JP6218446B2 - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents
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Description
(2)コアに巻回された一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記トランスの前記一次巻線に流れる電流を供給又は遮断する第一スイッチング手段と、前記第一スイッチング手段にパルス信号を印加することによりスイッチング動作を制御する第一制御手段と、を備え、所定電力を消費する第一モードと、前記第一スイッチング手段の前記スイッチング動作を停止させる期間が前記第一モードよりも長く、前記第一モードよりも低い電力を消費する第二モードに切り換え可能な電源装置であって、前記トランスの前記二次巻線に流れる電流を供給又は遮断する第二スイッチング手段と、前記第二スイッチング手段に流れる電流に応じて前記第二スイッチング手段のオン又はオフを制御する第二制御手段と、前記第二モードに移行して所定時間が経過したあとに、前記第二制御手段の制御にかかわらず前記第二スイッチング手段をオン状態に維持するタイマ回路と、を備え、前記タイマ回路は、前記第一スイッチング手段による前記スイッチング動作が停止したあとに前記トランスの前記コアが自由振動を開始し、前記コアの速度がマイナスとなっている期間中に、前記第二スイッチング手段をオン状態にすることを特徴とする電源装置。
(3)記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記画像形成手段の動作を制御するコントローラと、前記(1)項から前記(4)項のいずれか1項に記載の電源装置と、を備え、前記電源装置は前記コントローラに電力を供給し、前記コントローラからの指示に基づき、前記画像形成手段は画像形成を行うことを特徴とする画像形成装置。
電源装置の動作に関して、電源装置の構成を、図1を用いて説明する。商用交流電源700から交流電圧が印加されると、交流電圧はダイオードブリッジ701及びコンデンサ702により整流、平滑され、コンデンサ702の両端に直流電圧が発生する。制御手段又は第一制御手段であるスイッチング電源制御IC710(以下、単にIC710とする)の端子1には、コンデンサ702に蓄えられた電圧が抵抗703を介して入力される。これにより、IC710が内部に有する電源回路802によりIC710自身が動作するための電源が生成される。
図2(a)、図2(b)に、IC710が行うバースト動作の一例を示し、バースト動作時の動作波形を示す。ここで、図2(a)の901(破線)はIC710の端子4の電圧波形、902(一点鎖線)はIC710で予め定められている発振停止電圧(基準電圧807)である。また、図2(a)の903(実線)は端子6の電圧であり、抵抗709に電流が流れたときの抵抗709の両端の電圧である。図2(b)の904はFET708のゲート端子の電圧であり、IC710の端子7の電圧でもある。図2(a)、図2(b)の横軸は時間(t)、縦軸は電圧(V)を示している。
トランス704を駆動する際のコアに働く力の方向を定義した図と変位量を表す図を図2(イ)〜図2(ハ)に示す。ここではトランス704のコアとして一般的なEE型又はEER型のコアを想定している。図2(イ)〜図2(ハ)にはトランス704のコアを投影した形を示している。図2(イ)〜図2(ハ)中、矢印は方向を示し、図2(イ)に示すように巻線が巻回された巻回軸方向にコア同士を吸引する方向を+方向とし、図2(ロ)に示すようにコア同士が離れる方向を−方向としている。図2(ハ)には、振動状態にあるトランス704のコアの変位を可視化した図を示している。図2(ハ)は、図2(ロ)に示す−方向の力(後述する復元力F’)が優勢となっている状態で、トランスは、図面中上下方向へ膨らみ、左右方向には凹んだ状態となる。なお、図2(イ)に示す+方向の力(後述する電磁力F)が優勢となっている状態では、トランスは、図面中上下方向には凹み、左右方向へは膨らんだ形状となる。
F∝B2S/2μ0・・・(式1)
ここで、Bは磁束密度、Sは有効断面積、μ0は真空の透磁率である。
また、磁束密度Bは、以下の式より電流に比例することがわかる。
B=LI/SN・・・(式2)
ここで、Lはトランス704のインダクタンス、Iは巻線電流、Sは磁路の有効断面積、Nは巻数である。
F’=−kx・・・(式3)
となる。ここで、kはコアの材質及び構造により求まるばね定数、xはコアの静止時からの変位量である。復元力F’は変位量xの大きさに比例し、方向は変位量xを打ち消す方向に働く。
コアの変位が増加していくと、復元力F’の増加に伴ってコアへの加速度、速度とも増加が抑えられ始め、やがては電磁力Fと釣り合ってしまう。電源装置が、上述したバースト動作を行う第二モードであるバーストモードに移行して休止期間に入ると、トランス704に働く電磁力Fは0となる。このとき、コアの力学的エネルギーとしては、変位量xと復元力F’による位置エネルギーと、コアの速度による運動エネルギーが残留することになる。これにより、コアは力学的な自由振動を始める。この様子を図3に示す。図3(イ)の縦軸はFET708のゲート電圧(V)の波形を示し、横軸は時間を示す。図3(ロ)の縦軸はコアに発生する磁束の磁束密度B(T)を示し、横軸は時間を示す。図3(ハ)の縦軸はコアの変位量x、横軸は時間を示す。また、図3(ニ)の縦軸はコアの+、−方向への速度を示し、+方向はトランス704のコア同士が中央方向に向かって吸引される方向を示し、−方向はトランス704のコア同士が離れていく方向であることを示し、横軸は時間を示している。
mv2/2−F’x=一定・・・(式4)
ここで、mはコアの質量、vはコアの速度である。
図4は、電源装置がバーストモードで稼働している際(即ち、スイッチング動作の休止期間中)に、コアの変位量をリセットするためのパルスをFET708に入力した場合のグラフである。図4には、パルス印加タイミングと変位量x及びパルス印加タイミングとコアの速度vの関係を示す。説明を容易にするため、図4にはトランス704のコアの自由振動の一周期(基本振動周期ともいう)を2πとした際、基本振動周期2πの半周期であるπだけ経過した後にパルスを1回印加した例を示す。ここで、図4(イ)はFET708のゲート電圧(V)の波形、図4(ロ)はコアの磁束密度B(T)、図4(ハ)はコアの変位量x、図4(ニ)はコアの速度vを示している。横軸は全て時間である。図4(ハ)、図4(ニ)には、電磁力Fが減衰してからのコアの自由振動(tfree)を示す波形を破線でREFとして表記している。即ち、図4(ハ)、図4(ニ)に示す破線REFの波形は、図3(ハ)、図3(ニ)の波形と同じである。
図4では、図3と同様に、トランス704を駆動するFET708のオン、オフパルスは、2回印加されている。なお、コアの自由振動(tfree)の開始タイミングは、図4(ロ)に示すように、2回目のパルスをFET708に印加した後、磁束密度B(T)=0となるタイミングである。また、以降、コアの自由振動の周期を2πとした場合に、コアの変位量が最初に0となるタイミングから位相πに相当する時間分(以下、単に、時間π等のように表現する)、さかのぼったタイミングを時間0とする。
時間π/2〜時間3π/2の期間、即ち期間A〜期間Cでは、概ねトランス704のコア同士が離れていく方向(−方向)に向かってコアが移動している、即ち速度vがマイナスとなっている。このため、期間A〜期間Cでは、電磁力Fによる加速度がそのままブレーキとして働くため、速度vの絶対値が小さくなることがわかる。例えば、図5(ロ)、図5(ハ)に示すように、期間Aに印加したパルスA(太い一点鎖線で示す)では、速度vの絶対値は小さくなる。なお、期間AにパルスAを印加した場合、変位量xとばね定数kによる位置エネルギーが残留しているため、一旦速度vが減少した後も復元力F’による加速を受けて再度速度vの絶対値が上昇する。また、図5(ロ)、図5(ハ)に示すように、パルスB(太い実線で示す)の印加タイミングは図4と同じタイミングであり、変位量0、速度最大(−方向)のタイミングである。この場合は、変位量xの大きさに伴う復元力F’が小さくなっているため、速度vの絶対値が低下した後、残留している運動エネルギーが位置エネルギーに変わっていく。このため、パルスBでは、速度vの振幅及び変位量xの振幅は最も小さくなる。更に図5(ロ)、図5(ハ)に示す期間Cに印加したパルスC(太い破線で示す)では、速度vの絶対値は減少するものの、既に位置エネルギーに変換されたエネルギーが残留しているため、パルスBに比較すると効果が少ないことがわかる。更には期間Cでも、パルス印加により電磁力Fを与えた結果、速度vが+側になってしまう場合には、むしろ速度vの振幅が大きくなってしまい、変位量xの振幅も大きくなってしまう。
時間3π/2〜時間2π(期間D)、磁束密度B=0(図3(ロ)参照)のタイミング〜時間π/2(期間F)の期間では、トランス704のコア同士が吸引される方向(+方向)に移動している。このため、このタイミングでの電磁力Fの印加は、トランス704のコアの速度vを更に上昇させてしまい、変位量xの振幅も上昇してしまう。特にその効果は、図6に示すパルスEのタイミングで最大となる。なお、図6(ロ)、図6(ハ)では、パルスDを印加したときの変位量x、速度vの波形を太い一点鎖線、パルスEを印加したときの変位量x、速度vの波形を太い実線、パルスFを印加したときの変位量x、速度vの波形を太い破線で示している。
図7は本実施例の電源装置の回路図である。図8には、本実施例の電源装置の動作波形を示す。また、図1(a)の回路図と共通する構成には同一の符号を付し、説明は省略する。端子131はIC710の端子7、即ちFET708のゲート電圧信号端子に接続されており、端子132はIC710のGND端子である端子5に接続されている。また、端子134はIC710の端子2に接続されており、電源端子である。また、端子133はIC710の端子4のフィードバック端子に接続されている。なお、端子131は後述するワンショット回路B1に接続され、端子133は後述するタイマ回路B2に接続されている。
図8に、図7に示す電源装置の動作波形を示す。ここで、図8(a)の901(破線)はIC710の端子4の電圧波形、902(一点鎖線)はIC710で予め定められている所定電圧である発振停止電圧(図1(b)の基準電圧807)、903(実線)は抵抗709に現れる電圧である。図8(b)の904は、IC710の動作によるFET708のゲート電圧の波形であり、IC710の端子7(端子131でもある)の電圧である。即ち、図8(b)は、FET708のゲート端子に印加されるパルス波形でもある。また、図8(c)の250は、ワンショット回路B1のトランジスタ102のコレクタ電圧の波形を示し、図8(d)の251は、タイマ回路B2のトランジスタ130のベース電圧を示している。図8(a)〜図8(d)の横軸は時間(t)、縦軸は電圧(V)を示している。
(1)トランス704のコアをハンマーで叩き、その状態での音を測定して、フーリエ変換により周波数スペクトラムを取得する。
(2)トランス704に正弦波を印加し、周波数を変えながら発生する音波を測定して、フーリエ変換により周波数スペクトラムを取得する。
(1)又は(2)の方法で周波数スペクトラムのピークを確認し、最も低い周波数成分の逆数を求め、トランス704の基本波の共振周期とする。
実際に(2)の方法により得た周波数から周期を計算し、バースト動作終了後から時間πの後にパルスを1波印加した状態と、パルス無しの状態で音圧測定を行った。そして、マイクとFFTアナライザを用いて測定した音圧は、パルス有の場合の方がパルス無の場合よりも大きな電力を伝達可能であるにも関わらず、10dB以上低下することが確認できた。
図9(a)に示す電源装置では、図7のトランジスタ115、120により構成されるワンショット回路を省略することで回路を簡略化している。トランジスタ214のコレクタ端子は、端子133を介してIC710の端子4に接続されている。なお、トランジスタ214のコレクタ端子は、信号レベルの整合を行えば抵抗709又はIC710の端子6などに接続しても同様の効果を得ることが可能である。端子134である電源電圧はIC710と共通の、コンデンサ714から取得しても良い。図9(b)〜図9(e)に、図9(a)に示した電源装置の各部の波形を示す。なお、図9(b)、図9(c)は、図8(a)、図8(b)のグラフと同じグラフであり、説明を省略する。図9(d)の301は、PNPトランジスタ(以下、単にトランジスタという)212のエミッタ電圧であり、図9(e)の302は、トランジスタ214のベース電圧である。
図10(a)に、ダイオードとコンデンサ、抵抗からなるタイマ回路による発振停止期間(期間toff)が終了した後、FET708にパルスを1波出力して、FET708をオン、オフするような回路(パルス印加回路でもある)を構成した例を示す。図1(a)、図9(a)と同じ構成には同じ符号を付し、説明は省略する。また、図10(b)〜図10(e)に、図10(a)に示す電源装置の各部の動作波形を示す。図10(b)、図10(c)は、図9(b)、図9(c)に示すグラフに対応するものであり、説明は省略する。ここで、図9(c)では、通常のバースト動作におけるパルスをFET708に印加している。これに対して図10(c)では、期間toff終了後に、トランス704のコアの機械的な歪みを打ち消すためのパルスをFET708に印加している点において異なる。また、図10(d)の401は、トランジスタ212のエミッタ端子の電圧波形であり、図10(e)の402は、トランジスタ214のベース電圧の波形である。
n×(π/2〜3π/2):nは1以上の整数
の期間とすることで、バースト動作の停止期間を決定している。詳細には、バースト動作の停止期間は、IC1710の端子4の電圧が発振停止電圧807以下となったタイミングに開始される。また、バースト動作の停止期間は、最短でn×π/2、最長でn×3π/2のタイミングで終了する。なお、バースト動作の停止期間中に、トランス704の歪みを軽減するためにパルス信号を出力する場合、パルス信号の印加が終了した後でも、トランス704の二次側の吐き出しが終わるまでに時間を要する(以下、吐き出し時間αとする)。吐き出し時間αは、例えば10数μs程度であり、トランス704から発生する音の周波数(10kHz程度)に比較して小さい。このため、バースト動作の停止期間の終了のタイミングを、(n×π/2+α)〜(n×3π/2+α)のように、吐き出し時間α分だけずらしてもよい。
図11(b)に示すように、本実施例の電源装置は、二次側に第二スイッチング手段である同期整流FET650、第二制御手段である同期整流FETの制御回路651を備える構成である。ここで、同期整流FET650は、オン又はオフすることにより、トランス704の二次巻線706に流れる電流を供給又は遮断する。また、制御回路651は、同期整流FET650のドレイン−ソース間に流れる電流を検出した場合に、同期整流FET650をオンし、ドレイン−ソース間に流れる電流が減少し0となった場合に、同期整流FET650をオフするように制御している。
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図12に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ300は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム311、感光ドラム311を一様に帯電する帯電部317(帯電手段)、感光ドラム311に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部312(現像手段)を備えている。そして、感光ドラム311に現像されたトナー像をカセット316から供給された記録材としてのシート(不図示)に転写部318(転写手段)によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器314で定着してトレイ315に排出する。この感光ドラム311、帯電部317、現像部312、転写部318が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ300は、実施例1〜4で説明した電源装置400を備えている。なお、実施例1〜4の電源装置400を適用可能な画像形成装置は、図12に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム311上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。
708 FET
710 IC
Claims (10)
- コアに巻回された一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、
前記トランスの前記一次巻線に流れる電流を供給又は遮断するスイッチング手段と、
前記スイッチング手段にパルス信号を印加することによりスイッチング動作を制御する制御手段と、
を備え、所定電力を消費する第一モードと、前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を停止させる期間が前記第一モードよりも長く、前記第一モードよりも低い電力を消費する第二モードに切り換え可能な電源装置であって、
前記制御手段は、前記第二モードで動作している際の前記スイッチング手段による前記スイッチング動作を停止している期間において、前記トランスの前記コアが自由振動を開始し、前記コアの速度がマイナスとなっている期間中に、前記スイッチング手段に少なくとも1波のパルス信号を印加することを特徴とする電源装置。 - 前記制御手段は、前記コアの前記自由振動の一周期を2πとしたとき、前記自由振動の位相が、
n×π/2〜n×3π/2 (ここで、nは1以上の整数)
の期間中に、前記スイッチング手段に前記パルス信号を印加することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 前記制御手段は、前記トランスの二次側の出力電圧に応じた電圧が所定電圧より低くなった場合に、前記スイッチング動作を停止させるよう制御するために、前記出力電圧に応じた電圧が入力される端子を有し、
前記端子の電圧を、前記出力電圧にかかわらず前記所定電圧よりも低い電圧に所定時間、維持するタイマ回路を備えることを特徴とする請求項1又は2に記載の電源装置。 - 前記タイマ回路は、抵抗とコンデンサを有し、
前記所定時間は、前記抵抗と前記コンデンサの時定数により決定されることを特徴とする請求項3に記載の電源装置。 - 前記所定時間が経過したあとに、前記端子の電圧を、前記出力電圧にかかわらず前記所定電圧以上の電圧にするパルス印加回路を備えることを特徴とする請求項3又は4に記載の電源装置。
- 前記制御手段は、前記トランスの二次側の出力電圧に応じた電圧が所定電圧より低くなったあと、前記出力電圧にかかわらず所定時間、前記スイッチング動作を停止させることを特徴とする請求項1又は2に記載の電源装置。
- 前記制御手段は、前記所定時間が経過したあとに、前記出力電圧にかかわらず前記スイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項6に記載の電源装置。
- コアに巻回された一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、
前記トランスの前記一次巻線に流れる電流を供給又は遮断する第一スイッチング手段と、
前記第一スイッチング手段にパルス信号を印加することによりスイッチング動作を制御する第一制御手段と、
を備え、所定電力を消費する第一モードと、前記第一スイッチング手段の前記スイッチング動作を停止させる期間が前記第一モードよりも長く、前記第一モードよりも低い電力を消費する第二モードに切り換え可能な電源装置であって、
前記トランスの前記二次巻線に流れる電流を供給又は遮断する第二スイッチング手段と、
前記第二スイッチング手段に流れる電流に応じて前記第二スイッチング手段のオン又はオフを制御する第二制御手段と、
前記第二モードに移行して所定時間が経過したあとに、前記第二制御手段の制御にかかわらず前記第二スイッチング手段をオン状態に維持するタイマ回路と、を備え、
前記タイマ回路は、前記第一スイッチング手段による前記スイッチング動作が停止したあとに前記トランスの前記コアが自由振動を開始し、前記コアの速度がマイナスとなっている期間中に、前記第二スイッチング手段をオン状態にすることを特徴とする電源装置。 - 前記タイマ回路は、前記コアの前記自由振動の一周期を2πとしたとき、前記自由振動の位相が、
n×π/2〜n×3π/2 (ここで、nは1以上の整数)
の期間中に、前記第二スイッチング手段をオン状態にすることを特徴とする請求項8に記載の電源装置。 - 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
前記画像形成手段の動作を制御するコントローラと、
請求項1乃至9のいずれか1項に記載の電源装置と、を備え、
前記電源装置は前記コントローラに電力を供給し、前記コントローラからの指示に基づき、前記画像形成手段は画像形成を行うことを特徴とする画像形成装置。
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