JP3665984B2 - 待機時省電力スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に待機時の消費電力を減ずる回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
リンギングチョークコンバータ型のスイッチング電源の待機時の消費電力を減ずる回路として、従来は図３に示すような回路が用いられていた。この回路は、待機回路だけが電力を消費するときに、待機回路に供給される電圧に対してより高い他の出力電圧を待機回路が必要とする電圧まで下げて、その下がった電圧をトランジスタスイッチ回路によって待機回路に供給する方法を用いている。
【０００３】
リンギングチョークコンバータは自励式であり、その発振周波数ｆは、入力電圧と出力電圧を各々Ｖ１とＶ２、１次巻線と２次巻線の巻数を各々ｎ１とｎ２、１次巻線のインダクタンスをＬ１、入力電力をＰ１とすると、数１で表すことができる。
【０００４】
【数１】
【０００５】
数１が示すように、負荷が軽くなってＰ１が小さくなる程発振周波数が高くなる。そして、スイッチングロスが増える。しかし、出力電圧Ｖ２を下げることによって発振周波数が下がるので、待機回路だけが電力を消費する負荷の軽いときに、出力電圧を下げることによって発振周波数の上昇を抑えることができ、これによってスイッチングロスの増加をある程度抑えることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ノイズを小さくするためにスイッチ素子に並列にスナバコンデンサが接続されているリンギングチョークコンバータにおいて、スイッチ素子のオフ期間にスナバコンデンサに充電される電圧は、入力電圧に１次巻線のフライバック電圧を足した値になる。スイッチ素子のオフ期間にトランスの励磁エネルギーが放出しきると、スナバコンデンサの電圧が入力電圧より高くなるため、この差の電圧であるフライバック電圧を振幅とする共振現象が生じる。もし、スイッチ素子を共振の開始より半周期遅れてターンオンさせることができれば、スナバコンデンサの電圧が入力電圧から１次巻線のフライバック電圧を引いた値になったときにターンオンし、スナバコンデンサの放電によるスイッチ素子内のロス（ターンオンロス）を小さくできる。本出願人はこの原理を応用した自励式スイッチング電源のソフトスイッチ回路を提供している（登録第２５６０２０８号）。
【０００７】
図３に示した従来方式は、出力電圧を下げる方式であるため、１次巻線のフライバック電圧も下がる。スナバコンデンサが使われていれば、共振の振幅が小さくなるので、仮にスイッチ素子のターンオンのタイミングを共振開始の半周期後に合わせても、スナバコンデンサの電圧の下がりきったところの電圧そのものが小さくならず、ターンオンロスを小さくすることができない。すなわち、図３の従来方式はスナバコンデンサを用いてソフトスイッチ化したリンギングチョークコンバータには向いていない。そこで本発明は、スナバコンデンサを用いるリンギングチョークコンバータにも応用できる待機時の入力電力を小さくする回路を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上の目的を達成するために本発明は、待機回路だけが電力を消費するときは、スイッチングを連続動作から間欠動作に変え、かつ、間欠動作によって生じやすいトランスの音を抑えるために、スイッチ素子を流れる電流の包絡線を正弦波状に近い形にした。
【０００９】
【作用】
スイッチング電源の効率は負荷が小さくなるに従って低くなる。そこで、待機時の電力より大きい電力を間欠的に供給する方が連続的に供給するより高い効率を得ることができる。
【００１０】
間欠発振はトランスから音が発するという問題点を含んでいるが、音の原因はトランスの１次巻線を流れるスイッチング電流の包絡線の形と関係が強い。スイッチングの波と包絡線が作る波の合成波のスペクトラム分布は、数＋ＫＨｚのスイッチング周波数を中心にして、上下両方向に広がる。包絡線の形が矩形波であれば、スペクトラムはスイッチング周波数を中心に上下両方向にかなり広がり、可聴周波数にまで及ぶが、包絡線が数ＫＨｚ以下の正弦波に近い形であれば、スペクトラムの広がりが小さく可聴範囲に及ばなくなり、トランスの音が聞こえなくなる。
【００１１】
【実施例】
図１は本発明の実施例に係る省電力スイッチング電源装置を示す回路図である。図において、スイッチ回路８は待機回路２７だけが電力を消費するときにオフになる。このスイッチ回路８がオフのとき第１のトランジスタ４はオン状態になる。リニアレギュレータ２５の入力電圧が定電圧ダイオード３の降伏電圧とフォトカプラ発光素子１の順方向電圧の和より大きいとき、発光素子１が発光し、受光素子２はオン状態となり、スイッチ素子１６はゲート電荷が受光素子２と第２のトランジスタ９によって放電するのでオフになる。起動抵抗１７を流れる電流も受光素子２と第２のトランジスタ９を流れるのでオフが続き、発振停止状態になる。発振停止の間も待機回路２７によって電力が消費されるので、リニアレギュレータ２５の入力電圧が下がり、やがて発光素子１を流れる電流がゼロになって受光素子２はオフになる。これによって起動抵抗１７の電流は、第１のコンデンサ１８とスイッチ素子１６のゲートの充電を開始し、スイッチ素子１６のケート電圧がスレッショルド電圧に達すると、スイッチ素子１６はごく短いオン期間の発振を開始する。スイッチ素子１６の最初のターンオンによって電荷が放出された第１のコンデンサ１８は、スイッチ素子１６のオフ期間に再び充電されるが、オフ期間も短いため充電々圧がいきなり大きくなることはなく、オンオフの繰り返しと共に上昇する。
【００１２】
第１のコンデンサ１８の電圧が大きくなるとオン期間も長くなるが、オン期間の間に第３のコンデンサ１０の電圧は正帰還巻線１５の電圧が第３の抵抗１１を介して加わるために上昇し、やがて第２のトランジスタ９をオン状態にする。そして、スイッチ素子１６はターンオフする。
【００１３】
スイッチ素子１６のオフ期間には、第３のコンデンサ１０は正帰還巻線１５の負の電圧によって充電されるが、負の電圧は出力電圧に正比例するため、出力電圧の上昇と共に絶対値が大きくなる。
【００１４】
第３のコンデンサ１０の負の電圧の絶対値が大きくなる程、スイッチ素子１６がターンオンしてから、第３のコンデンサ１０の電圧が第２のトランジスタ９をオン状態にする電圧に達するまでの時間が長くなり、その結果スイッチ素子１６のオン期間が長くなる。
【００１５】
スイッチ素子１６のオン期間が長くなるに従って出力電圧が上昇するが、やがて定電圧ダイオード３の降伏電圧と発光素子１の順方向電圧の和に達すると発光素子１に電流が流れ始め、受光素子２であるフォトトランジスタは遮断領域から能動領域に入りコレクタ・エミッタ間飽和電圧が下がり始める。これによってスイッチ素子１６のゲート電圧が下がり始め、オン期間が小さくなり始める。
【００１６】
発光素子１の電流が上昇するためには第１のトランジスタのコレクタ電流が増えなければならない。コレクタ電流の上昇はベース・エミッタ間飽和電圧の上昇にともなっているが第２のコンデンサ６が第１のトランジスタ４のベース・エミッタ間飽和電圧の上昇を遅らせる。その遅れの間は、第１のトランジスタ４は完全に飽和領域に入れず、発光素子１の電流が受光素子２を完全にオン状態にするまでの大きさに達しない。そのためスイッチ素子１６は序々に短いオン期間になっていくが発振を継続し、出力電圧は上昇を続ける。第２のコンデンサ６による遅延時間は、第２のコンデンサ６の容量と第２の抵抗７の値、及びこれらに直流電流を供給する抵抗５の値によって決まる。
【００１７】
第１のトランジスタ４が完全に飽和領域に入りオン状態になると、受光素子２も完全にオン状態となって、スイッチ素子１６は発振を停止する。このときリニアレギュレータ２５の入力電圧は定電圧ダイオード３の降伏電圧と発光素子１の順方向電圧の和を超えて上昇しているため、この電圧が待機回路２７に流れる電流によって下がり、発光素子１の電流がゼロになるまで発振停止は続く。
【００１８】
スイッチ素子１６の電流は図２に示したようにゼロから序々に大きくなり、再び序々にゼロまで小さくなるので、電流の包形波は正弦波に近くなりトランスの音は人の耳に聞き取りにくい。
【００１９】
このようにして、スイッチ素子１６の発振と発振停止が繰り返される。スイッチ素子１６の電流が最も大きくなるなるときの出力電力は、待機回路２７が必要とする電力より大きく、瞬時的な効率が高いので、平均した効率は、待機回路２７が必要な電力を連続的に出力するときの効率より高くなる。
【００２０】
リニアレギュレータ２５の入力電圧は、スイッチ素子１６の発振の期間に上昇し停止期間に下降するので比較的大きいリップルを含むが、リニアレギュレータ２５の出力電圧はフラットな定電圧となって待機回路２７に供給される。
【００２１】
図１の実施例では第２のトランジスタ９がスイッチ回路８がオフ状態のときだけ働く部品になっているが、スイッチ素子１６の制御電極に接続されているので、スイッチ回路８がオン状態のときに、出力電圧を一定にするための発振制御回路の一部として働かすことも可能である。
【００２２】
【発明の効果】
リンギングチョークコンバータは負荷が軽くなると、発振周波数が高くなるために効率が低下する。本発明は間欠発振を生じさせることによって、発振周波数の上昇を抑え、効率の低下を防いだ。そして、トランスから音が発しやすいという間欠発振の短所を、トランス１次巻線に流れる電流の包絡線が正弦波に近い形をとるようにした。それらの機能をごくわずかな部品の追加で可能にしたので経済的効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係る省電力スイッチング電源装置。
【図２】図１のスイッチ素子１６の電流の波形を示す図である。
【図３】従来の省電力スイッチング電源装置の一例を示す図である。
【符号の説明】
１ フォトカプラの発光素子
２ フォトカプラの受光素子
３ 定電圧ダイオード
４ 第１のトランジスタ
５ 抵抗
６ 第２のコンデンサ
７ 第２の抵抗
８ スイッチ回路
９ 第２のトランジスタ
１０ 第３のコンデンサ
１１ 第３の抵抗
１２ １次巻線
１３、１４ ２次側の巻線
１５ 正帰還巻線
１６ スイッチ素子
１７ 起動抵抗
１８ 第１のコンデンサ
１９ 第１の抵抗
２０ 発振制御回路
２１、２２ ダイオード
２３、２４ コンデンサ
２５ リニアレギュレータ
２６ 主負荷回路
２７ 待機回路
２８、２９、３０、３１ 抵抗
３２ 電圧検出ＩＣ
３３、３４、３５ トランジスタ
３６、３７ ダイオード
３８、３９ 抵抗
４０ フォトカプラの発光素子
４１ フォトカプラの受光素子
【産業上の利用分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に待機時の消費電力を減ずる回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
リンギングチョークコンバータ型のスイッチング電源の待機時の消費電力を減ずる回路として、従来は図３に示すような回路が用いられていた。この回路は、待機回路だけが電力を消費するときに、待機回路に供給される電圧に対してより高い他の出力電圧を待機回路が必要とする電圧まで下げて、その下がった電圧をトランジスタスイッチ回路によって待機回路に供給する方法を用いている。
【０００３】
リンギングチョークコンバータは自励式であり、その発振周波数ｆは、入力電圧と出力電圧を各々Ｖ１とＶ２、１次巻線と２次巻線の巻数を各々ｎ１とｎ２、１次巻線のインダクタンスをＬ１、入力電力をＰ１とすると、数１で表すことができる。
【０００４】
【数１】
数１が示すように、負荷が軽くなってＰ１が小さくなる程発振周波数が高くなる。そして、スイッチングロスが増える。しかし、出力電圧Ｖ２を下げることによって発振周波数が下がるので、待機回路だけが電力を消費する負荷の軽いときに、出力電圧を下げることによって発振周波数の上昇を抑えることができ、これによってスイッチングロスの増加をある程度抑えることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ノイズを小さくするためにスイッチ素子に並列にスナバコンデンサが接続されているリンギングチョークコンバータにおいて、スイッチ素子のオフ期間にスナバコンデンサに充電される電圧は、入力電圧に１次巻線のフライバック電圧を足した値になる。スイッチ素子のオフ期間にトランスの励磁エネルギーが放出しきると、スナバコンデンサの電圧が入力電圧より高くなるため、この差の電圧であるフライバック電圧を振幅とする共振現象が生じる。もし、スイッチ素子を共振の開始より半周期遅れてターンオンさせることができれば、スナバコンデンサの電圧が入力電圧から１次巻線のフライバック電圧を引いた値になったときにターンオンし、スナバコンデンサの放電によるスイッチ素子内のロス（ターンオンロス）を小さくできる。本出願人はこの原理を応用した自励式スイッチング電源のソフトスイッチ回路を提供している（登録第２５６０２０８号）。
【０００７】
図３に示した従来方式は、出力電圧を下げる方式であるため、１次巻線のフライバック電圧も下がる。スナバコンデンサが使われていれば、共振の振幅が小さくなるので、仮にスイッチ素子のターンオンのタイミングを共振開始の半周期後に合わせても、スナバコンデンサの電圧の下がりきったところの電圧そのものが小さくならず、ターンオンロスを小さくすることができない。すなわち、図３の従来方式はスナバコンデンサを用いてソフトスイッチ化したリンギングチョークコンバータには向いていない。そこで本発明は、スナバコンデンサを用いるリンギングチョークコンバータにも応用できる待機時の入力電力を小さくする回路を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上の目的を達成するために本発明は、待機回路だけが電力を消費するときは、スイッチングを連続動作から間欠動作に変え、かつ、間欠動作によって生じやすいトランスの音を抑えるために、スイッチ素子を流れる電流の包絡線を正弦波状に近い形にした。
【０００９】
【作用】
スイッチング電源の効率は負荷が小さくなるに従って低くなる。そこで、待機時の電力より大きい電力を間欠的に供給する方が連続的に供給するより高い効率を得ることができる。
【００１０】
間欠発振はトランスから音が発するという問題点を含んでいるが、音の原因はトランスの１次巻線を流れるスイッチング電流の包絡線の形と関係が強い。スイッチングの波と包絡線が作る波の合成波のスペクトラム分布は、数＋ＫＨｚのスイッチング周波数を中心にして、上下両方向に広がる。包絡線の形が矩形波であれば、スペクトラムはスイッチング周波数を中心に上下両方向にかなり広がり、可聴周波数にまで及ぶが、包絡線が数ＫＨｚ以下の正弦波に近い形であれば、スペクトラムの広がりが小さく可聴範囲に及ばなくなり、トランスの音が聞こえなくなる。
【００１１】
【実施例】
図１は本発明の実施例に係る省電力スイッチング電源装置を示す回路図である。図において、スイッチ回路８は待機回路２７だけが電力を消費するときにオフになる。このスイッチ回路８がオフのとき第１のトランジスタ４はオン状態になる。リニアレギュレータ２５の入力電圧が定電圧ダイオード３の降伏電圧とフォトカプラ発光素子１の順方向電圧の和より大きいとき、発光素子１が発光し、受光素子２はオン状態となり、スイッチ素子１６はゲート電荷が受光素子２と第２のトランジスタ９によって放電するのでオフになる。起動抵抗１７を流れる電流も受光素子２と第２のトランジスタ９を流れるのでオフが続き、発振停止状態になる。発振停止の間も待機回路２７によって電力が消費されるので、リニアレギュレータ２５の入力電圧が下がり、やがて発光素子１を流れる電流がゼロになって受光素子２はオフになる。これによって起動抵抗１７の電流は、第１のコンデンサ１８とスイッチ素子１６のゲートの充電を開始し、スイッチ素子１６のケート電圧がスレッショルド電圧に達すると、スイッチ素子１６はごく短いオン期間の発振を開始する。スイッチ素子１６の最初のターンオンによって電荷が放出された第１のコンデンサ１８は、スイッチ素子１６のオフ期間に再び充電されるが、オフ期間も短いため充電々圧がいきなり大きくなることはなく、オンオフの繰り返しと共に上昇する。
【００１２】
第１のコンデンサ１８の電圧が大きくなるとオン期間も長くなるが、オン期間の間に第３のコンデンサ１０の電圧は正帰還巻線１５の電圧が第３の抵抗１１を介して加わるために上昇し、やがて第２のトランジスタ９をオン状態にする。そして、スイッチ素子１６はターンオフする。
【００１３】
スイッチ素子１６のオフ期間には、第３のコンデンサ１０は正帰還巻線１５の負の電圧によって充電されるが、負の電圧は出力電圧に正比例するため、出力電圧の上昇と共に絶対値が大きくなる。
【００１４】
第３のコンデンサ１０の負の電圧の絶対値が大きくなる程、スイッチ素子１６がターンオンしてから、第３のコンデンサ１０の電圧が第２のトランジスタ９をオン状態にする電圧に達するまでの時間が長くなり、その結果スイッチ素子１６のオン期間が長くなる。
【００１５】
スイッチ素子１６のオン期間が長くなるに従って出力電圧が上昇するが、やがて定電圧ダイオード３の降伏電圧と発光素子１の順方向電圧の和に達すると発光素子１に電流が流れ始め、受光素子２であるフォトトランジスタは遮断領域から能動領域に入りコレクタ・エミッタ間飽和電圧が下がり始める。これによってスイッチ素子１６のゲート電圧が下がり始め、オン期間が小さくなり始める。
【００１６】
発光素子１の電流が上昇するためには第１のトランジスタのコレクタ電流が増えなければならない。コレクタ電流の上昇はベース・エミッタ間飽和電圧の上昇にともなっているが第２のコンデンサ６が第１のトランジスタ４のベース・エミッタ間飽和電圧の上昇を遅らせる。その遅れの間は、第１のトランジスタ４は完全に飽和領域に入れず、発光素子１の電流が受光素子２を完全にオン状態にするまでの大きさに達しない。そのためスイッチ素子１６は序々に短いオン期間になっていくが発振を継続し、出力電圧は上昇を続ける。第２のコンデンサ６による遅延時間は、第２のコンデンサ６の容量と第２の抵抗７の値、及びこれらに直流電流を供給する抵抗５の値によって決まる。
【００１７】
第１のトランジスタ４が完全に飽和領域に入りオン状態になると、受光素子２も完全にオン状態となって、スイッチ素子１６は発振を停止する。このときリニアレギュレータ２５の入力電圧は定電圧ダイオード３の降伏電圧と発光素子１の順方向電圧の和を超えて上昇しているため、この電圧が待機回路２７に流れる電流によって下がり、発光素子１の電流がゼロになるまで発振停止は続く。
【００１８】
スイッチ素子１６の電流は図２に示したようにゼロから序々に大きくなり、再び序々にゼロまで小さくなるので、電流の包形波は正弦波に近くなりトランスの音は人の耳に聞き取りにくい。
【００１９】
このようにして、スイッチ素子１６の発振と発振停止が繰り返される。スイッチ素子１６の電流が最も大きくなるなるときの出力電力は、待機回路２７が必要とする電力より大きく、瞬時的な効率が高いので、平均した効率は、待機回路２７が必要な電力を連続的に出力するときの効率より高くなる。
【００２０】
リニアレギュレータ２５の入力電圧は、スイッチ素子１６の発振の期間に上昇し停止期間に下降するので比較的大きいリップルを含むが、リニアレギュレータ２５の出力電圧はフラットな定電圧となって待機回路２７に供給される。
【００２１】
図１の実施例では第２のトランジスタ９がスイッチ回路８がオフ状態のときだけ働く部品になっているが、スイッチ素子１６の制御電極に接続されているので、スイッチ回路８がオン状態のときに、出力電圧を一定にするための発振制御回路の一部として働かすことも可能である。
【００２２】
【発明の効果】
リンギングチョークコンバータは負荷が軽くなると、発振周波数が高くなるために効率が低下する。本発明は間欠発振を生じさせることによって、発振周波数の上昇を抑え、効率の低下を防いだ。そして、トランスから音が発しやすいという間欠発振の短所を、トランス１次巻線に流れる電流の包絡線が正弦波に近い形をとるようにした。それらの機能をごくわずかな部品の追加で可能にしたので経済的効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係る省電力スイッチング電源装置。
【図２】図１のスイッチ素子１６の電流の波形を示す図である。
【図３】従来の省電力スイッチング電源装置の一例を示す図である。
【符号の説明】
１ フォトカプラの発光素子
２ フォトカプラの受光素子
３ 定電圧ダイオード
４ 第１のトランジスタ
５ 抵抗
６ 第２のコンデンサ
７ 第２の抵抗
８ スイッチ回路
９ 第２のトランジスタ
１０ 第３のコンデンサ
１１ 第３の抵抗
１２ １次巻線
１３、１４ ２次側の巻線
１５ 正帰還巻線
１６ スイッチ素子
１７ 起動抵抗
１８ 第１のコンデンサ
１９ 第１の抵抗
２０ 発振制御回路
２１、２２ ダイオード
２３、２４ コンデンサ
２５ リニアレギュレータ
２６ 主負荷回路
２７ 待機回路
２８、２９、３０、３１ 抵抗
３２ 電圧検出ＩＣ
３３、３４、３５ トランジスタ
３６、３７ ダイオード
３８、３９ 抵抗
４０ フォトカプラの発光素子
４１ フォトカプラの受光素子
Claims (1)
- １次巻線と正帰還巻線と２次側に１つ以上の巻線をもつトランスと、前記１次巻線に直列に接続されたスイッチ素子と、前記スイッチ素子の制御電極と前記正帰還巻線の正側の端子の間に接続された第１のコンデンサと第１の抵抗とからなる直列回路と、前記２次側の巻線に接続された整流平滑回路と、前記スイッチ素子の発振を制御して前記整流平滑回路の出力電圧を一定に保つ発振制御回路を備え、前記整流平滑回路の出力の１つから待機回路に電力を供給しているリンギングチョークコンバータにおいて、前記整流平滑回路の１組の出力端子にフォトカプラの発光素子と定電圧ダイオードと第１のトランジスタとからなる直列回路を接続し、前記第１のトランジスタのベースに直流電流源を接続し、前記第１のトランジスタのベースとエミッタの間に第２のコンデンサと第２の抵抗とからなる並列回路を接続し、更に前記第１のトランジスタのベースとエミッタの間に待機時にオフになるスイッチ回路を接続し、前記スイッチ素子の制御電極に第２のトランジスタを接続し、前記第２のトランジスタのベースとエミッタの間に第３のコンデンサを接続し、前記第２のトランジスタのベースと前記正帰還巻線の正側の端子の間に第３の抵抗を接続し、前記フォトカプラの受光素子を前記スイッチ素子の制御電極と前記第２のトランジスタのベースの間に接続し、これによって待機時の消費電力を減ずることを特徴とする待機時省電力スイッチング電源装置。
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|---|---|---|---|
| JP04418298A JP3665984B2 (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | 待機時省電力スイッチング電源装置 |
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| JP04418298A JP3665984B2 (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | 待機時省電力スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11215819A JPH11215819A (ja) | 1999-08-06 |
| JP3665984B2 true JP3665984B2 (ja) | 2005-06-29 |
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ID=12684442
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP04418298A Expired - Fee Related JP3665984B2 (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | 待機時省電力スイッチング電源装置 |
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| JP (1) | JP3665984B2 (ja) |
Cited By (5)
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|---|---|---|---|---|
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| EP2637294A2 (en) | 2012-03-09 | 2013-09-11 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supply device and image forming apparatus |
| EP2637295A2 (en) | 2012-03-09 | 2013-09-11 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supply device and image forming apparatus |
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| KR20040008069A (ko) * | 2002-07-15 | 2004-01-28 | 삼성전자주식회사 | 대기소비전력 저감용 전원공급장치 |
| KR100476957B1 (ko) * | 2002-07-23 | 2005-03-16 | 삼성전자주식회사 | 전자기기의 전원 제어장치 |
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| DE102013207327A1 (de) * | 2013-04-23 | 2014-10-23 | Tridonic Gmbh & Co. Kg | Konvertermodul zum Betrieb von Leuchtmitteln, mit potentialtrennendem getakteten Wandler |
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1998
- 1998-01-21 JP JP04418298A patent/JP3665984B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPH11215819A (ja) | 1999-08-06 |
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