TW202110055A - 直流脈衝電源裝置及直流脈衝電源裝置之能率控制方法 - Google Patents

Abstract

[課題] 在直流脈衝電源裝置中，對起因於脈衝動作所導致的直流電抗之磁性飽和作抑制，並對起因於磁性飽和所導致的過剩電流之發生作抑制。 [解決手段] 本發明之直流脈衝電源裝置，在脈衝動作之啟動時，係於直到電容器電壓被充電至對於將直流電抗之磁性飽和作重置而言為充分的電壓為止之期間中，對於斬波電路之脈衝動作之能率作控制，並將把切換元件設為ON狀態而將直流電抗設為通電狀態的脈衝寬幅設為可變。藉由使脈衝寬幅作漸增，來對於直流電抗電流之增加的程度作抑制，而將直流電抗電流抑制在磁性飽和之程度以下。藉由此，而在脈衝動作之啟動時，對於直流電抗之磁性飽和作抑制。

Description

直流脈衝電源裝置及直流脈衝電源裝置之能率控制方法

本發明，係有關於具備有對於磁性飽和作抑制的控制電路之直流脈衝電源裝置、以及對於直流脈衝電源裝置所具備的直流電抗之磁性飽和作抑制之控制方法。

直流脈衝電源裝置，作為產生脈衝輸出之脈衝產生電路，係具備有直流電抗與切換元件之串聯電路，此種電路構成係為周知。脈衝產生電路，係藉由反覆進行切換元件之ON/OFF動作，來使直流電壓產生斷續，並產生脈衝波形之脈衝輸出。

直流脈衝電源裝置所輸出之脈衝輸出，係身為將直流電壓之ON狀態與OFF狀態以數Hz～數百kHz來作反覆之高頻輸出。

直流脈衝電源裝置，係作為對於電漿產生裝置、脈衝雷射激勵、放電加工機等之負載而供給脈衝輸出的電源裝置而被作使用。例如，在將直流脈衝電源裝置使用於電漿產生裝置中的情況時，係將脈衝輸出供給至電漿產生腔內之電極間，並使由電極間之放電所致之電漿著火，而將所產生了的電漿作維持。

圖11，係為直流脈衝電源裝置之其中一個構成例，並對於具備有使用有斬波電路之脈衝產生電路的構成例作展示。在直流脈衝電源裝置中，作為產生脈衝波形之電路，係周知有升壓斬波電路。直流脈衝電源裝置100，係藉由直流電源部110和脈衝部120以及控制電路部140所構成。脈衝部120之升壓斬波電路，係藉由直流電抗121和切換元件122之串聯連接而被構成，切換元件122係基於藉由控制電路部140而被作控制的驅動電路123之驅動訊號，而進行ON/OFF動作，並將把直流電源部110之直流電壓作了升壓的脈衝輸出供給至負載150處(專利文獻1、2)。 [先前技術文獻] [專利文獻]

[專利文獻1]日本特開平8-222258號公報(圖1、第0012段落) [專利文獻2]日本特開2006-6053號公報(圖1)

[發明所欲解決之問題]

在將直流脈衝電源裝置使用於電漿產生裝置中的情況時，係將直流脈衝電源裝置之脈衝輸出供給至電漿產生裝置之腔內之電極間，並藉由在電極間所產生之放電來使電漿著火，而將所產生了的電漿作維持。直流脈衝電源裝置，在將電漿作為負載時，係藉由點火模式、直流模式以及脈衝模式之各模式，來對於電漿負載供給脈衝輸出。藉由點火模式來使電漿著火，並在以直流模式而經過了一定之放電電壓狀態之後，藉由脈衝模式來開始脈衝動作。

圖12，係為用以對於從直流脈衝電源裝置而對於電漿負載供給脈衝輸出的各模式作說明之概略流程圖。

通常，電漿產生裝置，對於直流脈衝電源裝置而言係相當於電性之負載，直到電漿放電發生為止之電漿放電開始時之負載、和電漿放電安定地產生中之通常運轉時之負載，其阻抗狀態係為相異。因此，通常，直流電源裝置，係為了使電漿放電產生而使電壓逐漸增加，並對於電極而將較通常運轉時之電壓而更大之電壓作一定期間之施加。此輸出之模式，係稱作點火模式(S10)。

藉由點火模式，在電漿放電發生後，係成為一定之放電電壓狀態。此輸出之模式，係稱作直流模式(S20)。

在直流模式後，將直流電壓以特定之能率來作ON/OFF，而成為脈衝輸出狀態。此輸出之模式，係稱作脈衝模式(S30)。

在圖13(a)所示之脈衝部120A的斬波電路中，切換元件122A之汲極D與源極S之間之DS電壓，在切換元件122A為OFF時，係起因於在直流電抗121A中所包含之漏洩電感而產生突波電壓。本申請案之發明者，係為了避免起因於突波電壓所導致的切換元件122A之損傷，而提案有設置將直流電抗121B之兩端電壓夾鉗於特定電壓之電壓夾鉗部130B之構成。圖13(b)，係對於所提案的電路構成之概略內容作展示。電壓夾鉗部130B，係具備有與直流電抗121B作了並聯連接的電容器C。電壓夾鉗部130B，係藉由將電容器C之電壓VC夾鉗為較突波電壓而更低之電壓，來對於DS電壓之過剩的突波電壓上升作抑制。

通常，電抗，若是伴隨著電抗電流之增加而使磁場增加，則磁導率係會逐漸降低，若是到達磁性材料所具有的最大磁通量密度，則會成為磁性飽和之狀態。在磁性飽和的狀態下，磁導率會降低。電抗之低磁導率，係成為過剩之電流的重要因素。電抗之磁性飽和的重置，係藉由對於電抗而施加極性為相異之電壓，並使身為所施加之電壓與時間之乘積的電壓時間積(ET積)為逆極性且大小為相等，來進行之。

在圖13(c)中，藉由將切換元件122B之ON期間的電壓時間積Son與OFF期間之電壓時間積Soff設為逆極性且大小為相等，直流電抗121B之磁性飽和係被重置。

圖14，係為用以對於直流電抗之磁性飽和狀態作說明之圖，圖14(a)係對於直流電源裝置之輸出電壓波形作展示，圖14(b)係對於直流電抗電流iDCL之飽和電流波形作展示，圖14(c)係為對於電容器C之電壓波形作展示。

在具備有電壓夾鉗部之電路構成中，係發生有直流電抗之磁性飽和重置並非為充分之問題。圖13(c)，係對於磁性飽和之發生狀態作展示。切換元件122B之OFF期間Toff的電壓Voff，係作為重置電壓而起作用，然而，雖然電壓Voff在脈衝發生啟動時，係從0V起而逐漸地上升，但是由於係被電壓夾鉗部130B之電容器C之電容器電壓VC所夾鉗，因此，在初期階段中，重置電壓係並不會一直上升至對於將磁性飽和作重置而言為充分的電壓。因此，在脈衝發生啟動時之初期時的脈衝模式中，切換元件122B之OFF期間的電壓時間積Soff係較切換元件122B之ON期間Ton時的電壓時間積Son更小，直流電抗之偏磁係並不被重置地而到達磁性飽和。

若是直流電抗121磁性飽和，則由於電感係會減少，因此係流動過剩之電流。圖15，係為直流電抗之電流例，並對起因於磁性飽和而產生過剩之電流的狀態作展示。故而，在脈衝發生啟動時之初期時的脈衝模式中，由於將磁性飽和作重置的重置電壓係並不充分，因此係有著會起因於磁性飽和而產生過剩之電流之課題。

本發明，係對於前述之先前技術之問題點作解決，其目的，係在於在直流脈衝電源裝置中對於在脈衝發生啟動時的直流電抗之磁性飽和作抑制，並對起因於磁性飽和所導致的過剩之電流之發生作抑制。

進而，詳細而言，本發明之目的，係在於在脈衝發生啟動時，於直到被與直流電抗作了並聯連接的電容器之電容器電壓成為對於磁性飽和之重置而言為充分的電壓為止之期間中，對於直流電抗電流作抑制，並對磁性飽和作抑制。 [用以解決問題之手段]

本發明之直流脈衝電源裝置，係為了對起因於脈衝部所具備的斬波電路之直流電抗的漏洩電感所產生之突波電壓之上升作抑制，而具備有包含被與直流電抗作了並聯連接的電容器之電壓夾鉗部。在直流脈衝電源裝置中，在斬波電路之切換元件乃身為OFF狀態時之電抗電壓，係藉由電壓夾鉗部而被作抑制，並成為直流電抗之磁性飽和的重要因素。本發明之直流脈衝電源裝置之控制電路部，係藉由對於切換元件之動作的能率進行控制，來將直流電抗之磁性飽和作重置並對磁性飽和之發生作抑制。

本發明之直流脈衝電源裝置，在身為脈衝模式之初期階段的脈衝動作之啟動時，係於直到電容器電壓被充電至對於將直流電抗之磁性飽和作重置而言為充分的電壓為止之期間中，對於斬波電路之脈衝動作之能率作控制，並將把切換元件設為ON狀態而將直流電抗設為通電狀態的脈衝寬幅設為可變。藉由使能率或脈衝寬幅作漸增，來使切換元件為ON狀態之電壓時間積的增加作漸增。藉由使能率或脈衝寬幅作漸增，就算是身為藉由切換元件之OFF動作來使夾鉗電壓被作抑制的狀態時，亦係對於切換元件為ON狀態之電壓時間積與切換元件為OFF狀態之電壓時間積之間的差分之增加作抑制，而對於直流電抗之磁性飽和作抑制。

於此，所謂漸增，係指從初期值起朝向特定值而逐漸地使其增加。在能率或脈衝寬幅中，藉由漸增所到達的特定值，係身為藉由切換元件之ON狀態而使電容器電壓成為對於將直流電抗之磁性飽和作重置而言為充分的電壓之能率或脈衝寬幅。初期值，係為並不使電抗作磁性飽和之值，而被設定為較特定值而更充分小之值。

在啟動了脈衝動作之後，於初期階段中電容器電壓係增加並成為穩態階段。在穩態階段中，被施加於直流電抗處之電壓，係被抑制為電容器電壓之夾鉗電壓，但是，藉由將此電容器電壓設定為對於將直流電抗之磁性飽和作重置一事而言為充分的電壓，在切換為穩態階段之能率的脈衝模式中，直流電抗之磁性飽和係被作抑制。

本發明，係具備有直流脈衝電源裝置及直流脈衝電源裝置之能率控制方法的各形態。

[直流脈衝電源裝置] 本發明之直流脈衝電源裝置，係具備有：直流電源；和脈衝部，係被與直流電源作連接，並藉由具備有直流電抗與切換元件之串聯電路的升壓斬波電路而產生脈衝輸出；和電壓夾鉗部，係包含有被與脈衝部之直流電抗作並聯連接之電容器，並藉由電容器之電容器電壓來將直流電抗之兩端電壓限制於夾鉗電壓；和控制電路部，係對於脈衝部之切換元件的切換動作作控制。

控制電路部，係具備有對於以一定週期而產生脈衝輸出的脈衝模式之脈衝動作作控制之脈衝模式控制部。在由脈衝模式所致之脈衝動作中，藉由在一定週期中而將切換元件以特定之能率比來反覆進行ON/OFF動作，係藉由脈衝輸出而從直流電源來對於負載而供給與能率比相對應之電力。

本發明之脈衝模式控制部，係具備有將脈衝寬幅設為可變之能率控制部，並藉由初期階段和穩態階段之2個的階段來進行能率控制。能率控制部，在脈衝動作之初期階段中，係使將切換元件關閉並設為ON狀態的脈衝寬幅作漸增，而使在直流電抗中流動電抗電流的期間作漸增。在初期階段中，切換元件為OFF狀態的電壓時間積，係由於直流電抗之電壓被作夾鉗，而為小。若是將切換元件為ON狀態之脈衝寬幅維持於穩態狀態之大小地來反覆進行脈衝動作，則電壓時間積之差分係增加，並導致磁性飽和。

本發明之能率控制，在初期階段中，係藉由將關閉切換元件而設為ON狀態的脈衝寬幅，從初期值起朝向穩態階段之脈衝寬幅而作漸增，來對於在初期階段中的切換元件為ON狀態之電壓時間積作抑制，以抑制與切換元件為OFF狀態之電壓時間積之間的差分之增加，而對於在初期階段中的磁性飽和之發生作抑制。

在穩態階段中，係以脈衝模式之穩態能率的脈衝寬幅來使切換元件進行ON/OFF動作，並對於負載而供給穩態電力。在穩態階段中，由於電容器電壓係身為對於將直流電抗之磁性飽和作重置一事而言為充分的電壓，因此，就算是在藉由電容器電壓而使電壓被作了夾鉗的狀態下，在切換為穩態階段之能率的脈衝模式中，直流電抗也不會有磁性飽和的情形。

本發明之能率控制，係為了避免直流電抗之磁性飽和，而在初期階段中，設為對於直流電抗之磁性飽和作抑制的能率，在電容器電壓被充電至對於將磁性飽和作重置一事而言為充分的電壓之後，係設為穩態階段之能率。

本發明之能率控制，係將脈衝動作之頻率設為一定之頻率，並對於能率作控制。在一定頻率之脈衝動作中，由於脈衝動作之一個週期的時間寬幅係為一定，因此將能率設為可變一事係相當於將脈衝寬幅設為可變。故而，在本發明之能率控制中，藉由使能率作漸增，在電容器電壓到達對於將磁性飽和作重置一事而言為充分的電壓之前的初期階段中，係防止直流電抗成為磁性飽和的情形。

在脈衝動作之初期階段中，由於電容器電壓係並未被充電至將直流電抗之磁性飽和作重置之重置電壓，因此，藉由電容器電壓來將直流電抗之磁性飽和作重置一事係為困難。

本發明，在啟動脈衝動作之初期階段中，係於直到電容器電壓被充電至對於將直流電抗之磁性飽和作重置而言為充分的電壓為止之期間中，對於斬波電路之脈衝動作之能率作控制並將切換元件設為ON狀態，而將在直流電抗中流動的直流電抗電流之脈衝寬幅作漸增。直流電抗，係不論是在切換元件為ON狀態或者是OFF狀態的何者之狀態中，均身為通電狀態，但是，ON狀態之在直流電抗中所流動的直流電抗電流，係流動較在OFF狀態中之直流電抗而更大之電流。藉由此，在與脈衝寬幅相對應的期間中，藉由在直流電抗處而電流增加並流動直流電抗電流，電容器之充電係被促進。本發明，係藉由將脈衝寬幅從初期值起朝向特定值而作漸增，而一面在初期階段中對於磁性飽和之發生作抑制一面使電容器電壓增加。

本發明之能率控制部，係在脈衝模式中，具備有在初期階段中之開始能率值、和使脈衝寬幅漸增之變遷能率值、以及在穩態階段中之穩態能率值，此些之各能率值，並藉由各能率值而進行各週期之脈衝動作。

在脈衝動作之開始時，係藉由基於開始能率值之能率或者是脈衝寬幅，來開始脈衝動作。在開始了脈衝動作之後，係從開始能率值而切換至變遷能率值，並藉由基於漸增之變遷能率值之能率或者是脈衝寬幅，來實施脈衝動作。在電容器電壓成為了對於將磁性飽和作重置而言為充分的電壓之後，係從變遷能率值而切換至脈衝模式之穩態能率值。關於電容器電壓是否到達了對於將磁性飽和作重置一事而言為充分之電壓，係可基於電容器之電容器電壓的電壓值或電壓變化而檢測出來。變遷能率值，係藉由在每一週期而使能率增加，來作漸增。能率之增加幅度，係能夠因應於從開始能率值而到達穩態能率值為止的週期數等之驅動條件，來作設定。

脈衝模式控制部，係具備有判定電容器電壓是否到達了充電電壓之電壓判定部。能率控制部，係基於電壓判定部根據電容器電壓之電壓值或電壓變化所判定出的結果，來從變遷能率值而切換至脈衝模式之穩態能率值。將電容器電壓之電壓與設定電壓作比較，當電容器電壓超過了設定電壓時，或者是將電容器電壓之電壓變化ΔVC與設定值作比較，而當電壓變化ΔVC乃身為設定值以內時，將電容器之充電結束，並判定電容器電壓為到達了對於將直流電抗之磁性飽和作重置一事而言為充分之電壓。設定電壓，例如係可使用預先所設定了的充電結束電壓。

本發明之直流脈衝電源裝置，係具備有：將直流電抗之電抗電壓中的超過設定電壓之電壓之量回生至直流電源處之回生部，此回生部，係設為具備有被與直流電抗作了並聯連接的電容器之構成，此電容器，係作為將對於突波電壓作抑制的夾鉗電壓施加於直流電抗處的電壓夾鉗部、將重置電壓作回生之回生部，而起作用。

[直流脈衝電源裝置之能率控制方法] 本發明之直流脈衝電源裝置之能率控制方法，其特徵為：該直流脈衝電源裝置，係具備有：直流電源；和脈衝部，係被與直流電源作連接，並藉由具備有直流電抗與切換元件之串聯電路的升壓斬波電路而產生脈衝輸出；和電壓夾鉗部，係包含有被與脈衝部之直流電抗作並聯連接之電容器，並藉由電容器之電容器電壓來將直流電抗之兩端電壓限制於夾鉗電壓；和控制電路部，係對於脈衝部之切換元件的切換動作作控制，該直流脈衝電源裝置之能率控制方法，係藉由對於直到電容器電壓成為將直流電抗之磁性飽和作重置的充分之電壓為止之期間中的切換動作之能率作控制，來將直流電抗之磁性飽和作重置。

控制電路部，係在對於以一定週期而產生脈衝輸出的脈衝模式之脈衝動作作控制之脈衝模式控制部中，對於使切換元件作ON/OFF動作之時間週期作控制，並進行將直流電抗電流為有所增加的區間之脈衝寬幅設為可變的能率控制。

在此能率控制中， (a)於脈衝動作之初期階段中，係將脈衝寬幅從脈衝動作開始時之初期值起朝向穩態階段之穩態值而作漸增。 (b)於初期階段之後的脈衝動作之穩態階段中，係將脈衝寬幅保持為特定固定寬幅之穩態值。

於脈衝動作之初期階段中，在將脈衝寬幅從初期值起朝向穩態值而作漸增的過程中，電容器電壓係被充電，在被充分地作了充電之後，電容器電壓之增加係停止，並成為一定之電壓。藉由將此時之電容器電壓設定為對於將直流電抗之磁性飽和作重置一事而言為充分之電壓，係能夠將直流電抗之磁性飽和作重置。

本發明，係將此時之電容器電壓設為規定電壓。規定電壓，係身為在脈衝模式中為了將電容器之磁性飽和穩態性地作重置而言為充分的電容器電壓，並成為制定對於穩態能率值的切換時間點之電壓。關於電容器電壓是否到達了規定電壓一事，係可基於電容器電壓的電壓值或電壓變化而檢測出來，藉由檢測出電容器電壓之電壓值成為了規定電壓值一事、或者是藉由檢測出電容器電壓之電壓變化係停止一事，來判定電容器電壓係到達了規定電壓。規定電壓值，係可藉由預先求取出當一直被充電至了對於將磁性飽和作重置一事而言為充分之電壓時的電容器電壓之電壓值，來制定之。

在電容器電壓被充電至了規定電壓之後係將由能率控制所致之電力供給的限制解除，並將脈衝寬幅保持為特定寬幅之穩態值，而對於負載供給特定之電力。在將電漿作為負載的情況時，係藉由基於脈衝模式之特定能率所致的脈衝寬幅，來形成脈衝輸出，並將此脈衝輸出供給至電漿負載處而維持電漿放電。 [發明之效果]

如同以上所作了說明一般，若依據本發明，則係在直流脈衝電源裝置中對於由脈衝動作所導致的直流電抗之磁性飽和作抑制，而能夠對起因於磁性飽和所導致的過剩之電流之發生作抑制。

又，在直流脈衝電源裝置之脈衝動作中，於直到被與直流電抗作了並聯連接的電容器之電容器電壓到達對於將磁性飽和作重置一事而言為充分的電壓為止的期間之初期階段中，係藉由對於能率作控制來對於供給至負載處之電力作限制並抑制磁性飽和，在電容器電壓到達了對於磁性飽和之重置而言為充分的電壓之穩態階段中，係將由能率控制所致之電力供給停止，並藉由脈衝模式之穩態能率值來進行電力供給。

本發明之直流脈衝電源裝置所具備的脈衝部，係具備有從直流電壓而產生脈衝輸出之斬波電路，並且為了對起因於斬波電路之直流電抗的漏洩電感所產生之突波電壓之上升作抑制，而具備有包含被與斬波電路之直流電抗作了並聯連接的電容器之電壓夾鉗部。電壓夾鉗部，係藉由將直流電抗之兩端電壓夾鉗於電容器電壓，來對於突波電壓之上升作抑制。

另一方面，在直流脈衝電源裝置中，在斬波電路之切換元件乃身為OFF狀態時之電抗電壓，由於係藉由電壓夾鉗部而被作抑制，因此將磁性飽和作重置的電壓時間積係成為並不充分，並成為直流電抗之磁性飽和的重要因素。

本發明之直流脈衝電源裝置之控制電路部，係藉由對於切換元件之動作的能率進行控制，來將在切換元件為OFF狀態下的電壓時間積設為對於磁性飽和之重置而言為充分之量，並對起因於重置電壓被作夾鉗一事所導致的磁性飽和之發生作抑制。

本發明之直流脈衝電源裝置，在身為脈衝模式之初期階段的脈衝動作之啟動時，係於直到電容器電壓被充電至對於將直流電抗之磁性飽和作重置而言為充分的電壓為止之期間中，對於斬波電路之脈衝動作之能率或脈衝寬幅作控制，並將切換元件設為ON狀態，而將流動較OFF狀態而更大的電流之直流電抗電流的脈衝寬幅設為可變。藉由使能率或脈衝寬幅作漸增，來使切換元件為ON狀態之電壓時間積的增加逐漸作漸增。

藉由使能率以及脈衝寬幅作漸增，就算是身為藉由切換元件之OFF動作來使夾鉗電壓被作抑制的狀態時，亦係藉由將OFF狀態之時間寬幅相對性地增長，來將起因於相對於切換元件為ON狀態之電壓時間積而切換元件為OFF狀態之電壓時間積為少一事所產生的直流電抗之磁性飽和作抑制。

於此，所謂漸增，係指從初期值起朝向特定值而逐漸地使其增加。藉由漸增所到達的穩態值，係身為藉由切換元件之ON狀態而使電容器電壓成為對於將直流電抗之磁性飽和作重置而言為充分的電壓之能率或脈衝寬幅。初期值，係為較穩態值而更充分小之值。

在脈衝模式中，脈衝動作，係具備有啟動時之初期階段和啟動後之穩態階段，於初期階段中，電容器電壓係增加，在電容器電壓到達了對於重置一事而言為充分的電壓之後，係遷移至穩態階段。在穩態階段中，由電容器電壓所致之夾鉗電壓係成為對於將直流電抗之磁性飽和作重置而言為充分的電壓。在此穩態階段中，被施加於直流電抗處之電壓，係被抑制為電容器電壓之夾鉗電壓，但是，由於此電容器電壓係身為對於將直流電抗之磁性飽和作重置一事而言為充分的電壓，因此，於在穩態階段中而被切換為穩態能率的脈衝模式中，直流電抗係並不會有磁性飽和的情形。

針對本發明之直流脈衝電源裝置之能率控制，使用圖1～3來作說明，針對本發明之直流脈衝電源之概略構成，使用圖4來作說明。針對本發明之直流脈衝電源之構成例，使用圖5～圖10來作說明。

[能率控制] 圖1，係為對於本發明之直流脈衝電源裝置之能率控制作說明之流程圖，並對於在脈衝模式中之能率控制作展示。圖2，係對於由能率控制所致之輸出電壓(圖2(a))、直流電抗電流(圖2(b))、電容器電壓(圖2(c))之各波形作展示。又，圖2(d)係對於在脈衝模式之初期階段中而磁性飽和被作抑制的狀態作展示。

直流脈衝電源裝置，在將電漿作為負載時，係藉由點火模式、直流模式以及脈衝模式之各模式的脈衝動作，來對於電漿負載進行電力供給。脈衝動作，首先係藉由點火模式來使電漿著火，並在以直流模式而經過了一定之放電電壓狀態之後，將藉由脈衝模式所產生的脈衝輸出送至負載處。在脈衝模式中，係將脈衝輸出供給至電漿負載處而維持電漿放電，該脈衝輸出，係藉由使直流電壓以特定之能率來進行ON/OFF動作，而產生之。

在圖2中，係將點火模式標記為IG模式，並將直流模式標記為DC模式。在圖2(a)所示之輸出電壓波形中，於點火模式中，輸出電壓係從接地準位(GND準位)起而作直線狀之增加。在電漿著火之後，係從點火模式而切換為直流模式，並在以直流模式而施加了一定之電壓之直流電壓之後，切換至脈衝模式並產生脈衝輸出。

本發明之能率控制，係在脈衝模式中，一面將能率在開始能率值(DutyA)、變遷能率值(DutyB)以及脈衝模式之穩態能率值(DutyPU)的各能率值之間作切換，一面產生脈衝輸出。

本發明之能率控制，係將脈衝模式以初期階段和穩態階段之2個的階段來進行控制。初期階段，係為使形成夾鉗電壓之電容器電壓VC從0V起而開始充電並且直到上升至在穩態能率中對於將磁性飽和作重置而言為充分的電壓處為止之期間。在此初期階段中，電容器電壓VC之充電係成為對於將直流電抗之磁性飽和作重置而言並不充分的狀態。因此，若是將能率以穩態狀態之穩態能率來作驅動，則直流電抗會成為磁性飽和，並會有產生過剩的電流之虞。為了對於此磁性飽和之發生作抑制，在初期階段中，係使能率作漸增 ，而從開始能率值(DutyA)起朝向穩態能率值(DutyB)來逐漸地使其增加。

穩態階段，係為產生穩態狀態的脈衝輸出之期間，並藉由穩態能率值(DutyPU)之能率來從直流電壓而產生脈衝輸出。在此穩態階段中，由於電容器電壓VC係被充電為對於將磁性飽和作重置而言為充分的電壓，因此，就算是身為藉由穩態能率值(DutyPU)來使切換元件作ON/OFF動作的狀態下，直流電抗之磁性飽和亦係被作重置。以下，針對脈衝模式之初期階段和穩態階段作說明。

[脈衝模式之初期階段] 脈衝模式之初期階段，係從開始時起而前進至變遷期間，之後移行至穩態階段。 (脈衝模式之開始時) 在脈衝模式之開始時，直流電抗電流iDCL係為零(圖2(b))，電容器電壓VC係身為接地電壓準位(GND)(圖2(c))。電容器電壓VC，係作為將直流電抗之磁性飽和作重置之電壓而被作使用，但是，在脈衝模式之開始時，由於係身為接地電壓準位(GND)，因此對於將直流電抗之磁性飽和作重置而言係並不充分。

若是從脈衝模式之開始時起便以脈衝模式之穩態階段的穩態能率值(DutyPU)來進行脈衝動作，則與穩態能率值(DutyPU)相對應的ON/OFF動作係被作複數次之反覆，與脈衝寬幅相對應的狀態之直流電抗電流係在直流電抗中流動。穩態能率值(DutyPU)，由於係以能夠得到對於供給為了維持電漿狀態所需要的電力一事而言為充分之電力的方式，而被作設定，因此，若是在磁性飽和之重置電壓為並不充分的狀態下而脈衝輸出被作反覆輸出，則於此期間中直流電抗係會到達磁性飽和。

在本發明之能率控制中，於開始時之第1個週期，係藉由具備有較穩態能率值(DutyPU)之脈衝寬幅而更短的脈衝寬幅之開始能率值(DutyA)，來開始脈衝動作(S1)。在開始時之第1個週期之脈衝動作中，於切換元件成為ON狀態的脈衝寬幅之期間，直流電抗電流iDCL以及電容器電壓VC係增加(圖2(b)、(c))。由於電容器電壓VC係從0V起而逐漸增加，因此對於將直流電抗之磁性飽和作重置而言係並不充分。

(能率之變遷期間) 在脈衝模式之開始時，由於電容器電壓VC對於將磁性飽和作重置而言係並不充分，因此係接著在變遷期間中而使電容器電壓VC增加。 在進行了脈衝模式之開始時之1個週期的脈衝動作之後(S2)，係判定電容器電壓VC是否到達了對於將磁性飽和作重置一事而言為充分的電壓。此判定，係可藉由檢測出電容器電壓VC之電壓值或者是電容器電壓VC之電壓變化ΔVC，來進行之。在電容器電壓VC之充電結束並到達了對於將磁性飽和作重置一事而言為充分之電壓的階段處，電容器電壓VC係成為一定之電壓的充電完成電壓，電壓變化ΔVC係成為不會變化。另外，電容器電壓VC之充電完成電壓，係設為對應於對於將磁性飽和作重置而言為充分的電壓之設定電壓。

當藉由電容器電壓VC與設定電壓之間之比較，而檢測出電容器電壓VC係到達了設定電壓時，或者是當藉由電容器電壓VC之電壓變化ΔVC與設定值之間之比較，而檢測出電壓變化ΔVC係減少並成為了設定值以內時，電容器之充電係結束，並判定電容器電壓為到達了對於將直流電抗之磁性飽和作重置一事而言為充分之電壓。另外，設定電壓以及設定值，係可使用被設置在電壓夾鉗部處之電容器的充電完成電壓、以及電容器之充電完成時的電壓變動寬幅。

當電容器並未到達充電完成狀態，而電容器電壓VC並未到達設定電壓的情況時，或者是當電壓變化ΔVC為超過設定值的情況時，係在接續於開始時之變遷期間中，替代開始能率值(DutyA)而藉由變遷能率值(DutyB)來使能率作增加。變遷期間之變遷能率值(DutyB)，例如，係可藉由在前一週期之能率處加算上ΔDuty，來制定之。變遷期間之最初之週期的變遷能率值(DutyB)，係藉由在開始能率值(DutyA)處加算上ΔDuty，而制定之，從變遷期間之下一個週期起，係能夠藉由在前一次的變遷能率值(DutyB)處加算上ΔDuty，而制定之。所加算之量的ΔDuty，係為能率之變遷寬幅，例如，係可根據初期階段之脈衝寬幅變化區間的週期數N、開始能率值(DutyA)、穩態能率值(DutyPU)，來藉由(DutyPU-DutyA)/N而制定之。另外，此所加算之量ΔDuty的增加量，係僅為其中一例，而可在週期數N、開始能率值(DutyA)以及穩態能率值(DutyPU)之條件的範圍內而任意作設定。

在能率之變遷期間中，電容器電壓VC係藉由各週期之脈衝動作而朝向充電完成電壓作增加。另一方面，直流電抗電流iDCL，係反覆進行在切換元件乃成為ON狀態的區間中之增加和在成為OFF狀態的區間中之減少地，而逐漸地增加，但是，藉由電容器電壓VC之增加，由於在OFF狀態下的電壓時間積係增加，因此磁性飽和係逐漸被重置，故而，直流電抗電流iDCL之上限係被限制在磁性飽和準位以下。

在能率之變遷期間的最後之週期中，電容器電壓VC係被充電至對於將直流電抗之磁性飽和作重置而言為充分的電壓。在S3之工程中，若是電容器電壓VC之充電完成狀態被檢測出來，則係將能率從變遷能率值(DutyB)而切換至穩態能率值(DutyPU)，並藉由以穩態能率值(DutyPU)所致之脈衝動作來產生脈衝輸出。

圖2(d)，係對於脈衝模式之初期階段的電壓時間積之狀態作展示。在脈衝模式之初期階段中，於切換元件乃身為ON狀態的期間(Ton)中，係被施加有相當於切換元件之ON阻抗電壓的電壓，在切換元件乃身為OFF狀態的期間(Toff)中，於直流電抗之兩端電壓處係被施加有夾鉗電壓。夾鉗電壓，係為「身為電容器之充電電壓」的電容器電壓，在初期階段中係從0V起而逐漸增加。在初期階段之初始的期間中，切換元件為OFF期間(Toff)的電壓時間積Soff，係較切換元件為ON期間(Ton)的電壓時間積Son更小，直流電抗係身為偏磁之狀態，但是，隨著夾鉗電壓逐漸增加，電壓時間積Soff與電壓時間積Son之差分係減少，磁性飽和係成為被作重置的狀態。

[脈衝模式之穩態階段] 在脈衝模式之穩態階段中，係藉由穩態能率值(DutyPU)之能率來進行脈衝動作。在此穩態階段中，由於電容器電壓VC係被充電為對於將直流電抗之磁性飽和作重置一事而言為充分之電壓，因此，直流電抗係並不磁性飽和地而被重置，直流電抗電流iDCL係雖然會在各週期內而作增減變動但是並不會有超過磁性飽和準位的情形。

圖3，係為對於藉由本發明之能率控制所致的直流電抗電流之電流波形作展示。圖示之電流波形，係展現有不論是在點火模式、直流模式以及脈衝模式的初期階段、穩態階段的何者之模式中，直流電抗電流均不會成為出現過剩的電流。

[直流脈衝電源裝置之概略構成] 圖4，係對於本發明之直流脈衝電源裝置的構成例作展示。直流脈衝電源裝置，係具備有直流電源部10、脈衝部20、控制電路部40以及電壓檢測部60，脈衝部20係將從直流電源部10之直流電壓所產生的脈衝輸出供給至負載50處。

脈衝部20，係能夠藉由升壓斬波電路來構成。在圖4中，脈衝部20，係具備有藉由直流電抗21和切換元件22之串聯連接所構成的升壓斬波電路。直流電抗21，係被串聯連接於直流電源部10側與負載50側之間，切換元件22係對於負載50側而被作並聯連接。驅動電路23，係使切換元件22進行ON/OFF動作，來將直流電壓作轉換並產生脈衝波形之脈衝輸出。又，在直流電抗21處，係被並聯連接有電壓夾鉗部30clamp之電容器C。

在圖示之構成例中，脈衝部20之直流電源側，係具備有高電壓側之被作了接地的端子B和作為低電壓側之負電壓之端子A。在圖中，切換元件22係展示FET之例，將源極S側與低電壓側之端子A作連接並將汲極D側與接地電壓之高電壓側之端子B作連接，在閘極G側係被輸入有從驅動電路23而來之驅動訊號。

控制電路部40，係產生與目標之脈衝輸出相對應的對於切換元件22之ON時間與OFF時間的時間寬幅乃至於能率比作制定的控制訊號，並經由驅動電路23來對於升壓斬波電路作控制。驅動電路23，係基於控制電路部40之控制訊號，而對於切換元件22之閘極G輸出驅動訊號，並使切換元件22進行ON/OFF動作。

切換元件22之源極S側係被與直流電抗21之負載側作連接，切換元件22之汲極D側係被作接地。當切換元件22為ON狀態時，直流電抗21之負載側係被接地，直流電抗電流iDCL係從端子B而經由身為ON狀態之切換元件22以及直流電抗21而流動至端子A處。此時，在直流電抗21處，係被積蓄有電磁能量。接著，若是切換元件22被從ON狀態而切換為OFF狀態，則起因於被積蓄在直流電抗21處之積蓄能量，在直流電抗21處係產生電抗電壓VDCL。升壓斬波電路，係藉由反覆進行切換元件22之ON動作和OFF動作，來因應於ON/OFF時間之能率而使輸出電壓Vo上升。

控制電路部40，係具備有藉由點火模式來使電漿著火之點火模式控制部42、和在使電漿著火之後，藉由直流模式來設為一定之放電電壓狀態之直流模式控制部43，和藉由脈衝模式之能率控制來形成脈衝輸出之脈衝模式控制部44、以及對於各模式作切換之模式切換部41。

脈衝模式控制部44，係藉由對於能率值作切換，來對於將切換元件22關閉並設為ON狀態之脈衝寬幅作變更。在初期階段中，首先係使用開始能率值來進行1個週期之量的脈衝動作，並接著藉由變遷能率值來在複數之週期間而使能率作漸增。當在初期階段中而使能率作了增加之後，於以後的脈衝模式之各週期中，係藉由穩態能率來進行脈衝動作並形成脈衝輸出。

脈衝模式控制部44，係具備有將脈衝寬幅設為可變之能率控制部44c，在脈衝動作之初期階段中，係使將切換元件關閉之脈衝寬幅作漸增，而將切換元件設為ON狀態，並使在直流電抗中流動大的直流電抗電流的期間增長。藉由使脈衝寬幅作漸增，來對於切換元件為ON狀態之電壓時間積與切換元件為OFF狀態之電壓時間積之間的差分之增加作抑制，而對於在初期階段中的磁性飽和之發生作抑制。在脈衝動作之穩態階段中，係以脈衝模式之穩態能率的脈衝寬幅來將切換元件關閉，並對於負載而供給穩態電力。在穩態階段中，由於電容器電壓係身為對於將直流電抗之磁性飽和作重置一事而言為充分的電壓，因此，就算是在藉由電容器電壓而使電壓被作了夾鉗的狀態下，在切換為穩態階段之能率的脈衝模式中，直流電抗也不會有磁性飽和的情形。

能率控制部44c，係具備有開始能率部44c1、變遷能率部44c2以及穩態能率部44c3。開始能率部44c1，係具備有開始能率值(DutyA)，變遷能率部44c2，係具備有變遷能率值(DutyB)，穩態能率部44c3，係具備有穩態能率值(DutyPU)。又，脈衝模式控制部44，係除了能率控制部44c之外，亦具備有檢測出1個週期之量之週期檢測部44a、以及使用電容器電壓VC或電容器電壓之電壓變化ΔVC來判定電容器之充電狀態之電壓判定部44b。電容器電壓VC，係藉由電壓檢測部60而被檢測出來。

模式切換部41，係接收從外部而來之開始訊號，而對於點火控制部42送出開始點火之訊號。點火控制部42，係接收開始訊號並進行點火動作。

模式切換部41，係對於輸出電壓Vo作監測，並基於輸出電壓Vo來將從點火模式而切換為直流模式之切換訊號送至直流模式控制部43處。直流模式控制部43，係藉由一定電壓之直流電壓之施加，而設為放電電壓狀態。

模式切換部41，在直流模式之後，係將對於脈衝模式作切換之切換訊號送至脈衝模式控制部44處。

在脈衝模式控制部44中，能率控制部44c，係使用開始能率部44c1之開始能率值(DutyA)來開始脈衝模式之控制。驅動電路23，係以開始能率值(DutyA)之脈衝寬幅來進行1個週期的ON/OFF動作。

週期檢測部44a，係在接收了脈衝模式之切換訊號之後，檢測出脈衝動作之各週期。週期檢測部44a，係在每次檢測出脈衝動作之週期時，對於電壓判定部44b而下達電容器之充電狀態之判定的指示。電壓判定部44b，係在脈衝動作之每一週期中，進行藉由電壓檢測部60所檢測出的電容器電壓VC是否到達了設定電壓一事之判定，或者是進行身為電容器電壓VC與前一週期之電容器電壓VC之間之差的電壓變化ΔVC是否身為較設定值而更大之電壓變化之判定。

當電容器電壓VC並未到達設定電壓的情況時，或者是當電壓變化ΔVC為超過設定值的情況時，能率控制部44c，係使用變遷能率部44c2之變遷能率值(DutyB)來對於驅動電路23作控制。變遷能率部44c2，係於每一週期而使變遷能率值(DutyB)作漸增而作更新。

變遷能率部44c2，係藉由在前一次的變遷能率值(DutyB)處加算上ΔDuty，而將變遷能率值(DutyB)作更新。最初之變遷能率值(DutyB)，係作為前一次之變遷能率值而使用開始能率值(DutyA)。 當電容器電壓VC到達了設定電壓的情況時，或者是當電壓變化ΔVC並未超過設定值的情況時，係從變遷能率值(DutyB)而切換至脈衝模式之穩態能率值(DutyPU)，並使用穩態能率部44c3之穩態能率值(DutyPU)來對於驅動電路23作控制。

[直流脈衝電源裝置之構成例] 以下，針對直流脈衝電源裝置之構成例作說明。構成例之直流脈衝電源裝置之脈衝部，係具備有將直流電抗之電抗電壓作回生的回生部。回生部，係作為將直流電抗之電抗電壓作回生的構成，而具備有直流電抗之作了並聯連接的電容器。

第1構成例，係為將升壓斬波電路之直流電抗之兩端的電抗電壓作回生之構成，第2～第5構成例，係為將升壓斬波電路之進行磁性耦合之2個的直流電抗之其中一方之直流電抗的電抗電壓作回生之構成，第2、5構成例，係為將進行磁性耦合之2個的直流電抗設為附抽頭之單捲繞變壓器之構成，第3、4構成例，係為將進行磁性耦合之2個的直流電抗設為複捲繞變壓器之構成，又，關於所回生的電抗電壓，第1～第5構成例，係將直流電源之低電壓側之電壓作為基準電壓。

[直流脈衝電源裝置之第1構成例] 針對本發明之直流脈衝電源之第1構成例，使用圖5來作說明。

本發明之直流脈衝電源裝置，係具備有直流電源部(DC部)10、和將藉由被與直流電源部10作了連接的升壓斬波電路所產生的脈衝輸出供給至負載5處之脈衝部20A、和將藉由脈衝部20A所產生的過剩之電壓上升量回生至直流電源部10側處之回生部30、和對於直流電源部10、脈衝部20A、驅動電路23和回生部30作控制之控制電路部40、以及檢測出電容器電壓之電壓檢測部60，並經由輸出纜線3來對於負載5供給脈衝輸出。在圖5中，作為負載5，雖係對於電漿產生裝置之例作展示，但是，負載5係並不被限定於電漿產生裝置，而亦可對於脈衝雷射激勵、放電加工機等作適用。

(直流電源部) 直流電源部(DC部)10，係具備有將交流電源2之交流電壓整流為直流電壓的整流器11、和對於在整流時所發生的過渡性地產生之尖衝(spike)之高電壓作吸收並作抑制的緩衝電路(Snubber circuit)12、和將直流電壓轉換為交流電壓的單相換流電路13、和將單相換流電路13之交流電壓電壓轉換為特定之電壓值的單相變壓器14、和將藉由單相變壓器14而作了電壓轉換的交流電壓整流為直流電壓之整流器15、以及將兩端電壓設為直流電源部之直流電壓的電容器16(CF)。電容器16之其中一端係被接地，在另外一端處係被形成有負電壓之低電壓。另外，在圖5所示之構成中，作為負載5，係以電漿產生裝置之電容負載之例來作展示。於此，由於係將電漿產生裝置之其中一端作接地並供給負電壓，因此係對於直流電源部10為產生負電壓之脈衝輸出的構成作展示。

單相換流電路13，係藉由從控制電路部40而來之控制訊號而進行切換動作，並將直流電壓轉換為特定之頻率之交流電壓。構成直流電源部10之整流器11、15、緩衝電路12、單相換流電路13、單相變壓器14的各電路要素，係可設為通常所周知之任意的電路構成。

(脈衝部) 脈衝部20A，係藉由升壓斬波電路來從直流電壓而產生脈衝波形。升壓斬波電路，係具備有：直流電抗21a，係被串聯連接於直流電源側與負載側之間；和切換元件(Q1)22，係對於負載側而被作並聯連接；和驅動電路23，係驅動切換元件22之ON/OFF動作。脈衝部20A之直流電源側，係具備有被作了接地的端子B和作為低電壓側之負電壓之端子A。圖示之切換元件22係展示FET之例，將源極S側與低電壓側作連接並將汲極D側與接地電壓側作連接，在閘極G側係被輸入有從驅動電路23而來之驅動訊號。

控制電路部40，係為了使升壓斬波電路動作，而產生與目標之脈衝輸出相對應的對於切換元件22之ON時間與OFF時間的時間寬幅乃至於能率比作制定的訊號，並基於直流電源部10之輸出端之電壓以及電流，來產生控制訊號。

驅動電路23，係基於控制電路部40之控制訊號，而對於切換元件22之閘極G輸出驅動訊號，並使切換元件22進行ON/OFF動作。

切換元件22之源極S側係被與直流電抗21a之負載側作連接，切換元件22之汲極D側係被作接地。當切換元件22為ON狀態時，直流電抗21a之負載側係被接地，電流係從端子B而經由身為ON狀態之切換元件22以及直流電抗21a而流動至端子A處，在直流電抗21a處係流動有直流電抗電流。此時，在直流電抗21a處，係藉由直流電抗電流而被積蓄有電磁能量。接著，若是切換元件22被從ON狀態而切換為OFF狀態，則起因於被積蓄在直流電抗21a處之積蓄能量，在直流電抗21a處係產生電抗電壓VDCL。升壓斬波電路，係藉由反覆進行切換元件22之ON動作和OFF動作，來因應於ON/OFF時間之能率比而使輸出電壓Vo上升。

(回生部) 回生部30，係將升壓斬波電路之直流電抗的電抗電壓中之超過設定電壓之電壓量，回生至直流電源處。回生部30，係具備有二極體31、電容器32(C1)、換流電路33、變壓器34、整流器35。回生部30，係構成回生功能並且亦構成電壓夾鉗部30clamp之功能。

電容器32(C1)之其中一端，係被與直流電抗21a之負載側端部作連接，另外一端係經由二極體31而被與直流電抗21a之直流電源側端部作連接，而被施加有在直流電抗21a處所產生的電抗電壓。電容器32(C1)之電容器電壓VC1，係基於直流電源之直流電壓VAB以及變壓器之變壓比而被制定，當變壓器34之變壓比係為(n2：n1)的情況時，係成為VC1=(n2/n1)×VAB之設定電壓。二極體31，係以從脈衝部20A起而朝向回生部30之電容器32(C1)之方向作為順方向，而被作連接，當直流電抗21a之電抗電壓VDCL超過了電容器32(C1)之電容器電壓VC1的情況時，係針對電抗電壓VDCL之超過了電容器32(C1)之電容器電壓VC1的電壓之量，而進行由回生部30所致之回生。故而，回生部30係以電容器32(C1)之電容器電壓VC1作為臨限值而進行回生動作。

作為制定電容器電壓VC1之方法，除了變更變壓器34之變壓比之外，亦存在有對於換流電路33之輸出作控制的方式。例如，係存在有PWM控制和相位偏移控制等，但是，只要是身為對於換流電路之輸出作控制的方式，則係並不被限定於此。

又，在圖5所示之電路構成中，回生部30，係身為使其中一端被與脈衝部20A之低電壓側輸入端作了連接的構成，並以低電壓側之電壓(負電壓)作為基準而將直流電抗21a之電抗電壓VDCL作為回生輸入電壓Vin來進行回生。

換流電路33，係在電容器32側之直流電壓與變壓器34側之交流電壓之間而進行直流交流轉換，並將電容器32(C1)之電容器電壓VC1基於直流電源之直流電壓VAB來保持為一定之電壓，並且當電抗電壓VDCL超過了電容器32(C1)之電容器電壓VC1的情況時，將此有所超過之電壓之量轉換為交流並回生至直流電源側處。由於電容器電壓VC1係被保持於一定之電壓，因此直流電抗21a之電抗電壓VDCL係被夾前於電容器電壓VC1。故而，回生部30係構成電壓夾鉗部30clamp之功能。換流電路33，例如，係能夠藉由切換元件之橋接電路來構成之。切換元件之開閉動作，係藉由從控制電路部40而來之控制訊號α而被作控制。

變壓器34，係將直流電源部10之直流電壓VAB與電容器32(C1)之電容器電壓VC1之間之電壓比例，基於變壓比來作調變。當變壓器34之變壓比係為(n2：n1)的情況時，直流電壓VAB與電容器電壓VC1之間之電壓關係，係以VC1=(n2/n1)×VAB來作表現。

整流器35，係將變壓器34側之交流電壓整流為直流電源部10側之直流電壓。整流器35之直流側端子，係被與直流電源部10之端子A、B作連接，並僅當電容器電壓VC1超過了基於直流電壓VAB所致之電壓的情況時，將電力回生至直流電源部10處。

電壓檢測部60，係在直流電抗21a處而檢測出由電容器電壓VC1所致之夾鉗電壓，並將檢測訊號β送至控制電路40處。控制電路40中之電壓判定部44b，係基於由檢測訊號β所致之電容器電壓VC，來判定電容器之充電狀態。

另外，回生部30之構成，係只要是具備有將直流電抗21a之兩端電壓夾鉗於特定電壓的功能以及將超過特定電壓之電力之量回生至直流電源側處之功能的構成，則並不被限定於上述之構成。

(回生部之構成例) 使用圖6，對於直流脈衝電源裝置的回生部所具備之換流電路之電路構成例作說明。

回生部30，係包含有將「對於電容器32(C1)之電容器電壓VC1之直流電壓進行直流交流轉換所得到的交流電壓」對於變壓器34作輸出的換流電路33。換流電路33，係具備有由切換元件QR1～QR4所成之橋接電路33a、和基於控制訊號α來產生驅動切換元件QR1～QR4之驅動訊號的驅動電路33b。另外，於此，作為橋接電路33a，雖係展示有全橋電路之例，但是係亦可使用半橋電路或者是多相換流電路。

[直流脈衝電源裝置之第2構成] 針對本發明之直流脈衝電源之第2構成例，使用圖7來作說明。第2構成例，係在脈衝部20之升壓斬波電路之構成中為與第1構成例相異，其他之構成則係與第1構成例相同。以下，針對與第1構成例相異之構成作說明，並將其他之共通之構成的說明省略。

第1構成例之升壓斬波電路所具備的直流電抗21a，係藉由單一之線圈所構成。相對於此，第2構成例之直流電抗21b，係替代第1構成例之升壓斬波電路之單一線圈，而藉由附抽頭單捲繞變壓器所構成。由附抽頭單捲繞變壓器所致之直流電抗21b，係能夠將被作了磁性耦合的第1直流電抗21b-1和第2直流電抗21b-2作串聯連接來構成之，並將第1直流電抗21b-1與第2直流電抗21b-2之連接點作為抽頭點。第1直流電抗21b-1之其中一端係被與直流電源之低電壓側之端子A作連接，第2直流電抗21b-2之其中一端係被與負載側作連接，第1直流電抗21b-1與第2直流電抗21b-2之連接點的抽頭點，係被與切換元件22之源極S端作連接。

當切換元件22為ON狀態時，直流電抗21b之連接點之抽頭點係被接地，直流電抗電流係從端子B而經由身為ON狀態之切換元件22以及直流電抗21b之第1直流電抗21b-1而流動至端子A處。此時，在第1直流電抗21b-1處，係藉由直流電抗而被積蓄有電磁能量。

接著，若是切換元件22被從ON狀態而切換為OFF狀態，則起因於被積蓄在直流電抗21b之第1直流電抗21b-1處之積蓄能量，在第1直流電抗21b-1處係產生電抗電壓VDCL1，在第2直流電抗21b-2處係產生電抗電壓VDCL2。升壓斬波電路，係藉由反覆進行切換元件22之ON動作和OFF動作，來與第1構成例相同地而使輸出電壓Vo上升。

第1直流電抗21b-1之電抗電壓VDCL1與第2直流電抗21b-2之電抗電壓VDCL2之間之電壓比，係成為與第1直流電抗21b-1和第2直流電抗21b-2之電感比的比例相對應之值。在將直流電抗21b之第1直流電抗21b-1與第2直流電抗21b-2之附抽頭單捲繞線圈之卷數比設為n1p：n2p的情況時，第1直流電抗21b-1之電抗電壓VDCL1和第2直流電抗21b-2之電抗電壓VDCL2之間之電壓比(VDCL1/VDCL2)係成為卷數比(n1p/n2p)。

第2構成例之回生部30，係藉由替代第1構成例之直流電抗21a之電抗電壓VDCL而適用直流電抗21b之第1直流電抗21b-1之電抗電壓VDCL1，而同樣地動作。

在回生部30處，電容器32(C1)之其中一端，係被與直流電抗21b之第1直流電抗21b-1和第2直流電抗21b-2之連接點作連接，另外一端，係經由二極體31而被與第1直流電抗21b-1之直流電源側端部作連接，而被施加有在第1直流電抗21b-1處所產生的電抗電壓VDCL1。電容器32(C1)之電容器電壓VC1，係基於直流電源之直流電壓VAB以及變壓器34之變壓比而被制定，當變壓器34之變壓比係為(n2：n1)的情況時，係成為VC1=(n2/n1)×VAB之設定電壓。二極體31，係以從脈衝部20B起而朝向回生部30之電容器32(C1)之方向作為順方向，而被作連接，當第1直流電抗21b-1之電抗電壓VDCL1超過了電容器32(C1)之電容器電壓VC1的情況時，係針對電抗電壓VDCL1之超過了電容器32(C1)之電容器電壓VC1的電壓之量，而進行由回生部30所致之回生。故而，回生部30係與第1構成例相同的，以電容器32(C1)之電容器電壓VC1作為臨限值而進行回生動作。

回生部30，係與第1構成例相同的而構成電壓夾鉗部，並將第1直流電抗21b-1之兩端電壓作電壓夾鉗。又，電壓檢測部60，係檢測出由第1直流電抗21b-1之電容器電壓VC1所致之夾鉗電壓，並將檢測訊號β送至控制電路40處。控制電路40中之電壓判定部44b，係基於由檢測訊號β所致之電容器電壓VC，來判定電容器之充電狀態。

在輸出電壓Vo中，係輸出有在直流電源之直流電壓VAB處而重疊有第1直流電抗21b-1之電抗電壓VDCL1與第2直流電抗21b-2之電抗電壓VDCL2的電壓(Vo=VAB＋VDCL1＋VDCL2)。由於第1直流電抗21b-1之電抗電壓VDCL1係被夾鉗於電容器電壓VC1，因此輸出電壓Vo係成為Vo=VAB＋VC1＋VDCL2。

[直流脈衝電源裝置之第3構成] 針對本發明之直流脈衝電源之第3構成例，使用圖8來作說明。第3構成例，係在脈衝部20C之升壓斬波電路之構成中為與第1、第2構成例相異，其他之構成則係與第1、第2構成例相同。以下，針對與第1、第2構成例相異之構成作說明，並將其他之共通之構成的說明省略。

第2構成例之升壓斬波電路所具備的直流電抗21b，係藉由附抽頭單捲繞變壓器所構成。相對於此，第3構成例之直流電抗21c，係替代第2構成例之升壓斬波電路之附抽頭單捲繞變壓器，而藉由複捲繞變壓器所構成。直流電抗21c之複捲繞變壓器，係對於加極性之變壓器之例作展示。

由複捲繞變壓器所致之直流電抗21c，係身為將被作了磁性耦合的第1直流電抗21c-1和第2直流電抗21c-2作了並聯連接之構成。第1直流電抗21c-1之其中一端係被與直流電源之低電壓側之端子A作連接，另外一端係被與切換元件22之源極S端作連接。第2直流電抗21c-2之其中一端係被與切換元件22之源極S端作連接，另外一端係被與負載側作連接。

當切換元件22為ON狀態時，直流電抗21c之第1直流電抗21c-1之切換元件22側之端部係被接地，直流電抗電流係從端子B而經由身為ON狀態之切換元件22以及第1直流電抗21c而流動至端子A處。此時，在第1直流電抗21c處，係藉由直流電抗而被積蓄有電磁能量。

接著，若是切換元件22被從ON狀態而切換為OFF狀態，則起因於被積蓄在直流電抗21c之第1直流電抗21c-1處之積蓄能量，在第1直流電抗21c-1處係產生電抗電壓VDCL1，在第2直流電抗21c-2處係藉由與第1直流電抗21c-1之間之磁性耦合，而產生電抗電壓VDCL2。升壓斬波電路，係藉由反覆進行切換元件22之ON動作和OFF動作，來與第1、第2構成例相同地而使輸出電壓Vo上升。

第1直流電抗21c-1之電抗電壓VDCL1與第2直流電抗21c-2之電抗電壓VDCL2之間之電壓比，係成為與第1直流電抗21c-1和第2直流電抗21c-2之電感比的比例相對應之值。在將直流電抗21c之第1直流電抗21c-1與第2直流電抗21c-2之複捲繞線圈之卷數比設為(n1p：n2p)的情況時，第1直流電抗21c-1之電抗電壓VDCL1和第2直流電抗21c-2之電抗電壓VDCL2之間之電壓比(VDCL1/VDCL2)係成為卷數比(n1p/n2p)。

第3構成例之回生部30，係與第2構成例之直流電抗21b之第1直流電抗21b-1之電抗電壓VDCL1同樣地動作。

在回生部30處，電容器32(C1)之其中一端，係被與直流電抗21c之第1直流電抗21c-1之切換元件側之端部作連接，另外一端，係經由二極體31而被與第1直流電抗21c-1之直流電源側端部作連接，而被施加有在第1直流電抗21c-1處所產生的電抗電壓VDCL1。電容器32(C1)之電容器電壓VC1，係基於直流電源之直流電壓VAB以及變壓器之變壓比而被制定，當變壓器34之變壓比係為(n2：n1)的情況時，係成為VC1=(n2/n1)×VAB之設定電壓。二極體31，係以從脈衝部起而朝向回生部30之電容器32(C1)之方向作為順方向，而被作連接，當第1直流電抗21c-1之電抗電壓VDCL1超過了電容器32(C1)之電容器電壓VC1的情況時，係針對電抗電壓VDCL1之超過了電容器32(C1)之電容器電壓VC1的電壓之量，而進行由回生部30所致之回生。故而，回生部30係與第1、第2構成例相同的，以電容器32(C1)之電容器電壓VC1作為臨限值而進行回生動作。

回生部30，係與第1構成例相同的而構成電壓夾鉗部，並將直流電抗21c-1之兩端電壓作電壓夾鉗。又，電壓檢測部60，係檢測出由直流電抗21c-1之電容器電壓VC1所致之夾鉗電壓，並將檢測訊號β送至控制電路40處。控制電路40中之電壓判定部44b，係基於由檢測訊號β所致之電容器電壓VC，來判定電容器之充電狀態。

在輸出電壓Vo中，係輸出有在直流電源之直流電壓VAB處而重疊有第1直流電抗21c-1之電抗電壓VDCL1與第2直流電抗21c-2之電抗電壓VDCL2的電壓(Vo=VAB＋VDCL1＋VDCL2)。由於第1直流電抗21c-1之電抗電壓VDCL1係被夾鉗於電容器電壓VC1，因此輸出電壓Vo係成為Vo=VAB＋VC1＋VDCL2。另外，當第1直流電抗21c-1與第2直流電抗21c-2之間之卷數比乃身為(n1p/n2p)時，電抗電壓VDCL1以及VDCL2係藉由(VDCL1/VDCL2=n1p/n2p)來作表現。

[直流脈衝電源裝置之第4構成] 針對本發明之直流脈衝電源之第4構成例，使用圖9來作說明。第4構成例，係在構成脈衝部20D之升壓斬波電路之直流電抗的變壓器之構成中，為與第3構成例相異，其他之構成則係與第3構成例相同。

第3構成例之升壓斬波電路所具備的直流電抗21c，係藉由加極性之複捲繞變壓器所構成。相對於此，第4構成例之直流電抗21d，係替代第3構成例之升壓斬波電路之加極性之複捲繞變壓器，而藉由減極性之複捲繞變壓器所構成。

由複捲繞變壓器所致之直流電抗21d，係身為將被作了磁性耦合的第1直流電抗21d-1和第2直流電抗21d-2作了並聯連接之構成。第1直流電抗21d-1之其中一端係被與直流電源之低電壓側之端子A作連接，另外一端係被與切換元件22之源極S端作連接。第2直流電抗21d-2之其中一端係被與直流電源之低電壓側之端子A作連接，另外一端係被與負載側作連接。

當切換元件22為ON狀態時，直流電抗21d之第1直流電抗21d-1之切換元件22側之端部係被接地，直流電抗電流係從端子B而經由身為ON狀態之切換元件22以及第1直流電抗21d-1而流動至端子A處。此時，在第1直流電抗21d-1處，係藉由直流電抗而被積蓄有電磁能量。

接著，若是切換元件22被從ON狀態而切換為OFF狀態，則起因於被積蓄在直流電抗21d之第1直流電抗21d-1處之積蓄能量，在第1直流電抗21d-1處係產生電抗電壓VDCL1，在第2直流電抗21d-2處係藉由與第1直流電抗21d-1之間之磁性耦合，而產生電抗電壓VDCL2。升壓斬波電路，係藉由反覆進行切換元件22之ON動作和OFF動作，來與第1、第2、第3構成例相同地而使輸出電壓Vo上升。

第1直流電抗21d-1之電抗電壓VDCL1與第2直流電抗21d-2之電抗電壓VDCL2之間之電壓比，係成為與第1直流電抗21d-1和第2直流電抗21d-2之電感比的比例相對應之值。在將直流電抗21d之第1直流電抗21d-1與第2直流電抗21d-2之複捲繞線圈之卷數比設為(n1p：n2p)的情況時，第1直流電抗21d-1之電抗電壓VDCL1和第2直流電抗21d-2之電抗電壓VDCL2之間之電壓比(VDCL1/VDCL2)係成為卷數比(n1p/n2p)。

第4構成例之回生部之直流電抗21d，係與第3構成例之直流電抗21c之第1直流電抗21c之電抗電壓VDCL1同樣地動作。

在回生部30處，電容器32(C1)之其中一端，係被與直流電抗21d之第1直流電抗21d-1之切換元件側之端部作連接，另外一端，係經由二極體31而被與第1直流電抗21d-1之直流電源側端部作連接，而被施加有在第1直流電抗21d-1處所產生的電抗電壓VDCL1。電容器32(C1)之電容器電壓VC1，係基於直流電源之直流電壓VAB以及變壓器之變壓比而被制定，當變壓器34之變壓比係為(n2：n1)的情況時，係成為VC1=(n2/n1)×VAB之設定電壓。二極體31，係以從脈衝部起而朝向回生部30之電容器32(C1)之方向作為順方向，而被作連接，當第1直流電抗21d-1之電抗電壓VDCL1超過了電容器32(C1)之電容器電壓VC1的情況時，係針對電抗電壓VDCL1之超過了電容器32(C1)之電容器電壓VC1的電壓之量，而進行由回生部30所致之回生。故而，回生部30係與第1、第2、第3構成例相同的，以電容器32(C1)之電容器電壓VC1作為臨限值而進行回生動作。

回生部30，係與第1構成例相同的而構成電壓夾鉗部，並將第1直流電抗21d-1之兩端電壓作電壓夾鉗。又，電壓檢測部60，係檢測出由第1直流電抗21d-1之電容器電壓VC1所致之夾鉗電壓，並將檢測訊號β送至控制電路40處。控制電路40中之電壓判定部44b，係基於由檢測訊號β所致之電容器電壓VC，來判定電容器之充電狀態。

在輸出電壓Vo中，係輸出有在直流電源之直流電壓VAB處而重疊有第2直流電抗21d-2之電抗電壓VDCL2的電壓(Vo=VAB＋VDCL2)。另外，當第1直流電抗21d-1與第2直流電抗21d-2之間之卷數比乃身為(n1p/n2p)時，電抗電壓VDCL1以及VDCL2係藉由(VDCL1/VDCL2= n1p/n2p)來作表現。因此，當VDCL1藉由VC1而被作夾鉗的情況時，輸出電壓Vo係以Vo=VAB+VC1×(n1p/n2p)而被作表現。

[直流脈衝電源裝置之第5構成] 針對本發明之直流脈衝電源之第5構成例，使用圖10來作說明。第5構成例，係在升壓斬波電路之直流電抗的設置態樣中，為與第2構成例相異，其他之構成則係與第2構成例相同。以下，針對與第2構成例相異之構成作說明，並將其他之共通之構成的說明省略。

第5構成例之升壓斬波電路所具備的直流電抗21e，係與第2構成例之升壓斬波電路之直流電抗21b相同的，藉由附抽頭單捲繞變壓器所構成，但是，在相對於電源線之設置態樣上係有所相異。第2構成例之直流電抗21b，係被與直流電源之低電壓側之電源線作連接，相對於此，第5構成例之直流電抗21e係被與直流電源之高電壓側之電源線作連接。

由附抽頭單捲繞變壓器所致之直流電抗21e，係將被作了磁性耦合的第1直流電抗21e-1和第2直流電抗21e-2作串聯連接來構成之，並將第1直流電抗21e-1與第2直流電抗21e-2之連接點作為抽頭點。第1直流電抗21e-1之其中一端係被與直流電源之高電壓側之端子B作連接，第2直流電抗21e-2之其中一端係被與負載側作連接並被接地，第1直流電抗21e-1與第2直流電抗21e-2之連接點的抽頭點，係被與切換元件22之汲極D端作連接。

當切換元件22為ON狀態時，直流電抗21e之連接點之抽頭點係經由第2直流電抗21e-2而被接地，直流電抗電流係從端子B而經由第1直流電抗21e-1以及身為ON狀態之切換元件22而流動至端子A處。此時，在第1直流電抗21e-1處，係藉由直流電抗而被積蓄有電磁能量。

接著，若是切換元件22被從ON狀態而切換為OFF狀態，則起因於被積蓄在直流電抗21e之第1直流電抗21e-1處之積蓄能量，在第1直流電抗21e-1處係產生電抗電壓VDCL1，在第2直流電抗21e-2處係產生電抗電壓VDCL2。升壓斬波電路，係藉由反覆進行切換元件22之ON動作和OFF動作，來與第1構成例相同地而使輸出電壓Vo上升。

第1直流電抗21e-1之電抗電壓VDCL1與第2直流電抗21e-2之電抗電壓VDCL2之間之電壓比，係成為與第1直流電抗21e-1和第2直流電抗21e-2之電感比的比例相對應之值。在將直流電抗21之第1直流電抗21e-1與第2直流電抗21e-2之附抽頭單捲繞線圈之卷數比設為n1p：n2p的情況時，第1直流電抗21e-1之電抗電壓VDCL1和第2直流電抗21e-2之電抗電壓VDCL2之間之電壓比(VDCL1/VDCL2)係成為卷數比(n1p/n2p)。

第5構成例之回生部30，係藉由替代第1構成例之直流電抗21a之電抗電壓VDCL而適用直流電抗21e之第1直流電抗21e-1之電抗電壓VDCL1，而同樣地動作。

在回生部30處，電容器32(C1)之其中一端，係被與直流電抗21e之第1直流電抗21e-1和第2直流電抗21e-2之連接點作連接，另外一端，係經由二極體31而被與第1直流電抗21e-1之直流電源側端部作連接，而被施加有在第1直流電抗21e-1處所產生的電抗電壓VDCL1。電容器32(C1)之電容器電壓VC1，係基於直流電源之直流電壓VAB以及變壓器之變壓比而被制定，當變壓器34之變壓比係為(n2：n1)的情況時，係成為VC1=(n2/n1)×VAB之設定電壓。二極體31，係以從脈衝部20D起而朝向回生部30之電容器32(C1)之方向作為逆方向，而被作連接，當第1直流電抗21e-1之電抗電壓VDCL1超過了電容器32(C1)之電容器電壓VC1的情況時，係針對電抗電壓VDCL1之超過了電容器32(C1)之電容器電壓VC1的電壓之量，而進行由回生部30所致之回生。故而，回生部30係與第1構成例相同的，以電容器32(C1)之電容器電壓VC1作為臨限值而進行回生動作。

回生部30，係與第1構成例相同的而構成電壓夾鉗部，並將第1直流電抗21e-1之兩端電壓作電壓夾鉗。又，電壓檢測部60，係檢測出由第1直流電抗21e-1之電容器電壓VC1所致之夾鉗電壓，並將檢測訊號β送至控制電路40處。控制電路40中之電壓判定部44b，係基於由檢測訊號β所致之電容器電壓VC，來判定電容器之充電狀態。

在輸出電壓Vo中，係輸出有在直流電源之直流電壓VAB處而重疊有第1直流電抗21e-1之電抗電壓VDCL1與第2直流電抗21e-2之電抗電壓VDCL2的電壓(Vo=VAB＋VDCL1＋VDCL2)。由於第1直流電抗21e-1之電抗電壓VDCL1係被夾鉗於電容器電壓VC1，因此輸出電壓Vo係成為Vo=VAB＋VC1＋VDCL2。

在第1構成例～第5構成例中所示之直流脈衝電源裝置中，控制電路部40，係具備有對於以一定週期而產生脈衝輸出的脈衝模式之脈衝動作作控制之脈衝模式控制部，脈衝模式控制部，係具備有將脈衝寬幅設為可變之能率控制部。能率控制部，在脈衝動作之初期階段中，係藉由使將切換元件關閉並使在直流電抗中所流動的直流電抗電流之脈衝寬幅作漸增，來對於切換元件為ON狀態之電壓時間積與切換元件為OFF狀態之電壓時間積之間的差分之增加作抑制，而對於在脈衝模式之初期階段中的磁性飽和之發生作抑制。

又，係將切換元件之S端子的電壓夾鉗於較突波電壓而更低之電壓，而抑制對於切換元件所施加的過剩之電壓上升，並且藉由脈衝模式控制部之能率控制，來將直流電抗21a～21e之磁性飽和作重置。

另外，在上述實施形態以及變形例中的記述內容，係僅為本發明之直流脈衝電源裝置的其中一例，本發明，係並不被限定於各實施形態，而能夠基於本發明之要旨來進行各種的變形，並且也不應將此些從本發明之範圍中而排除。 [產業上之利用可能性]

本發明之直流脈衝電源裝置，除了可作為對於電漿產生裝置供給電力之電力源來作適用之外，亦可作為對於脈衝雷射激勵、放電加工機等之負載而供給脈衝輸出的電源裝置來使用。

1:直流脈衝電源裝置 2:交流電源 3:輸出纜線 5:負載 10:直流電源部 11:整流器 12:緩衝電路 13:單相換流電路 14:單相變壓器 15:整流器 16:電容器 20:脈衝部 20A~20D:脈衝部 21,21a~21e:直流電抗 22:切換元件 23:驅動電路 30:回生部 30clamp:電壓夾鉗部 31:二極體 32:電容器 33:換流電路 33a:橋接電路 33b:驅動電路 34:變壓器 35:整流器 40:控制電路部 41:模式切換部 42:點火模式控制部 43:直流模式控制部 44:脈衝模式控制部 44a:週期檢測部 44b:電壓判定部 44c:能率控制部 44c1:開始能率部 44c2:變遷能率部 44c3:穩態能率部 44c:能率控制部 50:負載 60:電壓檢測部 100:直流脈衝電源裝置 110:直流電源部 120:脈衝部 121:直流電抗 122:切換元件 123:驅動電路 140:控制電路部 150:負載 QR1~QR4:切換元件 iDCL:直流電抗電流 ΔVC:電壓變化 α:控制訊號 β:檢測訊號

[圖1]係為對於本發明之直流脈衝電源裝置之能率控制作說明之流程圖。 [圖2]係為對於由本發明之直流脈衝電源裝置之能率控制所致的電壓、電流狀態作說明之波形圖。 [圖3]係為本發明之能率控制時的直流電抗電流之電流波形圖。 [圖4]係為用以對於本發明之磁性飽和重置部的概略構成作說明之圖。 [圖5]係為用以對於本發明之直流脈衝電源之第1構成例作說明之圖。 [圖6]係為用以對於本發明之直流脈衝電源裝置的回生部所具備之換流電路之電路構成例作說明之圖。 [圖7]係為用以對於本發明之直流脈衝電源之第2構成例作說明之圖。 [圖8]係為用以對於本發明之直流脈衝電源之第3構成例作說明之圖。 [圖9]係為用以對於本發明之直流脈衝電源之第4構成例作說明之圖。 [圖10]係為用以對於本發明之直流脈衝電源之第5構成例作說明之圖。 [圖11]係為用以對於先前技術之直流脈衝電源之其中一構成例作說明之圖。 [圖12]係為用以對於從直流脈衝電源裝置而對於電漿負載供給脈衝輸出的各模式作說明之概略流程圖。 [圖13]係為用以對於直流電抗之磁性飽和作說明之圖。 [圖14]係為用以對於直流電抗之磁性飽和狀態作說明之圖。 [圖15]係為用以對於直流電抗之電流例作說明之圖。

Claims (8)

1. 一種直流脈衝電源裝置，其特徵為，係具備有： 直流電源；和 脈衝部，係被與前述直流電源作連接，並藉由具備有直流電抗與切換元件之串聯電路的升壓斬波電路而產生脈衝輸出；和 電壓夾鉗部，係包含有被與前述脈衝部之直流電抗作並聯連接之電容器，並藉由該電容器之電容器電壓來將直流電抗之兩端電壓限制於夾鉗電壓；和 控制電路部，係對於前述脈衝部之切換元件的切換動作作控制， 前述控制電路部，係具備有對於以一定週期而產生脈衝輸出的脈衝模式之脈衝動作作控制之脈衝模式控制部， 前述脈衝模式控制部，係具備有將脈衝寬幅設為可變之能率控制部， 前述能率控制部，係在前述脈衝動作之初期階段中，使關閉前述切換元件並將直流電抗設為通電狀態的脈衝寬幅作漸增。
2. 如請求項1所記載之直流脈衝電源裝置，其中， 前述能率控制部，係在前述脈衝動作之初期階段中，具備有脈衝動作之開始時之初期能率值、以及使前述脈衝寬幅漸增之變遷能率值，並在前述脈衝動作之初期階段後的穩態階段中，具備有使前述脈衝寬幅被作了固定的穩態能率值，基於前述電容器之電容器電壓或電容器電壓之電壓變化，而從前述變遷能率值來切換至穩態模式能率值。
3. 如請求項2所記載之直流脈衝電源裝置，其中， 前述脈衝模式控制部，係具備有基於前述電容器電壓之電壓或電壓變化來判定電容器之充電狀態之電壓判定部， 前述能率控制部，係基於前述電壓判定部根據電容器電壓之電壓或電壓變化所判定出的結果，來從前述變遷能率值而切換至穩態模式能率值。
4. 如請求項1～3中之任一項所記載之直流脈衝電源裝置，其中， 係具備有：將前述直流電抗之電抗電壓中的超過設定電壓之電壓之量回生至前述直流電源處之回生部， 前述回生部，係具備有被與前述直流電抗作了並聯連接的前述電容器，前述電容器係將前述直流電抗之電抗電壓作為回生輸入電壓。
5. 一種直流脈衝電源裝置之能率控制方法，其特徵為： 該直流脈衝電源裝置，係具備有： 直流電源；和 脈衝部，係被與前述直流電源作連接，並藉由具備有直流電抗與切換元件之串聯電路的升壓斬波電路而產生脈衝輸出；和 電壓夾鉗部，係包含有被與前述脈衝部之直流電抗作並聯連接之電容器，並藉由該電容器之電容器電壓來將直流電抗之兩端電壓限制於夾鉗電壓；和 控制電路部，係對於前述脈衝部之切換元件的切換動作作控制， 前述控制電路部，係在對於前述切換元件而對以一定週期而產生脈衝輸出的脈衝模式之脈衝動作作控制之脈衝模式控制中，進行將前述切換元件關閉並將直流電抗設為通電狀態的脈衝寬幅設為可變之能率控制， 前述能率控制，在脈衝動作之初期階段中，係使前述脈衝寬幅從前述脈衝動作開始時之初期值而作漸增，在初期階段之後的脈衝動作之穩態階段中，係將前述脈衝寬幅保持為特定之固定寬幅。
6. 如請求項5所記載之直流脈衝電源裝置之能率控制方法，其中， 前述控制電路部，係基於前述電容器之電容器電壓的對於規定電壓之充電，來從前述初期階段而切換至穩態階段。
7. 如請求項5所記載之直流脈衝電源裝置之能率控制方法，其中， 前述控制電路部，係基於前述電容器之電容器電壓的電壓變化為收斂於特定之變動寬幅內一事，來從前述初期階段而切換至穩態階段。
8. 如請求項6所記載之直流脈衝電源裝置之能率控制方法，其中， 前述規定電壓，係身為將前述直流電抗之磁性飽和作重置的重置電壓。

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