CN103855760A - 半导体集成电路及其操作方法 - Google Patents

Abstract

本公开涉及半导体集成电路及其操作方法。本发明的目的是降低在供电小而负载电流大的情况下DC-DC转换器停止操作的可能性。输出端子使用DC-DC转换器的DC输出电压以便可以对外部电池充电或可以将电力供应给外部的电力接收侧系统，限流电路限制从转换器输出端子流到输出端子的供电开关晶体管的负载电流。输入电压检测电路检测输入端子的DC输入电压的电平，生成检测信号，并将检测信号供应给限流电路。在输入端子的DC输入电压处在低电平的情况下，限流电路通过将供电开关晶体管限流成小电流来控制最大电流。

Description

半导体集成电路及其操作方法

交叉引用相关申请

在此通过引用全文并入2012年11月28日提交的日本专利申请第2012-259485号包括说明书、附图和摘要的公开文本。

技术领域

本发明涉及半导体集成电路及其操作方法，尤其涉及有效降低在供电小而像二次电池（电池）的充电电流那样的负载电流大的情况下DC-DC转换器停止操作的可能性的技术。

背景技术

传统上，将半导体集成电路和天线线圈安装在IC卡上，IC的供电通过由天线线圈从称为写卡器/读卡器的读/写设备接收射频（RF）信号并通过整流电路整流它来进行。如上所述的没有供电的IC卡在自动检票系统、电子货币、物流等中扩展。对IC卡进行RF供电，并将唯一标识信息（ID信息）存储在内置非易失性存储器中，使得IC卡被称为RFID卡。用在自动检票系统、电子货币等领域中的IC卡使用了使用13.56MHz的RF频率的NFC（近场通信）。

另一方面，能够不用将电缆与便携式设备耦合地对仅仅放在专用充电台上的像智能手机那样的便携式设备充电的称为“无线充电器”的无线供电系统正在流行起来。提供无线供电系统是为了解决称为智能手机的蜂窝式电话的电池的耗电问题。也就是说，智能手机是对互联网有亲和性和基础是个人计算机的功能的多功能蜂窝式电话或通过将PDA功能加入电话和邮件功能中获得的多功能蜂窝式电话。无线供电系统基于作为行业组织的无线充电联盟（WPC）开发的称为“Qi”的国际标准。通过将线圈设置在输送侧设备和接收侧设备的每一个上，可以通过电磁感应方法将电力从输送侧设备供应给接收侧设备。无线供电系统的优点是不必为了充电而插入和拔掉电连接器，尤其，可以省略打开/合上便携式设备的供电连接器的盖子的操作。

另一方面，描写在如下专利文献1的图2以及相关公开文本中的是在端口设备与移动设备之间进行NFC以及从端口设备进行对移动设备的二次电池（电池）充电的非接触输电。移动设备含有用于NFC的感应线圈和用于充电的感应线圈。将用于NFC的感应线圈与NFC芯片耦合，将用于充电的感应线圈与用于充电的电力接收器、充电控制器、和二次电池耦合。端口设备含有用于NFC的感应线圈和用于充电的感应线圈。将用于NFC的感应线圈与NFC芯片耦合，将用于充电的感应线圈与用于充电的供电单元耦合。

描写在专利文献1的图3以及相关公开文本中的是以时分方式重复在端口设备与移动设备之间NFC的操作定时和从端口设备对移动设备的二次电池（电池）充电的非接触输电的操作定时。由于通过时分在NFC的操作定时上不进行用于充电的非接触输电，所以推测可以减轻像从非接触输电到NFC的噪声那样的信号质量的恶化。

进一步，在专利文献1的图7以及相关公开文本中描写了另一种非接触输电方法，其中在端口设备与移动设备之间进行NFC，以及从端口设备对移动设备的二次电池（电池）充电。移动设备含有用于NFC和充电两者的一个感应线圈，将该一个感应线圈与电路选择器耦合，将电路选择器与NFC芯片和用于充电的电力接收器耦合。电路选择器选择NFC芯片和用于充电的电力接收器的任意一个，并经由电路选择器将所选一个与单个感应线圈耦合。端口设备含有用于NFC和充电两者的一个感应线圈，将该一个感应线圈与电路选择器耦合，将电路选择器与NFC芯片和用于充电的供电单元耦合。电路选择器选择NFC芯片和用于充电的供电单元的任意一个，并经由电路选择器将所选一个与单个感应线圈耦合。

进一步，如下专利文献2公开了在通过有选择地与两种或更多种类型的电源耦合对电池充电的电子设备中，使用进行即时（prompt）耦合以便当与供电的电源的耦合被取消时与另一个电源耦合开始对电池充电的控制器。具体地说，以这样的方式进行控制器的控制，即当从交流（AC）电源将电流供应给AC耦合单元时，通过AC电源对电池充电，而当未从AC电源将电流供应给AC耦合单元而是从外部设备将电流供应给外部设备耦合单元时，通过外部设备的电源对电池充电。尤其，当在通过AC电源对电池充电期间，将外部设备耦合单元与外部设备耦合时，控制器与外部设备进行初始通信，并作出经由外部设备对电池充电所需的充电设置。外部设备耦合单元具体说来是USB耦合单元，也可以采用像IEEE1394那样的另一种标准的接口。在电子设备与AC电源和外部设备两者耦合的情况下，来自AC电源的电流大于来自外部设备的电流，使得控制器通过AC电源对电池充电。

进一步，如下专利文献3公开了为了节省电子设备的电源的电力和简化供电电路的控制等，供应系统设备的操作电力和电池的充电电力的直流－直流（DC-DC）转换器的控制单元进行控制，以便系统设备的操作电力和电池的充电电力之和几乎恒定。系统设备包括CPU、硬盘驱动器、CD-ROM驱动器、显示单元等。

背景技术文献

[专利文献]

专利文献1：日本待审专利公告第2009-253649号

专利文献2：日本待审专利公告第2011-155830号

专利文献3：日本待审专利公告第2000-228833号

发明内容

在本发明之前，本发明的发明人从事于要安装在像智能手机那样的便携式通信设备上的二次电池的无线，即，非接触充电方法的开发。

在开发过程中，首先，本发明人考察以往便携式通信设备以及充电方法。

此外，在先于智能手机的蜂窝式电话中，安装用于NFC的天线线圈和NFC芯片以便使用进行NFC的IC卡实现自动检票系统、电子货币等的功能。因此，在智能手机的蜂窝式电话中，遵从以前蜂窝式电话的方法，也安装用于NFC的天线线圈和NFC芯片。但是，在传统技术中NFC的电力是使天线线圈和NFC芯片操作的电力，而没有多余的电力对安装在蜂窝式电话上的二次电池（电池）充电。

另一方面，作为行业组织的WPC开发的Qi标准使用大大低于NFC的13.56MHz的RF频率的100KHz到200KHz的频率。因此，为了将符合按照Qi标准的无线供电系统的二次电池（电池）充电方法应用于像智能手机那样的蜂窝式电话，除了用于NFC的传统天线线圈之外，必须提供接收Qi标准的低频的天线。其结果是，必须将两种类型的天线安装在像智能手机那样的蜂窝式电话中，本发明的发明人在本发明之前所作的考察弄清了难以保证安装空间的问题。为了解决该问题，在本发明的发明人在本发明之前所作的开发中，如专利文献1的图7以及相关公开文本所描述，采用将一个感应线圈用于移动设备中的NFC和充电两者的方法。

进一步，在本发明的发明人在本发明之前所作的开发中，要求从多种电源，譬如，通过整流和平滑来自AC电源的AC供电电压生成的AC-DC供电电压、来自USB耦合的USB供电电压、和通过上述无线供电系统的无线供电的供电电压对像智能手机那样的便携式电子设备的二次电池（电池）充电。进一步，还有必要从多种供电电压的各种供电电压电平中生成几乎恒定DC电压，将该几乎恒定DC电压用于生成像智能手机那样的便携式电子设备中的内部电路的操作电压以及生成二次电池（电池）的充电电压。因此，在本发明的发明人在本发明之前所作的开发中确定采用高效率DC-DC转换器来生成几乎恒定DC电压。但是，在通过无线供电系统的无线供电从输送侧系统供应给接收侧系统的电力小于在接收侧系统上消耗的电力的情况下，例如，在预设在接收侧系统上的二次电池（电池）的充电电流大于无线电源的供电的情况下，接收侧系统试图以设置的充电电流量进行电池充电操作。但是，由于无线电源的供电不足，所以DC-DC转换器的供电电压下降，使DC-DC转换器停止操作。因此，本发明的发明人在本发明之前所作的考察弄清了当DC-DC转换器停止操作时，不能对电池充电的问题。

下文将描述解决这样问题的手段等。其他问题和新的特征将从本说明书的描述以及附图中明显看出。

下面简要描述公开在本发明中的代表性实施例的概要。

作为代表性实施例的半导体集成电路（212）包括输入端子（T1）、DC-DC转换器（2121）、输出端子（T3和T4）、供电开关晶体管（Path_SW）、限流电路（21241）、和输入电压检测电路（21242）。

可以将通过整流和平滑RF接收信号生成的DC输入电压（V_IN）供应给输入端子（T1）。

DC-DC转换器（2121）由转换器输出端子（T6）根据供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）生成具有所期望电压电平的DC输出电压（V_DDOUT2）。

输出端子（T3和T4）可以使用DC输出电压（V_DDOUT2）对外部电池（26）充电或对外部电力接收侧系统供电（3）。

供电开关晶体管（Path_SW）能够在输出端子（T3和T4）与DC-DC转换器（2121）的转换器输出端子（T6）之间实现电连接。

限流电路（21241）限制从转换器输出端子（T6）流到输出端子（T3和T4）的供电开关晶体管（Path_SW）的负载电流。

输入电压检测电路（21242）按照供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）的电平的检测生成输入电压检测信号（V_{IN_DIV}），并将输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）供应给限流电路（21241）。

限流电路（21241）通过响应于输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）而对供电开关晶体管（Path_SW）进行限流来控制最大电流（I_limit）的数值。

在供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）处在低电平的情况下，限流电路（21241）通过将供电开关晶体管（Path_SW）限流成小电流来控制最大电流（I_limit）（参照图5）。

下面将简要描述公开在本发明中的实施例的代表性一个所达到的效果。

通过半导体集成电路（212），可以降低在供电小而负载电流大的情况下DC-DC转换器停止操作的可能性。

附图说明

图1是例示第一实施例中包括进行电池充电控制操作的半导体集成电路的多功能蜂窝式电话的无线输电系统的配置的图形；

图2是例示按照显示在图1中的第一实施例用于电池充电控制的半导体集成电路的配置的图形；

图3是例示按照显示在图2中的第一实施例用于电池充电控制的半导体集成电路的外部端子的功能的图形；

图4是例示按照显示在图2中的第一实施例用于电池充电控制的半导体集成电路对电力接收侧系统供电和对二次电池充电的基本配置的图形；

图5是例示按照显示在图4中的第一实施例用于电池充电控制的半导体集成电路对电力接收侧系统供电和对二次电池充电的详细配置的图形；

图6是例示按照显示在图4和5中的第一实施例限流电路的限流操作的特性的图形；

图7是例示按照显示在图4和5中的第一实施例通过限流电路的限流操作的特性实现的开关的和电流（sum current）的特性的图形；

图8是例示在用于电池充电控制的半导体集成电路没有响应于供应端子的DC供电电压的电平进行限流操作的限流电路的情况下半导体集成电路的操作的图形；

图9是例示按照显示在图4和5中的第一实施例在用于电池充电控制的半导体集成电路含有响应于供应端子的DC供电电压的电平进行限流操作的限流电路的情况下半导体集成电路的操作的图形；

图10是例示在通过无线供电将处在中间电平或高电平的DC供电电压供应给供应端子的状态下，在将开关的P沟道MOS晶体管的限流电流设置成大于通过电阻器调整的最大电池电流的情况下半导体集成电路的操作的图形；以及

图11是例示在通过无线供电将处在中间电平或高电平的DC供电电压供应给供应端子的状态下，在将通过电阻器调整的最大电池电流设置成大于开关的P沟道MOS晶体管的限流电流的情况下半导体集成电路的操作的图形。

具体实施方式

1.实施例的概要

首先，将描述公开在本申请中的代表性实施例。在描述代表性实施例的概要时用括号引用的附图中的附图标记仅仅例示包括在部件的概念中的用附图标记指定的部件。

[1]作为代表性实施例的半导体集成电路（212）包括输入端子（T1）、DC-DC转换器（2121）、输出端子（T3和T4）、供电开关晶体管（Path_SW）、限流电路（21241）、和输入电压检测电路（21242）。

可以将通过整流和平滑RF接收信号生成的DC输入电压（V_IN）供应给输入端子（T1）。

DC-DC转换器（2121）可以由转换器输出端子（T6）根据供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）而生成具有所期望电压电平的DC输出电压（V_DDOUT2）。

输出端子（T3和T4）可以使用DC输出电压（V_DDOUT2）对外部电池（26）充电或对外部电力接收侧系统供电（3）。

供电开关晶体管（Path_SW）能够在输出端子（T3和T4）与DC-DC转换器（2121）的转换器输出端子（T6）之间实现电连接。

限流电路（21241）限制从转换器输出端子（T6）流到输出端子（T3和T4）的供电开关晶体管（Path_SW）的负载电流。

输入电压检测电路（21242）按照供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）的电平的检测而生成输入电压检测信号（V_{IN_DIV}），并将输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）供应给限流电路（21241）。

限流电路（21241）通过响应于由输入电压检测电路（21242）供应的输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）对供电开关晶体管（Path_SW）进行限流来控制最大电流（I_limit）的数值。

在供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）处在高电平的情况下，限流电路（21241）通过响应于输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）将供电开关晶体管（Path_SW）限流成大电流来控制最大电流（I_limit）的数值。

在供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）处在比高电平低的电平的情况下，限流电路（21241）通过响应于输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）将供电开关晶体管（Path_SW）限流成比大电流小的电流来控制最大电流（I_limit）的数值（参照图5）。

按照该实施例，可以降低在供电小而负载电流大的情况下DC-DC转换器停止操作的可能性。

在一个优选实施例中，供电开关晶体管（Path_SW）是源极和漏极分别与转换器输出端子（T6）和输出端子（T3和T4）耦合的P沟道MOS晶体管（MP1）（参照图5）。

在另一个优选实施例中，供电开关晶体管（Path_SW）的P沟道MOS晶体管（MP1）的栅极受限流电路（21241）控制（参照图5）。

在进一步的另一个优选实施例中，限流电路（21241）包括控制P沟道MOS晶体管（MP2）、检测电阻器（R_limit）、和差分放大器（212411）。

控制P沟道MOS晶体管（MP2）的源极和漏极分别与转换器输出端子（T6）和检测电阻器（R_limit）的一端耦合，检测电阻器（R_limit）的另一端与接地电位耦合。

将基准电压（V_{REF_U}）、输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）、和检测电阻器（R_limit）的一端的检测电压（V_limit）分别供应给差分放大器（212411）的第一反相输入端子（-）、第二反相输入端子（-）、和非反相输入端子（+）。

P沟道MOS晶体管（MP1）的栅极和控制P沟道MOS晶体管（MP2）的栅极受差分放大器（212411）的输出信号控制。

差分放大器从第一反相输入端子的基准电压和第二反相输入端子的输入电压检测信号中选择低电压电平，差分放大器的输出信号对控制P沟道MOS晶体管（MP2）的漏电流进行控制，以便非反相输入端子的检测电压与所选低电压电平匹配（参照图5）。

在一个更优选实施例中，在第一反相输入端子（-）的基准电压的电平低于第二反相输入端子（-）的输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）的电平的情况下，对控制P沟道MOS晶体管（MP2）的漏电流进行控制，以便检测电压（V_limit）与基准电压（V_{REF_U}）匹配。

在第二反相输入端子（-）的输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）的电平低于第一反相输入端子（-）的基准电压（V_{REF_U}）的电平的情况下，对控制P沟道MOS晶体管（MP2）的漏电流进行控制，以便检测电压（V_limit）与输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）匹配（参照图5）。

在另一个更优选实施例中，限流电路（21241）进一步包括生成第一偏移电压（Voffset）和第二偏移电压（Voffset）的偏移电压电路（212412）。

将第一偏移电压（Voffset）与检测电压（V_limit）的第一和电压（sum voltage）供应给差分放大器（212411）的非反相输入端子（+），将第二偏移电压（Voffset）与基准电压（V_{REF_U}）的第二和电压供应给差分放大器（212411）的第一反相输入端子（-）（参照图5）。

在进一步的另一个更优选实施例中，限流电路（21241）进一步包括含有电压比较放大器（AMP）和比较控制晶体管（MN4）的电压控制电路（212413）。

电压比较放大器（AMP）的第一和第二输入端子分别与供电开关晶体管（Path_SW）的P沟道MOS晶体管（MP1）的漏极和控制P沟道MOS晶体管（MP2）的漏极耦合。

电压比较放大器（AMP）的输出端子与比较控制晶体管（MN4）的控制输入端子耦合，比较控制晶体管（MN4）的输出电流路径耦合在控制P沟道MOS晶体管（MP2）的漏极与检测电阻器（R_limit）的一端之间（参照图5）。

在进一步的另一个更优选实施例中，输入电压检测电路（21242）包括第一分压电阻器（R1）和第二分压电阻器（R2）。

将要供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）供应给第一分压电阻器（R1）的一端，第一分压电阻器（R1）的另一端与第二分压电阻器（R2）的一端耦合，第二分压电阻器（R2）的另一端与接地电位耦合。

由输入电压检测电路（21242）的第一分压电阻器（R1）的另一端与第二分压电阻器（R2）的另一端之间的耦合节点生成输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）（参照图5）。

按照进一步另一个更优选实施例的半导体集成电路（212）进一步包括含有电阻元件（R_LPF）和电容元件（C_LPF）的低通滤波器（21243）。

将从输入电压检测电路（21242）生成的输入电压检测信号供应给低通滤波器（21243）的输入端子，将发送给低通滤波器（21243）的输出端子的输入电压检测信号供应给限流电路（21241）的第二反相输入端子（-）（参照图5）。

在一个具体实施例中，可以以时分方式将NFC的RF信号和无线供电的RF信号供应给输入端子（T1）（参照图1和2）。

在另一个具体实施例中，半导体集成电路（212）进一步包括与耦合在输入端子（T1）与输出端子（T3和T4）之间的DC-DC转换器（2121）并联耦合的线性调节器（2122）。

线性调节器（2122）响应于输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）的供应即时操作。

DC-DC转换器（2121）作为功率效率高于线性调节器（2122）的开关调节器而操作（参照图2）。

在更具体实施例中，输入端子（T1）被配置成可以经由第一肖特基（Schottky）二极管（D1）将DC输入电压（V_IN）供应给输入端子（T1），以及可以经由第二肖特基二极管（D2）将AC电源耦合接口（24）的AC-DC转换电压供应给输入端子（T1）（参照图2）。

在最具体实施例中，半导体集成电路（212）进一步包括另一个输入端子（T2）和开关（SW3）。

另一个输入端子（T2）被配置成可以将USB耦合接口（23）的USB供电电压供应给该另一个输入端子（T2）。

开关（SW3）的一端和另一端分别与另一个输入端子（T2）和输出端子（T3，T4）耦合（参照图2）。

[2]另一个方面的代表性实施例涉及含有如下部件的半导体集成电路（212）的操作方法：输入端子（T1）、DC-DC转换器（2121）、输出端子（T3和T4）、供电开关晶体管（Path_SW）、限流电路（21241）、和输入电压检测电路（21242）。

可以将通过整流和平滑RF接收信号生成的DC输入电压（V_IN）供应给输入端子（T1）。

DC-DC转换器（2121）可以由转换器输出端子（T6）根据供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）生成具有所期望电压电平的DC输出电压（V_DDOUT2）。

输出端子（T3和T4）可以使用DC输出电压（V_DDOUT2）对外部电池（26）充电或对外部电力接收侧系统供电（3）。

供电开关晶体管（Path_SW）能够在输出端子（T3和T4）与DC-DC转换器（2121）的转换器输出端子（T6）之间实现电连接。

限流电路（21241）限制从转换器输出端子（T6）流到输出端子（T3和T4）的供电开关晶体管（Path_SW）的负载电流。

输入电压检测电路（21242）按照供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）的电平的检测生成输入电压检测信号（V_{IN_DIV}），并将输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）供应给限流电路（21241）。

限流电路（21241）通过响应于由输入电压检测电路（21242）供应的输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）对供电开关晶体管（Path_SW）进行限流来控制最大电流（I_limit）的数值。

在供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）处在高电平的情况下，限流电路（21241）通过响应于输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）将供电开关晶体管（Path_SW）限流成大电流来控制最大电流（I_limit）的数值。

在供应给输入端子（T1）的DC输入电压（V_IN）处在比高电平低的电平的情况下，限流电路（21241）通过响应于输入电压检测信号（V_{IN_DIV}）将供电开关晶体管（Path_SW）限流成比大电流小的电流来控制最大电流（I_limit）的数值（参照图5）。

按照该实施例，可以降低在供电小而负载电流大的情况下DC-DC转换器停止操作的可能性。

2.实施例的细节

接着，将更具体地描述实施例。在说明实现本发明的最佳方式的所有图形中，将相同附图标记指定给具有与上述图形中的那些相同的功能的部件，并不再重复对它们的描述。

第一实施例

多功能蜂窝式电话的无线输电系统的配置

图1是例示按照第一实施例含有进行电池充电控制操作的半导体集成电路212的多功能蜂窝式电话的无线输电系统的配置的图形。

例示在图1中的多功能蜂窝式电话的无线输电系统由电力输送电路1、电力接收电路2、和电力接收侧系统3来配置。尤其，在例示在图1中的多功能蜂窝式电话的无线输电系统中，通过由电力接收侧天线线圈25从电力输送侧天线线圈13接收RF信号，进行对二次电池26的充电和对电力接收侧系统3的供电。

输送侧的电力输送电路

如图1所例示，经由AC适配器10将AC电力供应给无线输电系统的输送侧的电力输送电路1。电力输送电路1由微控制器单元（MCU）11和电力输送控制单元12来配置。微控制器单元（MCU）11具有验证处理功能块111和加密处理功能块112，电力输送控制单元12包括整流电路121和RF驱动器122，RF驱动器122与电力输送侧天线线圈13耦合。

将通过整流电路121整流和平滑经由AC适配器10供应的AC电力生成的DC供电电压供应给电力输送电路1中的微控制器单元（MCU）11、RF驱动器122等。将电力输送电路1的微控制器单元（MCU）11的验证处理功能块111和加密处理功能块112设置成分别执行确定作为电力接收电路2的多功能蜂窝式电话的用户是否是有权使用的用户的相互验证处理、和防止通信数据被篡改的加密处理。也就是说，电力输送电路1的微控制器单元（MCU）11执行涉及与包括在电力接收电路2中的验证处理功能块221和加密处理功能块222之间的通信协议有关的加密密钥的生成、保存、更新、删除等相关的密钥管理操作。

其结果是，当电力输送电路1的微控制器单元（MCU）11确定作为电力接收电路2的多功能蜂窝式电话的用户是有权使用的用户时，RF驱动器122响应于未例示的RF振荡器生成的RF振荡输出信号生成供应给电力输送侧天线线圈13的RF驱动信号。进一步，经由RF驱动器122、电力输送侧天线线圈13、和电力接收侧天线线圈25将来自电力输送电路1的微控制器单元（MCU）11的验证处理和加密处理的通信数据供应给电力接收电路2。

接收侧的电力接收电路

如图1所例示，无线输电系统的接收侧的电力接收电路2由电力接收控制电路21和微控制器单元（MCU）22来配置，微控制器单元（MCU）22具有验证处理功能块221和加密处理功能块222，电力接收控制电路21包括整流电路211和用于电池充电控制的半导体集成电路212。

在例示在图1中的无线输电系统中，首先，经由电力输送侧天线线圈13和电力接收侧天线线圈25进行电力输送电路1的微控制器单元（MCU）11与电力接收电路2的微控制器单元（MCU）22之间按照上述通信协议的通信。对于该通信，在电力接收电路2中，可以在电力接收控制电路21与微控制器单元（MCU）22之间进行串行通信、供电等。当电力输送电路1的微控制器单元（MCU）11确定作为电力接收电路2的多功能蜂窝式电话的用户是有权使用的用户时，经由电力输送侧天线线圈13和电力接收侧天线线圈25将由RF驱动器122生成的RF驱动信号供应给电力接收电路2。

将通过整流和平滑经由电力输送侧天线线圈13和电力接收侧天线线圈25供应的RF信号生成的DC供电电压供应给半导体集成电路212和微控制器单元（MCU）22。将整流电路211供应给半导体集成电路212的DC供电电压用于对二次电池26充电以及用于对电力接收侧系统3供电。

在无线输电系统的接收侧是多功能蜂窝式电话的情况下，电力接收侧系统3包括应用处理器、基带处理器、液晶显示驱动器IC、RF信号处理半导体集成电路（RFIC）、主存储器、像闪存那样的非易失性存储器等。

在无线输电系统的接收侧是像平板PC那样的便携式个人计算机的情况下，电力接收侧系统3进一步包括中央处理单元（CPU）和作为硬盘的替代品的大存储容量的闪存式存储设备。

进一步，不仅可以将由整流电路211生成的DC供电电压，而且可以将来自USB耦合接口23的USB供电电压、和通过整流和平滑来自AC电源耦合接口24的AC供电电压生成的AC-DC转换供电电压供应给用于电池充电控制和系统供电的半导体集成电路212。因此，用于电池充电控制和系统供电的半导体集成电路212具有从整流电路211的DC供电电压、USB耦合接口211的DC供电电压、和AC电源耦合接口24的AC-DC转换供电电压的多个供电电压中自动选择用于电池充电控制和系统供电的供电电压的功能。USB代表通用串行总线。

进一步，在例示在图1中的无线输电系统中，电力输送侧的电力输送电路1和电力接收侧的电力接收电路2进行对二次电池26充电和对电力接收侧系统3供电的无线输电（无线供电），并且还进行作为端口设备的电力输送侧的电力输送电路1与作为移动设备的电力接收侧的电力接收电路2之间的NFC。进一步，通过以时分方式进行NFC和无线供电，在进行作为移动设备的电力接收侧的电力接收电路2的二次电池26的充电时，可以进行作为端口设备的电力输送侧的电力输送电路1与作为移动设备的电力接收侧的电力接收电路2之间的NFC。通过NFC，作为移动设备的电力接收侧的电力接收电路2可以使用与作为端口设备的电力输送侧的电力输送电路1耦合的有线或无线互联网环境。

用于电池充电控制的半导体集成电路的配置

图2是例示按照显示在图1中的第一实施例用于电池充电控制的半导体集成电路的配置的图形。

如图2所例示，用于电池充电控制和系统供电的半导体集成电路212包括步降式DC-DC转换器2121、线性调节器2122、USB类型检测电路2123、输入电压选择电路2124、外部接口2125、内置调节器2126、和栅极驱动控制电路2127。进一步，用于电池充电控制和系统供电的半导体集成电路212包括P沟道MOS晶体管MP3和开关SW1，SW2，SW3，和SW4。

经由第一肖特基二极管D1将电力输送电路1的无线供电电压供应给第一输入电压1的供应端子T1，以及经由第二肖特基二极管D2将AC电源耦合接口24的AC-AC转换供电电压供应给第一输入电压1的供应端子T1。将USB耦合接口23的USB供电电压供应给第二输入电压2的供应端子T2。肖特基二极管D1和D2起电力输送电路1的无线供电电压与AC电源耦合接口24的AC-DC转换供电电压之间的防回流元件的作用，并且还起输送比PN结二极管中的电压低的作为正向电压的供电电压的电压输送元件的作用。电力输送电路1的无线供电电压是5.5伏到20伏的电压，AC电源耦合接口24的AC-DC转换供电电压是约7伏的电压，以及USB耦合接口23的USB供电电压是5伏的电压。

电感器L1和电容器C1经由外部端子DDOUT1（T5）和DDOUT2（T6）与步降式DC-DC转换器2121耦合。因此，步降式DC-DC转换器2121作为通电时的启动慢于线性调节器2122但功率效率高于线性调节器2122的开关调节器而操作。另一方面，线性调节器2122起通电之后即时操作的串行调节器的作用。

也就是说，步降式DC-DC转换器2121和线性调节器2122根据5.5伏到20伏的电力输送电路1的无线供电电压或AC电源耦合接口24的AC-DC转换供电电压生成大约3.5伏到5伏的系统供应电压。因此，经由开关SW2和SW4和外部端子SYS（T4）将来自步降式DC-DC转换器2121和线性调节器2122的5伏的系统供应电压供应给电力接收侧系统3。另一方面，经由开关SW3和外部端子SYS（T4）将5伏的USB耦合接口23的USB供电电压供应给电力接收侧系统3。

USB类型检测电路2123根据USB耦合接口23的差分数据信号D+和D-的位速率或第二输入电压2的供应端子T2的供电能力检测可以是USB1.1、USB1.0、USB2.0、和USB3.0中的任一种的USB耦合接口23的类型。

输入电压选择电路2124在启动时为选择操作模式进行第一输入电压1的供应端子T1和第二输入电压2的供应端子T2的电压检测，并进一步进行开关SW1，SW2，SW3，和SW4的接通/断开控制、和步降式DC-DC转换器2121、内置调节器2126、和栅极驱动控制电路2127的控制。进一步，输入电压选择电路2124进行USB类型检测电路2123的控制，并且具有经由外部接口2125将USB类型检测电路2123获得的USB类型检测数据供应给微控制器单元（MCU）22和电力接收侧系统3的功能。

因此，外部接口2125在电力接收侧系统3与微控制器单元（MCU）22之间进行时钟和串行数据的双向通信。

经由步降式DC-DC转换器2121或线性调节器2122将电力输送电路1的无线供电电压或AC电源耦合接口24的AC-DC转换供电电压供应给内置调节器2126，或将USB耦合接口23的USB供电电压供应给内置调节器2126。其结果是，从内置调节器2126中生成1.8伏的操作电压V_DD18和3.0伏的操作电压V_DD30，并将它们供应给微控制器单元（MCU）22。

P沟道MOS晶体管MP3被输入电压选择电路2124和栅极驱动控制电路2127控制成处在接通状态，经由外部端子BAT（T3）将外部端子SYS（T4）的3.5伏到5伏的系统供应电压供应给二次电池26，从而进行二次电池26的充电。例如，二次电池26是配备在多功能蜂窝式电话等中的锂离子电池，它的充电电流是约0.5A到1.0A的相应较大电流。

进一步，栅极驱动控制电路2127生成驱动P沟道MOS晶体管MP3的栅极的输出信号，以便P沟道MOS晶体管MP3在外部端子SYS（T4）与外部端子BAT（T3）之间是双向导通的。因此，在对二次电池26充电的时段中，二次电池26的充电电流从外部端子SYS（T4）传递到外部端子BAT（T3）。相反，在二次电池26放电的电池操作时段中，放电电流从外部端子BAT（T3）传递到外部端子SYS（T4）。栅极驱动控制电路2127还具有通过在二次电池26的充电操作和放电操作之间对充电电流和放电电流进行电流控制防止过充电和过放电的功能。

按照例示在图2中的第一实施例的用于电池充电控制的半导体集成电路212被控制成在NFC的时段中停止步降式DC-DC转换器2121的操作。但是，在步降式DC-DC转换器2121停止操作的情况下，线性调节器2122还在继续操作。因此，线性调节器2122主要将电力供应给输入电压选择电路2124和微控制器单元22。因此，只要将供电电压供应给输入端子T1，在步降式DC-DC转换器2121的操作停止的状态下，也将电力从线性调节器2122供应给输入电压选择电路2124和微控制器单元22。

半导体集成电路的外部端子的功能

图3是例示按照显示在图2中的第一实施例用于电池充电控制的半导体集成电路212的外部端子的功能的图形。

如图3所例示，第一输入电压1的外部供应端子具有经由第一肖特基二极管D1或第二肖特基二极管D2供应电力输送电路1的无线供电电压或AC电源耦合接口24的AC-DC转换供电电压的功能。

进一步，第二输入电压2的外部供应端子具有供应USB耦合接口23的USB供电电压的功能。

差分数据信号D+的外部供应端子具有供应USB耦合接口23的差分数据的非反相输入信号D+的功能。

差分数据信号D-的外部供应端子具有供应USB耦合接口23的差分数据的反相输入信号D-的功能。

时钟的外部输入/输出端子具有进行外部接口2125的时钟的双向通信的功能。

串行数据的外部输入/输出端子具有进行外部接口2125的串行数据的双向通信的功能。

外部端子DDOUT1具有通过步降式DC-DC转换器2121中的开关调节器操作输出开关输出信号的功能。

外部端子DDOUT2具有输出通过由电感器L1和电容器C1构成的低通滤波器的步降式DC-DC转换器2121的输出电压的功能。

外部端子SYS具有将供电电压输出到电力接收侧系统3的功能。

外部端子BAT具有耦合二次电池26的功能。

外部端子V_DD18具有将1.8伏的操作电压V_DD18输出到微控制器单元（MCU）22的功能。

外部端子V_DD30具有将3.0伏的操作电压V_DD30输出到微控制器单元（MCU）22的功能。

供电和充电的基本配置

图4是例示按照显示在图2中的第一实施例用于电池充电控制的半导体集成电路对电力接收侧系统3供电和对二次电池26充电的基本配置的图形。

如图4所例示，经由肖特基二极管D1将通过接收侧天线线圈25接收来自电力输送侧天线线圈13的RF信号和通过整流电路211整流和平滑接收侧天线线圈25的RF信号时生成的DC供电电压V_IN供应给半导体集成电路212的供应端子T1。将步降式DC-DC转换器2121与供应端子T1耦合，步降式DC-DC转换器2121包括PWM控制电路21211、作为高侧开关的P沟道MOS晶体管21212、和作为低侧开关的N沟道MOS晶体管21213。将DC供电电压V_IN供应给P沟道MOS晶体管21212的源极，经由外部端子DDOUT1（T5）将P沟道MOS晶体管21212的漏极和N沟道MOS晶体管21213的漏极与电感器L1的一端耦合，经由外部接地端子DDGND将N沟道MOS晶体管21213的源极与接地电位耦合。

当PWM控制电路21211对P沟道MOS晶体管21212的栅极和N沟道MOS晶体管21213的栅极进行PWM驱动时，经由外部端子DDOUT2（T6）将在与电感器L1的另一端和电容器C1的一端耦合的耦合节点上生成的系统供应电压供应给PWM控制电路21211的负反馈端子。PWM控制电路21211对P沟道MOS晶体管21212的接通时段与N沟道MOS晶体管21213的接通时段之间的比率进行PWM控制，以便负反馈端子的系统供应电压变成预定电压电平。

将在外部端子DDOUT2（T6）上生成的来自步降式DC-DC转换器2121的系统供应电压供应给作为开关SW2的部件的P沟道MOS晶体管Path_SW的源极，将P沟道MOS晶体管Path_SW的漏极与外部端子SYS（T4）、P沟道MOS晶体管MP3的漏极、和栅极驱动控制电路2127耦合。由于开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的栅极与包括在输入电压选择电路2124中的限流电路21241耦合，所以通过限流电路21241调整P沟道MOS晶体管Path_SW的源极/漏极路径中系统供电电流和电池充电电流的和电流的最大值。

将经由外部端子BAT（T3）对二次电池26供应电池充电电流的P沟道MOS晶体管MP3的栅极与栅极驱动控制电路2127耦合，经由外部端子T11将电阻器R_ICHG的一端与栅极驱动控制电路2127耦合，将电阻器R_ICHG的另一端与接地电位耦合。其结果是，通过调整电阻器R_ICHG的阻值，可以调整流过P沟道MOS晶体管MP3的源极/漏极路径的电池充电电流的最大值。

供电和充电的详细配置

图5是例示按照显示在图4中的第一实施例用于电池充电控制的半导体集成电路212对电力接收侧系统3供电和对二次电池26充电的详细配置的图形。

如图5所例示，按照例示在图4中的第一实施例的半导体集成电路212的限流电路21241包括差分放大器212411、偏移电压电路22412、P沟道MOS晶体管MP2和MP3、电压控制电路212413、N沟道MOS晶体管MN2和MN3、和电阻器R_limit。

将P沟道MOS晶体管MP2的栅极与作为P沟道MOS晶体管Path_SW（作为开关SW2的部件）的P沟道MOS晶体管MP1的栅极耦合，将P沟道MOS晶体管MP1的器件尺寸与P沟道MOS晶体管MP2的器件尺寸之间的比值设置成M：1。将P沟道MOS晶体管MP1的源极、P沟道MOS晶体管MP2的源极、和电阻器R3的一端与外部端子DDOUT2（T6）耦合，将P沟道MOS晶体管MP1的栅极、P沟道MOS晶体管MP2的栅极、和电阻器R3的另一端与P沟道MOS晶体管MP3的源极耦合。

电压控制电路212413包括电压比较放大器AMP和N沟道MOS晶体管MN4。将电压比较放大器AMP的反相输入端子-与作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的漏极耦合，将电压比较放大器AMP的非反相输入端子+与N沟道MOS晶体管MN4的漏极和P沟道MOS晶体管MP2的漏极耦合。

将电阻器R_limit的一端与电压控制电路212413的N沟道MOS晶体管MN4的源极和偏移电压电路212412的偏移电压Voffset的另一端耦合，将电阻器R_limit的另一端经由N沟道MOS晶体管MN3的漏极/源极路径与接地电位耦合。将基准电压V_{REF_U}供应给偏移电压电路212412的第二偏移电压Voffset的另一端，将第一偏移电压Voffset的一端和第二偏移电压Voffset的一端分别与差分放大器212411的非反相输入端子+和第一反相输入端子-耦合。将从输入电压选择电路21242中生成的输入电压检测输出电压V_{IN_DIV}经由低通滤波器21243供应给差分放大器212411的第二反相输入端子-。将差分放大器212411的输出端子与P沟道MOS晶体管MP3的栅极耦合，将P沟道MOS晶体管MP3的漏极经由N沟道MOS晶体管MN2的漏极/源极路径与接地电位耦合。

输入电压检测电路2124包括电阻器R1和R2、N沟道MOS晶体管MN1、和偏移电流源Ioffset，将供应端子T1的DC供电电压V_IN供应给电阻器R1的一端，将电阻器R1的另一端与偏移电流源Ioffset的一端和电阻器R2的一端耦合。将偏移电流源Ioffset的另一端与接地电位耦合，将电阻器R2的另一端经由N沟道MOS晶体管MN1的漏极/源极路径与接地电位耦合。将从电阻器R1的另一端与电阻器R2的一端之间的耦合节点中生成的检测电压供应给低通滤波器21243的输入端子。

低通滤波器21243包括电阻器R_LPF和电容器C_LPF，将电阻器R_LPF的一端与低通滤波器21243的输入端子耦合，将电阻器R_LPF的另一端与低通滤波器21243的输出端子和电容器C_LPF的一端耦合，将电容器C_LPF的另一端与接地电位耦合。

将接通/断开控制信号供应给输入电压检测电路21242的N沟道MOS晶体管MN1的栅极和限流电路21241的N沟道MOS晶体管MN2的栅极。在将输入电压检测电路21242和限流电路21241设置成活动状态的情况下，输入电压检测电路21242的N沟道MOS晶体管MN1和限流电路21241的N沟道MOS晶体管MN2和MN3被控制成接通状态，P沟道MOS晶体管MP1和MP2被控制成活动状态。在将输入电压检测电路21242和限流电路21241设置成不活动状态的情况下，通过低电平的接通/断开控制信号将输入电压检测电路21242的N沟道MOS晶体管MN1和限流电路21241的N沟道MOS晶体管MN2和MN3控制成断开状态，P沟道MOS晶体管MP1和MP2被控制成不活动状态。

限流电路21241按如下进行限制流过作为P沟道MOS晶体管Path_SW（作为开关SW2的部件）的P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的系统供电电流与电池充电电流的和电流的最大值的限流操作。也就是说，限流电路21241选择来自差分放大器212411的第一和第二反相输入端子-的低电压电平，并控制P沟道MOS晶体管MP2的漏电流，以便差分放大器212411的非反相输入端子+的电压电平与所选低电平电平匹配。

限流电路21241的P沟道MOS晶体管MP2和作为P沟道MOS晶体管Path_SW（作为开关SW2的部件）的P沟道MOS晶体管MP1分别起电流镜像的输入晶体管和输出晶体管的作用。当起电流镜像的输入晶体管作用的P沟道MOS晶体管MP2的漏电流受到限流电路21241限制时，起电流镜像的输出晶体管作用的P沟道MOS晶体管MP1的漏电流得到设置。另一方面，限流电路21241的电压控制电路212413对P沟道MOS晶体管MP2的漏电压进行负反馈控制，以便使起电流镜像的输入晶体管作用的P沟道MOS晶体管MP2的漏电压和起电流镜像的输出晶体管作用的P沟道MOS晶体管MP1的漏电压匹配。其结果是，通过P沟道MOS晶体管MP1的器件尺寸与P沟道MOS晶体管MP2的器件尺寸之间M：1的比值精确地设置了P沟道MOS晶体管MP1的漏电流与P沟道MOS晶体管MP2的漏电流之间的比值。

在DC供电电压处在低电平的情况下的限流操作

在供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN处在低电平的情况下，差分放大器212411的第二反相输入端子-的输入电压检测输出电压V_{IN_DIV}的电平低于供应给差分放大器212411的第一反相输入端子-的第二偏移电压Voffset与基准电压V_{REF_U}的和电压Voffset+V_{REF_U}的电平。其结果是，处于差分放大器212411的非反相输入端子+的电压电平的电阻器R_limit的限流检测电压V_limit与第一偏移电压Voffset的和电压Voffset+V_limit被控制成与差分放大器212411的第二输入端子-的低电平的输入电压检测输出电压V_{IN_DIV}匹配。也就是说，通过由差分放大器212411响应于低电平的输入电压检测输出电压V_{IN_DIV}控制P沟道MOS晶体管MP2的漏电流，将流过作为P沟道MOS晶体Path_SW（作为开关SW2的部件）的P沟道MOS晶体MP1的源极/漏极路径中的和电流的最大值调整成低电平。流过P沟道MOS晶体MP1的源极/漏极路径中的和电流是系统供电电流和电池充电电流的和电流。其结果是，在供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN处在低电平，无线电源的供电小，像二次电池26的充电电流那样的负载电流大的情况下，可以降低步降式DC-DC转换器2121停止操作的可能性。

如由图4中所理解的，经由作为开关SW2的部件的P沟道MOS晶体Path_SW的源极-漏极路径、步降式DC-DC转换器2121、和第一输入电压1的供应端子T1从整流电路211和接收侧天线线圈25供应系统供电电流和电池充电电流的和电流。在供应端子T1处的DC供电电压V_IN处在低电平以及像在NFC的通信操作时段中那样从整流电路211和接收侧天线线圈25的供电能力处在低电平的情况下，如果不受例示在图4和5中的限流电路21241的限流操作控制的大电流的和电流流过，则在整流电路211和接收侧天线线圈25的阻抗中会出现大电压降。其结果是，通过该大电压降，供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN降低到比步降式DC-DC转换器2121的操作下限电压低的电压电平，使得通过开关步降式DC-DC转换器2121的转换操作停止。

但是，通过按照例示在图4和5中的第一实施例的限流电路21241的限流操作，依照从输入电压检测电路21242和低通滤波器21243中生成的输入电压检测输出电压V_{IN_DIV}的低电平将系统供电电流和电池充电电流的和电流的电平控制成低电平。因此，减小了整流电路211和接收侧天线线圈25的阻抗中的电压降，供应端子T1处的DC供电电压V_IN不会降低到比步降式DC-DC转换器2121的操作下限电压低的电压电平。因此，可以降低步降式DC-DC转换器2121停止操作的可能性。

在DC供电电压V_IN处在低电平的情况下，如上所述，电阻器R_limit的限流检测电压V_limit与作为差分放大器212411的非反相输入端子+的电压电平的第一偏移电压Voffset的和电压Voffset+V_limit与差分放大器212411的第二反相输入端子-的低电平的输入电压检测输出电压V_{IN_DIV}匹配。因此，获得如下等式（1）。

V_{IN_DIV}=V_limit+Voffset      等式（1）

从上面的等式（1）中可以导出如下等式（2）。

$\begin{array}{c}{V}_{\_\mathrm{limit}}=V_{\mathrm{IN}\_\mathrm{DIV}}-V_{\mathrm{offset}}\\ =\{\left(\frac{R_2}{R_1+R_2}\right){\·V}_{\mathrm{IN}}-\left(\frac{R_1{R}_2}{R_1+R_2}\right)\·I_{\mathrm{offset}}\}-V_{\mathrm{offset}}\end{array}$

等式（2）

DC供电电压处在高电平时的限流操作

在要供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN处在高电平的情况下，差分放大器212411的第二反相输入端子-的输入电压检测输出电压V_{IN_DIV}的电平高于供应给差分放大器212411的第一反相输入端子-的第二偏移电压Voffset与基准电压V_{RFE_U}的和电压Voffset+V_{RFE_U}。其结果是，作为差分放大器212411的非反相输入端子+的电压电平的电阻器R_limit的限流检测电压V_limit与第一偏移电压Voffset的和电压被控制成与要供应给差分放大器212411的第一反相输入端子-的第二偏移电压Voffset与基准电压V_{RFE_U}的和电压匹配。也就是说，通过由差分放大器212411响应于作为基准电压的和电压Voffset+V_{RFE_U}控制P沟道MOS晶体管MP2的漏电流，将流过作为P沟道MOS晶体Path_SW（作为开关SW2的部件）的P沟道MOS晶体MP1的源极/漏极路径中的和电流的最大值调整成适当电平。流过P沟道MOS晶体MP1的源极/漏极路径中的和电流是系统供电电流和电池充电电流的和电流。其结果是，在供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN处在高电平，无线供电大，以及像二次电池26的充电电流那样的负载电流大的情况下，可以防止步降式DC-DC转换器2121的耗电过大。

在供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN处在高电平的情况下，如上所述，电阻器R_limit的限流检测电压V_limit与第一偏移电压Voffset的和电压Voffset+V_limit与第二偏移电压Voffset与基准电压V_{REF_U}的和电压Voffset+V_{REF_U}匹配。因此，获得如下等式（3）。

V_limit=V_{REF_U}      等式（3）

限流操作的特性

图6是例示按照显示在图4和5中的第一实施例限流电路21241的限流操作的特性的图形。

由按照显示在图4和5中的第一实施例的限流电路21241的限流操作确定的流过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的系统供电电流和电池充电电流的和电流的电平由电阻器R_limit的限流检测电压V_limit确定。

在供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN处在低电平的情况下，确定流过P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的和电流的电平的电阻器R_limit的限流检测电压V_limit通过等式（2）计算。因此，如图6的左侧所例示，电阻器R_limit的限流检测电压V_limit响应于DC供电电压V_IN的电平下降而降低。

例如，当供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN降低到预定值V_IN_min时，限流检测电压V_limit降低到零伏，流过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的和电流的电平降低到零安培。进一步，如图6的左侧所例示，即使供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN下降到低于预定值V_IN_min的电平，限流检测电压V_limit也保持在零伏，流过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的和电流的电平也保持在零安培。

图6例示了假设整流电路211和接收侧天线线圈25的阻抗是零时通过开关步降式DC-DC转换器2121的转换操作停止的操作下限电压V_{DC-DC_LIMIT}低于预定值V_IN_min。因此，通过假设上述阻抗是零时使步降式DC-DC转换器2121的转换操作停止的操作下限电压V_{DC-DC_LIMIT}，使流过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的和电流的电平可靠地下降到零安培。

因此，在例示在图4和5的第一实施例中用于电池充电控制的半导体集成电路212中，在整流电路211和接收侧天线线圈25的阻抗是不可忽略阻值的情况下，可以实现如下操作。也就是说，在围绕操作下限电压V_{DC-DC_LIMIT}的操作条件下，依照由输入电压检测电路21242和低通滤波器21243生成的输入电压检测输出电压V_{IN_DIV}的低电平来控制和电流的电平为低电平。其结果是，可以减小在整流器211和接收侧天线线圈25的阻抗处的电压降，以及可以降低步降式DC-DC转换器2121停止操作的可能性。

在供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN处在高电平的情况下，确定流过P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的和电流的电平的电阻器R_limit的限流检测电压V_limit通过如下等式（3）计算。因此，如图6的右侧所例示，电阻器R_limit的限流检测电压V_limit基本上与DC供电电压V_IN的电平变换无关，基本恒定地保持在供应给差分放大器212411的第一反相输入端子-的基准电压V_{REF_U}的数值。因此，流过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的和电流的电平被适当设置成基本恒定的电流电平。其结果是，与外部端子SYS（T4）耦合的电力接收侧系统3或与外部端子BAT（T3）耦合的二次电池26进入过载状态，可以防止步降式DC-DC转换器2121的耗电过大。如图6的右侧所例示，供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN的最大值V_IN_max是作为无线电源的最大供电电压的20伏，以及P沟道MOS晶体管MP1的限流检测电压V_limit恒定地保持在20伏的最大DC供电电压VIN_max。

图6还例示了在用于电池充电控制的半导体集成电路212没有响应于供应端子T1的DC供电电压V_IN进行限流操作的限流电路21241的情况下电阻器R_limit的限流检测电压V′_limit的特性。具体地说，在例示在图6中的限流检测电压V′_limit的特性中，等于或高于使步降式DC-DC转换器2121的操作停止的操作下限电压V_{DC-DC_LIMIT}的操作条件的限流检测电压V′_limit基本上与DC供电电压V_IN的电平变换无关，基本恒定地保持在基准电压V_{REF_U}的数值。其结果是，在这种情况下，即使供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN降低到预定值V_IN_min，限流检测电压V′_limit也基本恒定地保持在基准电压V_{REF_U}，流过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的和电流的电平保持在大电流。因此，通过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的大和电流，在整流电路211和接收侧天线线圈25的阻抗中引起大电压降。其结果是，通过该大电压降，供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN降低到比步降式DC-DC转换器2121的操作下限电压低的电压电平，使得通过开关步降式DC-DC转换器2121的转换操作停止。

在例示在图5中的第一实施例中的用于电池充电控制的半导体集成电路212中，供应给差分放大器212411的第一反相输入端子-的第二偏移电压Voffset使供应给差分放大器212411的第二反相输入端子-的输入电压检测输出电压V_{IN_DIV}容易被差分放大器212411选为低电平选择电压。进一步，第二偏移电压Voffset也具有降低与差分放大器212411的非反相输入端子+和第一和第二反相输入端子-有关的内部误差偏移电压的影响的功能。进一步，供应给差分放大器212411的非反相输入端子+的第一偏移电压Voffset也具有降低通过供应给差分放大器212411的第一反相输入端子-的第二偏移电压Voffset对基准电压V_{REF_U}的影响的功能。

开关的和电流的特性

图7是例示按照显示在图4和5中的第一实施例通过限流电路21241的限流操作的特性实现的开关SW2的和电流I_limit的特性的图形。

在图7中，操作点A指示在供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN是大约15伏的初始状态下开始通过开关步降式DC-DC转换器2121的转换操作。

作为开始通过开关步降式DC-DC转换器2121的转换操作的结果，流过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的和电流I_limit由显示在图4和5中的第一实施例中的限流电路21241的限流操作确定。

因此，在供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN处在高电平的情况下，取决于在图6的右侧基本保持在基准电压V_{REF_U}的数值的限流检测电压V_limit，开关SW2的和电流I_limit也变成如图7的右侧所例示基本保持恒定的电流值。其结果是，例示在图7的右侧的开关SW2的和电流I_limit通过如下等式（4）计算。

$I_{\_\mathrm{limit}}=\frac{V_{\_\mathrm{limit}}}{R_{\_\mathrm{limit}}}=\frac{V_{\mathrm{REF}\_U}}{R_{\_\mathrm{limit}}}$

等式（4）

此后，当要供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN从高电平变成低电平时，取决于如图6的左侧所例示随DC供电电压V_IN的电平降低而降低的限流检测电压V_limit，开关SW2的和电流I_limit如图7的左侧所例示也响应于DC供电电压V_IN的电平降低而减小。其结果是，例示在图7的左侧的开关SW2的和电流I_limit通过如下等式（5）计算。

$\begin{array}{c}{I}_{\_\mathrm{limit}}=\frac{V_{\_\mathrm{limit}}}{R_{\_\mathrm{limit}}}=\frac{V_{\mathrm{IN}\_\mathrm{DIV}}-V_{\mathrm{offset}}}{R_{\_\mathrm{limit}}}\\ =\frac{\{\left(\frac{R_2}{R_1+R_2}\right)\·V_{\mathrm{IN}}-\left(\frac{R_1{R}_2}{R_1+R_2}\right)\·I_{\mathrm{offset}}\}-V_{\mathrm{offset}}}{R_{\_\mathrm{limit}}}\end{array}$

等式（5）

图7中的操作点B例示了供应端子T1的DC供电电压V_IN从在DC供电电压V_IN是大约15伏的初始状态下作为起点的操作点A下降到8伏左右的状态。在供应端子T1的DC供电电压V_IN下降到8伏左右的操作点B，低电平无线供应电流、通过低电平限流的系统供应电流、和电池充电电流的和电流保持平衡。

图7还例示了在用于电池充电控制的半导体集成电路212没有响应于供应端子T1的DC供电电压V_IN的电平进行限流操作的限流电路21241的情况下开关SW2的和电流I′_limit的特性。也就是说，在例示在图7中的开关SW2的和电流I′_limit的特性中，在等于或高于使步降式DC-DC转换器2121的操作停止的操作下限电压V_{DC-DC_LIMIT}的操作条件下的和电流I′_limit变成与DC供电电压V_IN的电平变换无关，保持基本恒定。因此，在这种情况下，即使供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN下降到预定值V_IN_min，流过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的和电流的电平也保持在恒定电流。因此，通过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的大和电流，在整流电路211和接收侧天线线圈25的阻抗中引起大电压降。其结果是，由于该大电压降，供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN下降到比步降式DC-DC转换器2121的操作下限电压低的电压电平，使得通过开关步降式DC-DC转换器2121的转换操作停止。

在未提供响应于DC供电电压进行限流操作的限流电路的情况下半导体集成电路的操作

图8是例示在用于电池充电控制的半导体集成电路212没有响应于供应端子T1的DC供电电压V_IN的电平进行限流操作的限流电路21241的情况下半导体集成电路212的操作的图形。

半导体集成电路212中的部件的电压波形随时间的变化显示在图8的上部，半导体集成电路212中的部件的电流波形随时间的变化显示在图8的下部。

如图8的下部中的电流波形所例示，将通过与外部端子T11耦合的电阻器R_ICHG的阻值调整的电池电流的最大值设置成低于几乎恒定和受限流电路21241控制的限流电流I′_limit的电平。

在图8中的第一时段T1中，开始将低电平的DC供电电压V_IN供应给供应端子T1，供应端子T1的DC供电电压V_IN的电平依照整流电路211和接收侧天线线圈25的时间常数开始上升。另一方面，在第一时段T1中将经由外部端子SYS（T4）供应给电力接收侧系统3的系统供应电压（SYS电压）设置成来自二次电池26的电池电压。

在第一时段T1的过程中，供应端子T1的DC供电电压V_IN超过步降式DC-DC转换器2121的DC-DC开始电压。因此，在经过了开始延迟时间之后，在图8中的第二时段T2中，开始通过开关步降式DC-DC转换器的转换操作。因此，在第二时段T2中，由外部端子DDOUT2（T6）生成的步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）开始上升。由于在第二时段T2的过程中步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）超过预定电压，所以响应于电压超过，输入电压选择电路2124控制作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1从断开状态变成接通状态。

其结果是，在第三时段T3中，利用开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1的接通状态，通过由外部端子DDOUT2（T6）生成的步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）设置外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）。

进一步，响应于在第二时段T2的过程中步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）超过预定电压的事实，输入电压选择电路2124中的计时器电路在进行未例示时钟信号的计数操作时控制外部端子SYS（T4）与外部端子BAT（T3）之间的P沟道MOS晶体管MP3变成接通状态。

也就是说，由于在第四时段T4中外部端子SYS（T4）与外部端子BAT（T3）之间的P沟道MOS晶体管MP3被控制成接通状态，所以开始将电池充电电流供应给二次电池26。在电池充电电流量大以及电池供电大于来自整流电路211的输送电力的情况下，整流电路211的输出电压（即，供应端子T1的DC供电电压V_IN）降低。因此，供应端子T1的DC供电电压V_IN最终降低成比步降式DC-DC转换器2121的DC-DC停止电压低的电压电平，使得通过开始步降式DC-DC转换器的转换操作停止。例示在图8中的DC-DC停止电压表示步降式DC-DC转换器2121的上述操作下限电压。

在第五时段T5中，响应于步降式DC-DC转换器2121的操作停止和开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1的断开状态，将电池充电电流设置成零安培。其结果是，整流电路211的输出电压（即，供应端子T1的DC供电电压V_IN）上升。因此，在第六和第七时段T6和T7中，重复第二和第三时段T2和T3中的操作和第四时段T4中的操作。

如上所述，在电池供电大于来自整流电路211的输送电力的情况下，供应端子T1的DC供电电压V_IN降低，步降式DC-DC转换器2121停止操作。因此，不能对电池充电。

在提供响应于DC供电电压的电平进行限流操作的限流电路的情况下半导体集成电路的操作

图9是例示按照显示在图4和5中的第一实施例在用于电池充电控制的半导体集成电路212含有响应于供应端子T1的DC供电电压V_IN的电平进行限流操作的限流电路21241的情况下半导体集成电路212的操作的图形。

第一实施例中的半导体集成电路212中的部件的电压波形随时间的变化显示在图9的上部，第一实施例中的半导体集成电路212中的部件的电流波形随时间的变化显示在图9的下部。

如图9的下部中的电流波形所例示，将通过与外部端子T11耦合的电阻器R_ICHG的阻值调整的电池电流的最大值设置成比响应于限流电路21241控制的供应端子T1的DC供电电压V_IN的电平的限流电流I′_limit的最大值低的电平。

在图9中的第一时段T1中，开始将低电平的DC供电电压V_IN供应给供应端子T1，供应端子T1的DC供电电压V_IN的电平依照整流电路211和接收侧天线线圈25的时间常数开始上升。另一方面，在第一时段T1中将经由外部端子SYS（T4）供应给电力接收侧系统3的系统供应电压（SYS电压）设置成来自二次电池26的电池电压。

在第一时段T1的过程中，供应端子T1的DC供电电压V_IN超过步降式DC-DC转换器2121的DC-DC开始电压。因此，在经过了开始延迟时间之后，在图9中的第二时段T2中，开始通过开关步降式DC-DC转换器的转换操作。因此，在第二时段T2中，由外部端子DDOUT2（T6）生成的步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）开始上升。由于在第二时段T2的过程中步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）超过预定电压，所以响应于电压超过，输入电压选择电路2124控制作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1从断开状态变成接通状态。

其结果是，在第三时段T3中，利用开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1的接通状态，通过由外部端子DDOUT2（T6）生成的步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）设置外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）。

进一步，响应于在第二时段T2的过程中步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）超过预定电压的事实，输入电压选择电路2124中的计时器电路在进行未例示时钟信号的计数操作时控制外部端子SYS（T4）与外部端子BAT（T3）之间的P沟道MOS晶体管MP3变成接通状态。

由于在第四时段T4中外部端子SYS（T4）与外部端子BAT（T3）之间的P沟道MOS晶体管MP3被控制成接通状态，所以开始将电池充电电流供应给二次电池26。而在电池充电电流量大以及电池供电大于来自整流电路211的输送电力的情况下，整流电路211的输出电压（即，供应端子T1的DC供电电压V_IN）在第四时段中降低。

按照例示在图4和5中的第一实施例，响应于供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN的下降，流过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的和电流的限流电平也降低。

在第五时段T5中，响应于供应给供应端子T1的DC供电电压V_IN的电平下降，流过作为开关SW2的P沟道MOS晶体管Path_SW的P沟道MOS晶体管MP1的源极/漏极路径中的和电流I_limit的限流电平也下降。

在第六时段T6中，通过正在降低的开关SW2的和电流I_limit的限流电平将二次电池26的电池充电电流设置成低电平。

其结果是，在第七时段T7中，通过响应于供应端子T1的DC供电电压V_IN的开关SW2的限流功能抑制电池充电功能，使得供应端子T1的DC供电电压V_IN保持在比步降式DC-DC转换器2121的DC-DC停止电压高的电压电平。因此通过使用按照例示在图4和5中的第一实施例响应于供应端子T1的DC供电电压V_IN的电平进行限流操作的限流电路21241，可以解决步降式DC-DC转换器2121的操作停止和不能供应电池充电电流的问题。

在无线供电时在将限流电流设置成大于最大电池电流的情况下的操作

图10是例示在通过无线供电将处在中间电平或高电平的DC供电电压V_IN供应给供应端子T1的状态下，在将开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1的限流电流设置成大于通过电阻器R_ICHG调整的最大电池电流的情况下半导体集成电路212的操作的图形。

第一实施例中的半导体集成电路212中的部件的电压波形随时间的变化显示在图10的上部，第一实施例中的半导体集成电路212中的部件的电流波形随时间的变化显示在图10的下部。

如图10的下部中的电流波形所例示，将响应于受限流电路21241控制的供电端子T1的DC供电电压V_IN的几乎恒定的中间或高电平的限流电流（I_limit）的最大值设置成高于通过与外部端子T11耦合的电阻器R_ICHG的阻值调整的最大电池电流的数值。

在图10中的时段T11中，如图10的下部中的电流波形所例示，供应给电力接收侧系统3的系统供电电流随着无线供电的时间流逝而增大，使几乎恒定值的最大电池电流流过以便对二次电池26充电，以及系统供电电流和电池充电电流的和电流增大。在图10中的时段T11中，如图10的上部中的电压波形所例示，步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）几乎保持恒定，外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）降低，而外部端子BAT（T3）的电池电压（BAT电压）升高。

在图10中的时段T12中，如图10的下部中的电流波形所例示，系统供电电流和电池充电电流的和电流的增大受到开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）的预定值箝制（clamp）。因此，在图10中的时段T12中，随着时间流逝，系统供电电流增大，另一方面，电池充电电流减小。进一步，在图10中的时段T12中，如图10的上部中的电压波形所例示，步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）保持恒定，外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）也保持恒定，而外部端子BAT（T3）的电池电压（BAT电压）升高。

在图10中的时段T13中，如图10的下部中的电流波形所例示，系统供电电流和电池充电电流的和电流的增大受到开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）的恒定值箝制。另一方面，在图10中的时段T13中，在箝制电平系统供电电流超过开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit），使得二次电池26的电池充电电流变成等于或小于零安培的负电流值，并将电池放电电流从二次电池26供应给电力接收侧系统3。进一步，在图10中的时段T13中，如图10的上部中的电压波形所例示，步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）保持恒定，外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）稍有降低，以及外部端子BAT（T3）的电池电压（BAT电压）也稍有降低。

在图10中的时段T14中，如图10的下部中的电流波形所例示，系统供电电流减小到比箝制电平的开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）低的电平。因此，在时段T4中，系统供电电流和电池充电电流的和电流受到开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）的恒定值箝制，电池充电电流增大。进一步，在图10中的时段T14中，如图10的上部中的电压波形所例示，步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）保持恒定，外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）也保持恒定，而外部端子BAT（T3）的电池电压（BAT电压）升高。

在图10中的时段T15中，如图10的下部中的电流波形所例示，在电池充电电流保持具有几乎恒定值的最大电池电流时，系统供电电流减小。因此，系统供电电流和电池充电电流的和电流减小到比开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）小的电平。进一步，在图10中的时段T15中，如图10的上部中的电压波形所例示，步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）保持恒定，外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）升高，以及外部端子BAT（T3）的电池电压（BAT电压）也升高。

通过例示在图10中的半导体集成电路212的操作，进行了对电力接收侧系统3的无线供电以及对二次电池26的充电。

在无线供电时在将最大电池电流设置成大于限流电流的情况下的操作

图11是例示在通过无线供电将处在中间电平或高电平的DC供电电压V_IN供应给供应端子T1的状态下，在将通过电阻器R_ICHG调整的最大电池电流设置成大于开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1的限流电流的情况下半导体集成电路212的操作的图形。

第一实施例中的半导体集成电路212中的部件的电压波形随时间的变化显示在图11的上部，第一实施例中的半导体集成电路212中的部件的电流波形随时间的变化显示在图11的下部。

如图11的下部中的电流波形所例示，将通过与外部端子T11耦合的电阻器R_ICHG的阻值调整的最大电池电流的数值设置成高于响应于受限流电路21241控制的供电端子T1的DC供电电压V_IN的几乎恒定中间或高电平的限流电流（I_limit）的最大值。

在图11中的时段T11中，如图11的下部中的电流波形所例示，供应给电力接收侧系统3的系统供电电流随着无线供电的时间流逝几乎保持零安培，对二次电池26充电的电池充电电流受到开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）的恒定值箝制。因此，在图11中的时段T11中，系统供电电流和电池充电电流的和电流也受到开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）的恒定值箝制。在图11中的时段T11中，如图11的上部中的电压波形所例示，步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）几乎保持恒定，外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）也几乎保持恒定，而外部端子BAT（T3）的电池电压（BAT电压）升高。

在图11中的时段T12中，如图11的下部中的电流波形所例示，系统供电电流和电池充电电流的和电流受到开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）的恒定值箝制。另一方面，在图11中的时段T12中，随着时间流逝，系统供电电流增大，另一方面，电池充电电流减小。进一步，在图11中的时段T12中，如图11的上部中的电压波形所例示，步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）保持恒定，外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）也保持恒定，而外部端子BAT（T3）的电池电压（BAT电压）升高。

在图11中的时段T13中，如图11的下部中的电流波形所例示，系统供电电流和电池充电电流的和电流的增大受到开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）的恒定值箝制。另一方面，在图11中的时段T13中，系统供电电流超过在箝制电平的开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit），使得二次电池26的电池充电电流变成等于或小于零安培的负电流值，并将电池放电电流从二次电池26供应给电力接收侧系统3。进一步，在图11中的时段T13中，如图11的上部中的电压波形所例示，步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）保持恒定，外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）稍有降低，以及外部端子BAT（T3）的电池电压（BAT电压）也稍有降低。

在图11中的时段T14中，如图11的下部中的电流波形所例示，系统供电电流减小到比箝制电平的开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）低的电平。因此，在时段T4中，系统供电电流和电池充电电流的和电流受到开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）的恒定值箝制，电池充电电流增大。进一步，在图11中的时段T14中，如图11的上部中的电压波形所例示，步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）保持恒定，外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）也保持恒定，而外部端子BAT（T3）的电池电压（BAT电压）升高。

在图11中的时段T15中，如图11的下部中的电流波形所例示，在系统供电电流保持成几乎零安培时，电池充电电流以及系统供电电流和电池充电电流的和电流受到开关SW2的P沟道MOS晶体管MP1中的限流电流（I_limit）的恒定值箝制。进一步，在图11中的时段T15中，如图11的上部中的电压波形所例示，步降式DC-DC转换器2121的输出电压（DDOUT2电压）保持恒定，外部端子SYS（T4）的系统供应电压（SYS电压）也保持恒定，而外部端子BAT（T3）的电池电压（BAT电压）却升高。

通过例示在图11中的半导体集成电路212的操作，进行了对电力接收侧系统3的无线供电以及对二次电池26的充电。

尽管根据上面的各种实施例具体描述了本发明的发明人实现的发明，但显而易见，本发明不局限于这些实施例，而是可以不偏离其主旨地作各种改变。

例如，安装半导体集成电路的电子设备不局限于多功能蜂窝式电话和像平板PC那样的便携式个人计算机，而是可以应用于数字摄像机、数字照相机、便携式音乐播放器、便携式DVD播放器等。

Claims (20)

1.一种半导体集成电路，其包含：

输入端子；

DC-DC转换器；

输出端子；

供电开关晶体管；

限流电路；以及

输入电压检测电路，

其中能够将通过整流和平滑RF接收信号生成的DC输入电压供应给所述输入端子，

其中所述DC-DC转换器能够由转换器输出端子根据供应给所述输入端子的所述DC输入电压生成具有所期望电压电平的DC输出电压，

其中所述输出端子能够使用所述DC输出电压对外部电池充电或对外部电力接收侧系统供电，

其中所述供电开关晶体管能够在所述输出端子与所述DC-DC转换器的所述转换器输出端子之间实现电连接，

其中所述限流电路限制从所述转换器输出端子流到所述输出端子的所述供电开关晶体管的负载电流，

其中所述输入电压检测电路按照供应给所述输入端子的DC输入电压的电平的检测而生成输入电压检测信号，并将所述输入电压检测信号供应给所述限流电路，

其中所述限流电路通过响应于由所述输入电压检测电路供应的所述输入电压检测信号对所述供电开关晶体管进行限流来控制最大电流的数值，

其中在供应给所述输入端子的所述DC输入电压处在高电平的情况下，所述限流电路通过响应于所述输入电压检测信号将所述供电开关晶体管限流成大电流来控制最大电流的数值，以及

其中在供应给所述输入端子的所述DC输入电压处在比所述高电平低的电平的情况下，所述限流电路通过响应于所述输入电压检测信号将所述供电开关晶体管限流成比所述大电流小的电流来控制最大电流的数值。

2.按照权利要求1所述的半导体集成电路，其中所述供电开关晶体管是源极和漏极分别与所述转换器输出端子和所述输出端子耦合的P沟道MOS晶体管。

3.按照权利要求2所述的半导体集成电路，其中所述供电开关晶体管的P沟道MOS晶体管的栅极受所述限流电路控制。

4.按照权利要求3所述的半导体集成电路，

其中所述限流电路包括控制P沟道MOS晶体管、检测电阻器、和差分放大器，

其中所述控制P沟道MOS晶体管的源极和漏极分别与所述转换器输出端子和所述检测电阻器的一端耦合，所述检测电阻器的另一端与接地电位耦合，

其中将基准电压、所述输入电压检测信号、和所述检测电阻器的一端的检测电压分别供应给所述差分放大器的第一反相输入端子、第二反相输入端子和非反相输入端子，

其中所述P沟道MOS晶体管的栅极和所述控制P沟道MOS晶体管的栅极受所述差分放大器的输出信号控制，以及

其中所述差分放大器从所述第一反相输入端子的所述基准电压和所述第二反相输入端子的所述输入电压检测信号中选择低电压电平，并且所述差分放大器的所述输出信号控制所述控制P沟道MOS晶体管的漏电流，以便非反相输入端子的检测电压与所选低电平电平匹配。

5.按照权利要求4所述的半导体集成电路，

其中在所述第一反相输入端子的所述基准电压的电平低于所述第二反相输入端子的所述输入电压检测信号的电平的情况下，控制所述控制P沟道MOS晶体管的漏电流以便所述检测电压与所述基准电压匹配，以及

其中在所述第二反相输入端子的所述输入电压检测信号的电平低于所述第一反相输入端子的基准电压的电平的情况下，控制所述控制P沟道MOS晶体管的漏电流以便所述检测电压与所述输入电压检测信号匹配。

6.按照权利要求5所述的半导体集成电路，

其中所述限流电路进一步包括生成第一偏移电压和第二偏移电压的偏移电压电路，以及

其中将所述第一偏移电压与所述检测电压的第一和电压供应给所述差分放大器的所述非反相输入端子，将所述第二偏移电压与基准电压的第二和电压供应给所述差分放大器的所述第一反相输入端子。

7.按照权利要求6所述的半导体集成电路，

其中所述限流电路进一步包括含有电压比较放大器和比较控制晶体管的电压控制电路，

其中所述电压比较放大器的第一输入端子和第二输入端子分别与所述供电开关晶体管的所述P沟道MOS晶体管的漏极和所述控制P沟道MOS晶体管的漏极耦合，以及

其中所述电压比较放大器的输出端子与所述比较控制晶体管的控制输入端子耦合，并且所述比较控制晶体管的输出电流路径耦合在所述控制P沟道MOS晶体管的漏极与所述检测电阻器的所述一端之间。

8.按照权利要求7所述的半导体集成电路，

其中所述输入电压检测电路包括第一分压电阻器和第二分压电阻器，

其中将要供应给所述输入端子的所述DC输入电压供应给所述第一分压电阻器的一端，所述第一分压电阻器的另一端与所述第二分压电阻器的一端耦合，以及所述第二分压电阻器的另一端与接地电位耦合，以及

其中由所述输入电压检测电路的所述第一分压电阻器的所述另一端与所述第二分压电阻器的所述一端之间的耦合节点生成所述输入电压检测信号。

9.按照权利要求8所述的半导体集成电路，进一步包含：包括电阻元件和电容元件的低通滤波器，

其中将由所述输入电压检测电路生成的所述输入电压检测信号供应给所述低通滤波器的输入端子，以及将发送给所述低通滤波器的输出端子的所述输入电压检测信号供应给所述限流电路的所述第二反相输入端子。

10.按照权利要求9所述的半导体集成电路，其中能够以时分方式将NFC的RF信号和无线供电的RF信号供应给所述输入端子。

11.按照权利要求10所述的半导体集成电路，进一步包含：与耦合在所述输入端子与所述输出端子之间的所述DC-DC转换器并联耦合的线性调节器，

其中所述线性调节器响应于所述输入端子的所述DC输入电压的供应即时操作，以及

其中所述DC-DC转换器作为功率效率高于所述线性调节器的功率效率的开关调节器而操作。

12.按照权利要求11所述的半导体集成电路，其中所述输入端子被配置成使得能够经由第一肖特基二极管将所述DC输入电压供应给所述输入端子，以及能够经由第二肖特基二极管将AC电源耦合接口的AC-DC转换电压供应给所述输入端子。

13.按照权利要求12所述的半导体集成电路，进一步包含另一个输入端子和开关，

其中所述另一个输入端子被配置成使得能够将USB耦合接口的USB供电电压供应给所述另一个输入端子，以及

所述开关的一端和另一端分别与所述另一个输入端子和所述输出端子耦合。

14.一种半导体集成电路的操作方法，所述半导体集成电路包含输入端子、DC-DC转换器、输出端子、供电开关晶体管、限流电路、以及输入电压检测电路，

其中能够将通过整流和平滑RF接收信号生成的DC输入电压供应给所述输入端子，

其中所述DC-DC转换器能够由转换器输出端子根据供应给所述输入端子的所述DC输入电压生成具有所期望电压电平的DC输出电压，

其中所述输出端子能够使用所述DC输出电压对外部电池充电或对外部电力接收侧系统供电，

其中所述供电开关晶体管能够在所述输出端子与所述DC-DC转换器的所述转换器输出端子之间实现电连接，

其中所述限流电路限制从所述转换器输出端子流到所述输出端子的所述供电开关晶体管的负载电流，

其中所述输入电压检测电路按照供应给所述输入端子的DC输入电压的电平的检测而生成输入电压检测信号，并将所述输入电压检测信号供应给所述限流电路，

其中所述限流电路通过响应于由所述输入电压检测电路供应的所述输入电压检测信号对所述供电开关晶体管进行限流来控制最大电流的数值，

其中在供应给所述输入端子的所述DC输入电压处在高电平的情况下，所述限流电路通过响应于所述输入电压检测信号将所述供电开关晶体管限流成大电流来控制最大电流的数值，以及

其中在供应给所述输入端子的所述DC输入电压处在比所述高电平低的电平的情况下，所述限流电路通过响应于所述输入电压检测信号将所述供电开关晶体管限流成比所述大电流小的电流来控制最大电流的数值。

15.按照权利要求14所述的半导体集成电路的操作方法，其中所述供电开关晶体管是源极和漏极分别与所述转换器输出端子和所述输出端子耦合的P沟道MOS晶体管。

16.按照权利要求15所述的半导体集成电路的操作方法，其中所述供电开关晶体管的P沟道MOS晶体管的栅极受所述限流电路控制。

17.按照权利要求16所述的半导体集成电路的操作方法，

其中所述限流电路包括控制P沟道MOS晶体管、检测电阻器、和差分放大器，

其中所述控制P沟道MOS晶体管的源极和漏极分别与所述转换器输出端子和所述检测电阻器的一端耦合，所述检测电阻器的另一端与接地电位耦合，

其中将基准电压、所述输入电压检测信号、和所述检测电阻器的一端的检测电压分别供应给所述差分放大器的第一反相输入端子、第二反相输入端子和非反相输入端子，

其中所述P沟道MOS晶体管的栅极和所述控制P沟道MOS晶体管的栅极受所述差分放大器的输出信号控制，以及

其中所述差分放大器从所述第一反相输入端子的所述基准电压和所述第二反相输入端子的所述输入电压检测信号中选择低电压电平，并且所述差分放大器的所述输出信号控制所述控制P沟道MOS晶体管的漏电流，以便非反相输入端子的检测电压与所选低电平电平匹配。

18.按照权利要求17所述的半导体集成电路的操作方法，

其中在所述第一反相输入端子的所述基准电压的电平低于所述第二反相输入端子的所述输入电压检测信号的电平的情况下，控制所述控制P沟道MOS晶体管的漏电流以便所述检测电压与所述基准电压匹配，以及

其中在所述第二反相输入端子的所述输入电压检测信号的电平低于所述第一反相输入端子的基准电压的电平的情况下，控制所述控制P沟道MOS晶体管的漏电流以便所述检测电压与所述输入电压检测信号匹配。

19.按照权利要求18所述的半导体集成电路的操作方法，

其中所述限流电路进一步包括生成第一偏移电压和第二偏移电压的偏移电压电路，以及

其中将所述第一偏移电压与所述检测电压的第一和电压供应给所述差分放大器的所述非反相输入端子，将所述第二偏移电压与基准电压的第二和电压供应给所述差分放大器的所述第一反相输入端子。

20.按照权利要求19所述的半导体集成电路的操作方法，

其中所述限流电路进一步包括含有电压比较放大器和比较控制晶体管的电压控制电路，

其中所述电压比较放大器的第一输入端子和第二输入端子分别与所述供电开关晶体管的所述P沟道MOS晶体管的漏极和所述控制P沟道MOS晶体管的漏极耦合，以及

其中所述电压比较放大器的输出端子与所述比较控制晶体管的控制输入端子耦合，并且所述比较控制晶体管的输出电流路径耦合在所述控制P沟道MOS晶体管的漏极与所述检测电阻器的所述一端之间。

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