KR100971581B1

KR100971581B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터

Info

Publication number: KR100971581B1
Application number: KR1020060026587A
Authority: KR
Inventors: 도모야스 야마다
Original assignee: 산켄덴키 가부시키가이샤
Priority date: 2005-03-30
Filing date: 2006-03-23
Publication date: 2010-07-20
Also published as: KR20060106698A; US7542308B2; US20060221650A1; JP2006280138A; JP4687958B2

Abstract

DC-DC 컨버터의 발진기에 의한 소비 전력을 저감한다.

DC-DC 컨버터의 제어회로(6)는, 발진기(10)의 펄스 신호 V_OSC에 동기하여 MOSFET(3)의 제어 단자에 온ㆍ오프 신호를 출력하는 신호출력회로(11)와, 출력 전압 검출회로(5)의 검출 신호 레벨에 따라 신호출력회로(11)에 제어 신호 V_C1를 출력하여, 경부하시에 MOSFET(3)를 간헐 동작 상태로 전환하는 간헐동작 제어회로(12)와, 간헐동작 제어회로(12)의 제어 신호 V_C1에 응답하여, 발진기(10)에의 구동용 전력 V_CC의 공급을 정지하는 전력제어회로(16)를 가지므로, 간헐 동작하는 MOSFET(3)의 휴지기간에, 발진기(10)의 펄스 신호 V_OSC의 발생을 정지할 수 있다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터{DC-DC CONVERTER}

도 1은 본 발명에 의한 DC-DC 컨버터의 실시형태를 도시한 전기회로도.

도 2는 도 1의 전력제어회로의 실시예 1을 도시한 전기회로도.

도 3은 도 1의 각부의 전압을 도시한 파형도.

도 4는 도 1의 전력제어회로의 실시예 2를 도시한 전기회로도.

도 5는 도 4의 각 부의 전압을 도시한 파형도.

도 6은 간헐동작 제어회로의 하나의 실시예를 도시한 전기회로도.

도 7은 종래의 DC-DC 컨버터를 도시한 전기회로도.

도 8은 경부하가 아닐 때의 도 7의 각 부의 전압을 도시한 파형도.

도 9는 경부하일 때에 MOSFET가 간헐 동작하기 직전의 도 7의 각 부의 전압을 도시한 파형도.

도 10은 경부하일 때에 MOSFET가 간헐 동작 상태인 도 7의 각 부의 전압을 도시한 파형도.

도 11은 간헐동작 제어회로의 다른 실시예를 도시한 전기회로도.

<부호의 주요 부분에 대한 간단한 설명>

1 : 직류 전원 2 : 트랜스

2a : 1차 권선 2b : 2차 권선

3 : MOSFET(스위칭 소자) 4 : 부하

5 : 출력 전압 검출회로 6 : 제어회로

7 : 신호생성회로 8 : 전력공급회로

9a∼9c : 공급용 PNP 트랜지스터(스위치 소자)

10 : 발진기 11 : 신호출력회로

12 : 간헐동작 제어회로 13 : 구동용 전력원

14 : 정류평활회로 16 : 전력제어회로

17 : P채널형 MOSFET(스위치 소자) 22 : AND 게이트(게이트 회로)

23 : 제1 콤퍼레이터(제1 비교회로)

24 : 제2 콤퍼레이터(제2 비교회로)

본 발명은, DC-DC 컨버터, 특히 경부하(輕負荷,light loading)시에 스위칭 소자를 간헐 동작으로 전환할 때에, 발진기의 발진 동작을 정지하여 소비 전력을 저감할 수 있는 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.

스위칭 소자의 온ㆍ오프에 의해 직류 전원으로부터의 직류 전압을 단속(斷續)하여 고주파 전력으로 변환하고, 트랜스로부터 정류 평활회로를 통하여 부하로 안정화된 직류 전력을 공급하는 DC-DC컨버터는 공지되어 있다. 예를 들면, 도 7에 나타내는 종래의 DC-DC 컨버터는, 직류 전원(1)에 대해서 직렬로 접속된 트랜스(2) 의 1차 권선(2a) 및 스위칭 소자로서의 N채널형의 MOSFET(3)과, 트랜스(2)의 2차 권선(2b)에 접속된 주 정류 다이오드(29) 및 주평활 콘덴서(30)로 이루어진 주(主)정류 평활회로(14)와, 트랜스(2)의 1차 권선(2a) 및 2차 권선(2b)과 전자적으로 결합하는 보조 권선(2c)과, 보조 권선(2c)에 접속된 보조정류 다이오드(31) 및 보조평활 콘덴서(32)로 이루어진 보조정류 평활회로(20)와, 주 정류 평활회로(14)로부터 출력되는 직류 출력 전압 V_O1을 검출하는 출력 전압 검출회로(5)와, 트랜스(2)의 1차측의 폐회로에 흐르는 MOSFET(3)의 스위칭 전류 I_D를 그에 대응하는 전압 V_R1로서 검출하는 전류검출용 저항(28)과, 출력 전압 검출회로(5)로부터 포토커플러(34)를 통하여 입력되는 검출신호 및 전류검출용 저항(28)의 검출 전압 V_R1에 기초하여 MOSFET(3)을 온ㆍ오프 제어하는 구동 신호 V_G를 발생하는 제어회로(6)를 구비한다.

트랜스(2)의 1차 권선(2a)과 2차 권선(2b) 및 보조 권선(2c)은 서로 역극성으로 결합된다. 출력 전압 검출회로(5)는, 출력 전압 V_O1의 레벨을 검출하여, 출력 전압과 소정의 기준 전압과의 오차 전압에 의해 발광 다이오드(34a)를 발광시킨다. 예를 들면, 도 7에 나타내는 출력 전압 검출회로(5)는, 주평활 콘덴서(30)의 양단에 직렬로 접속된 저항(33), 저항(35), 전압검출용 NPN 트랜지스터(36) 및 제너 다이오드(37)를 가지며, 포토커플러(34)를 구성하는 발광 다이오드(34a)가 저항(33)에 병렬로 접속된다. 또한, 저항(38) 및 저항(39)은, 주평활 콘덴서(30)의 양단에 직렬로 접속되어, 저항(38)과 저항(39)과의 접속점에 전압 검출용 NPN 트랜지스터 (36)의 베이스 단자가 접속된다. 직류 출력단자간의 직류 출력 전압 V_O1가, 제너 다이오드(37)의 항복 전압 및 저항(38, 39)에 의해 설정되는 전압을 넘으면, 발광 다이오드(34a), 전압 검출용 NPN 트랜지스터(36) 및 제너 다이오드(37)에 전류가 흘러, 발광 다이오드(34a)로부터 광출력이 발생한다.

도 7에 나타내는 DC-DC 컨버터에서는, MOSFET(3)의 온ㆍ오프에 의해, 트랜스(2)의 2차 권선(2b) 및 주 정류 평활회로(14)를 통하여 직류 출력단자로부터 출력되는 직류 출력 전압 V_O1이 부하(4)에 공급됨과 함께, 트랜스(2)의 보조 권선(2c)을 통하여 보조정류 평활회로(20)로부터 출력되는 직류 구동전압 V_O2가 제어회로(6)에 인가된다. 기동시에 직류 전원(1)으로부터 기동 저항(40)을 통하여 보조평활 콘덴서(32)가 충전되고, 그 충전 전압이 동작 전압에 도달하면, 제어회로(6)가 동작을 시작하고, 그 이후에는 보조정류 평활회로(20)로부터 출력되는 직류 구동전압 V_O2에 의해 구동된다. 제어회로(6)는, 일정 주파수의 펄스 신호 V_OSC를 발생하는 발진기(10)와, 발진기(10)의 펄스 신호 V_OSC에 동기하여 MOSFET(3)의 제어 단자에 온ㆍ오프 신호를 출력하는 신호출력회로(11)와, 출력 전압 검출회로(5)의 검출 신호 레벨에 따라 신호출력회로(11)에 제어 신호 V_C1을 출력하고, 경부하시에 MOSFET(3)를 간헐 동작 상태로 전환하는 간헐동작 제어회로(12)를 구비한다.

신호출력회로(11)는, MOSFET(3)의 게이트 단자에 구동 신호 V_G를 출력하는 게이트 회로로서의 AND 게이트(22)와, 발진기(10)의 펄스 신호 V_OSC가 세트 단자(S)에 입력되었을 때에 세트되어, 출력 단자(Q)로부터 출력 신호 V_Q를 AND 게이트(22)의 입력 단자에 출력하는 RS플립 플롭(21)과, 기준 전압 V_ES1을 발생하는 기준 전원(25)과, 비반전 입력단자(+)에 입력되는 전류검출용 저항(28)의 검출 전압 V_R1과 비교전압용 저항(26) 및 포토커플러(34)의 수광 트랜지스터(34b)의 분압점에 발생하여 반전 입력단자(-)에 입력되는 비교 전압 V_FB를 비교하는 제1 비교회로로서의 제1 콤퍼레이터(comparator)(23)를 구비한다. 제1 콤퍼레이터(23)로부터의 리세트 신호가 리세트 단자(R)에 입력되었을 때, RS플립 플롭(21)은, 리세트된다.

간헐동작 제어회로(12)는, 기준 전압 V_ES2/V_ES3을 발생하는 기준 전원(27)과, 비교전압용 저항(26) 및 포토커플러(34)의 수광 트랜지스터(34b)의 분압점에 발생하여 비반전 입력단자(+)에 입력되는 비교 전압 V_FB와 기준 전원(27)으로부터 반전 입력 단자(-)에 입력되는 기준 전압 V_ES2/V_ES3을 비교하는 제2 비교회로로서의 제2 콤퍼레이터(24)를 구비한다. 비교 전압 V_FB는, 직류 출력 전압 V_O1의 상승에 따라 하강하고, 전류검출용 저항(28)은, MOSFET(3)의 스위칭 전류 I_D에 대응하는 전압 V_R1을 검출한다. 제1 콤퍼레이터(23)는, 비교 전압 V_FB가 검출 전압 V_R1보다 낮을 때에, 제어 신호를 발생하여 AND 게이트(22)의 구동 신호 V_G를 정지하고, MOSFET(3)의 온(ON) 기간을 결정한다. 제2 콤퍼레이터(24)는, 비교 전압 V_FB가 기준 전압 V_ES2/ V_ES3보다 낮을 때에, 제어 신호 V_C1을 신호출력회로(11)의 AND 게이트(22)에 출력하여, AND 게이트(22)의 구동 신호 V_G를 정지하고, MOSFET(3)에 스위칭 동작을 정지하는 오프(OFF) 기간을 형성함으로써, MOSFET(3)를 간헐 동작 상태로 전환한다.

도 8, 도 9 및 도 10은, 도 7의 DC-DC 컨버터의 각부의 전압 파형을 나타내는 파형도이며, 각 도면에 있어서, (A)는, MOSFET(3)의 드레인-소스간의 전압 V_DS, (B)는, 발진기(10)로부터 출력되는 일정 주파수의 펄스 신호의 전압 V_OSC, (C)는, RS플립 플롭(21)의 출력 단자(Q)로부터의 출력 전압 V_Q, (D)는, AND 게이트(22)로부터 출력되는 구동 신호의 전압 V_G, (E)는, 비교 전압 V_FB 및 전류검출용 저항(28)의 검출 전압 V_R1, (F)는, 제어회로(6)에 공급되는 구동용 전력의 전압 V_CC를 나타낸다. 도 8은, 경부하가 아닐 때의 파형을 나타내고, 도 9는, 경부하일 때에 MOSFET(3)이 간헐 동작하기 직전의 파형을 나타내며, 도 10은, 경부하일 때에 MOSFET(3)이 간헐 동작 상태에 있을 때의 파형도이다. 또한, 파형도(E)의 파선은, 기준 전압 V_ES2와 V_ES3의 전압 레벨을 나타낸다.

도 7에 도시한 DC-DC 컨버터를 동작할 때에, 도시하지 않은 스위치를 온으로 하여 전원을 투입하면, 직류 전원(1)으로부터의 직류 전압 E가 기동 저항(40)을 통하여 보조정류 평활회로(20)의 보조평활 콘덴서(32)에 인가되어, 보조평활 콘덴서 (32)가 충전된다. 보조평활 콘덴서(32)의 전압 V_O2가 제어회로(6)의 동작 전압에 도달하면, 제어회로(6)를 구성하는 각 회로(10, 11, 12)에 구동 전압 V_CC가 공급되어, 제어회로(6)가 동작을 시작한다. 이 때문에, 발진기(10)로부터 RS플립 플롭(21)세트 단자(S)에 부여되는 소정 주파수가 높은 전압 레벨의 출력 신호(펄스 신호) V_OSC에 의해, RS플립 플롭(21)이 세트되어, RS플립 플롭(21)의 출력 단자(Q)로부터 AND 게이트(22)의 한쪽의 입력 단자에 높은 전압 레벨의 출력 신호 V_Q가 부여된다. 이 때, 제1 콤퍼레이터(23)의 비반전 입력단자(+)에 입력되는 전류검출용 저항(28)의 검출 전압 V_R1는, 반전 입력단자(-)에 입력되는 비교 전압 V_FB보다 낮은 전압 레벨이기 때문에, 제1 콤퍼레이터(23)로부터 RS플립 플롭(21)의 리세트 단자(R)에 낮은 전압 레벨의 출력 신호가 부여된다. 이에 비해서, 제2 콤퍼레이터(24)의 비반전 입력단자(+)에 입력되는 비교 전압 V_FB는, 반전 입력단자(-)에 입력되는 기준 전압 V_ES2/V_ES3보다 높은 전압 레벨이기 때문에, 제2 콤퍼레이터(24)로부터 AND 게이트(22)의 다른쪽의 입력단자에 높은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1이 출력되고, MOSFET(3)의 게이트 단자에 높은 전압 레벨의 구동 신호 V_G가 부여되어, MOSFET(3)이 온으로 전환된다.

MOSFET(3)이 온이 되면, 직류 전원(1), 트랜스(2)의 1차 권선(2a), MOSFET(3) 및 전류검출용 저항(28)을 통해서 트랜스(2)의 1차측의 폐회로에 스위칭 전류 I_D가 흘러, 트랜스(2)에 에너지가 축적됨과 함께, 전류검출용 저항(28)에 의해 스위칭 전류 I_D에 대응하는 검출 전압 V_R1로 변환된다. 도 8(E)에 나타낸 바와 같이, 검출 전압 V_R1이 비교 전압 V_FB에 도달하면, 제1 콤퍼레이터(23)로부터 RS플립 플롭(21)의 리세트 단자(R)에 높은 전압 레벨의 리세트 신호가 입력되어, RS플립 플롭(21)이 리세트된다. 이에 따라, RS플립 플롭(21)의 출력 단자(Q)로부터 MOSFET(3)의 게이트 단자에 낮은 전압 레벨의 구동 신호 V_G가 부여되어, MOSFET(3)이 오프로 전환된다. MOSFET(3)이 오프가 되면, 트랜스(2)의 2차 권선(2b)으로부터 주 정류 평활회로(14)의 주 정류 다이오드(29) 및 주평활 콘덴서(30)를 통하여 흐르는 전류에 의해, 트랜스(2)에 축적된 에너지가 방출되어, 부하(4)에 직류 출력 전압 V_O1이 인가된다. 이와 동시에, 트랜스(2)의 보조 권선(2c)으로부터 보조정류 평활회로(20)의 보조정류 다이오드(31) 및 보조평활 콘덴서(32)를 통하여 전류가 흐르고, 트랜스(2)에 축적된 에너지가 방출되어, 보조정류 평활회로(20)로부터 제어회로(6)에 직류 구동 전압 V_O2가 인가된다. 직류 출력 전압 V_O1는, 출력 전압 검출회로(5)에서 기준 전압과 비교되어 그들 오차신호가 포토커플러(34)의 발광 다이오드(34a)에 의해 광출력 신호로 변환되어, 1차측의 수광 트랜지스터(34b)에 전달된다. 출력 전압 검출회로(5)로부터 포토커플러(34)의 발광 다이오드(34a)를 통하여 수광 트랜지스터(34b)에 전달되는 오차신호에 의해, 직류 출력 전압 V_O1의 레벨에 대응하는 크기의 전류가 포토커플러(34)의 수광 트랜지스터(34b)에 흐른다. 이 에 따라, 비교전압용 저항(26)과 포토커플러(34)의 수광 트랜지스터(34b)와의 분압점에 비교 전압 V_FB가 발생한다.

부하(4)가 중부하(重負荷) 및 통상의 부하를 포함한 경부하 상태가 아닐 때, 직류 출력 전압 V_O1이 낮아져, 수광 트랜지스터(34b)에 흐르는 전류가 작아지고, 비교 전압 V_FB의 레벨이 높아진다. 따라서, 검출 전압 V_R1이 비교 전압 V_FB에 도달할 때까지, 제1 콤퍼레이터(23)는, RS플립 플롭(21)의 리세트 단자(R)에 낮은 전압 레벨의 출력 신호를 부여하여, RS플립 플롭(21)을 리세트하지 않는다. 그러나, MOSFET(3)를 흐르는 전류가 증대하여, 검출 전압 V_R1이 비교 전압 V_FB보다 높아지면, 제1 콤퍼레이터(23)는, RS플립 플롭(21)의 리세트 단자(R)에 높은 전압 레벨의 출력 신호를 부여하여, RS플립 플롭(21)을 리세트한다. 부하(4)가 경부하 상태일 때, 직류 출력 전압 V_O1이 높아져, 수광 트랜지스터(34b)에 흐르는 전류가 커지기 때문에, 비교 전압 V_FB의 레벨이 저하한다. 이 때문에, MOSFET(3)이 온이 된 후의 빠른 시점에서, 검출 전압 V_R1이 비교 전압 V_FB보다 높아지기 때문에, 제1 콤퍼레이터(23)는, RS플립 플롭(21)의 리세트 단자(R)에 높은 전압 레벨의 리세트 신호를 부여하여, RS플립 플롭(21)을 리세트한다. RS플립 플롭(21)이 리세트되면, RS플립 플롭(21)의 출력 단자(Q)로부터 낮은 전압 레벨의 신호 V_Q가 출력되므로, MOSFET(3)의 게이트 단자에 부여되는 구동 신호 V_G가 낮은 레벨로 전환되고, MOSFET(3)의 게 이트 단자로의 펄스폭이 제어된다. 이에 따라, MOSFET(3)의 온의 폭이 제어되어, 트랜스(2)의 1차측의 폐회로에 흐르는 스위칭 전류 I_D가 제어된다. 이상의 동작에 의해, 부하(4)에 공급되는 직류 출력 전압 V_O1이 대략 일정한 값으로 제어된다.

또한, 부하가 가벼워져, 무부하를 포함한 경부하 상태일 때에, 직류 출력 전압 V_O1이 상승하고, 비교 전압 V_FB가 내려가서 기준 전압 V_ES2 이하가 되면, 제2 콤퍼레이터(24)는, 낮은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 출력하고, AND 게이트(22)는, 구동 신호 V_G의 출력을 저지한다. 동시에, 제2 콤퍼레이터(24)의 낮은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1는, 기준 전압 V_ES2를 이것보다 높은 기준 전압 V_ES3으로 전환한다. MOSFET(3)의 스위칭 동작은 정지하기 때문에, 출력 전압은 서서히 저하한다. 그 결과, 비교 전압 V_FB는 서서히 높아진다. 이윽고 비교 전압 V_FB가 기준 전압 V_ES3 이상이 되면, 제2 콤퍼레이터(24)는, 높은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 출력하고, AND 게이트(22)는, 구동 신호 V_G를 출력하여, MOSFET(3)의 게이트 단자에 부여한다. 동시에, 제2 콤퍼레이터(24)의 높은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1는, 기준 전압 V_ES3을 이것보다 낮은 기준 전압 V_ES2으로 전환한다. MOSFET(3)이 스위칭을 다시 시작함으로써, 직류 출력 전압 V_O1이 상승한다. 이상과 같이, 무부하를 포함한 경부하시에는, 도 10에 나타낸 바와 같이, 스위칭 동작을 정지하는 기간을 가진 간헐 동작 상 태로 MOSFET(3)을 전환할 수 있다.

예를 들면, 도 11에 나타낸 바와 같이, 간헐동작 제어회로(12)는, 제2 콤퍼레이터(24)의 반전 입력 단자(-)와 그라운드와의 사이에 접속된 저항(41) 및 기준 전압 V_ES를 발생하는 기준 전원(27)의 직렬 회로와, 저항(41) 및 기준 전원(27)의 직렬 회로에 병렬로 접속된 저항(42) 및 간헐 동작용 NPN 트랜지스터(43)의 직렬 회로를 구비한다. 간헐 동작용 NPN 트랜지스터(43)의 베이스 단자는, 저항(44)을 개재하여 제2 콤퍼레이터(24)의 출력 단자에 접속된다. 비경부하 상태로부터 경부하 상태로 이행했을 때, 간헐 동작용 NPN 트랜지스터(43)는, 제2 콤퍼레이터(24)로부터 출력되는 높은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1에 의해 온 상태에 있고, 저항(41) 및 저항(42)에 의해 기준 전압 V_ES를 분압한 제1 기준 전압 V_ES2가 제2 콤퍼레이터(24)의 반전 입력단자(-)에 인가된다. 제2 콤퍼레이터(24)는, 비교 전압 V_FB와 제1 기준 전압 V_ES2를 비교하여, 비교 전압 V_FB가 제1 기준 전압 V_ES2보다 낮기 때문에, 낮은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 신호출력회로(11)의 AND 게이트(22)에 출력하고, MOSFET(3)를 간헐 동작 상태로 전환한다.

MOSFET(3)이 간헐 동작 상태로 전환되면, 출력 전압 V_O1이 바로 저하하여 출력 전압 검출회로(5)의 검출 신호 레벨이 하강하기 때문에, 비교 전압 V_FB가 상승한다. 따라서, 다시 제2 콤퍼레이터(24)가 높은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 출력하 여 MOSFET(3)이 온이 되어, MOSFET(3)의 간헐 동작 상태를 충분히 유지할 수 없다. 그러나, 도 11에 나타내는 간헐동작 제어회로(12)에서는, 간헐 동작용 NPN 트랜지스터(43)는, 제2 콤퍼레이터(24)로부터 출력되는 낮은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1에 의해 오프가 되어, 제2 콤퍼레이터(24)의 반전 입력단자(-)에 제1 기준 전압 V_ES2보다 높은 제2 기준 전압 V_ES3이 인가되기 때문에, 비교 전압 V_FB이 제2 기준 전압 V_ES3보다 낮은 상태가 유지된다. 따라서, 제2 콤퍼레이터(24)는, 낮은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 신호출력회로(11)의 AND 게이트(22)에 계속 출력하여, MOSFET(3)의 간헐 동작 상태를 유지한다. 즉, MOSFET(3)이 간헐 동작 상태로 전환된 직후에 비교 전압 V_FB이 상승하지만, 제2 콤퍼레이터(24)는, 경부하시에 기준 전압 V_ES2/V_ES3을 제1 기준 전압 V_ES2로부터 제1 기준 전압 V_ES2보다 전압 레벨이 높은 제2 기준 전압 V_ES3로 전환하여, 상승하는 비교 전압 V_FB가 기준 전압 V_ES3보다 낮은 기간을 연장할 수 있다. 제2 콤퍼레이터(24)는, 제1 기준 전압 V_ES2 및 제2 기준 전압 V_ES3에 의한 히스테리시스 특성을 갖기 때문에, 간헐 동작의 휴지기간을 길게 하여, 경부하시의 MOSFET(3)의 스위칭 로스를 저감할 수 있다.

그러나, 도 7의 DC-DC 컨버터에서는, 도 10의 (B)에 나타낸 바와 같이, MOSFET(3)이 간헐 동작 상태일 때에 발진기(10)가 펄스 신호 V_OSC를 계속 출력하기 때문에, 경부하일 때에도 소비 전력이 경부하가 아닐 때와 그다지 변함이 없고, 경 부하일 때의 변환 효율이 나쁜 결점이 있었다. MOSFET(3)이 간헐 동작 상태일 때에, 발진기(10)는, 제어회로(6)에 공급되는 전력의 대부분을 소비하는 데 비해서, 정지하고 있는 제어회로(6)의 다른 회로는, 거의 전력을 소비하지 않는다. 하기의 특허문헌 1은, 경부하시에, 출력 전압 검출회로의 검출 결과에 따라 제어회로로의 구동용 전력의 공급을 정지하고, 제어회로에 의해 스위칭 소자를 간헐 동작시키는 고효율형 DC-DC 컨버터를 개시한다. 제어회로에의 구동용 전력의 공급을 정지하기 때문에, 제어회로내의 발진기에 의한 소비 전력을 저감할 수 있다.

[특허문헌 1] 일본 특허공개공보 평성4-42771호

그러나, 특허문헌 1의 DC-DC 컨버터에서는, 제어회로 전체에 공급되는 구동용 전력을 차단하기 위해서, 발진기 이외의 기준 전원 또는 비교기 혹은 증폭기 등의 회로의 전원도 스위칭 소자의 간헐 동작의 회수로 정지된다. 또한, 전원 투입시와 마찬가지로, 제어회로 내부의 기준 전압이 정상 상태가 될 때까지 시간이 걸리기 때문에 스위칭 소자가 간헐 동작 상태로부터 통상의 작동 상태로 전환될 때, 스위칭 소자의 응답 지연에 의해, 직류 출력에 큰 출력 리플(ripple)이 발생하는 경우가 있다. 그 때문에, 스위칭 전원에 접속되는 장치에 동작 불량이 발생하는 문제가 있었다. 출력 리플을 억제하기 위해서, 정류 평활회로에 대용량의 콘덴서를 사용하거나 또는 부하 전류를 작게 억제할 필요가 있어, 대용량의 콘덴서에 의한 가격상승 및 장치의 대형화 또는 부하 전류의 억제에 의한 공급 전력의 부족이 발생하였다.

따라서, 본 발명은, 경부하시에 스위칭 소자를 간헐 동작 상태로 전환하였을 때, 발진기의 발진 동작을 양호하게 정지하고, 발진기에 의한 소비 전력을 저감할 수 있는 DC-DC 컨버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 DC-DC 컨버터는, 직류 전원(1)에 대해서 직렬로 접속된 트랜스(2)의 1차 권선(2a) 및 적어도 하나의 스위칭 소자(3)와, 트랜스(2)의 1차 권선(2a) 또는 2차 권선(2b)에 접속되고, 또한 부하(4)에 직류 전력을 공급하는 정류평활회로(14)와, 부하(4)로의 출력 전압(V_O1)을 검출하여 검출신호를 발생하는 출력 전압 검출회로(5)와, 출력 전압 검출회로(5)의 검출신호를 수신하여 스위칭 소자(3)의 제어 단자에 온ㆍ오프 신호를 부여하는 제어회로(6)를 구비한다. 제어회로(6)는, 소정 주파수의 펄스 신호 V_OSC를 발생하는 발진기(10)와, 발진기(10)의 펄스 신호(V_OSC)에 동기하여 스위칭 소자(3)의 제어 단자에 온ㆍ오프 신호를 출력하는 신호출력회로(11)와, 출력 전압 검출회로(5)의 검출 신호 레벨에 따라 신호출력회로(11)에 제어 신호 V_C1를 출력하여, 경부하시에 스위칭 소자(3)를 간헐 동작 상태로 전환하는 간헐동작 제어회로(12)와, 간헐동작 제어회로(12)의 제어 신호 V_C1에 응답하여, 발진기(10)에의 구동용 전력 V_CC의 공급을 정지하는 전력제어회로(16)를 가진다. 전력제어회로(16)는, 간헐동작 제어회로(12)의 제어 신호 V_C1에 응답하여, 간헐 동작 상태의 스위칭 소자(3)의 오프시에 발진기(10)에의 구동용 전력 V_CC의 공급 을 정지하고, 발진기(10)의 펄스 신호 V_OSC의 발생을 정지시킨다. 이에 따라, 경부하시에, 스위칭 동작을 정지하는 기간을 가진 간헐 동작 상태로 스위칭 소자(3)를 전환하여, 스위칭 로스를 저감하여 스위칭 효율을 개선할 수 있는 동시에, 간헐 동작에 의해 출력이 정지하는 기간에 발진기(10)의 펄스 신호 V_OSC의 발생을 정지하고, 발진기(10)에 의한 소비 전력을 저감할 수 있다. 또한, 전력제어회로(16)에 의해 소비 전력이 높은 발진기(10)에의 구동용 전력 V_CC의 공급만을 정지하기 때문에, 스위칭 소자(3)가 간헐 동작 상태로부터 통상의 동작 상태로 전환될 때, 제어회로(6)의 구동용 전력 V_CC가 공급되고 있는 다른 회로의 기동 시간이 빠르고, 제어회로 전체의 전원을 차단하는 종래 방식과 같이 스위칭 소자(3)의 응답 지연에 의해, 직류 출력에 큰 출력 리플이 발생하는 것을 방지할 수 있다.

[발명을 실시하기 위한 최선의 형태]

이하에, 본 발명에 의한 DC-DC 컨버터의 실시형태를 도 1∼도 6에 대하여 설명한다. 이들 도면에서는 도 7 및 도 10에 도시한 부분과 실질적으로 동일한 부분에는 동일한 부호를 부여하고, 그 설명을 생략한다.

도 1에 도시한 본 실시형태의 DC-DC 컨버터는, 간헐동작 제어회로(12)의 제어 신호 V_C1에 응답하여, 발진기(10)에의 구동용 전력 V_CC의 공급을 정지하는 전력제어회로(16)를 가진 점에서, 도 7에 나타내는 종래의 DC-DC 컨버터와 다르다. 상세하게는, 전력제어회로(16)는, 간헐동작 제어회로(12)의 제2 콤퍼레이터(24)로부터 신호출력회로(11)의 AND 게이트(22)에 출력되는 낮은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 수신했을 때, 발진기(10)에의 구동용 전력 V_CC의 공급을 정지한다. 그 외의 구성은, 도 7에 나타내는 종래의 DC-DC 컨버터와 같다.

[실시예 1]

실시예 1의 전력제어회로(16)는, 도 2에 나타낸 바와 같이, 발진기(10)와 구동용 전력 V_CC를 공급하는 구동용 전력원(13)과의 사이에 스위치 소자로서의 P채널형 MOSFET(17)를 가지며, 간헐동작 제어회로(12)의 제2 콤퍼레이터(24)로부터 신호출력회로(11)의 AND 게이트(22)에 출력되는 낮은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 수신했을 때, P채널형 MOSFET(17)을 오프로 전환한다. 전력제어회로(16)는, 구동용 전력원(13)과 P채널형 MOSFET(17)과의 접속점과 그라운드와의 사이에 접속된 저항(45), 저항(46) 및 N채널형 MOSFET(47)의 직렬 회로를 구비하고, P채널형 MOSFET(17)의 게이트 단자가 저항(45)과 저항(46)과의 접속점에 접속되고, N채널형 MOSFET(47)의 게이트 단자가 저항(48)을 개재하여 제2 콤퍼레이터(24)의 출력 단자에 접속된다.

도 3은, 경부하시에 MOSFET(3)이 간헐 동작 상태로 전환되었을 때의 본 실시예의 파형도이다. 제2 콤퍼레이터(24)가 AND 게이트(22)에 높은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 출력하여, MOSFET(3)를 온 했을 때, N채널형 MOSFET(47)의 게이트 단자에는, 높은 전압 레벨의 출력 신호가 부여된다. N채널형 MOSFET(47)이 온이 되어, P채널형 MOSFET(17)의 게이트 단자에는, 저항(45) 및 저항(46)에 의해 분압된 역치 전압보다 낮은 전압이 구동용 전력원(13)으로부터 인가된다. 따라서, P채널형 MOSFET(17)이 온이 되어, 구동용 전력 V_CC가 구동용 전력원(13)으로부터 발진기(10)에 공급된다. 이에 대해, 제2 콤퍼레이터(24)가 AND 게이트(22)에 낮은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 출력하고, MOSFET(3)을 오프로 했을 때, N채널형 MOSFET(47)의 게이트 단자에는, 낮은 전압 레벨의 출력 신호가 부여된다. N채널형 MOSFET(47)이 오프가 되어, P채널형 MOSFET(17)의 게이트 단자에는, 역치 전압보다 높은 전압이 구동용 전력원(13)으로부터 인가된다. 따라서, P채널형 MOSFET(17)이 오프가 되어, 구동용 전력원(13)으로부터 공급되는 구동용 전력 V_CC가 발진기(10)에 공급되지 않고 차단된다. 도 3의 (B) 및 (F)에 나타낸 바와 같이 MOSFET(3)이 오프가 되어 스위칭 동작을 정지했을 때에, 발진기(10)가 MOSFET(3)의 오프 동작에 동기하여 펄스 신호 V_OSC의 출력을 정지하고, 제어회로(6)에 공급되는 구동용 전력 V_CC가 저하하는 것을 알 수 있다.

[실시예 2]

도 4에 나타낸 바와 같이, 실시예 2에서는, 발진기(10)는, 펄스 신호 V_OSC를 생성하는 신호생성회로(7)와, 발진기(10)에 공급되는 구동용 전력 V_CC를 신호생성회로(7)에 공급하는 전력공급회로(8)를 구비한다. 전력공급회로(8)는, 신호생성회로(7)와 구동용 전력 V_CC를 공급하는 구동용 전력원(13)과의 사이에 접속된 스위치 소 자로서의 공급용 PNP 트랜지스터(9a∼9c)를 가진다. 실시예 2의 전력제어회로(16)는, 제2 콤퍼레이터(24)로부터 신호출력회로(11)의 AND 게이트(22)에 출력되는 낮은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 수신했을 때, 공급용 PNP 트랜지스터(9a∼9c)를 오프로 전환한다. 구동용 전력 V_CC는, 정전압 전원(49)에 의해 정전압으로 제어되어 발진기(10)내에 공급된다. 전력제어회로(16)는, 정전압 전원(49)과 그라운드와의 사이에 접속된 제1 제어용 PNP 트랜지스터(19), 저항(50) 및 제2 제어용 NPN 트랜지스터(59)의 직렬 회로를 구비하고, 제2 제어용 NPN 트랜지스터(59)의 베이스 단자는, 저항(58)을 개재하여 제2 콤퍼레이터(24)의 출력 단자에 접속된다. 도 4에 예시하는 전력공급회로(8)는, 전력제어회로(16)의 제어용 PNP 트랜지스터(19)와 함께 커런트 미러(current mirror) 회로를 구성하는 복수의 공급용 PNP 트랜지스터(9a∼9c)를 구비하고, 구동용 전력 V_CC가 인가되는 정전압 전원(49)을 통하여 신호생성회로(7)에 전류가 공급된다.

신호생성회로(7)는, 복수의 공급용 PNP 트랜지스터(9a∼9c)를 구성하는 제1 공급용 PNP 트랜지스터(9a)로부터 공급되는 전류를 그에 대응하는 전압 V_A로서 검출하는 저항(51)과, 제2 공급용 PNP 트랜지스터(9b)로부터 공급되는 전류에 의해 충전되는 콘덴서(53)와, 저항(51)에 의해 검출되는 전압 V_A와 제2 공급용 PNP 트랜지스터(9b)의 콜렉터 및 콘덴서(53)의 접속점에 발생하는 전압 V_B를 비교하는 생성용 콤퍼레이터(52)와, 전압 V_B를 발생하는 접속점과 생성용 콤퍼레이터(52)의 비반전 입력단자(+)와의 접속점과 그라운드와의 사이에 접속된 저항(54) 및 생성용 NPN 트랜지스터(60)의 직렬 회로를 구비하고, 생성용 NPN 트랜지스터(60)의 베이스 단자는, 저항(55)을 개재하여 생성용 콤퍼레이터(52)의 출력 단자에 접속된다. 제3 공급용 PNP 트랜지스터(9c)의 콜렉터는, 생성용 콤퍼레이터(52)의 한쪽의 전원 접속 단자(+)에 접속되고, 생성용 콤퍼레이터(52)의 다른쪽의 전원 접속 단자(-)가 그라운드에 접속된다.

도 5는, 도 4의 발진기(10)의 각 부의 전압 파형을 나타내는 파형도이며, (a)는, 제2 콤퍼레이터(24)로부터 전력제어회로(16)에 입력되는 제어 신호 V_C1, (b)는, 저항(51)에 발생하는 전압 V_A 및 콘덴서(53)에 발생하는 전압 V_B, (c)는, 생성용 콤퍼레이터(52)로부터 RS플립 플롭(21)에 출력되는 출력 신호의 전압 V_C를 나타낸다. 제2 콤퍼레이터(24)가 AND 게이트(22)에 높은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 출력하고, MOSFET(3)를 온으로 전환하였을 때, 제2 제어용 NPN 트랜지스터(59)의 베이스 단자에는, 높은 전압 레벨의 출력 신호가 부여된다. 동시에, 제2 제어용 NPN 트랜지스터(59)가 온으로 전환되어, 전압강하에 의해 제어용 PNP 트랜지스터(19)의 베이스 단자에 역치 전압보다 낮은 전압이 인가되어, 제어용 PNP 트랜지스터(19)가 온으로 전환된다. 제어용 PNP 트랜지스터(19)에 정전압 전원(49)으로부터 전류가 흐름과 함께, 복수의 공급용 PNP 트랜지스터(9a∼9c)에 정전압 전원(49)으로부터 전류가 흐른다. 커런트 미러 회로를 구성하는 제어용 PNP 트랜지스터(19) 및 복수의 공급용 PNP 트랜지스터(9a∼9c)에는, 동일 레벨의 정전류가 흐르기 때문에, 도 5의 (b)에 나타낸 바와 같이, 저항(51)에 일정한 전압 V_A가 발생하고, 정전류로 충전되는 콘덴서(53)에 직선적인 충전 전압 V_B가 발생한다. 충전 전압 V_B가 일정한 전압 V_A를 넘으면, 생성용 콤퍼레이터(52)는, 높은 전압 레벨의 출력 신호 V_C를 RS플립 플롭(21)에 출력한다. 생성용 NPN 트랜지스터(60)는, 생성용 콤퍼레이터(52)가 높은 전압 레벨의 출력 신호 V_C에 의해 온으로 전환되어 콘덴서(53)를 방전한다. 따라서, 충전 전압 V_B가 일정한 전압 V_A보다 저하하여, 생성용 콤퍼레이터(52)는, 낮은 전압 레벨의 출력 신호 V_C를 출력하고, 도 5의 (c)에 나타낸 바와 같이, 생성용 콤퍼레이터(52)는, RS플립 플롭(21)세트 단자(S)에의 펄스 신호 V_OSC를 발생한다.

제2 콤퍼레이터(24)가 AND 게이트(22)에 낮은 전압 레벨의 제어 신호 V_C1을 출력하고, MOSFET(3)를 오프로 전환하였을 때, 제2 제어용 NPN 트랜지스터(59)의 베이스 단자에 낮은 전압 레벨의 출력 신호가 부여된다. 제2 제어용 NPN 트랜지스터(59)가 오프로 전환되어, 제어용 PNP 트랜지스터(19) 및 제어용 PNP 트랜지스터(19)와 커런트 미러 회로를 구성하는 복수의 공급용 PNP 트랜지스터(9a∼9c)도 오프로 전환되기 때문에, 정전압 전원(49)으로부터 신호생성회로(7)에 전류가 흐르지 않는다. 따라서, 구동용 전력원(13)으로부터 발진기(10)의 정전압 전원(49)에 공급되는 구동용 전력 V_CC가 정지하고, 발진기(10)에 의한 구동용 전력 V_CC의 소비를 억제할 수 있다.

실시예 1 및 2에 나타낸 바와 같이, 전력제어회로(16)는, 간헐동작 제어회로(12)의 제어 신호 V_C1의 전압 레벨에 따라, 간헐 동작 상태의 MOSFET(3)이 오프일 때에 발진기(10)에의 구동용 전력 V_CC의 공급을 정지하고, 발진기(10)의 펄스 신호 V_OSC의 발생을 정지시킨다. 이에 따라, 경부하시에, MOSFET(3)을 간헐 동작 상태로 전환하고, 스위칭 로스(loss)를 저감하여 스위칭 효율을 개선할 수 있음과 함께, 간헐 동작에 의해 출력이 정지하는 기간에 발진기(10)의 펄스 신호 V_OSC의 발생을 정지하여, 발진기(10)에 의한 소비 전력을 저감할 수 있다. 또한, 전력제어회로(16)에 의해 소비 전력이 높은 발진기(10)에의 구동용 전력 V_CC의 공급만을 정지하기 때문에, MOSFET(3)가 간헐 동작 상태로부터 통상의 동작 상태로 전환될 때에, 제어회로(6)의 구동용 전력 V_CC가 공급되고 있는 다른 회로의 기동시간이 빠르고, 제어회로 전체의 전원을 차단하는 종래 방식과 같이 MOSFET(3)의 응답 지연에 의해, 직류 출력에 큰 출력 리플이 발생하는 것을 방지할 수 있다.

본 발명은, 상술의 실시형태에 한정되지 않고, 더욱 여러가지로 변경이 가능하다. 예를 들면, 도 11에 도시한 간헐동작 제어회로(12)를 도 6에 도시한 히스테리시스 콤퍼레이터에 의해 구성해도 좋다. 도 6에 나타낸 바와 같이, 간헐동작 제어회로(12)의 제2 콤퍼레이터(24)는, 반전 입력 단자(-)와 그라운드와의 사이에 접속된 기준 전압 V_ES를 발생하는 기준 전원(27)을 구비하고, 정귀환 저항(56)을 통하 여 출력을 비반전 입력 단자(+)에 정귀환시키고 있다. MOSFET(3)이 간헐 동작 상태로 전환되었을 때에, 출력 전압 V_O1이 바로 저하하여 비교 전압 V_FB가 상승해도, 제2 콤퍼레이터(24)의 히스테리시스 특성에 의해, 비반전 입력 단자(+)에 입력되는 전압 레벨이 이전의 전압 레벨로 유지되기 때문에, 상승하는 비교 전압 V_FB가 기준 전압 V_ES보다 낮은 기간이 연장된다. 따라서, 도 11에 나타내는 간헐동작 제어회로(12)와 마찬가지로, 비교 전압 V_FB가 기준 전압 V_ES보다 낮은 기간을 연장하여, MOSFET(3)의 간헐동작 기간을 충분히 유지할 수 있다. 전력제어회로(16)는, MOSFET(3)를 간헐 동작 상태로 전환하는 제2 비교회로(24)의 제어 신호 V_C1에 따라, 발진기(10)에의 구동용 전력 V_CC의 공급을 정지하므로, 연장분도 포함한 MOSFET(3)의 간헐 동작 기간 전체에서, MOSFET(3)의 휴지기간에 발진기(10)의 펄스 신호 V_OSC의 발생을 정지할 수 있다.

[산업상 이용가능성]

본 발명은, 스위칭 소자를 온ㆍ오프 제어하는 제어회로내에 발진기를 가진 DC-DC 컨버터에 양호하게 적용할 수 있다.

본 발명에 의하면, 출력 리플의 발생을 방지하고, 경부하시에 발진기에 의한 소비 전력을 저감하여, 양호하게 변환 효율을 개선할 수 있다.

Claims

직류 전원에 대해서 직렬로 접속된 트랜스의 1차 권선 및 적어도 하나의 스위칭 소자와, 상기 트랜스의 1차 권선 또는 2차 권선에 접속되고 또한 부하에 직류 전력을 공급하는 정류평활회로와, 상기 부하에의 출력 전압을 검출하여 검출신호를 발생하는 출력 전압 검출회로와, 상기 출력 전압 검출회로의 검출신호를 수신하여 상기 스위칭 소자의 제어 단자에 온·오프 신호를 부여하는 제어회로를 구비한 DC-DC 컨버터에 있어서,

상기 제어회로는, 소정 주파수의 펄스 신호를 발생하는 발진기와, 상기 발진기의 펄스 신호에 동기하여 상기 스위칭 소자의 제어 단자에 온·오프 신호를 출력하는 신호출력회로와, 상기 출력 전압 검출회로의 검출 신호 레벨에 따라서 상기 신호출력회로에 제2 제어신호를 부여하고, 경부하시에 상기 스위칭 소자를 간헐 동작 상태로 전환하는 간헐동작 제어회로를 구비하며,

상기 신호출력회로는, 상기 스위칭 소자의 제어 단자에 구동 신호를 출력하는 게이트 회로와, 상기 출력 전압 검출회로의 검출신호에 의해, 상기 출력 전압의 상승에 따라 하강하는 비교 전압이 상기 스위칭 소자의 스위칭 전류에 대응하는 전압보다 낮을 때에, 제1 제어 신호를 발생하여 상기 게이트 회로의 구동 신호를 정지하는 제1 비교회로를 가지고,

상기 간헐동작 제어회로는, 상기 비교 전압이 기준 전압보다 낮을 때에, 상기 신호출력회로의 게이트 회로에 상기 제2 제어신호를 출력하고, 상기 게이트 회로의 구동 신호를 정지하는 제2 비교회로를 가지고,

상기 제어회로는, 상기 간헐동작 제어회로의 제2 제어신호에 응답하여, 간헐동작상태의 상기 스위칭 소자의 오프시에 상기 발진기로의 구동용 전력의 공급을 정지하는 전력제어회로를 가지고,

상기 제2 비교회로는, 경부하시에 제1 기준 전압으로부터 제1 기준 전압보다 전압 레벨이 높은 제2 기준 전압으로 상기 기준 전압을 전환하여, 상승하는 상기 비교 전압이 기준 전압보다 낮은 기간을 연장하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항에 있어서,

상기 전력제어회로는, 상기 구동용 전력을 공급하는 구동용 전력원과 상기 발진기와의 사이에 접속된 스위치 소자를 가지며, 상기 간헐동작 제어회로의 제 2제어신호에 의해 상기 스위치 소자를 오프로 전환하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항에 있어서,

상기 발진기는, 상기 펄스 신호를 생성하는 신호생성회로와, 상기 발진기에 공급되는 상기 구동용 전력을 상기 신호생성회로에 공급하는 전력공급회로를 구비하고,

상기 전력공급회로는, 상기 신호생성회로와 상기 구동용 전력을 공급하는 구동용 전력원과의 사이에 접속된 스위치 소자를 가지며,

상기 전력제어회로는, 상기 간헐동작 제어회로의 제2 제어신호에 의해 상기 스위치 소자를 오프로 전환하는 DC-DC 컨버터.
제 1 항에 있어서,

상기 전력제어회로는, 상기 스위칭 소자를 간헐동작상태로 전환하는 상기 제2 비교회로의 제2 제어신호에 따라, 상기 발진기로의 상기 구동용 전력의 공급을 정지하고, 연장되는 상기 기간도 포함하는 상기 스위칭 소자의 간헐동작기간 전체에서, 상기 스위칭 소자의 오프시에 상기 발진기의 펄스 신호의 발생을 정지하는 DC-DC 컨버터.
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