KR20130103419A - 전원 공급 장치 및 화상 형성 장치 - Google Patents

전원 공급 장치 및 화상 형성 장치 Download PDF

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Abstract

전원 공급 장치는 트랜스포머, 트랜스포머의 1차측을 구동하는 스위칭 유닛, 트랜스포머의 2차측으로부터 소정의 전력을 출력하기 위해, 스위칭 유닛에 펄스 신호를 출력하여 스위칭 유닛이 동작되는 기간 및 스위칭 유닛이 비동작되는 기간을 포함하는 스위칭 동작을 제어하는 제어 유닛, 및 스위칭 유닛이 동작되는 기간에 있어서, 스위칭 유닛이 비동작되는 기간보다 짧은 소정의 주기에서 제어 유닛에 펄스 신호를 연속적으로 출력하는 출력 제어 유닛을 포함한다.

Description

전원 공급 장치 및 화상 형성 장치{POWER SUPPLY DEVICE AND IMAGE FORMING APPARATUS}
본 발명은 전원 공급 장치 및 화상 형성 장치에 관한 것이고, 특히 DC/DC 컨버터에 관한 것이다.
최근에, 다양한 전자 기기들에서 절전 기기의 요구를 고려하여, 전자 기기들의 전원도 그 이상의 절전이 필요하다. 전자 기기들의 전원의 일례로서, FET(field effect transistor)와 같은 스위칭 소자를 소정의 주파수에서 구동하여 턴 온 및 오프함으로써 목표 전압을 출력하는 스위칭 방식 전원(이하 스위칭 전원으로 지칭됨)이 사용되고 있다. 일부 타입들의 스위칭 전원에서, 효율을 향상시키기 위해 절전 동작(경부하 동작으로도 지칭됨) 시에 스위칭 소자의 스위칭 동작들의 횟수가 감소된다. 절전의 규격들도 매년 변경되고 있고, 통상 동작 이외의 경부하 동작 시에 전력을 절약함으로써 효율을 향상시키는 것이 요구되고 있다.
경부하 동작 시에 스위칭 전원의 손실들의 대부분은 스위칭 동작에 의해 야기된다. 그러므로, 스위칭 동작에 의해 야기되는 손실을 감소시키기 위해, 소자의 턴 온 시간을 길게 하여 각 스위칭 동작의 에너지를 증가시키는 한편 비동작 기간을 짧게 하여 단위 시간 당 스위칭들의 횟수를 감소시키는 조치들이 취해진다. 그러나, 긴 비동작 기간은 낮은 스위칭 주파수를 초래한다. 스위칭 주파수의 감소에 의해 발생되는 음은 가청 범위에 진입하고 인간의 귀에 들릴 수 있다. 스위칭 주파수의 감소에 의해 발생되는 음은 고조파들을 포함하므로 귀에 거슬린다.
트랜스포머로부터의 그러한 허밍 음(humming sound)(이하 진동 잡음으로 지칭됨)을 감소시키는 하나의 잘 알려진 방법은 진동 잡음을 감소시키기 위해 트랜스포머의 자계 변화율을 억제하는 것이다. 종래에, 트랜스포머의 자계 변화율을 억제하기 위해 트랜스포머에 대해 큰 단면적을 갖는 코어 재료를 사용하는 방법 또는 스위칭 소자의 턴 온 시간을 짧게 하여 스위칭 당 트랜스포머의 전류를 감소시키는 방법이 이용되고 있다.
트랜스포머의 구동 전류 파형을 적절히 생성하여 트랜스포머의 진동 잡음을 경감하는 알려진 방법은 스위칭 전원 공급 장치에서 소프트 스타트 회로를 제공하여 기동 개시 시에 커패시터 양단의 전압의 상승 및 하강 에지들에서 듀티비를 점차 변화시키는 것이다. 트랜스포머의 구동 전류 파형을 점차 크게 또는 점차 작게 설정함으로써, 트랜스포머의 자속은 용이하게 변화되지 않으므로, 진동 잡음의 발생은 예를 들어 일본 특허 제3665984호에 개시된 바와 같이 감소될 수 있다.
그러나, 트랜스포머에 대해 큰 단면적을 갖는 코어 재료의 사용은 트랜스포머의 사이즈를 증가시켜, 장치를 소형화하는 것이 곤란해진다. 스위칭 소자의 턴 온 시간을 짧게 하는 방법은 턴 온 시간을 감소시키고 자계의 변화를 감소시켜 트랜스포머의 진동 잡음을 경감할 수 있지만, 단위 시간 당 스위칭들의 횟수를 증가시켜, 스위칭 손실을 크게 한다. 트랜스포머의 구동 전류 파형을 점차 크게 또는 점차 작게 변경하는 방법은 2차측의 부하에 공급되는 에너지가 작은 경우에 전력 소비의 감소에 적용되는 것이 곤란해진다. 이것은 경부하 동작 시에 소프트 스타트 회로가 전류 파형을 점차 크게 또는 점차 작게 변경하는 것이 곤란하기 때문이다. 종래의 방법들에서, 1회의 스위칭에 의해 공급되는 에너지를 감소시켜 다수의 스위칭들을 수행하거나, 1회의 스위칭에 의해 공급되는 에너지를 변경하는 것없이 2차측의 커패시터의 커패시턴스를 증가시킬 필요가 있다. 전자의 방법은 스위칭 손실을 증가시켜 효율을 저하시키고, 후자의 방법은 코스트를 증가시킨다.
다시 말하면, 스위칭들의 횟수를 감소시켜 스위칭 전원에서 스위칭 손실을 경감하기 위해, 트랜스포머에 인가되는 펄스 당 에너지가 증가되므로, 큰 음이 발생되어, 트레이드오프(tradeoff) 된다.
상술한 상황을 고려하여, 본 발명의 목적은 트랜스포머의 사이즈를 증가시키지 않고 스위칭에 의해 야기되는 손실을 증가시키지 않고 경부하 동작 시에 트랜스포머로부터 발생되는 진동 잡음을 감소시킬 수 있는 스위칭 전원을 제공하는 것이다.
본 발명의 예시적 실시예에 따르면, 본 발명의 목적은 1차측 및 2차측이 서로 절연되는 트랜스포머, 상기 트랜스포머의 1차측을 구동하는 스위칭 유닛, 상기 트랜스포머의 2차측으로부터 미리 정해진 전력을 출력하기 위해 상기 스위칭 유닛에 펄스 신호를 출력하여 상기 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 기간을 포함하는 스위칭 동작을 제어하는 제어 유닛, 상기 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 기간에 상기 제어 유닛에 펄스 신호를 연속적으로 출력하는 출력 제어 유닛, 및 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 턴 온 시간들 사이에서 구간을 변경하는 제1 변경 유닛을 포함하는 전원 공급 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 화상을 형성하는 화상 형성 유닛, 상기 화상 형성 유닛의 동작을 제어하는 제어 유닛, 및 상기 제어 유닛에 전력을 공급하는 전원 - 상기 전원은 1차측 및 2차측이 서로 절연되는 트랜스포머, 상기 트랜스포머의 1차측을 구동하는 스위칭 유닛, 상기 트랜스포머의 2차측으로부터 미리 정해진 전력을 출력하기 위해, 상기 스위칭 유닛에 펄스 신호를 출력하여 상기 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 기간을 포함하는 스위칭 동작을 제어하는 제어 유닛, 상기 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 기간에 제어 유닛에 펄스 신호를 연속적으로 출력하는 출력 제어 유닛, 및 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 턴 온 시간들 사이의 구간을 변경하는 제1 변경 유닛을 포함함 - 을 포함하는 화상 형성 장치를 제공하는 것이다
본 발명의 다른 특징들은 첨부 도면들을 참조하여 예시적 실시예들의 이하의 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 전원 회로의 회로도를 예시한다.
도 2의 (a)는 제1 실시예에 따른 전원 회로에서 강제 턴 오프 시간을 제어하는 회로의 회로도를 예시한다.
도 2의 (b)는 경부하 동작 시의 강제 턴 오프 시간 제어 회로의 동작 파형도를 도시한다.
도 3은 제1 실시예에 따른 회로의 피드백 게인의 주파수 응답 특성들을 도시하는 그래프이다.
도 4a, 도 4b, 및 도 4c는 제1 실시예에 따른 트랜스포머 구동 파형들에 관한 주파수 분석을 도시하는 그래프들이다.
도 5의 (a)는 제1 실시예에 따른 트랜스포머를 구동하는 스위칭 소자로 입력된 트랜스포머 구동 전압의 파형이다.
도 5의 (b)는 도 5의 (a)의 파형에 응하여 제1 실시예에 따른 트랜스포머에 의해 발생된 음의 음압 레벨에 관한 주파수 분석을 도시하는 그래프이다.
도 5의 (c)는 제1 실시예에 따른 트랜스포머를 구동하는 스위칭 소자로 입력된 트랜스포머 구동 전압의 파형이다.
도 5의 (d)는 도 5의 (c)의 파형에 응하여 제1 실시예에 따른 트랜스포머에 의해 발생되는 음의 음압 레벨에 관한 주파수 분석을 도시하는 그래프이다.
도 6의 (a)는 제1 실시예에 따른 진동 잡음을 설명하기 위한 트랜스포머 구동 파형을 도시하는 그래프이다.
도 6의 (b)는 트랜스포머 구동 파형에 관한 주파수 분석을 도시하는 그래프이다.
도 7의 (a)는 제1 실시예에 따른 진동 잡음을 설명하기 위한 프랜스포머의 공진 주파수에 관한 주파수 분석을 도시하는 그래프이다.
도 7의 (b)는 트랜스포머에 의해 발생되는 음의 음압 레벨에 관한 주파수 분석을 도시하는 그래프이다.
도 8의 (a)는 본 발명의 제2 실시예에 따른 전원 회로의 회로도이다.
도 8의 (b)는 제2 실시예에 따른 전원 IC의 내부 블록도이다.
도 9의 (a), (b) 및 (c)는 제2 실시예에 따른 경부하 동작 시의 동작 파형들을 도시하는 그래프들이다.
도 10의 (a)는 본 발명의 제3 실시예에 따른 전원 회로의 회로도이다.
도 10의 (b), (c) 및 (d)는 경부하 동작 시의 동작 파형들을 도시하는 그래프들이다.
도 11은 제3 실시예에 따른 트랜스포머 구동 파형에 관한 주파수 분석을 도시하는 그래프이다.
도 12는 본 발명의 제4 실시예에 따른 화상 형성 장치의 구성을 예시하는 도면이다.
본 발명의 구체적인 구성은 실시예들로서 이하에 설명된다. 이하의 실시예들은 단지 예이고, 본 발명의 기술적 범위는 실시예들에 한정되도록 의도되지 않는다.
제1 실시예
(전원 회로의 구성)
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 방식 전원(이하 스위칭 전원으로도 지칭됨)의 회로도를 예시한다. 본 실시예에서 예시되는 회로도는 의사 공진 스위칭 전원이다. 본 실시예는 스위칭 제어 IC(110)의 일례로서 일반적으로 사용되는 의사 공진 IC를 설명한다.
스위칭 제어 IC(110)에 대하여 설명한다. 스위칭 제어 IC(110)의 단자(1)는 기동 단자이다. 스위칭 제어 IC(110)의 단자(2)는 전원 단자이다. 스위칭 제어 IC(110)의 단자(2)로부터의 전압이 낮을 때, 고전압 스위치는 스위칭 제어 IC(110)의 외부에 제공된 기동 저항(103)을 통해서 전력이 스위칭 제어 IC(110)에 공급되어 스위칭 제어 IC(110)가 동작하도록 턴 온된다. 도 1의 스위칭 소자(108)가 턴 온 및 오프될 때, 전압은 트랜스포머(104)의 보조 권선(107)으로부터 공급되고, 단자(2)의 전압이 증가되어 안정된다. 스위칭 소자(108)는 전원 공급 장치의 1차측에 제공되어 있고, 트랜스포머(104)로의 전력의 공급을 턴 온 및 오프한다. 스위칭 소자(108)는 본 실시예에서 FET를 사용한다. 트랜스포머(104)는 1차측 및 2차측을 서로 절연한다.
단자(2)의 증가된 전압은 단자(1)로부터의 전압 공급이 차단되는 동안 스위칭 제어 IC(110)가 단자(2)로부터 공급된 전력만으로 동작하는 것을 가능하게 한다. 스위칭 제어 IC(110)의 단자(3)는 플라이백 전압의 하한(감소)을 검출하는 단자이다. 스위칭 제어 IC(110)는 단자(3)에 입력되는 플라이백 전압이 하한에 도달하는 타이밍에 응하여 단자(7)로부터 하이 레벨 신호를 출력함으로써, 스위칭 소자(108)를 턴 온한다. 단자(4)는 피드백 단자이며, 이는 단자(4)의 전압이 스위칭 제어 IC(110)의 내부 기준 전압(펄스 정지 전압)보다 작아지는 기간에 스위칭 소자(108)의 게이트가 턴 온될 수 없도록 동작한다. 스위칭 제어 IC(110)의 단자(5) 및 단자(6)는 각각 GND 단자 및 전류 검출 단자이다. 게이트 전류가 증가할수록, 전류 검출 저항(109)의 전압이 증가한다. 전류 검출 저항(109)의 전압이 단자(4)의 피드백 전압보다 높아질 때, 회로는 스위칭 소자(108)를 턴 오프하도록 동작한다.
(스위칭 제어 IC의 동작)
다음에, 스위칭 제어 IC(110)의 일반적인 동작이 설명된다. 전력이 AC 라인 입력(100)으로부터 다이오드 브리지(101)를 통해서 입력될 때, 스위칭 제어 IC(110)는 단자(1)에 연결된 기동 저항(103)을 통해서 전압을 공급받는다. 따라서, 스위칭 제어 IC(110)는 스위칭 소자(108)를 턴 온하기 위해 단자(7)로부터 하이 레벨 신호를 출력한다. 이 때, 어떤 전압도 트랜스포머(104)의 2차측에 제공된 커패시터(115)에서 아직 발생되지 않았거나, 저전압만이 커패시터(115)에 잔류되어 있다. 따라서, 포토커플러(111)의 포토다이오드(111a)는 광을 방출하지 않고, 포토커플러(111)의 포토트랜지스터(111b)도 턴 온되지 않는다. 따라서, 스위칭 제어 IC(110)의 단자(4)의 전압은 높게 유지되고, 스위칭 제어 IC(110)는 스위칭 소자(108)의 드레인 전류가 커질 때까지 단자(7)로부터의 하이 레벨 신호를 계속 출력하고 스위칭 소자(108)는 계속 턴 온된다.
스위칭 제어 IC(110)는 단자(4)의 전압과 단자(6)의 전압, 즉 전류 검출 저항(109)에 발생되는 전압을 비교한다. 단자(6)의 전압이 단자(4)의 전압보다 높을 때, 스위칭 제어 IC(110)는 스위칭 소자(108)를 턴 오프하기 위해 단자(7)로부터 로우 레벨 신호를 출력한다. 스위칭 소자(108)가 턴 오프될 때, 전압은 트랜스포머(104)의 2차 권선(106)에 다이오드(114)를 통해서 커패시터(115)를 충전하는 방향으로 발생되므로, 2차측의 커패시터(115)가 충전된다. 이 전류는 트랜스포머(104)가 에너지를 방출할수록 감소된다. 트랜스포머(104)가 에너지의 방출을 완료할 때, 2차 권선(106)의 전압은 2차측의 커패시터(115)의 전압보다 작아지고, 다이오드(114)는 비도통된다. 그 다음, 1차측의 스위칭 소자(108)의 드레인 단자 전압은 또한 감소되고, 드레인 단자 전압은 1차 전해 커패시터(102)의 전압을 중심으로 한 자유 진동을 개시한다. 자유 진동하는 전압과 유사한 전압 파형은 보조 권선(107)에도 나타나고, 보조 권선(107)에 연결된 스위칭 제어 IC(110)의 단자(3)의 전압은 감소된다. 단자(3)에는 전압의 하한을 검출하는 기능이 제공되어 있다. 스위칭 제어 IC(110)가 단자(3)의 하한을 검출할 때, 스위칭 제어 IC(110)는 스위칭 소자(108)를 턴 온하기 위해 단자(7)로부터 하이 레벨 신호를 출력한다. 이와 같이, 펄스파는 스위칭 소자(108)를 반복적으로 턴 온 및 턴 오프하기 위해 스위칭 제어 IC(110)의 단자(7)로부터 출력되므로, 구동 펄스들(이하 펄스들로 지칭됨)은 트랜스포머(104)의 1차 권선(105)을 구동하기 위해 연속적으로 출력된다.
커패시터(113)는 보조 권선(107)의 전압에 의해 충전된다. 커패시터(113)의 전압은 스위칭 제어 IC(110)의 전원의 역할을 하기에 충분히 높은 전압까지 증가할 때, 스위칭 제어 IC(110)는 단자(1)로부터의 전력의 공급을 정지하고 단자(2)의 전력만으로 동작한다. 트랜스포머(104)의 2차측에 발생되는 정류 및 평활된 출력 전압이 증가되어 미리 결정된 전압에 접근할 때, 션트 레귤레이터(117)는 포토커플러(111)의 포토다이오드(111a)에 전류의 흐름을 개시하기 위해 동작한다. 그 다음, 단자(4)의 전압이 감소되고, 온 기간 동안의 스위칭 소자(108)의 최대 전류값이 감소된다. 따라서, 스위칭 소자(108)의 온 폭(턴 온 시간)은 짧아지고, 각 스위칭 동안 트랜스포머(104)에 축적되는 에너지는 출력 전압의 증가를 억제하기 위해 감소된다. 이와 같이, 소정의 목표 전압을 출력하도록 제어가 이루어진다. 참조 번호 112는 다이오드를 나타내고; 116은 저항을 나타내고; 118 및 119는 저항들을 나타내며; 121 및 123은 저항들을 나타낸다.
(강제 턴 오프 시간 제어 회로)
본 실시예의 특징인 강제 턴 오프 시간 제어 회로(200)(출력 제어 수단)에 대하여 설명한다. 본 실시예에서의 전원 공급 장치는 스위칭 동작에 의해 야기되는 손실을 감소시키기 위해 경부하 동작 시에 있어서 단위 시간 당 스위칭의 횟수를 감소시키는 간헐적 스위칭 동작(간헐적 발진 동작)을 수행한다. 간헐적 스위칭 동작(이하 버스트 동작으로 지칭됨)은 스위칭 동작이 동작되는 기간 및 스위칭 동작이 비동작되는 기간을 갖는다. 간헐적 스위칭 동작 시의 주기는 간헐적 스위칭 주기(이하 버스트 주기로 지칭됨)로 지칭된다. 본 실시예는 강제 턴 오프 시간이 스위칭 소자(108)에 제공되고 스위칭 소자(108)의 턴 오프 시간이 버스트 동작 중에 스위칭될 수 있다는 특징을 갖는다. 도 2의 (a)는 본 실시예에서의 강제 턴 오프 시간 제어 회로(200)의 일례를 예시한다. 단자(222)는 제어 단자이고, 인에이블 신호에 연결된다. 인에이블 신호는 통상 동작 시에 로우 레벨이 되고 경부하 동작 시에 하이 임피던스가 된다. 그러므로, 단자(222)는 스위칭 전원이 사용되는 장치의 상태에 따라 스위칭될 수 있다. 단자(222)는 전원의 부하 전류를 검출하여 전류가 작을 때 강제 턴 오프 시간 제어 회로(200)가 자동적으로 동작할 수 있도록 구성될 수 있다. 단자(221)는 스위칭 제어 IC(110)의 전원 단자(2)에 연결되어 있다. 단자(223)는 스위칭 제어 IC(110)의 GND 단자(5)에 연결되어 있다. 단자(225)는 입력 단자이고, 스위칭 제어 IC(110)의 단자(7)에 연결되어 있다. 단자(220)는 출력 단자이고, 스위칭 제어 IC(110)의 단자(4)에 연결되어 있다.
통상 동작 시에, 상술한 바와 같이 제어 단자(222)는 로우 레벨이 되므로, 트랜지스터(212)의 콜렉터는 로우 레벨에 연결되고, 트랜지스터(214)는 턴 오프된다. 따라서, 강제 턴 오프 시간 제어 회로(200)는 동작하지 않는다. 상술한 바와 같이, 제어 단자(222)에 의해 경부하 시에 인에이블 신호가 하이 임피던스로 변경될 때, 강제 턴 오프 시간 제어 회로(200)는 스위칭 소자(108)의 게이트 구동 신호로부터 입력 단자(225)에 입력되는 신호에 응하여 동작한다. 단자(224)는 턴 오프 시간 제어 단자이고, 포토커플러(124)에 연결된다. 단자(224)는 2차측의 부하 회로(120)에 포함되는 마이크로컴퓨터(130)에 의해 FET(216)(제1 변경 수단)를 턴 온 및 오프할 수 있다. 구체적으로, 마이크로컴퓨터(130)는 포토커플러(124)의 포토다이오드(124a)가 광을 방출하여 포토트랜지스터(124b)를 턴 온하게 함으로써, FET(216)의 게이트 전압을 로우 레벨로 설정하고 FET(216)를 턴 온한다. 게다가, 마이크로컴퓨터(130)는 포토커플러(124)의 포토트랜지스터(124a)를 턴 오프하여 포토트랜지스터(124b)를 턴 오프함으로써, FET(216)의 게이트 전압을 하이 레벨로 설정하고 FET(216)를 턴 온프한다. 참조 번호들 202, 204, 207, 208, 209, 213, 및 217 은 저항들을 나타낸다.
(강제 턴 오프 시간 제어 회로의 동작 파형)
도 2의 (b)는 강제 턴 오프 시간 제어 회로(200)가 동작할 때, 즉 경부하 동작 시의 파형들을 도시한다. 횡축은 시간을 나타내고 종축은 전압을 나타낸다. 상술한 바와 같이, 제어 단자(222)는 경부하 동작 시에 하이 임피던스가 된다. 참조 번호 301은 스위칭 소자(108)의 게이트 구동 전압의 파형을 나타내고; 302는 스위칭 제어 IC(110) 내의 기준 전압의 역할을 하는 펄스 정지 전압을 나타내며; 303은 스위칭 제어 IC(110)의 피드백 단자(단자(4)) 전압을 나타낸다. 참조 번호 304는 2차측의 커패시터(115)의 전압을 나타내고; 305는 FET(216)의 게이트 전압을 나타내며; 306은 트랜지스터(212)의 베이스 단자 전압을 나타낸다. 피드백 단자 전압(303)이 펄스 정지 전압(302)을 초과할 때, 스위칭 제어 IC(110)는 단자(7)로부터 하이 레벨 신호를 출력하고, 단자(6)의 전류 검출 단자 전압이 피드백 단자 전압과 같아질 때까지 스위칭 소자(108)를 계속 턴 온한다. 이 기간에, 전류는 다이오드(203)에 의해 차단되므로, 강제 턴 오프 시간 제어 회로(200)의 동작은 변경되지 않는다. 그러므로, 트랜지스터(212)는 턴 온되고, 트랜지스터(214)의 출력은 하이 임피던스가 된다. 단자(6)의 전류 검출 단자 전압이 피드백 단자 전압을 초과할 때, 스위칭 제어 IC(110)는 단자(7)로부터 로우 레벨 신호를 출력하고, 게이트 단자 전압은 스위칭 소자(108)를 턴 오프하기 위해 감소된다.
그 다음, 전류는 커패시터(201), 다이오드(203), 및 커패시터(205)를 통해서 흐르고, 도 2의 (b)에 도시된 바와 같이, 트랜지스터(212)의 베이스 단자 전압(306)은 스위칭 소자(108)가 턴 오프되는 하강 에지에서 낮아진다. 그 다음, 트랜지스터(212)는 턴 오프되고, 트랜지스터들(211 및 214)은 턴 온된다. 전류는 커패시터(205)에 저항(206)을 통해서 흐르기 시작하고, 트랜지스터(212)는 커패시터(205)의 전압이 트랜지스터(212)의 베이스 이미터간 전압(VBE)보다 높아질 때까지의 기간(307)에 계속 턴 오프된다. 트랜지스터(212)가 턴 오프되는 기간에, 트랜지스터(214)는 계속 턴 온되므로, 스위칭 제어 IC(110)의 단자(4)는 이 기간에 로우 레벨에 고정되고 펄스 정지 전압(302)보다 낮아진다. 따라서, 단자(4)는 발진을 정지시킨다. 커패시터(205)의 전압이 시간에 따라 증가할 때, 트랜지스터(212)는 턴 온되고 트랜지스터들(211 및 214)은 턴 오프되므로, 스위칭 제어 IC(110)의 단자(4)는 개방되어 발진할 수 있다. 그러므로, 스위칭 소자(108)의 1회의 게이트 온으로부터 다음 회의 게이트 온으로의 턴 오프 시간(309)은 커패시터(205) 및 저항(206)의 시정수에 의해 결정된다.
파형(301)은 시간의 순서로 제1 파, 제2 파, 제3 파 ...에서 스위칭 소자(108)를 턴 온한다. 이하, 파형(301)에서, 제1 파와 제2 파 사이의 구간(구간(309)) 및 제3 파와 제4 파(도시되지 않음) 사이의 구간에 의해 표현되는 짧은 턴 오프 시간을 포함하는 주기는 단주기(소정의 주기)로 지칭되고, 제2 파와 제3 파 사이의 구간(구간(310))에 의해 표현되는 긴 턴 오프 시간을 포함하는 주기는 장주기로 지칭된다. 본 실시예에서의 제1 파로부터 제3 파로의 구간은 종래의 1 버스트 주기에 대응한다. 정확히 말하자면, 본 실시예에서, 제1 파로부터 제3 파로의 구간은 장주기 구간이다. 그러나, 대안적으로, 나중에 설명되는 바와 같이, 제2 파로부터 제3 파로의 구간은 제1 파로부터 제2 파로의 주기(예를 들어, 마이크로초)가 제1 파로부터 제3 파로의 주기(예를 들어, 마이크로초)보다 상당히 짧기 때문에 장주기로서 설정될 수 있다.
스위칭 소자(108)가 턴 오프될 때, 2차측의 커패시터(115)는 트랜스포머(104)로부터 방출된 에너지에 의해 충전되고, 커패시터(115)의 전압은 파형(304)에 도시된 바와 같이 증가한다. 2차측의 부하 회로(120)에 포함되는 마이크로컴퓨터(130)는 파형(304)의 증가를 검출하고 스위칭 소자(108)가 턴 오프된 타이밍을 알 수 있다. 그러므로, 마이크로컴퓨터(130)는 스위칭 소자(108)가 턴 오프될 때에서 스위칭 소자(108)가 다시 턴 온될 때까지의 기간에 전류가 포토다이오드(124a)에 흐르게 하면, P 채널(Pch) 트랜지스터로서의 FET(216)가 턴 온될 수 있다. 이 경우에, 단주기를 갖는 턴 오프 시간(309)은 커패시터(205) 및 저항들(206 및 215)의 시정수에 의해 결정된다. 저항(210)은 턴 오프 시간(309)에 영향을 주지 않는 충분히 큰 저항값을 갖는 것에 주목한다.
단자(221)의 전압은 V1에 의해 표현되고; 트랜지스터(212)의 베이스 이미터간 전압은 VBE에 의해 표현되고; 커패시터(205)의 커패시턴스는 C에 의해 표현되고; 저항(206)의 저항값은 R1에 의해 표현되고; 저항(210)의 저항값은 R2에 의해 표현되며; 저항(215)의 저항값은 R3에 의해 표현된다. FET(216)가 턴 오프될 때, 스위칭 소자(108)가 턴 오프될 때에서 스위칭 소자(108)가 턴 온될 때까지의 시간(T1)은 이하의 식 (1)에 의해 표현될 수 있다.
((R1+2R2)/(R1+R2)ㆍV1-VBE)(1-exp(-T1/(CㆍR4)))=V1
...(1)
여기서, R4=R1ㆍR2/(R1+R2)
이제, (1)에 대하여 설명한다. 단자(225)에 V1이 인가되어 있는 동안, 커패시터(205)의 좌단 전압은 V1이고 그의 우단 전압은 VBE이다. 그 후, 단자(225)의 전압이 GND 레벨까지 감소될 때, 커패시터(205)의 좌단 전압은 GND가 되고 그의 우단 전압은 "VBE-V1"이 된다. 이 때, 트랜지스터(212)는 턴 오프되고, 트랜지스터(211)는 턴 온된다. 그러므로, 커패시터(205)의 우단 전압, 즉 트랜지스터(212)의 베이스 전압은 저항(206), 저항(210), 및 커패시터(205)에 의해 결정되는 시정수 "CㆍR1ㆍR2/(R1+R2)"에 기초하여 전압값 "(R2/(R1+R2))ㆍV1"까지 상승하도록 한다. 그러나, 트랜지스터(212)가 존재하므로, 전압은 VBE까지 상승하여 안정된다. 커패시터(205)의 우단 전압이 VBE-V1에서 VBE까지 상승하는데 필요한 시간(T1)은 이하의 식에 의해 주어진다.
((R2/(R1+R2))ㆍV1-(VBE-V1))(1-exp(-T1/(CㆍR4)))=V1
여기서, R4=R1ㆍR2/(R1+R2)
상기 식은 식 (1)로 변형된다.
또한, FET(216)가 턴 온된 경우에, 스위칭 소자(108)가 턴 오프될 때에서 스위칭 소자(108)가 턴 온될 때까지의 시간(T2)은 이하의 식 (2)에 의해 표현될 수 있다.
((R5+2R2)/(R5+R2)ㆍV1-VBE)exp(-T2/(CㆍR6))=V1 ...(2)
여기서, R5=R1ㆍR3/(R1+R3) 및 R6=R1ㆍR2ㆍR3/(R1ㆍR2+R2ㆍR3+R3ㆍR1)
식 (2)는 R5=R1ㆍR3/(R1+R3) 및 R6=R1ㆍR2ㆍR3/(R1ㆍR2+R2ㆍR3+R3ㆍR1)에 의해 결정되는 시정수가 "CㆍR6"이고 상승 전압이 "(R2/(R5+R2))ㆍV1"인 것을 제외하고 식 (1)과 동일하므로, 그의 설명은 생략된다.
식 (1) 및 식 (2)에 나타낸 바와 같이, 시간(T)의 값은 FET(216)의 온 및 오프에 따라 변화된다. 본 실시예에서, FET(216)의 온 및 오프는 트랜지스터(212)의 베이스 전압이 상승하여 VBE에 도달할 때까지 스위칭될 수 있다. 이 경우에, 도 2의 (b)의 기간들(307 및 311)에 나타낸 바와 같이, 트랜지스터(212)의 베이스 전압이 증가하는 파형(306)은 FET(216)의 오프 기간 동안의 식 (1)의 좌변을 만족하는 상승 파형 및 FET(216)의 온 기간 동안의 식 (2)의 좌변을 만족하는 상승 파형을 형성한다.
구체적으로, 구간(307)에서, 트랜지스터(212)의 증가하는 베이스 전압의 파형(306)은 FET(216)의 게이트 전압(305)이 로우 레벨인 구간, 즉 FET(216)가 턴 온되는 구간에서 식 (2)의 좌변을 만족하는 상승 파형이 된다. 그 다음, 구간(307)에서, 트랜지스터(212)의 베이스 전압이 증가하는 파형(306)은 FET(216)의 게이트 전압(305)이 하이 레벨인 구간, 즉 FET(216)가 턴 오프되는 구간에서 식 (1)의 좌변을 만족하는 상승 파형이 된다. 유사하게, 구간(311)에서도, 트랜지스터(212)의 베이스 전압이 증가하는 파형(306)은 FET(216)가 턴 온되는 구간에서 식 (2)의 좌변을 만족하는 상승 파형 및 FET(216)가 턴 오프되는 구간에서 식 (1)의 좌변을 만족하는 상승 파형이 된다. 상술한 바와 같이, 식 (2)의 좌변이 만족될 때, 상승은 식 (1)의 좌변이 만족될 때보다 가파르다.
구간(307) 및 구간(311)은 구간(307)보다 FET(216)의 게이트 전압(305)이 로우 레벨, 즉 FET(216)가 턴 온되어 있는 긴 기간을 구간(311)이 갖는다는 점에서 상이하다. 이와 같이, 마이크로컴퓨터(130)는 턴 오프 시간 제어 단자(224)에 의해 FET(216)를 턴 온 또는 오프하는 기간을 제어하므로, 구간(311)은 구간(307)보다 짧게 설정될 수 있다. 파형(301)의 제2 파와 제3 파 사이의 구간(310)에서, 마이크로컴퓨터(130)는 FET(216)의 게이트 전압(305)을 하이 레벨로 설정하고 FET(216)를 턴 오프하기 위해 턴 오프 시간 제어 단자(224)를 제어한다. 이 구간에서의 트랜지스터(212)의 증가하는 베이스 전압의 파형(306)은 구간(308)에 나타낸 바와 같이 식 (1)의 좌변을 만족하는 상승 파형이 된다.
마이크로컴퓨터(130)는 2차측의 커패시터(115)의 전압값(파형(304))을 모니터함으로써, 스위칭 소자(108)가 턴 오프된 타이밍을 검출한다. 따라서, 스위칭 소자(108)가 턴 오프된 타이밍을 검출함으로써, 마이크로컴퓨터(130)는 트랜지스터(212)의 베이스 전압이 VBE에 도달할 때까지의 기간에서 FET(216)의 온/오프 기간을 제어할 수 있다. 다시 말하면, 마이크로컴퓨터(130)는 단주기 턴 오프 시간(309)이 구간(307) 또는 구간(311)으로 미조정될 수 있도록 스위칭 소자(108)가 턴 오프될 때에서 스위칭 소자(108)가 다음 턴 온될 때까지의 기간에서 FET(216)의 턴 온 및 턴 오프 시간을 제어한다.
경부하 동작 시에, 본 실시예에서의 회로는 버스트 동작을 수행한다. 트랜스포머(104)는 스위칭 펄스에 의해 구동되므로, 2차측의 커패시터(115)의 전압이 상승할 때, 피드백 단자 전압(303)이 이에 따라 감소한다. 이 때, 피드백 단자 전압(303)이 스위칭 제어 IC(110)의 펄스 정지 전압(302)을 하회할 때, 트랜지스터(212)의 베이스 전압값(파형(306))이 VBE에 도달할지라도, 회로는 더 이상 스위칭 펄스를 출력하지 않는다. 2차측의 커패시터(115)에 축적된 에너지가 소비되어 커패시터(115)의 전압을 감소시킬 때, 회로는 피드백 단자 전압(303)이 다시 상승하고 피드백 단자 전압(303)이 스위칭 제어 IC(110)의 펄스 정지 전압(302)을 초과하는 타이밍에서 펄스 출력이 재개되도록 동작한다.
(피드백 게인의 주파수 응답 특성들)
본 실시예에서, 스위칭 펄스의 턴 오프 시간을 조정함으로써, 회로는 버스트 동작 시의 스위칭들의 횟수가 2회이도록 동작된다. 도 3은 본 실시예의 회로에서의 피드백 게인의 주파수 응답 특성들의 일례를 나타낸다. 횡축은 주파수(Hz)를 나타내고, 종축은 게인을 나타낸다. 본 실시예에서, 버스트 동작 시에, 스위칭 펄스의 단주기 오프 폭은 약 50 ㎲이다. 오프 폭은 주파수에 대하여 약 20 kHz이므로, 게인은 도 3에 나타낸 바와 같이 -40 이하이다. 다시 말하면, 2차측의 전압이 버스 동작 시의 1회 또는 2회의 스위칭에 의해 상승할지라도, 이 기간 중의 전압 변동들은 피드백 전압의 변동들을 직접 초래하지 않는다. 따라서, 스위칭 펄스의 제1 파 및 제2 파는 실질적으로 동일한 턴 온 시간을 갖는다. 피드백 전압은 긴 시간이 경과된 후에 변동된다.
상술한 바와 같이, 버스트 동작 시의 스위칭 펄스의 턴 오프 시간은 저항들(206 및 215)의 저항값들 및 FET(216)의 턴 온 시간에 의해 제어될 수 있다. 따라서, 버스트 동작 시에, 스위칭 펄스의 제1 파와 제2 파 사이의 구간(307)에서의 트랜지스터(212)의 베이스 전압 상승 시간은 수십 ㎲가 되도록 제어될 수 있고, 제2 파와 제3 파 사이의 구간(308)에서의 베이스 전압 상승 시간은 수백 ㎲가 되도록 제어될 수 있다. 이 제어를 통해서, 버스트 동작 시에, 펄스들은 피드백 전압이 2차측의 전압 변동들에 응답할 수 없는 제2 스위칭 파까지 출력된다. 한편, 스위칭 제어 IC(110)가 단자(3)에 의해 플라이백 전압의 하한을 검출하여, 제3 파가 출력될 수 있을 때, 피드백 전압은 2차측의 전압 변동들에 충분히 응답한다. 따라서, 피드백 전압은 펄스 정지 전압보다 낮아지므로, 제3 파는 제1 파 및 제2 파의 단주기와 동일한 주기로 출력되지 않는다. 이와 같이, 버스트 동작 시의 스위칭 펄스의 제2 파의 출력 후에 스위칭 펄스의 충분히 긴 턴 오프 시간(구간(310))을 확보함으로써, 스위칭들의 횟수는 2회로 제어될 수 있다.
스위칭들의 횟수를 2회로 제어하는 다른 수단은, 본 실시예에서 설명된 수단 이외에, 예를 들어 1회의 스위칭 펄스의 턴 온 시간을 조정하기 위해 전류 검출 저항(109)을 변경하는 수단이다. 다시 말하면, 스위칭들의 횟수는, 전력의 부족 때문에 피드백 단자의 전압이 버스트 동작의 제1 파에서 펄스 정지 전압 이하가 되지 않고 피드백 단자의 전압이 제2 파에서 확실히 펄스 정지 전압 이하가 되도록 전류 검출 저항(109)을 조정함으로써 2회로 제어된다. 전류 검출 저항(109)의 조정은 전류의 상한값도 변경한다. 따라서, 펄스 정지 전압이 변경될 수 있도록 비선형 전류 검출 회로를 형성하는 것과 같은 다른 방법이 사용될 수 있다. 상술한 수단을 사용함으로써, 스위칭 펄스의 온 폭은 전류 검출 저항(109)에 기초하여 결정되고, 단주기 턴 오프 시간(309)은 회로의 저항들(206 및 215) 및 커패시터(205)의 시정수, 및 FET(216)의 턴 온 시간에 기초하여 결정된다. 장주기 턴 오프 시간(310)에서, 부하 변동에 따라 변경되는 트랜스포머 구동 파형이 생성될 수 있다.
본 실시예에서, 스위칭 소자(108)의 제어 단자의 전압은 신호원으로서 사용되고, 스위칭 제어 IC(110)의 피드백 단자(4)의 전압은 저전압, 구체적으로 스위칭 제어 IC(110)에 포함되는 펄스 정지 전압 이하의 전압으로 설정된다. 따라서, 본 실시예에서, 스위칭은 규정 시간 동안 금지된다. 그러나, 이 회로는 일례이고, 동일한 효과를 획득할 수 있는 다른 수단이 사용될 수 있다.
(트랜스포머 구동 파형의 주파수 분석)
도 4a 내지 도 4c는 본 실시예에서의 회로를 사용함으로써 생성된 3종류의 트랜스포머 구동 전류 파형들에 관한 주파수 분석의 결과들을 도시한다. 횡축은 주파수(kHz)를 나타내고, 종축은 트랜스포머 구동 전류량(트랜스포머 구동 전류)을 나타낸다. 도 4a는 트랜스포머 구동 전압 펄스의 턴 오프 시간 폭 및 턴 온 시간 폭이 각각 1 ms 및 2 ㎲로 설정될 때 측정되는 구동 파형의 주파수 분석도이다. 도 4b는 장주기측에서의 구동 전압 펄스의 턴 오프 시간이 1 ms로 설정되고, 구동 전압 펄스의 턴 온 시간 폭이 1 ㎲로 설정되며, 단주기측에서의 구동 전압 펄스의 턴 오프 시간 폭이 30 ㎲로 설정될 때 측정되는 구동 전류 파형의 주파수 분석도이다. 도 4c는 장주기측에서의 구동 전압 펄스의 턴 오프 시간 폭이 1 ms로 설정되고 구동 전압 펄스의 턴 온 시간 폭이 1 ㎲로 설정될 때 측정되는 구동 전류 파형의 주파수 분석도이다. 또한, 도 4c는 동일한 값의 턴 오프 시간 폭들을 갖는 펄스들이 연속적으로 출력되지 않도록 25 ㎲, 30 ㎲, 및 50 ㎲의 턴 오프 시간 폭들을 갖는 단주기측에서의 구동 전압 펄스가 순차적으로 스위칭되어 출력된 구동 파형의 주파수 분석도이다.
도 4a에 관하여, 1 kHz의 트랜스포머 구동 펄스 주파수의 정수배인 주파수의 전체 주파수 대역에 이산적인 주파수 피크들이 일정하게 분포되어 있는 주파수 분석도가 획득된다. 한편, 도 4b에서, 단주기측의 30 ㎲의 턴 오프 시간 폭의 2배의 주기를 주파수 변환함으로써 획득된 값, 즉 16.6 kHz 부근에서 신호 강도가 크게 감쇠하는 주파수 특성들을 갖는 주파수 분석도가 획득된다. 이와 같이, 1회의 버스트 동작에서 출력되는 구동 펄스들의 횟수는 2회로 설정되고, 2개의 파 사이의 펄스 구간이 조정된다. 따라서, 목표 주파수의 신호 강도가 감쇠되는 구동 주파수 특성들이 획득된다. 여기서 사용되는 목표 주파수는 예를 들어 트랜스포머의 진동 잡음의 주파수이다.
도 4c로부터 이하의 것들이 획득된다. 즉, 단주기측의 25 ㎲, 30 ㎲, 및 50 ㎲의 턴 오프 시간 폭들의 2배의 주기들을 주파수 변환함으로써 획득된 값들, 즉 20 kHz, 16.6 kHz, 및 10 kHz의 3개의 주파수를 포함하는 넓은 주파수 대역에서 신호 강도가 크게 감쇠하는 주파수 특성들을 갖는 주파수 분석도가 획득된다. 이와 같이, 단주기측의 턴 오프 시간 폭은 중심 주기로부터 일정 폭을 갖고 변동된다. 따라서, 단주기측의 턴 오프 시간 폭이 변동되지 않는 도 4b의 주파수 분석도에 비해서, 신호 강도가 광대역폭에서 감쇠된 트랜스포머 구동 주파수 특성들이 생성될 수 있다. 다시 말하면, 단주기에서의 펄스파의 턴 오프 시간을 버스트 동작마다(간헐적 스위칭 동작마다) 변경함으로써, 목표 주파수 근방에 폭을 가져서 신호 강도가 감쇠된 구동 주파수 특성들이 획득될 수 있다. 여기서 사용되는 중심 주파수는 트랜스포머의 진동 잡음의 주파수와 같은 감쇠되는 주파수에 대응하는 주기이다. 도 4c에서, 감쇠되는 주파수 근방에 소정의 폭을 제공하기 위해 단주기 턴 오프 시간의 폭이 변경된다. 예를 들어, 상술한 3개의 주파수가 사용되는 경우에, 중심 주기는 그의 평균값, 즉 약 32 ㎲이다.
(트랜스포머 구동 파형에 의해 발생된 음압 레벨)
다음에, 도 5의 (a) 내지 (d)는 스위칭 전원이 동작될 때 구동 파형에 의해 발생되는 음의 음압 레벨이 어떻게 변경되는지를 도시한다. 도 5의 (a) 및 (c)는 트랜스포머(104)를 구동하는 스위칭 소자(108)에 입력된 트랜스포머 구동 전압의 파형들을 도시한다. 횡축은 시간을 나타내고, 종축은 구동 전압을 나타낸다. 도 5의 (b) 및 (d)는 트랜스포머(104)로부터 발생되는 음의 음압 레벨(이하 트랜스포머의 음압 레벨로 지칭됨)을 마이크로폰에 의해 측정하는 결과들에 주파수 분석을 수행함으로써 획득되는 파형들을 도시한다. 횡축은 주파수(kHz)를 나타내고, 종축은 트랜스포머의 음압 레벨(dB)을 나타낸다. 도 5의 (a) 및 (b)의 구동 파형들에서, 펄스는 1 kHz에서 단독으로 출력된다. 도 5의 (b) 및 (c)의 구동 파형들에서, 장주기 및 단주기는 전체 1 kHz이다. 트랜스포머(104)는 도 5의 (a) 및 (c)에서 단위 시간 당 동일한 에너지가 트랜스포머(104)에 입력되도록 구동된다. 다시 말하면, 트랜스포머(104)는 전원의 2차측의 부하 전압 및 전류가 도 5의 (a) 및 (c)에서 동일해지는 조건들 하에 구동된다. 비교를 용이하게 하기 위해, 도 5의 (a) 및 (c)에서의 스위칭 소자(108)의 턴 온 시간들은 동일한 폭을 갖는다.
(종래의 예)
우선, 도 5의 (a) 및 (b)에 대하여 설명한다. 도 5의 (b)는 도 5의 (a)에 도시된 바와 같이 트랜스포머(104)가 1 kHz에서 파마다에 의해 구동되는 경우의 트랜스포머의 음압 레벨의 주파수 특성들을 도시한다. 도 5의 (b)에 도시되는 트랜스포머의 음압 레벨의 주파수 특성들은 트랜스포머(104)의 공진 주파수 특성들 및 구동 파형의 주파수 특성들을 중첩시킴으로써 획득된다. 구동 파형의 주파수 특성들은 1 kHz의 기본 주파수의 고조파들로 구성된다.
이제, 도 5의 (a)에 도시되는 스위칭 주파수가 고조파들을 포함하는 음이 되는 이유에 대하여 설명한다. 도 6의 (a)는 1 kHz의 스위칭 주파수에서 및 5 마이크로초(㎲)의 턴 온 시간에 트랜스포머 구동 전류의 파형도를 도시한다. 횡축은 시간(초(들))을 나타내고, 종축은 트랜스포머 구동 전류(A)를 나타낸다. 상술한 바와 같이 스위칭 주파수가 수 kHz 이하일 때, 스위칭 소자의 비동작 기간이 길어지므로, 트랜스포머 구동 전류 파형은 도 6의 (a)에 도시된 바와 같이 델타 함수 파형이 된다. 도 6의 (b)는 그러한 트랜스포머 구동 전류 파형에 관하여 주파수 분석에 의해 획득된 주파수 특성들을 도시한다. 횡축은 주파수(Hz)를 나타내고, 종축은 트랜스포머 구동 전류(mA)를 나타낸다. 트랜스포머 구동 전류는 스위칭 주파수를 기본 주파수로서 곱함으로써 결정된 주파수의 고조파 성분을 가지므로, 트랜스포머 구동 전류는 고조파 성분에 의해 구동되는 에너지를 갖는 전류 파형을 갖는다.
스위칭 전원의 트랜스포머는 또한 스위칭 동작을 수행하고 소정의 공진 주파수에서 구동된다. 이 트랜스포머의 기계적 공진 주파수는 트랜스포머의 코어의 형상에 의존하지만, 약 수 kHz 내지 십수 kHz의 공진 주파수의 피크를 갖는다. 도 7의 (a)는 트랜스포머의 기계적 공진 주파수의 일례를 도시한다. 횡축은 주파수(kHz)를 나타내고, 종축은 트랜스포머로부터 발생되는 음의 음압 레벨(dB)를 나타낸다. 도 7의 (b)는 도 7의 (a)에 도시된 특성들을 갖는 트랜스포머를 도 6의 (a)에 도시된 트랜스포머 구동 전류 파형에서 구동함으로써 발생되는 음을 마이크로폰에 의해 측정하고 주파수 특성들을 분석한 결과를 도시한다. 횡축은 주파수(Hz)를 나타내고, 종축은 트랜스포머로부터 발생되는 음의 음압 레벨(dB)을 나타낸다. 도 7의 (b)에 도시된 바와 같이, 트랜스포머로부터 발생되는 음의 음압 레벨은 포락선이 트랜스포머의 공진 특성들을 가지도록 기본 주파수로서 간헐적 스위칭 주파수의 고조파들을 포함하는 특성들을 갖는다. 다시 말하면, 스위칭 주파수를 감소시키기 위해 트랜스포머의 스위칭 주파수 및 기계적 공진 주파수가 중첩될 때, 가청 범위 내의 음은 트랜스포머로부터의 진동 잡음으로서 발생된다.
상술한 바와 같이, 도 5의 (b)에 도시되는 트랜스포머의 음압 레벨의 주파수 특성들은 1 kHz마다 피크를 갖는 파형도를 갖는다. 트랜스포머의 음압 레벨의 주파수 특성들의 포락선은 트랜스포머의 공진 주파수 특성들과 유사하다.
(본 실시예)
다음에, 도 5의 (c) 및 (d)에 대하여 설명한다. 도 5의 (c)에서, 2 종류의 펄스 구간들, 즉 장주기 및 단주기를 갖는 펄스열은 트랜스포머 구동 파형으로서 생성되어 있다. 또한, 단주기 펄스 구간은 출력마다 30 ㎲ ±12.5%의 범위에서 변동되게 된다. 도 5의 (d)는 도 5의 (c)에 도시된 펄스열이 트랜스포머 구동 파형으로서 사용될 때 측정되는 트랜스포머의 음압 레벨의 주파수 특성들을 도시한다. 도 5의 (b)에서 14 내지 24 kHz 부근에 존재하는 kHz 당 주파수 피크가 감쇠되고 암잡음 레벨까지 감소되는 것이 이해된다. 이와 같이, 장주기측의 주기는 1 ms(즉, 1 kHz의 주파수)로 설정되고, 단주기측의 펄스 구간은 출력마다 변동되므로, 기본 주파수 및 고조파 주파수를 변경하지 않고 단주기측의 펄스 구간에 대응하는 광범위한 주파수 대역의 음압 레벨이 감소될 수 있다.
본 실시예가 2개의 펄스(2파)를 1회의 버스트 동작에서 반복하는 일례를 설명했을지라도, 펄스들의 횟수는 2회에 한정되지 않는다. 4파 및 6파와 같은 짝수 파들의 경우에서도, 본 실시예에서 예시된 바와 같이 단주기 펄스 구간을 출력마다 변동시킴으로써 음압 레벨이 감소될 수 있다. 즉, 펄스 신호들의 그룹들 사이의 구간의 변경은 음압 레벨을 감소시킬 수 있다. 다시 말하면, 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 턴 온 시간들 사이에 구간이 있으면, 그것은 음압 레벨을 감소시킨다. 이것은 짝수 펄스파들이 발생하는 진동 잡음을 역위상에 의해 상쇄시키는 효과를 갖기 때문이다.
상술한 본 실시예에 따르면, 스위칭 전원에서, 트랜스포머의 사이즈를 증가시키지 않고 스위칭에 의해 야기되는 손실을 증가시키는 것없이 경부하 동작 시에 트랜스포머로부터 발생되는 진동 잡음이 감소될 수 있다.
제2 실시예
본 발명의 제2 실시예는 강제 턴 오프 시간 제어 회로(200)와 동일한 효과를 갖는 내부 강제 턴 오프 시간 제어 회로가 구비된 스위칭 제어 IC(900)가 사용된다는 점에서 제1 실시예와 상이한다.
(전원 공급 장치의 회로도)
도 8의 (a)는 본 실시예의 회로도를 예시한다. 도 1을 참조하여 설명된 것들과 동일한 구성들은 동일한 참조 번호들에 의해 표시되고, 그의 설명은 생략된다. 스위칭 제어 IC(900) 및 저항(125) 이외의 회로 동작은 제1 실시예에서 설명된 회로 동작과 동일하므로, 동작의 설명도 생략된다.
우선, 스위칭 제어 IC(900)의 내부 기능이 설명된다. 도 8의 (b)는 스위칭 제어 IC(900)의 내부 블록도를 예시한다. 스위칭 제어 IC(900)의 단자(1) 및 단자(2)의 동작들은 제1 실시예의 도 1을 참조하여 설명된 것들과 동일하므로, 그의 설명은 생략된다.
콤퍼레이터(907)는 전원 전압이 감소될 때 회로를 보호한다. 콤퍼레이터(907)는 단자(2)로부터 입력되는 전압과 내부에서 생성된 기준 전압원(908)을 비교함으로써, 단자(2)의 전원 전압을 감시하고 있다. 기준 전압원 생성 회로(906)는 스위칭 제어 IC(900)의 동작에 필요한 기준 전압을 공급한다. 안전 회로(911)는 회로의 내부 온도 및 각 단자에 입력된 전압을 모니터함으로써, 이상을 검출한다. 콤퍼레이터(907), 기준 전압원 생성 회로(906), 및 안전 회로(911) 각각은 단자(7)로의 출력을 제어하고 있는 AND 회로(909)로 신호를 출력하고 있다. AND 회로(909)는 기준 전압이 적절히 생성되지 않거나 주위 환경들에 이상이 있는 경우에 단자(7)에 연결된 스위칭 소자(108)의 게이트 전압을 턴 오프하기 위해 드라이버 회로(910)의 출력을 정지시킨다.
단자(3)는 플라이백 전압의 하한(감소)을 검출하는 단자이다. 전압 감소 검출 회로(901)는 전압 진폭이 가장 낮은 타이밍을 검출하기 위해 플라이백 전압을 모니터한다. 오동작을 방지하기 위해, 전압 감소 검출 회로(901)의 출력으로서의 타이밍 생성 신호는 원샷 회로(905)를 통해서 출력된다. 원샷 회로(905)로부터 출력되는 신호는 AND 회로(915)를 통해서 SR 플립 플롭 회로(912)를 세트한다.
단자(4)는 피드백 입력을 수행하는 피드백 단자이다. 단자(5)는 GND 단자이다. 단자(6)는 전류 검출 단자이다. 스위칭 제어 IC(900)에서, 콤퍼레이터(914)는 단자(4)의 입력 전압과 단자(6)의 입력 전압을 비교한다. 단자(6)의 입력 전압이 높아질 때, 콤퍼레이터(914)는 SR 플립 플롭 회로(912)를 리셋한다. 단자(4)는 콤퍼레이터(903)에도 연결되고, 콤퍼레이터(903)는 단자(4)의 입력 전압과 펄스 정지 전압(904)을 비교한다. 단자(4)의 입력 전압이 높아질 때, 콤퍼레이터(903)는 하이 레벨을 출력한다. 콤퍼레이터(903)의 출력은 원샷 회로(905)의 클리어 단자에 연결된다. 단자(4)의 전압이 감소되고 콤퍼레이터(903)의 출력이 로우 레벨이 될 때, 원샷 회로(905)는 로우 레벨의 출력을 유지한다.
SR 플립 플롭 회로(912)의 출력은 AND 회로(909)에 연결된다. AND 회로(909)의 출력에 기초하여, 드라이버 회로(910)는 단자(7)에 연결되어 있고 트랜스포머(104)의 1차 권선(105)을 구동하는 스위칭 소자(108)를 턴 온 및 오프한다.
단자(8)는 경부하 상태 검출 단자이다. 전원 공급 장치가 통상 동작에 있을 때, 즉 전원 공급 장치가 경부하 동작에 있지 않을 때, 단자(8)는 저항(913)에 의해 풀업되므로, 하이 레벨 신호는 AND 회로(926)에 입력되고, AND 회로(926)는 강제 턴 오프 시간 제어 회로(920)로부터의 출력에 관계없이 하이 레벨을 계속 출력한다. 한편, 경부하 동작 시에, 단자(8)는 GND에 접지되고, 로우 레벨 신호는 AND 회로(926)에 입력되므로, AND 회로(926)의 출력은 강제 턴 오프 시간 제어 회로(920)의 출력에 의존한다. 다시 말하면, 강제 턴 오프 시간 제어 회로(920)의 출력은 경부하 상태 시에만 후단 SR 플립 플롭 회로(912)에 송신된다.
단자(9)는 강제 턴 오프 시간 설정 단자이다. 단자(9)는 스위칭 제어 IC(900) 외부에 제공되는 저항(125)에 연결되어 있다. 스위칭 제어 IC(900)의 전원 전압을 저항(924) 및 저항(125)으로 나눔으로써 결정된 전압(이하 턴 오프 시간 설정 전압으로도 지칭됨)은 콤퍼레이터(925)에 입력된다.
(강제 턴 오프 시간 제어 회로)
다음에, 본 실시예의 특징인 강제 턴 오프 시간 제어 회로(920)(출력 제어 수단)에 대하여 상세히 설명한다. 하이 레벨 신호가 콤퍼레이터(914)로부터 출력될 때, 턴 오프 시간 카운트 회로(921)(제1 변경 수단)는 회로에 기억되어 있는 카운트 초기값을 내부 카운터에 세트하고, 카운트 업을 개시한다. 하이 레벨 신호는 단자(6)의 전압이 단자(4)의 전압보다 높을 때 콤퍼레이터(914)로부터 출력된다. 이 경우에, SR 플립 플롭 회로(912)는 리셋되고, 로우 레벨 신호는 단자(7)로부터 출력된다. 따라서, 스위칭 소자(108)은 오프 상태가 된다. 턴 오프 시간 카운트 회로(921)는 다수의 카운트 초기값들을 갖는다. 하이 레벨이 콤퍼레이터(914)로부터 출력될 때마다, 턴 오프 시간 카운트 회로(921)는 내부 카운터에 세트되기 위해 다수의 카운트 초기값들 중 하나를 선택한다. 그 다음, 턴 오프 시간 카운트 회로(921)는 내부 카운터의 카운트 값을 PWM 출력 회로(922)에 출력한다.
PWM 출력 회로(922)는 입력된 카운트값에 대응하는 듀티비를 갖는 PWM 신호를 출력한다. 다시 말하면, PWM 출력 회로(922)는 카운트값이 작을 때 작은 듀티비를 갖고 카운트값이 클 때 큰 듀티비를 갖도록 PWM 신호를 제어하고 있다. 로우 패스 필터(923)는 PWM 출력 회로(922)로부터 출력된 PWM 신호를 평활하고, 콤퍼레이터(925)에 평활된 전압을 출력한다. 콤퍼레이터(925)는 로우 패스 필터(923)로부터 입력된 전압값과, 스위칭 제어 IC(900)의 전원 전압을 저항(924) 및 저항(125)을 나눔으로써 결정된 전압값(턴 오프 시간 설정 전압)을 비교한다. 로우 패스 필터(923)의 전압이 높을 때, 콤퍼레이터(925)는 하이 레벨을 출력한다. 하이 레벨 신호가 콤퍼레이터(925)로부터 출력될 때, 턴 오프 시간 카운트 회로(921)의 내부 카운터가 그의 동작을 정지하고, 동시에, 하이 레벨 신호는 AND 회로(926)로부터 AND 회로(915)로 출력된다. 다시 말하면, 스위칭 소자(108)의 게이트 단자 전압이 로우 레벨이 될 때, 강제 턴 오프 시간 제어 회로(920)는 저항(125)의 저항값에 의해 결정되는 기간에 단자(7)의 전압이 로우 레벨에 유지되도록 동작한다.
(통상 동작 시의 스위칭 동작)
본 실시예에서, 회로는 이하와 같이 동작한다. 통상 동작 시에, 상술한 바와 같이, 강제 턴 오프 시간 제어 회로(920)의 출력은 후단에 송신되지 않으므로, 스위칭 제어 IC(900)는 일반적인 의사 공진 IC인 제1 실시에서 설명된 스위칭 제어 IC(110)와 유사하게 동작한다.
(경부하 동작 시의 스위칭 동작)
다음에, 경부하 동작 시의 동작에 대하여 설명한다. 경부하 동작 시에, 단자(4)로의 전압이 감소되어 펄스 정지 전압 이하가 될 때, 스위칭 제어 IC(900)는 스위칭 동작을 정지한다. 그 후, 단자(4)로의 전압이 펄스 정지 전압보다 높아질 때, 스위칭 제어 IC(900)는 스위칭 동작을 재개한다. 그 결과, 출력 전압 리플이 증가되어 단자(4)에서 오버슈트 또는 언더슈트를 야기시키고, 연속적으로 긴 버스트 주기(간헐적 발진 주기)가 제공된다.
단자(4)로의 전압이 펄스 정지 전압 이상일 때, 플라이백 전압의 감소가 검출되어 원샷 회로(905)가 동작한다. SR 플립 플롭 회로(912)가 세트되고, 하이 레벨 신호가 단자(7)로부터 출력되어 스위칭 소자(108)를 턴 온한다. 그 후, 게이트 전류가 증가되어 단자(6)의 전압이 단자(4)의 전압보다 높아질 때, 하이 레벨 신호는 SR 플립 플롭 회로(912)를 리셋하기 위해 콤퍼레이터(914)로부터 출력된다. 이 경우에, 턴 오프 시간 카운트 회로(921)는 동시에 동작을 개시한다. 경부하 동작 시에, 포토트랜지스터(122b)를 턴 온하기 위해 전류가 포토커플러(122)의 포토다이오드(122a)를 흐른다. 따라서, 단자(8)에 입력되는 전압은 포토커플러(122)에 때문에 로우 레벨까지 감소되므로, 강제 턴 오프 시간 제어 회로(920)의 출력은 후단 SR 플립 플롭 회로(912)에 송신된다.
(경부하 동작 시의 트랜스포머 구동 파형)
트랜스포머 구동 파형이 상술한 회로 동작에서 변화되는 경우가 도 9의 (a) 내지 (c)에 도시된다. 도 9의 (a) 내지 (c)는 횡축이 시간이고 종축이 전압인 그래프들이다. 1001로 표현된 전압값은 단자(4)에 입력되는 피드백 전압값이다. 파선(1004)은 펄스 정지 전압을 나타낸다. 1002로 표현된 전압값은 로우 패스 필터(923)로부터 출력된 전압값이다. 파선(1005)은 턴 오프 시간 설정 전압이다. 1003로 표현된 전압값은 단자(7)의 출력 전압, 즉 스위칭 소자(108)의 게이트 전압이다.
피드백 전압(1001)이 펄스 정지 전압(1004)보다 낮을 때, 회로는 버스트 동작을 수행하지 않는다. 피드백 전압(1001)이 펄스 정지 전압(1004) 이상일 때, 하이 레벨 신호는 원샷 회로(905)로부터 AND 회로(915)로 출력되고, AND 회로(915)는 하이 레벨을 출력하여 SR 플립 플롭 회로(912)를 세트한다. 그 다음, 회로는 버스트 동작을 개시하고, 스위칭 제어 IC(900)는 단자(7)로부터 하나의 펄스파를 출력한다. 하나의 펄스파의 하강 타이밍에서, 즉 단자(6)의 전압이 단자(4)의 전압보다 높은 타이밍에서, 강제 턴 오프 시간 제어 회로(920)는 턴 오프 시간 카운트 회로(921)의 카운터에 초기값을 세트하여 카운트를 개시한다. 본 실시예에서, 강제 턴 오프 시간의 변화가 ±12.5% 이내에 있을 수 있도록 카운트 초기값이 하나의 펄스파가 하강할 때마다 변경된다.
로우 패스 필터(923)의 출력 전압(1002)은 카운터의 카운트값에 따라 그의 출력을 증가시킨다. 로우 패스 필터(923)의 출력 전압(1002)이 턴 오프 시간 설정 전압(1005)에 도달할 때까지 턴 오프 시간 카운트 회로(921)의 카운터는 카운트를 계속한다. 이 기간에, 버스트 동작은 강제 오프 상태에 있고, 어떤 펄스도 출력되지 않는다. 다시 말하면, 로우 패스 필터(923)의 출력 전압(1002)이 턴 오프 시간 설정 전압(1005)에 도달할 때까지 콤퍼레이터(925)는 로우 레벨 신호를 출력하고 AND 회로(926)는 로우 레벨 신호를 출력한다. 따라서, AND 회로(915)는 SR 플립 플롭 회로(912)를 세트할 수 없으므로, 스위칭 제어 IC(900)는 단자(7)를 로우 레벨로 유지한다.
로우 패스 필터(923)의 출력 전압(1002)이 턴 오프 시간 설정 전압(1005)을 초과할 때, 카운터는 그의 동작을 정지하고, 콤퍼레이터(925)는 하이 레벨 신호를 출력하며 AND 회로(926)는 하이 레벨 신호를 출력한다. 따라서, AND 회로(915)는 원샷 회로(905)의 입력에 따라 SR 플립 플롭 회로(912)를 세트할 수 있다. 이와 같이, 로우 패스 필터(923)의 출력 전압(1002)이 턴 오프 시간 설정 전압(1005)을 초과할 때, 강제 오프 상태가 해제되고, 다음 펄스가 스위칭 제어 IC(900)의 단자(7)로부터 출력된다. 이 동작은 피드백 전압(1001)이 펄스 정지 전압(1004)을 하회할 때까지 계속된다. 턴 오프 시간 설정 전압(1005)은 저항(125)의 저항값에 따라 변경될 수 있다. 본 실시예에서, 예를 들어, 카운트 시간이 트랜스포머(104)의 공진 주파수의 1/2에 근접할 수 있도록 저항(125)의 저항값이 설정된다.
다시 말하면, 도 9의 (c)의 기간들(1006 및 1007)에 도시된 바와 같이, 단주기 턴 오프 시간은 턴 오프 시간 설정 전압(1005)에 의해 대략 결정되고, 단주기 턴 오프 시간은 카운트 초기값의 변동에 따라 변동된다. 구체적으로, 도 9의 (b)의 로우 패스 필터(923)의 출력 전압(1002)의 하강의 깊이는 턴 오프 시간 카운트 회로(921)에 의해 변동되는 카운터 초기값에 따라 변동된다. 로우 패스 필터(923)의 출력 전압(1002)의 하강이 작을 때, 턴 오프 시간 설정 전압(1005)에 도달하는 시간은 짧아진다. 하강이 클 때, 턴 오프 시간 설정 전압(1005)에 도달하는 시간은 길어진다. 이와 같이, 강제 턴 오프 시간은 턴 오프 시간 카운트 회로(921)의 카운트 초기값을 변동시킴으로써 제어된다.
본 실시예의 구성에 있어서도, 제1 실시예와 유사하게, 가청 범위에서 발생되는 트랜스포머(104)의 진동 잡음은 광범위한 주파수 대역에서 상쇄될 수 있다. 본 실시예에서, 파형 출력이 버스트 동작에서 2파를 갖도록 회로 정수가 설정되어 있지만, 제1 실시예와 유사하게, 버스트 파형 출력이 4파와 같은 짝수 파들을 갖도록 회로 정수가 변경될 수 있다.
상술한 본 실시예에 따르면, 스위칭 전원에서, 트랜스포머의 사이즈를 증가시키지 않고 스위칭에 의해 야기되는 손실을 증가시키는 것없이 경부하 동작 시에 트랜스포머로부터 발생되는 진동 잡음이 감소될 수 있다.
제3 실시예
본 발명의 제3 실시예는 스위칭 전원을 구동하는 구동 펄스들에서 단주기 펄스 정지 시간 및 장주기 펄스 정지 시간이 동시에 변동된다는 점에서 제1 및 제2 실시예들과 상이하다. 이 경우에, 버스트 동작 시에서의 장주기 구간은 스위칭 제어 IC(900)의 스위칭 동작이 비동작되는 구간으로도 간주될 수 있다.
(전원 공급 장치의 회로도)
도 10의 (a)는 본 실시예의 회로도를 예시한다. 제1 실시예의 도 1 및 제2 실시예의 도 8의 (a)를 참조하여 설명된 것들과 동일한 구성들은 동일한 참조 번호들에 의해 표시되고, 그의 설명은 생략된다. 트랜지스터(126) 및 저항들(127 및 128) 이외의 회로 동작은 제2 실시예에서 설명된 회로 동작과 동일하므로, 동작의 설명도 생략된다.
도 10의 (b) 내지 (d)는 본 실시예에 따른 회로에서의 트랜지스터(126)(제2 변경 수단)의 동작을 설명하기 위한 전압 파형도들이다. 도 10의 (b)에서, 파형(1201)은 트랜지스터(126)의 베이스 전압을 나타낸다. 도 10의 (c)에서, 파형(1202)은 스위칭 제어 IC(900)의 피드백 단자(4)의 전압을 나타내고, 파선(1207)은 펄스 정지 전압을 나타낸다. 도 10의 (d)에서, 파형(1203)은 스위칭 소자(108)의 게이트 전압을 나타낸다. 부하 회로(120)에 포함되는 마이크로컴퓨터(130)가 트랜지스터(126)를 턴 온할 때, 포토커플러(111)의 포토트랜지스터(111b)를 턴 온하기 위해 전류가 포토커플러(111)의 포토다이오드(111a)를 흐른다. 그 다음, 스위칭 제어 IC(900)의 피드백 단자(4)의 전압이 감소된다. 이 전압은 펄스 정지 전압(1207)보다 충분히 낮으므로, 스위칭 제어 IC(900)는 스위칭 소자(108)를 턴 온할 수 없고, 발진이 정지된다. 이것은 도 10의 (c)의 구간들(1204, 1205, 및 1206)에 대응한다.
마이크로컴퓨터(130)가 트랜지스터(126)를 턴 오프할 때, 전원 회로의 2차측 출력 전압에 대응하는 전류가 포토커플러(111)를 흐른다. 이 때, 스위칭 제어 IC(900)의 피드백 단자(4)의 전압이 펄스 정지 전압(1207) 이상일 때, 펄스 출력이 재개된다. 펄스 정지 전압(1207)이 충분히 낮다면, 도 10의 (d)에 도시된 바와 같이, 펄스는 마이크로컴퓨터(130)가 트랜지스터(126)를 턴 온하는 기간에 정지되고, 펄스는 마이크로컴퓨터(130)가 트랜지스터(126)를 턴 오프하는 기간에 발진된다. 다시 말하면, 마이크로컴퓨터(130)는 2차측 출력 전압이 필요 충분한 범위에 있을 수 있도록 턴 오프 시간을 제어하면서 트랜지스터(126)의 턴 온 시간의 길이를 제어함으로써 장주기 펄스 정지 시간을 제어할 수 있다. 게다가, 도 10의 (c)의 구간들(1204, 1205, 및 1206)에 도시된 바와 같이, 마이크로컴퓨터(130)는 트랜지스터(126)의 각 턴 온 시간 구간을 변경함으로써 장주기 펄스 정지 시간을 변동시킬 수 있다. 단주기 턴 오프 시간을 제어하는 구간(도 10의 (d)의 2개의 연속적인 펄스파들(1203)을 포함하는 구간)에서, 마이크로컴퓨터(130)는 제1 및 제2 실시예들에서 설명된 제어를 수행하기 위해 트랜지스터(126)를 턴 오프한다.
마이크로컴퓨터(130)가 트랜지스터(126)를 턴 온하는 타이밍은 마이크로컴퓨터(130)의 메모리(도시되지 않음) 등에 기억되어 있는 타이밍에 기초하여 결정될 수 있다. 대안적으로, 마이크로컴퓨터(130)가 트랜지스터(126)를 턴 온하는 타이밍은 커패시터(115)(도 2의 (b)의 파형(304))의 전압의 상승의 검출에 기초하여 결정될 수 있다.
(본 실시예의 주파수와 트랜스포머 구동 전류의 관계)
도 11은 본 실시예의 구성에 의해 획득되는 효과를 도시한다. 도 11은 본 실시예에서 형성된 트랜스포머 구동 펄스의 주파수 특성들을 도시하는 그래프이다. 횡축은 주파수(kHz)를 나타내고, 종축은 트랜스포머 구동 전류(mA)를 나타낸다. 단주기 펄스 정지 시간을 변동시키는 제어에 더하여 본 실시예에서와 같이 장주기 펄스 정지 시간을 변동시키는 제어를 추가함으로써, 주파수 피크 억제 대역은 제1 실시예의 도 4a 내지 도 4c에 도시된 트랜스포머 구동 파형의 주파수 특성들의 주파수 피크 억제 대역에 비해서 넓어질 수 있다.
상술한 본 실시예에 따르면, 스위칭 전원에서, 트랜스포머의 사이즈를 증가시키지 않고 스위칭에 의해 야기되는 손실을 증가시키는 것없이 경부하 동작 시에 트랜스포머로부터 발생되는 진동 잡음이 감소될 수 있다.
제4 실시예
제1 내지 제3 실시예들에서 설명된 전원 공급 장치는 예를 들어 화상 형성 장치의 저전압 전원, 즉 컨트롤러(제어 유닛) 또는 모터와 같은 구동 유닛에 전력을 공급하는 전원으로서 적용가능하다. 이제 제1 내지 제3 실시예들에 따른 전원 공급 장치가 적용되는 화상 형성 장치의 구성에 대하여 설명한다.
(화상 형성 장치의 구성)
레이저 빔 프린터는 화상 형성 장치의 일례로서 설명된다. 도 12는 전자사진 프린터의 일례로서 레이저 빔 프린터의 개략적인 구성을 예시한다. 레이저 빔 프린터(1300)는 화상 잠상이 형성되는 감광 드럼(1311)(화상 담지 부재), 감광 드럼(1311)을 균일하게 충전하는 대전 유닛(1317)(대전 수단), 및 감광 드럼(1311) 상의 정전 잠상을 토너로 현상하는 현상 유닛(1312)(현상 수단)을 포함한다. 감광 드럼(1311) 상에 현상되는 토너 상(toner image)은 카세트(1316)로부터 공급된 기록 재료로서의 시트(도시되지 않음)에 전사 유닛(1318)(전사 수단)에 의해 전사된다. 시트 상에 전사된 토너 상은 정착 유닛(1314)에 의해 정착되어 트레이(1315)에 배출된다. 감광 드럼(1311), 대전 유닛(1317), 현상 유닛(1312), 및 전사 유닛(1318)은 화상 형성 장치에 대응한다. 레이저 빔 프린터(1300)는 제1 내지 제3 실시예들에서 설명된 전원 공급 장치(도 12에 도시되지 않음)를 더 포함한다. 제1 내지 제3 실시예들에서의 전원 공급 장치가 적용가능한 화상 형성 장치는 도 12에 예시된 것에 한정되지 않는다. 예를 들어, 화상 형성 장치는 다수의 화상 형성 장치들을 포함할 수 있다. 대안적으로, 화상 형성 장치는 감광 드럼(1311) 상에 형성된 토너 상을 중간 전사 벨트에 전사하는 1차 전사 유닛, 및 중간 전사 벨트 상에 형성된 토너 상을 시트에 전사하는 2차 전사 유닛을 포함할 수 있다.
레이저 빔 프린터(1300)는 화상 형성 장치의 화상 형성 동작 및 시트 반송 동작을 제어하는 컨트롤러(도시되지 않음)를 포함한다. 제1 내지 제3 실시예들에서 설명된 전원 공급 장치는 예를 들어 컨트롤러에 전력을 공급한다. 제1 내지 제3 실시예들에서의 전원 공급 장치는 감광 드럼(1311)을 회전시키거나 시트를 반송하는 각종 롤러들을 구동하기 위한 모터와 같은 구동 유닛에도 전력을 공급한다. 다시 말하면, 제1 내지 제3 실시예들에서의 부하(120)는 컨트롤러 또는 구동 유닛에 대응한다. 본 실시예에서의 화상 형성 장치는 절전을 실현하는 대기 상태(예를 들어, 절전 모드 또는 대기 모드)에 화상 형성 장치가 있는 경우에, 컨트롤러에만 전력을 공급하는 것과 같이 부하를 감소시킴으로써 전력 소비를 감소시킬 수 있다. 다시 말하면, 본 실시예에서의 화상 형성 장치가 절전 모드에서 동작할 때, 제1 내지 제3 실시예들에서 설명된 전원 공급 장치는 경부하 동작 시의 버스트 동작을 수행한다. 제1 내지 제3 실시예들에서 설명된 바와 같이, 2파와 같은 짝수 펄스파들은 1회의 버스트 동작 시에 단주기로 출력된다. 따라서, 트랜스포머(104)로부터 발생되는 진동 잡음이 감소될 수 있다. 이 경우에, 제1 및 제2 실시예들에서 설명되는 바와 같이, 버스트 주기마다 상이한 단주기들을 갖는 펄스파들은 중심 주기로서 감쇠되는 주파수에 대응하는 주기를 참조하여, 2개의 단주기 펄스파들 사이에서 턴 오프 시간을 변경하도록 순차적으로 출력될 수 있다. 대안적으로, 제3 실시예에서의 전원 공급 장치에 설명된 바와 같이, 1회의 버스트 동작에서의 2파와 같은 짝수 단주기 파들의 출력 후의 장주기 턴 오프 시간이 변경될 수 있다.
상술한 본 실시예에 따르면, 화상 형성 장치의 스위칭 전원에서, 트랜스포머의 사이즈를 증가시키지 않고 스위칭에 의해 야기되는 손실을 증가시키는 것없이 경부하 동작 시에 트랜스포머로부터 발생되는 진동 잡음이 감소될 수 있다.
본 발명이 예시적 실시예들을 참조하여 설명되었을지라도, 본 발명은 개시된 예시적 실시예들에 한정되지 않는 것이 이해되어야 한다. 이하의 청구범위의 범위는 모든 그러한 변형들, 등가 구조들 및 기능들을 포함하도록 가장 넓은 해석을 허용해야 한다.

Claims (11)

1차측 및 2차측이 서로 절연되는 트랜스포머;
상기 트랜스포머의 1차측을 구동하는 스위칭 유닛;
상기 트랜스포머의 2차측으로부터 미리 정해진 전력을 출력하기 위해, 상기 스위칭 유닛에 펄스 신호를 출력하여, 상기 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 기간을 포함하는 스위칭 동작을 제어하는 제어 유닛;
상기 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 기간에 상기 제어 유닛에 펄스 신호를 연속적으로 출력하는 출력 제어 유닛; 및
상기 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 턴 온 시간들 사이의 구간을 변경하는 제1 변경 유닛을 포함하는, 전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 제1 변경 유닛은 상기 트랜스포머의 공진 주파수에 기초하여 상기 구간을 변경하는, 전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 스위칭 동작은 상기 스위칭 유닛에 상기 펄스 신호들을 출력하지 않고 상기 제어 유닛이 상기 스위칭 유닛을 턴 오프하는 동안의 기간을 포함하고, 상기 스위칭 유닛이 턴 오프되는 기간을 변경하는 제2 변경 유닛을 더 포함하는, 전원 공급 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 스위칭 유닛이 턴 오프되는 기간을 변경을 변경하는 제2 변경 유닛을 더 포함하는, 전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 출력 제어 유닛은 상기 제어 유닛에 짝수 펄스 신호들을 연속적으로 출력하는, 전원 공급 장치.
화상을 형성하는 화상 형성 유닛;
상기 화상 형성 유닛의 동작을 제어하는 제어 유닛; 및
상기 제어 유닛에 전력을 공급하는 전원을 포함하며,
상기 전원은,
1차측 및 2차측이 서로 절연되는 트랜스포머;
상기 트랜스포머의 1차측을 구동하는 스위칭 유닛;
상기 트랜스포머의 2차측으로부터 미리 정해진 전력을 출력하기 위해, 상기 스위칭 유닛에 펄스 신호를 출력하여, 상기 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 기간을 포함하는 스위칭 동작을 제어하는 제어 유닛;
상기 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 기간에 상기 제어 유닛에 펄스 신호를 연속적으로 출력하는 출력 제어 유닛, 및
상기 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 턴 온 시간들 사이의 구간을 변경하는 제1 변경 유닛을 포함하는, 화상 형성 장치.
제6항에 있어서,
상기 제1 변경 유닛은 상기 트랜스포머의 공진 주파수에 기초하여 상기 구간을 변경하는, 화상 형성 장치.
제6항에 있어서,
상기 스위칭 동작은 상기 스위칭 유닛에 상기 펄스 신호들을 출력하지 않고 상기 제어 유닛이 상기 스위칭 유닛을 턴 오프하는 동안의 기간을 포함하고,
상기 전원은 상기 스위칭 유닛이 턴 오프되는 기간을 변경하는 제2 변경 유닛을 더 포함하는, 화상 형성 장치.
제6항에 있어서,
상기 출력 제어 유닛은 상기 제어 유닛에 짝수 펄스 신호들을 연속적으로 출력하는, 화상 형성 장치.
제6항에 있어서,
상기 화상 형성 장치는 전력 소비를 감소시키기 위해 상기 화상 형성 유닛의 동작이 정지되는 절전 모드에서 동작 가능하고,
상기 화상 형성 장치가 상기 절전 모드에서 동작될 때, 상기 스위칭 유닛이 턴 온되는 기간에서, 상기 제1 변경 유닛은 상기 스위칭 유닛이 다수회 턴 온되는 턴 온 시간들 사이의 구간을 변경하는, 화상 형성 장치.
제10항에 있어서,
상기 화상 형성 유닛을 구동하는 구동 유닛을 포함하고,
상기 화상 형성 장치가 상기 절전 모드에서 동작되지 않는 경우에, 상기 전원은 상기 화상 형성 유닛을 구동하기 위해 상기 구동 유닛에 전력을 공급하는, 화상 형성 장치.
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