(330)과 내부 기준 전압(336)을 비교하며, 그 출력이 전압-전류 변환기(362)를 통과하게 한 다음, 당해 출력과, 입력 전압원(310)에서의 전압과 노드(340)에서의 출력 전압의 함수를 나타내는 로직 블록(394)으로부터의 신호(302)를 비교하는 비교기(364)에서 유도된다.
상태 머신(344)에 대한 제2 입력은 고정 주파수에서 동작하는 발진기(348)에 의해 생성되는 클록 신호이다. 상태 머신(344)에 대한 제3 입력은 입력들이 트랜지스터(314)의 소스 및 드레인인 비교기(388)의 출력인 ZERO_COMP(378)이다.
상태 머신(344)에 대한 제4 입력은 입력들이 기울기 보상기(374) 및 전압-전류 변환기(362)와 합산되는 샘플링 전압-전류 변환기(368)인 비교기(376)의 출력인 PEAK_COMP(372)이다. 상태 머신(344)에 대한 제5 입력은 FPWM(380)이며, 이는 프로그래밍가능 레지스터(370)의 출력이고 CCM 전용과 CCM 또는 DCM 동작 사이에서 선택하기 위한 사용자 특정 설정(FPWM)(380)이다.
도 4는 도 3의 내부적으로 전력 제공되는 로직 LDO가 있는 청구된 벅 변환기의 하나의 예에 대한 단순화된 표현을 도시한다. 입력 공급 전압원(410)은 하이측 스위치(412)의 소스 단자를 지원하고 공급 멀티플렉서(440)의 하나의 입력에 커플링된다. 공급 멀티플렉서(440)는 이상적인 스위치들로서 도 4에서 도시되지만, 두 개의 트랜지스터들 또는 임의의 유형의 멀티플렉서 집적 회로일 수 있다. 공급 멀티플렉서(440)는 입력 공급 전압원(410)과 벅 변환기의 출력 VOUT(450) 사이에서, 벅 변환기의 디지털 회로부(430), 입력/출력 회로부(452) 및 다른 회로부(454)를 위한 공급 전압으로서 사용되는 내부 공급 전압 AVDD를 생성하기 위한 공급 소스로서 선택한다.
하이측 스위치(412)의 드레인은 인덕터(416)의 일측에 그리고 로우측 스위치(414)의 드레인에 커플링되며, 로우측 스위치의 소스가 접지에 전기적으로 연결된다. 인덕터(416)의 타측은 커패시터(418)의 일측에 커플링되며, 커패시터의 타측은 접지에 전기적으로 연결된다. 인덕터(416) 및 커패시터(418)가 함께 커플링되는 노드는 또한 벅 변환기 출력 전압 VOUT(450)를 제공한다. 벅 변환기 출력 전압 VOUT(450)는 또한 공급 멀티플렉서(440)의 제2 입력에 커플링된다.
도 4의 개략도는 벅 변환기의 디지털 회로부(430), 입력/출력 회로부(452) 및 다른 회로부(454)에 전력을 공급하기 위한 내부 공급 전압을 생성하는 추가적인 LDO 회로가 있는 도 1에서의 벅 변환기로 개념적으로 구성된다. LDO 회로는 두 개의 입력들 중 어느 것이 공급 멀티플렉서(440)에서 선택되는지에 따라 달라지는, 입력 공급 전압원(410) 또는 벅 변환기의 출력 전압 VOUT(450) 중 어느 하나에 의해 지원된다. 두 개의 입력들 사이에서 선택하는 공급 멀티플렉서(440)에 대한 제어 신호들(390 및 392)은 도 3의 로직 블록(394)으로부터 온다.
공급 멀티플렉서(440)에 대한 제어 신호들(390 및 392)은, 벅 변환기의 출력 전압 VOUT(450)이 내부 로직 공급 전압 AVDD의 생성을 지원하기에는 너무 낮은 경우들을 제외하면, 벅 변환기의 출력 전압 VOUT(450)를 내부 로직 공급 전압 AVDD를 생성하기 위한 공급 소스로서 항상 선택한다. 공급 멀티플렉서(440)를 제어하는 이 로직 신호는 비교기(360)의 출력 또는 그것으로부터 유도되는 다른 신호일 수 있다. 벅 변환기의 출력 전압 VOUT(450)가 내부 로직 공급 전압 AVDD의 생성을 지원하기에는 너무 낮은 경우, 공급 멀티플렉서(440)를 제어하는 로직 신호는 내부 로직 공급 전압 AVDD의 생성을 공급하기 위해 입력 공급 전압원(410)을 선택할 것이다.
내부 로직 공급 전압 AVDD(480)는 이 소스로부터 전력을 공급하기 위해 설계자가 선택할 수 있는 벅 변환기 디바이스 내부의 벅 변환기의 디지털 회로부(430), 입력/출력 회로부(452) 및 임의의 다른 회로부(454)에 커플링되고 그것들에 공급 전압을 제공을 제공한다. 이는 게이트 드라이버(342)를 피드하는 상태 머신(344)에 전력을 공급한다. 통상적으로, 벅 변환기에 이러한 회로부를 로드하는 것은 스위칭 주파수를 증가시킴으로써 변환기의 효율을 감소시킬 것이기 때문에 바람직하지 않을 것이다. 그러나, 이 경우, 변환기가 스위칭할 필요가 있을 때에만 추가 부하가 추가되며, 그래서 공급을 위한 에너지는 거의 없으며, 따라서 변환기의 전체 효율을 증가한다.
로직 LDO 블록의 더 상세한 개략도가 도 5에서 도시된다. LDO는 패스 트랜지스터(446), 출력 커패시터(438), 저항기들(460 및 462)이 있는 피드백 경로 전압 분배기, 및 저항기들(460 및 462)로부터의 전압 분배기 피드백과 전압 기준(436)으로부터의 입력들이 있는 증폭기(470)로 구성된다. LDO 출력 전압 노드는 AVDD(480)이고 LDO 상의 부하는 저항기(482)에 의해 표현된다. PMOS 트랜지스터들(456 및 458)은 입력 공급 전압원(410)과 벅 변환기의 출력 VOUT(450) 사이에서 선택하는 공급 멀티플렉서(440)를 나타낸다. 트랜지스터(456)의 게이트는 도 3의 로직 블록(394)으로부터의 EN_IN 신호(390)에 커플링된다. EN_IN(390) 및 EN_OUT(392)은 벅 변환기의 출력 VOUT(450)와 입력 전압 VIN(410) 사이의 차이를 비교함으로써 유도된다. 트랜지스터(458)의 게이트는 로직 블록(394)으로부터의 EN_OUT 신호(392)에 커플링된다. EN_IN(390) 및 EN_OUT(392)는 PMOS 트랜지스터(456)를 인에이블시킴으로써 입력 공급 전압원(410)을 패스 트랜지스터(446)의 드레인에 연결시키거나, 또는 PMOS 트랜지스터(458)를 인에이블시킴으로써 벅 변환기 출력 전압(450)을 패스 트랜지스터(446)의 드레인에 연결시키도록 결합한다. PMOS 트랜지스터(458)를 인에이블시키는 선택 신호인 EN_OUT(392)는, 벅 변환기 출력 전압(450)이 LDO 출력 전압 AVDD(480) 더하기 패스 트랜지스터(446)에 걸리는 전압 강하의 합을 초과하자마자 트리거한다.
이 방식으로, 벅 변환기는 자신의 출력 VOUT(450)에서부터의 에너지를 재사용하여, 더미 부하를 통해 에너지를 접지에 덤핑하는 대신, 부하 요건이 최소 임계값 아래로 떨어질 때 자체적으로 공급하며, 따라서 당해 에너지를 낭비한다. 이런 식으로, 벅 변환기 출력은 내부 로직 LDO와 결합하여 로직 공급부로서 사용되어 벅 변환기가 낮은 출력 전압 리플을 성취하면서도 주어진 최소 스위칭 주파수에서 또는 그러한 주파수 위에서 항상 스위칭한다는 사양을 충족시킨다.
용량성 터치 스크린들이 있는 시스템들에 의해 부과되는 요건을 충족시키기 위해 400 KHz의 최소 샘플링 주파수 사양을 충족시키면서도 스킵될 수 있는 최대 펄스 수를 결정하기 위한 위에서부터의 계산을 반복하면, 그리고 발진기 클록 주파수를 1.5 MHz로 유지시키면, 스킵될 수 있는 최대 펄스 수는 다음과 같이 3이다.
400 KHz = 1.5 MHz / 펄스 수
⇒ 스킵할 최대 펄스 수 = 1.5 MHz / 400 KHz = 3.75 → 3
비동기 변환기 상태 머신(600)이 두 개를 초과하지 않는 연속적인 펄스들을 스킵하는 것을 허용하는 PSM 모드를 실현하기 위한 상태도가 도 6에서 도시된다. 이 실시예의 상태 머신이 스킵되는 최대 두 개의 연속적인 펄스들에 대해 설계되지만, 상태 머신은 사용되는 발진기의 주파수 및 요구된 최소 스위칭 주파수에 기초하여 요구된 최대 스킵 펄스 수 중 임의의 원하는 수에 대해 수정될 수 있다. 1.5 MHz 발진기 클록이 있는 예시적인 벅 변환기의 경우, 최소 스위칭 주파수는 500 KHz이다. 이는 용량성 터치스크린들을 방해하는 것을 피하고 또한 낮은 출력 전압 리플을 성취하기 위해 400 KHz의 요구된 최소 스위칭 주파수보다 높다. 그래서, 상태 머신은 디스플레이를 지원하는 벅 변환기에서 사용하기에 꽤 적합하다.
비동기 변환기 상태 머신(600)은 도 3의 상태 머신 블록(344)으로서 도시된 회로부에서 실현된다. 도 6의 단계 610으로 시작하여, 변환기는 레지스터(370)로부터의 글로벌 인에이블(EN) 신호(396) 및 발진기(348)로부터의 상승 클록(CLK)(398)으로 인에이블된다. 피크 전류 제어 시스템에서의 각각의 스위칭 사이클은 상태 3(HS ON)에 의해 표시되는 하이측 스위치(312) 온 시간으로 시작한다(단계 640).
피크 전류 기준이 인덕터(316)를 통하는 감지된 전류에 의해 트리거되자마자, 전류 비교기 신호(PEAK_COMP)(372)는 트리거되고 하이측 도통(상태 3)에서부터 로우측 도통(상태 1)으로 스위칭되어(단계 620) 인덕터(316)를 방전한다. 이는 하이측 스위치(312)를 스위치 오프하고 로우측 스위치(314)를 스위치 온함으로써 행해진다. 임의의 과도 상태에서 고정 주파수를 보장하기 위해, CLK(398)의 하강 에지들에서 또한 트리거함으로써 최대 온 시간이 성취된다.
CCM 동작은 상태 1에서(단계 620), 그리고 상태 3(단계 640)에서 발생한다. 상태 1(단계 620)에서부터, 상태 머신은 상태 2에 진입할 수 있거나(단계 630) 또는 상태 3으로 되돌아간다(단계 640). CCM 전용과 CCM 또는 DCM 동작(상태 2) 사이에서 선택하기 위한 다음 제로 전류 검출(ZERO_COMP)(378) 및 사용자 특정 설정(FPWM)(380)으로, CLK가 트리거하기 전에, 인덕터 전류가 0을 가로지르자마자 단계 630에 진입된다.
상태 머신은 다음 CLK 사이클에서 상태 2를 떠난다(단계 630). 다음으로, 다른 인덕터 충전 기간이 상태 3으로 시작하거나(단계 640), 또는 아니면 다음 펄스는 상태 4에 진입함으로써 스킵된다(단계 650). 그 결정은 DCM 모드 동안 출력 전압 방전으로부터 유도되는 펄스 스킵 모드 신호(SKIP)(386)의 값과 비교기(364)에서 VIN과 VOUT를 비교하는 것에 의해 결정된다. 상태 4(단계 650) 동안의 다음 CLK 사이클은, 제2 유휴 펄스에 대해 다른 펄스를 스킵하고 상태 5(단계 660)에 진입할지 또는 아니면 상태 3(단계 640)에서 인덕터 충전 기간으로 돌아갈지를 다시 한번 결정한다. 제2 펄스가 상태 5(단계 660)에서 스킵된 후, 최소 스위칭 주파수를 유지하기 위하여 다음 CLK 사이클은 변환기가 다시 스위칭하도록 강제한다.
상태 2(단계 620)에서부터 상태 4(단계 650)로 상태 5(단계 660)로의 전환은 첫 번째 및 두 번째 스킵 펄스들을 생성한다. 상태 5(단계 660)에서부터 상태 3(단계 640)으로의 전환은 벅 변환기가 스위칭하도록 강제한다. 이런 방식으로, 상태 머신은 두 개를 초과하지 않는 연속적인 클록 사이클들이 스킵되는 것을 보장한다. 상태 머신은 출력 부하(320)로부터 인출되는 전류가 매우 낮으면 상태 4(단계 650) 또는 상태 5(단계 660)에만 진입할 것이다. 그렇지 않으면, 상태 머신은 요구된 부하 전류가 더 높을 때 상태 1(단계 620), 상태 2(단계 630), 및 상태 3(단계 640)의 정상 동작 상태들에 남아 있을 것이고, 펄스들이 스킵되지 않을 것이다.
"실질적으로 동일한", "실질적으로 동등한" 및 "거의 동일한"은 두 개의 대상들 사이의 정량적 관계를 기술하려는 취지이다. 이 정량적 관계는 설계적으로 동일할 두 개의 대상들을 선호할 수 있지만 특정한 양의 변동들이 제작 과정에 도입될 수 있음을 예상한다.
동작들이 도면들에서 특정 순서로 묘사되지만, 이러한 순서가 하나 이상의 청구항들에서 언급되지 않는 한 바람직한 결과들을 성취하기 위해 모든 예시된 동작들이 수행될 것을 요구하는 것으로서 이해되지 않아야 한다. 특정한 환경들에서, 멀티태스킹 및 병렬 프로세싱이 유익할 수 있다. 더구나, 위에서 설명된 실시예들의 다양한 시스템 컴포넌트들의 분리는 모든 실시예들에서 이러한 분리를 요구하는 것으로 이해되지 않아야 한다.

Claims (20)

  1. 벅 전압 변환기로서,
    입력 전압원에 커플링되는 제1 단자를 갖는 그리고 제2 단자를 갖는 하이측 스위치;
    접지에 커플링되는 제1 단자를 갖는, 그리고 상기 하이측 스위치의 상기 제2 단자에 커플링되는 제2 단자를 갖는 로우측 스위치;
    상기 하이측 스위치의 상기 제2 단자 및 상기 로우측 스위치의 상기 제2 단자에 커플링되는 제1 단자를 갖는, 그리고 상기 벅 전압 변환기의 벅 출력에 커플링되는 제2 단자를 갖는 인덕터;
    상기 벅 전압 변환기의 상기 벅 출력 및 상기 인덕터의 상기 제2 단자에 커플링되는 제1 단자를 갖는, 그리고 접지에 커플링되는 제2 단자를 갖는 커패시터;
    상기 하이측 스위치의 게이트 단자에 커플링되는 제1 출력과 상기 로우측 스위치의 게이트 단자에 커플링되는 제2 출력을 갖는 게이트 드라이버 회로; 및
    상기 벅 전압 변환기 내부의 회로부에 전력을 공급하는 전압 조정기 회로
    를 포함하며,
    상기 전압 조정기 회로는,
    상기 입력 전압원에 커플링되는 제1 멀티플렉서 입력, 상기 벅 전압 변환기의 상기 벅 출력에 커플링되는 제2 멀티플렉서 입력, 및 상기 두 개의 멀티플렉서 입력들 중 멀티플렉서 출력에 커플링되는 것을 선택하기 위한 하나 이상의 멀티플렉서 제어 입력들을 갖는 멀티플렉서; 및
    상기 멀티플렉서 출력에 커플링되는 제1 단자를 갖는 그리고 상기 전압 조정기의 조정기 출력에 커플링되는 제2 단자를 갖는 패스 트랜지스터
    를 포함하는, 벅 전압 변환기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전압 조정기의 상기 조정기 출력만이 상태 머신을 위한 회로부 및 상기 벅 전압 변환기의 내부 로직 회로에 전력을 공급하는, 벅 전압 변환기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 조정기 출력은 접지에 용량적으로 커플링되는, 벅 전압 변환기.
  4. 제2항에 있어서, 상기 하나 이상의 멀티플렉서 제어 입력들은 상기 벅 출력과 상기 입력 전압원을 비교하는 것으로부터 유도되는, 벅 전압 변환기.
  5. 제2항에 있어서, 상기 멀티플렉서는 두 개의 트랜지스터들을 포함하는, 벅 전압 변환기.
  6. 제5항에 있어서, 상기 트랜지스터들은 p채널 전계 효과 트랜지스터와 n채널 전계 효과 트랜지스터를 포함하는, 벅 전압 변환기.
  7. 제2항에 있어서, 상기 전압 조정기 회로는, 전압 기준에 커플링되는 제1 입력, 제1 저항기를 통해 상기 전압 조정기 회로의 상기 조정기 출력에 그리고 제2 저항기를 통해 접지에 커플링되는 제2 입력, 및 상기 패스 트랜지스터의 게이트 단자에 커플링되는 출력을 갖는 증폭기를 포함하는, 벅 전압 변환기.
  8. 상태 머신으로서,
    기준 전압에서부터 벅 전압 변환기의 벅 출력의 스케일링된 버전을 감산하고, 당해 감산 출력과 입력 공급 전압과 상기 벅 출력 사이의 차이를 나타내는 신호를 비교함으로써 유도되는 스킵 입력 신호;
    입력들이 로우측 스위치의 제1 단자 및 제2 단자인 비교기의 출력인 Zero_Comp 입력 신호;
    연속 도통 모드(CCM) 전용과 CCM 또는 불연속 도통 모드(DCM) 동작 사이에서 선택하도록 설정되는 FPWM 입력 신호;
    상기 입력 전압원으로부터 인출되는 전류의 양을 나타내는 제1 입력과, 상기 벅 출력과 상기 기준 전압 사이의 차이를 나타내는 제2 입력을 갖는 비교기의 출력인 Peak_Comp 입력 신호;
    상기 벅 전압 변환기를 인에이블시키는 EN 입력 신호;
    게이트 드라이버 회로에 커플링되어 하이측 스위치를 제어하는 HS 출력; 및
    상기 게이트 드라이버 회로에 커플링되어 상기 로우측 스위치를 제어하는 LS 출력
    을 포함하는, 상태 머신.
  9. 제8항에 있어서, 상기 상태 머신은,
    스킵될 수 있는 최대 연속 펄스 수를 결정하며;
    상기 EN 입력 신호 및 클록 에지로 상기 벅 전압 변환기를 인에이블시키며;
    상기 HS 출력을 사용하여 상기 하이측 스위치를 스위치 온하고 상기 입력 전압원에서부터의 전력을 인덕터를 통해 부하에 제공하고, 인덕터 전류를 지속적으로 모니터링하며;
    상기 인덕터 전류에서 피크 전류 기준 레벨에 도달된 후 상기 HS 출력을 사용하여 상기 하이측 스위치를 스위치 오프하고 상기 LS 출력을 사용하여 상기 로우측 스위치를 스위치 온 함으로써 상기 인덕터를 방전시키며;
    상기 인덕터 전류가 0에 도달하였는지의 여부를 결정하며;
    상기 인덕터 전류가 0에 도달하면 상기 LS 출력을 사용하여 상기 로우측 스위치를 스위치 오프하고 상기 HS 출력을 사용하여 상기 하이측 스위치를 스위치 온하거나, 또는 아니면, 상기 인덕터 전류가 0에 도달하지 않았으면 상기 스킵 입력 신호를 사용하여 첫 번째 펄스를 스킵하며;
    다음 클록 사이클에서 상기 인덕터 전류가 0에 도달하였는지와 스킵될 수 있는 최대 연속 펄스 수에 도달되었는지를 결정하며;
    만약 상기 인덕터 전류가 0에 도달하였거나 또는 스킵될 수 있는 최대 연속 펄스수에 도달되었으면, 상기 LS 출력을 사용하여 상기 로우측 스위치를 스위치 오프하고 상기 HS 출력 스위치를 사용하여 상기 하이측을 스위치 온하거나, 또는 아니면, 만약 상기 인덕터 전류가 0에 도달하지 않았고 스킵될 수 있는 최대 연속 펄스 수에 도달되지 않았으면, 상기 스킵 입력 신호를 사용하여 제2 펄스를 스킵하는, 상태 머신.
  10. 제9항에 있어서, 스킵될 수 있는 상기 최대 연속 펄스 수는 발진기 주파수를 최소 스위칭 주파수에 의해 나눔으로써 결정되는, 상태 머신.
  11. 제9항에 있어서, 스킵될 수 있는 상기 최대 연속 펄스 수는 두 개인, 상태 머신.
  12. 벅 전압 변환기로서,
    입력 전압원에 커플링되는 제1 단자를 갖는 그리고 제2 단자를 갖는 하이측 스위치;
    접지에 커플링되는 제1 단자를 갖는, 그리고 상기 하이측 스위치의 상기 제2 단자에 커플링되는 제2 단자를 갖는 로우측 스위치;
    상기 하이측 스위치의 상기 제2 단자 및 상기 로우측 스위치의 제2 단자에 커플링되는 제1 단자를 갖는, 그리고 상기 벅 전압 변환기의 벅 출력에 커플링되는 제2 단자를 갖는 인덕터;
    상기 벅 출력 및 상기 인덕터의 상기 제2 단자에 커플링되는 제1 단자를 갖는, 그리고 접지에 커플링되는 제2 단자를 갖는 커패시터;
    상태 머신에서부터 입력들을 수신하는 그리고 상기 하이측 스위치의 게이트 단자 및 상기 로우측 스위치의 게이트 단자에 커플링되는 출력들을 갖는 게이트 드라이버 회로; 및
    상기 벅 전압 변환기 내부의 회로부에 전력을 공급하는 전압 조정기 회로
    를 포함하며,
    상기 전압 조정기 회로는,
    상기 입력 전압원에 커플링되는 제1 멀티플렉서 입력, 상기 벅 출력에 커플링되는 제2 멀티플렉서 입력, 및 상기 두 개의 멀티플렉서 입력들 중 멀티플렉서 출력에 커플링되는 것을 선택하기 위한 하나 이상의 멀티플렉서 제어 입력들을 갖는 멀티플렉서; 및
    상기 멀티플렉서 출력에 커플링되는 제1 단자를 갖는 그리고 상기 전압 조정기의 조정기 출력에 커플링되는 제2 단자를 갖는 패스 트랜지스터
    를 포함하는, 벅 전압 변환기.
  13. 제12항에 있어서, 상기 전압 조정기의 상기 조정기 출력만이 상태 머신을 위한 회로부 및 상기 벅 전압 변환기의 내부 로직 회로에 전력을 공급하는, 벅 전압 변환기.
  14. 제12항에 있어서, 상기 상태 머신은,
    기준 전압에서부터 상기 벅 출력의 스케일링된 버전을 감산하고, 당해 감산 출력과 입력 공급 전압과 상기 벅 출력 사이의 차이를 나타내는 신호를 비교함으로써 유도되는 스킵 입력 신호;
    입력들이 상기 로우측 스위치의 상기 제1 단자 및 제2 단자인 비교기의 출력인 Zero_Comp 입력 신호;
    연속 도통 모드(CCM) 전용과 CCM 또는 불연속 도통 모드(DCM) 동작 사이에서 선택하기 위한 설정들을 제공하는 FPWM 입력 신호;
    상기 입력 전압원으로부터 인출되는 전류의 양을 나타내는 제1 입력과, 상기 벅 출력과 상기 기준 전압 사이의 차이를 나타내는 제2 입력을 갖는 비교기의 출력인 Peak_Comp 입력 신호;
    상기 벅 전압 변환기를 인에이블시키는 EN 입력 신호;
    상기 게이트 드라이버 회로에 커플링되어 상기 하이측 스위치를 제어하는 HS 출력; 및
    상기 게이트 드라이버 회로에 커플링되어 상기 로우측 스위치를 제어하는 LS 출력을 포함하는, 벅 전압 변환기.
  15. 제14항에 있어서, 상기 상태 머신은,
    스킵될 수 있는 최대 연속 펄스 수를 결정하며;
    상기 EN 입력 신호 및 클록 에지로 상기 벅 전압 변환기를 인에이블시키며;
    상기 HS 출력을 사용하여 상기 하이측 스위치를 스위치 온하고 상기 입력 전압원에서부터의 전력을 상기 인덕터를 통해 부하에 제공하고, 인덕터 전류를 지속적으로 모니터링하며;
    상기 인덕터 전류에서 피크 전류 기준 레벨에 도달된 후 상기 HS 출력을 사용하여 상기 하이측 스위치를 스위치 오프하고 상기 LS 출력을 사용하여 상기 로우측 스위치를 스위치 온 함으로써 상기 인덕터를 방전시키며;
    상기 인덕터 전류가 0에 도달하였는지의 여부를 결정하며;
    상기 인덕터 전류가 0에 도달하면 상기 LS 출력을 사용하여 상기 로우측 스위치를 스위치 오프하고 상기 HS 출력을 사용하여 상기 하이측 스위치를 스위치 온하거나, 또는 아니면, 상기 인덕터 전류가 0에 도달하지 않았으면 상기 스킵 입력을 사용하여 첫 번째 펄스를 스킵하며;
    다음 클록 사이클에서 상기 인덕터 전류가 0에 도달하였는지와 스킵될 수 있는 최대 연속 펄스 수에 도달되었는지를 결정하며;
    만약 상기 인덕터 전류가 0에 도달하였거나 또는 스킵될 수 있는 최대 연속 펄스 수에 도달되었으면, 상기 LS 출력을 사용하여 상기 로우측 스위치를 스위치 오프하고 상기 HS 출력 스위치를 사용하여 상기 하이측을 스위치 온하거나, 또는 아니면, 만약 상기 인덕터 전류가 0에 도달하지 않았고 스킵될 수 있는 최대 연속 펄스 수에 도달되지 않았으면, 상기 스킵 입력을 사용하여 제2 펄스를 스킵하는, 벅 전압 변환기.
  16. 제14항에 있어서, 스킵될 수 있는 상기 최대 연속 펄스 수는 발진기 주파수를 최소 스위칭 주파수에 의해 나눔으로써 결정되는, 벅 전압 변환기.
  17. 제14항에 있어서, 스킵될 수 있는 상기 최대 연속 펄스 수는 두 개인, 벅 전압 변환기.
  18. 제12항에 있어서, 상기 하나 이상의 멀티플렉서 제어 입력들은 상기 벅 출력과 상기 입력 전압원을 비교하는 것으로부터 유도되는, 벅 전압 변환기.
  19. 제12항에 있어서, 상기 멀티플렉서는 p채널 전계 효과 트랜지스터와 n채널 전계 효과 트랜지스터를 포함하는, 벅 전압 변환기.
  20. 제12항에 있어서, 상기 전압 조정기 회로는, 상기 기준 전압에 커플링되는 제1 입력, 제1 저항기를 통해 상기 조정기 출력에 그리고 제2 저항기를 통해 접지에 커플링되는 제2 입력, 및 상기 패스 트랜지스터의 게이트 단자에 커플링되는 출력을 갖는 증폭기를 포함하는, 벅 전압 변환기.
KR1020227016057A 2019-10-15 2020-10-05 벅 변환기 전류 재사용을 위한 방법 및 시스템 KR20220078705A (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/653,272 US10845833B1 (en) 2019-10-15 2019-10-15 Method and system for buck converter current re-use for minimum switching frequency pulse-skip operation
US16/653,272 2019-10-15
PCT/US2020/054215 WO2021076350A1 (en) 2019-10-15 2020-10-05 Method and system for buck converter current re-use

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20220078705A true KR20220078705A (ko) 2022-06-10

Family

ID=73462270

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020227016057A KR20220078705A (ko) 2019-10-15 2020-10-05 벅 변환기 전류 재사용을 위한 방법 및 시스템

Country Status (6)

Country Link
US (1) US10845833B1 (ko)
EP (1) EP4046266A4 (ko)
JP (1) JP2022552397A (ko)
KR (1) KR20220078705A (ko)
CN (1) CN114556760A (ko)
WO (1) WO2021076350A1 (ko)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11469669B2 (en) * 2020-01-31 2022-10-11 Texas Instruments Incorporated Methods and circuitry to detect PFM mode entry in wide duty range DC converter
CN112653324B (zh) * 2020-12-22 2023-03-10 飞昂创新科技南通有限公司 一种无直接供电的升压转换器系统
US20220209669A1 (en) * 2020-12-29 2022-06-30 Texas Instruments Incorporated DC-DC Converter with Out-of-Audio Circuit
US11811314B2 (en) * 2020-12-30 2023-11-07 Texas Instruments Incorporated Multi-mode power converter with programmable control
US11451145B2 (en) 2021-01-05 2022-09-20 Monolithic Power Systems, Inc. Trans-inductor voltage regulator with nonlinear compensation inductor
WO2023154187A1 (en) * 2022-02-09 2023-08-17 Texas Instruments Incorporated Power converter supply awareness
US20230327549A1 (en) * 2022-04-11 2023-10-12 Hamilton Sundstrand Corporation Rate limiting for buck converters
CN114893945B (zh) * 2022-04-24 2023-09-19 黄石东贝压缩机有限公司 一种低待机功耗的冰箱变频控制器
US20230369973A1 (en) * 2022-05-10 2023-11-16 Hamilton Sundstrand Corporation Buck converters with light load function and logic

Family Cites Families (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7245113B2 (en) 2004-05-21 2007-07-17 Intersil Corporation High light load efficiency synchronous buck regulator with pulse skipping control
US20070013349A1 (en) * 2005-07-18 2007-01-18 Bassett John A Zero voltage switching buck converter
JP2007274883A (ja) 2006-03-08 2007-10-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング電源装置
GB0912745D0 (en) * 2009-07-22 2009-08-26 Wolfson Microelectronics Plc Improvements relating to DC-DC converters
JP2011188645A (ja) * 2010-03-09 2011-09-22 Renesas Electronics Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
US9214860B2 (en) 2010-05-28 2015-12-15 Texas Instruments Incorporated Comparator multiplexing LDO and converted output to DC-DC converter circuitry
US9219411B2 (en) 2011-09-13 2015-12-22 Intel Deutschland Gmbh DC/DC converter, method for providing an output voltage on the basis of an input voltage and computer program
JP6013036B2 (ja) 2012-06-19 2016-10-25 ローム株式会社 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両
US20140084884A1 (en) * 2012-07-06 2014-03-27 Jong J. Lee Lc switching regulators
US9130457B2 (en) 2012-10-24 2015-09-08 Qualcomm Incorporated Control logic for switches coupled to an inductor
US9088211B2 (en) * 2013-02-14 2015-07-21 Texas Instruments Incorporated Buck-boost converter with buck-boost transition switching control
WO2015047276A1 (en) * 2013-09-26 2015-04-02 Intel Corporation Low dropout voltage regulator integrated with digital power gate driver
US9276477B2 (en) 2013-11-21 2016-03-01 Stmicroelectronics International N.V. DC-DC converter with enhanced automatic switching between CCM and DCM operating modes
US9660533B2 (en) * 2014-02-10 2017-05-23 Texas Instruments Incorporated Buck-boost converter with smooth transition circuits and methods
EP2985900B1 (en) * 2014-08-14 2019-01-30 Dialog Semiconductor (UK) Limited Digital pulse skipping modulation for buck converter with auto-transition to pulse frequency modulation (PFM)
WO2016064492A1 (en) * 2014-10-20 2016-04-28 Ambiq Micro, Inc. Adaptive voltage converter
US9831767B2 (en) 2014-12-10 2017-11-28 Texas Instruments Incorporated Modulation circuit for enhanced load transient response
US9685868B2 (en) * 2015-02-10 2017-06-20 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Synchronous rectifier for buck converter without the need for a comparator
CN104953836B (zh) * 2015-07-01 2018-02-06 英特尔公司 升压转换器电路与升压转换器电路控制方法
US9800152B2 (en) * 2015-07-06 2017-10-24 Qualcomm Incorporated Voltage regulator having auto mode optimized for load profiles
US10069416B2 (en) * 2016-12-13 2018-09-04 Texas Instruments Incorporated Buck-boost converter controller
US10056864B2 (en) * 2017-01-12 2018-08-21 Qualcomm Incorporated Efficient wideband envelope tracking power amplifier
US10915122B2 (en) * 2017-04-27 2021-02-09 Pixart Imaging Inc. Sensor chip using having low power consumption
US20190222109A1 (en) 2018-09-28 2019-07-18 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-Level and Multi-Loop Predictor Based Pulse Skipping Modulation
US10291126B1 (en) 2018-10-18 2019-05-14 BravoTek Electronics Co., Ltd. Single-inductor multiple-output DC/DC converters with pulse-skipping mode and deadtime switch control

Also Published As

Publication number Publication date
EP4046266A4 (en) 2022-11-30
JP2022552397A (ja) 2022-12-15
US10845833B1 (en) 2020-11-24
WO2021076350A1 (en) 2021-04-22
EP4046266A1 (en) 2022-08-24
CN114556760A (zh) 2022-05-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20220078705A (ko) 벅 변환기 전류 재사용을 위한 방법 및 시스템
US20200373841A1 (en) Wide switching frequency range switched mode power supply control topology
US8773099B2 (en) Methods to reduce output voltage ripple in constant on-time DC-DC converters
US7061218B2 (en) Control circuit of DC—DC converter and control method thereof
Ma et al. A monolithic current-mode buck converter with advanced control and protection circuits
US9774255B2 (en) Synchronous buck DC-DC converter and method thereof
US20110101946A1 (en) Voltage converters
US7804282B2 (en) Buck converter with inductor pre-energizing
US7064531B1 (en) PWM buck regulator with LDO standby mode
US7498793B2 (en) Current-mode DC-to-DC-converter
US7253596B2 (en) Power supply apparatus capable of supplying a stable converted voltage
KR100874284B1 (ko) Ｄｃ-ｄｃ 변환기, 전자 디바이스, 방법 및 승압 ｄｃ-ｄｃ변환기
US6130526A (en) Voltage regulator with wide control bandwidth
GB2483002A (en) DC-DC converter having inhibited low side switch
JPH07177731A (ja) 不連続モードで動作するｄｃ−ｄｃコンバータ
JPH08331838A (ja) 入力源によって供給された入力電圧から出力電圧を発生するための方法および装置
JP2007274883A (ja) スイッチング電源装置
US20050237037A1 (en) Switching power supply controller system and method
CN113544973A (zh) 自适应斜坡信号生成
US20070200541A1 (en) Control Circuit Of Switching Regulator, And Power Source Device And Electronic Device Using The Control Circuit
US20240055992A1 (en) Three-level buck converter configurable for two-level buck converter mode operation
US20240006992A1 (en) Dc-dc converter control circuit
CN108574408B (zh) 一种开关电源自适应展频电路及其自适应展频方法
JP7489300B2 (ja) 電源ｉｃ、及び、スイッチングレギュレータ
US11404952B2 (en) Circuit, corresponding multi-phase converter device including a plurality of switching stages and method of operation for charging and discharging a capacitor dependent on switching stage operating transition

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination