CN113692694A - 直流脉冲电源装置以及直流脉冲电源装置的占空比控制方法 - Google Patents

直流脉冲电源装置以及直流脉冲电源装置的占空比控制方法 Download PDF

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让原逸男
安达俊幸
米山知宏
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Abstract

本发明的直流脉冲电源装置在脉冲动作的起动时，在直到电容器电压被充电至足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压为止的期间，控制斩波电路的脉冲动作的占空比，使开关元件成为接通状态而使直流电抗器成为通电状态的脉冲宽度可变。通过逐渐增加脉冲宽度来抑制直流电抗器电流的增加程度，将直流电抗器电流抑制在磁饱和电平以下。由此，在脉冲动作的起动时，抑制直流电抗器的磁饱和。

Description

直流脉冲电源装置以及直流脉冲电源装置的占空比控制方法
技术领域
本发明涉及具有抑制磁饱和的控制电路的直流脉冲电源装置、以及对直流脉冲电源装置所具备的直流电抗器的磁饱和进行抑制的控制方法。
背景技术
在直流脉冲电源装置中，作为产生脉冲输出的脉冲产生电路，已知具备直流电抗器与开关元件的串联电路的电路结构。脉冲产生电路通过重复进行开关元件的接通/断开动作来使直流电压断续，从而产生脉冲波形的脉冲输出。
直流脉冲电源装置输出的脉冲输出是以数Hz(赫兹)～数百kHz(千赫兹)重复进行直流电压的接通状态和断开状态的高频输出。
直流脉冲电源装置被用作向等离子体产生装置、脉冲激光激励、放电加工机等负载供给脉冲输出的电源装置。例如，在将直流脉冲电源装置用于等离子体产生装置的情况下，向等离子体产生腔室内的电极间供给脉冲输出，通过电极间的放电使等离子体点火，维持所产生的等离子体。
图11是直流脉冲电源装置的一个结构例，图示的结构例具有使用了斩波电路的脉冲产生电路。在直流脉冲电源装置中，作为生成脉冲波形的电路，已知升压斩波电路。直流脉冲电源装置100由直流电源部110、脉冲部120和控制电路部140构成。脉冲部120的升压斩波电路通过直流电抗器121与开关元件122的串联连接而构成，开关元件122根据由控制电路部140控制的驱动电路123的驱动信号进行接通/断开动作，向负载150输出使直流电源部110的直流电压升压后的脉冲输出(专利文献1、2)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平8-222258号公报(图1、段落0012)
专利文献2：日本特开2006-6053号公报(图1)
发明内容
发明要解决的课题
在将直流脉冲电源装置用于等离子体产生装置的情况下，将直流脉冲电源装置的脉冲输出供给到等离子体产生装置的腔室内的电极之间，通过在电极间产生的放电使等离子体点火，维持产生的等离子体。直流脉冲电源装置在将等离子体作为负载时，通过点火模式、直流模式以及脉冲模式的各模式向等离子体负载供给脉冲输出。通过点火模式使等离子体点火，在直流模式下经过恒定的放电电压状态后，通过脉冲模式开始脉冲动作。
图12是用于说明从直流脉冲电源装置向等离子体负载供给脉冲输出的各模式的概要流程图。
通常，等离子体产生装置对于直流脉冲电源装置而言相当于电负载，直到产生等离子体放电为止的等离子体放电开始时的负载与稳定产生等离子体放电的通常运转时的负载相比阻抗状态不同。因此，通常，直流电源装置为了产生等离子体放电而使电压逐渐增加，在恒定期间对电极施加比通常运转时的电压大的电压。该输出模式被称为点火模式(S10)。
通过点火模式，在产生等离子体放电后成为恒定的放电电压状态。该输出模式被称为直流模式(S20)。
在直流模式后，以预定占空比使直流电压接通/断开，成为脉冲输出状态。该输出模式被称为脉冲模式(S30)。
在图13的(a)所示的脉冲部120A的斩波电路中，开关元件122A的漏极D与源极S之间的DS电压在开关元件122A断开时由于直流电抗器121A中包含的漏电感而产生浪涌电压。本申请的发明人为了避免浪涌电压对开关元件122A的损伤，提出了设置电压钳位部130B的结构，该电压钳位部130B将直流电抗器121B的两端电压钳位为预定电压。图13的(b)表示提出的电路结构的概要。电压钳位部130B具备与直流电抗器121B并联连接的电容器C。电压钳位部130B通过将电容器C的电压VC钳位为比浪涌电压低的电压来抑制DS电压的过度的浪涌电压上升。
通常，电抗器在随着电抗器电流的增加而磁场增加时，其导磁率降低，在达到磁性材料所具有的最大磁通密度时成为磁饱和的状态。在磁饱和的状态下导磁率降低。电抗器的低导磁率成为过剩电流的主要原因。通过对电抗器施加极性不同的电压，使施加的电压与时间的乘积即电压时间积(ET积)为相反极性且大小相等，由此进行电抗器磁饱和的复位。
在图13的(c)中，通过使开关元件122B的接通期间的电压时间积Son与断开期间的电压时间积Soff为相反极性且大小相等，直流电抗器121B的磁饱和被复位。
图14用于说明直流电抗器的磁饱和状态，图14的(a)表示直流电源装置的输出电压波形，图14的(b)表示直流电抗器电流iDCL的饱和电流波形，图14的(c)表示电容器C的电压波形。
在具备电压钳位部的电路结构中，产生直流电抗器的磁饱和复位不充分的问题。图13的(c)表示了磁饱和的产生状态。开关元件122B断开期间Toff的电压Voff作为复位电压发挥作用，电压Voff在脉冲产生起动时从0V逐渐上升，并通过电压钳位部130B的电容器C的电容器电压VC被钳位，所以在初始阶段，复位电压不会上升到足以将磁饱和复位的电压。因此，在脉冲产生起动时的初始时的脉冲模式下，开关元件122B断开期间的电压时间积Soff比开关元件122B接通期间Ton的电压时间积Son小，直流电抗器的偏磁未被复位而达到磁饱和。
当直流电抗器121磁饱和时电感减少，因此流过过剩电流。图15是直流电抗器的电流例，表示由于磁饱和而产生过剩电流的状态。因此，在脉冲产生起动时的初始时的脉冲模式下，由于用于对磁饱和进行复位的复位电压不充分，因此存在因磁饱和而产生过剩电流的课题。
本发明的目的在于解决上述现有问题点，在直流脉冲电源装置中，抑制脉冲产生起动时的直流电抗器的磁饱和，抑制由磁饱和引起的过剩电流的产生。
更详细而言，其目的在于，在脉冲产生起动时，在与直流电抗器并联连接的电容器的电容器电压直至成为足以进行磁饱和复位的电压为止的期间，抑制直流电抗器电流，抑制磁饱和。
用于解决课题的手段
本发明的直流脉冲电源装置为了抑制由于脉冲部所具备的斩波电路的直流电抗器的漏电感而产生的浪涌电压的上升，具有以下电压钳位部，该电压钳位部包含与直流电抗器并联连接的电容器。在直流脉冲电源装置中，斩波电路的开关元件处于断开状态时的电抗器电压被电压钳位部抑制，成为直流电抗器磁饱和的主要原因。本发明的直流脉冲电源装置的控制电路部通过控制开关元件的动作的占空比来对直流电抗器的磁饱和进行复位，抑制磁饱和的产生。
本发明的直流脉冲电源装置在作为脉冲模式的初始阶段的脉冲动作起动时，在直至将电容器电压充电至足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压为止的期间，控制斩波电路的脉冲动作的占空比，可改变使开关元件为接通状态从而使直流电抗器为通电状态的脉冲宽度。通过使占空比或脉冲宽度逐渐增加，使开关元件为接通状态的电压时间积的增加逐渐增加。通过使占空比以及脉冲宽度逐渐增加，即使在由于开关元件的断开动作而抑制钳位电压的状态下，也能够抑制开关元件处于接通状态的电压时间积与开关元件处于断开状态的电压时间积之间的差值的增加，从而抑制直流电抗器的磁饱和。
在此，逐渐增加意味着从初始值向预定值逐渐增加。在占空比或脉冲宽度中，通过逐渐增加而达到的预定值是通过开关元件的接通状态使得电容器电压成为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压时的占空比或脉冲宽度。初始值是未使电抗器磁饱和的值，被设定为比预定值足够小的值。
在脉冲动作起动后，在初始阶段电容器电压增加而成为稳定阶段。在稳定阶段，对直流电抗器施加的电压被抑制为电容器电压的钳位电压，但通过将该电容器电压设定为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压，在切换为稳定阶段的占空比的脉冲模式下抑制直流电抗器的磁饱和。
本发明具备直流脉冲电源装置以及直流脉冲电源装置的占空比控制方法的各方式。
[直流脉冲电源装置]
本发明的直流脉冲电源装置具备：直流电源；脉冲部，其与直流电源连接，通过具备直流电抗器与开关元件的串联电路的升压斩波电路来产生脉冲输出；电压钳位部，其包含与脉冲部的直流电抗器并联连接的电容器，通过电容器的电容器电压将直流电抗器的两端电压限制为钳位电压；以及控制电路部，其控制脉冲部的开关元件的开关动作。
控制电路部具备脉冲模式控制部，其对以恒定周期生成脉冲输出的脉冲模式的脉冲动作进行控制。在基于脉冲模式的脉冲动作中，在恒定周期使开关元件以预定的占空比重复进行接通/断开动作，由此通过脉冲输出从直流电源对负载供给与占空比对应的电力。
本发明的脉冲模式控制部具备使脉冲宽度可变的占空比控制部，通过初始阶段和稳定阶段这2个阶段进行占空比控制。占空比控制部在脉冲动作的初始阶段，使闭合开关元件而成为接通状态的脉冲宽度逐渐增加，使直流电抗器中流过电抗器电流的期间逐渐增加。在初始阶段，由于直流电抗器的电压被钳位，所以开关元件为断开状态的电压时间积小。在将开关元件为接通状态的脉冲宽度保持稳定状态的大小来重复进行脉冲动作时，电压时间积的差值增加而达到磁饱和。
在本发明的占空比控制中，在初始阶段，使闭合开关元件而成为接通状态的脉冲宽度从初始值朝向稳定阶段的占空比的脉冲宽度逐渐增加，由此抑制初始阶段的开关元件为接通状态的电压时间积，抑制其与开关元件为断开状态的电压时间积之间的差值的增加，抑制初始阶段的磁饱和的产生。
在稳定阶段，以脉冲模式的稳定占空比的脉冲宽度使开关元件进行接通/断开动作，对负载供给稳定电力。在稳定阶段，电容器电压是足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压，因此，即使在通过电容器电压对电压进行了钳位的状态下，在切换为稳定阶段占空比的脉冲模式中，直流电抗器也不会磁饱和。
本发明的占空比控制为了避免直流电抗器的磁饱和，在初始阶段设为抑制直流电抗器磁饱和的占空比，在将电容器电压充电至足以将磁饱和复位的电压后，设为稳定阶段的占空比。
本发明的占空比控制将脉冲动作的频率设为恒定频率，对占空比进行控制。在恒定频率的脉冲动作中，脉冲动作的一个周期的时间宽度是恒定的，因此使占空比可变相当于使脉冲宽度可变。因此，通过在本发明的占空比控制中使占空比逐渐增加，在电容器电压达到足以将磁饱和复位的电压之前的初始阶段，防止直流电抗器磁饱和。
在脉冲动作的初始阶段，电容器电压未被充电至将直流电抗器的磁饱和复位的复位电压，因此难以通过电容器电压将直流电抗器的磁饱和复位。
本发明在起动脉冲动作的初始阶段，在直到将电容器电压充电至足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压为止的期间，控制斩波电路的脉冲动作的占空比来使开关元件为接通状态，使流过直流电抗器的直流电抗器电流的脉冲宽度逐渐增加。直流电抗器在开关元件为接通状态和断开状态中的任意一状态下均为通电状态，但接通状态下在直流电抗器中流过的直流电抗器电流比断开状态下在直流电抗器中流过的电流大。由此，在与脉冲宽度对应的期间内，在直流电抗器中电流增加而流过直流电抗器电流，由此促进电容器的充电。本发明通过使脉冲宽度从初始值朝向预定值逐渐增加，从而在初始阶段抑制磁饱和的产生，并且使电容器电压增加。
本发明的占空比控制部在脉冲模式下具备初始阶段的开始占空比值、占空比逐渐增加的转变占空比值、以及稳定阶段的稳定占空比值这样的各占空比值，根据各占空比值进行各周期的脉冲动作。
在脉冲动作开始时，通过基于开始占空比值的占空比或脉冲宽度来开始脉冲动作。在脉冲动作开始后，从开始占空比值切换为转变占空比值，通过基于逐渐增加的转变占空比值的占空比或脉冲宽度来执行脉冲动作。在电容器电压成为足以将磁饱和复位的电压后，从转变占空比值向脉冲模式的稳定占空比值切换。能够基于电容器的电容器电压的电压值或电压变化来检测电容器电压是否达到足以将磁饱和复位的电压。通过在每个周期使占空比增加来使转变占空比值逐渐增加。能够根据从开始占空比值到稳定占空比值为止的周期数等驱动条件来设定占空比的增加幅度。
脉冲模式控制部具备判定电容器电压是否达到充电电压的电压判定部。占空比控制部基于由电压判定部根据电容器电压的电压值或电压变化而判定出的结果，从转变占空比值向脉冲模式的稳定占空比值切换。将电容器电压的电压与设定电压进行比较，在电容器电压超过了设定电压时，或者将电容器电压的电压变化ΔVC与设定值进行比较，在电压变化ΔVC为设定值以内时，判定为电容器的充电完成，电容器电压达到足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压。关于设定电压，例如能够使用预先设定的充电完成电压。
本发明的直流脉冲电源装置具备再生部，其对直流电源再生直流电抗器的电抗器电压内的超过设定电压的电压量，该再生部设为具备与直流电抗器并联连接的电容器的结构，该电容器作为向直流电抗器施加用于抑制浪涌电压的钳位电压的电压钳位部、以及再生复位电压的再生部发挥功能。
[直流脉冲电源装置的占空比控制方法]
本发明的占空比控制方法是直流脉冲电源装置的控制方法，该直流脉冲电源装置具备：直流电源；脉冲部，其与直流电源连接，通过具备直流电抗器与开关元件的串联电路的升压斩波电路产生脉冲输出；电压钳位部，其包含与脉冲部的直流电抗器并联连接的电容器，通过电容器的电容器电压将直流电抗器的两端电压限制为钳位电压；以及控制电路部，其控制脉冲部的开关元件的开关动作，通过控制直到电容器电压成为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压为止的期间的开关动作的占空比，将直流电抗器的磁饱和复位。
控制电路部在对于生成恒定周期的脉冲输出的脉冲模式的脉冲动作进行控制的脉冲模式控制部中，控制使开关元件进行接通/断开动作的时间周期，进行可改变直流电抗器电流增加的区间的脉冲宽度的占空比控制。
在该占空比控制中，
(a)在脉冲动作的初始阶段，使脉冲宽度从脉冲动作开始时的初始值向稳定阶段的稳定值逐渐增加。
(b)在初始阶段后的脉冲动作的稳定阶段中，将脉冲宽度保持为预定的固定宽度的稳定值。
在脉冲动作的初始阶段，在使脉冲宽度从初始值向稳定值逐渐增加的过程中，电容器电压被充电，在充分充电后，电容器电压的增加停止而成为恒定电压。通过将此时的电容器电压设定为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压，能够将直流电抗器的磁饱和复位。
本发明将此时的电容器电压设为规定电压。规定电压是在脉冲模式下足以稳定地将电容器的磁饱和复位的电容器电压，成为用于确定向稳定占空比的切换时刻的电压。能够基于电容器电压的电压值或电压变化来检测电容器电压是否达到规定电压，通过检测到电容器电压的电压值成为规定电压值或者电容器电压的电压变化停止，判定为电容器电压达到规定电压。关于规定电压值，能够通过预先求出充电至足以将磁饱和复位的电压时的电容器电压的电压值来确定。
在电容器电压被充电至规定电压后，解除基于占空比控制的电力供给限制，将脉冲宽度保持为预定宽度的稳定值来对负载供给预定的电力。在将等离子体作为负载的情况下，通过基于脉冲模式的预定占空比的脉冲宽度来形成脉冲输出，将该脉冲输出提供给等离子体负载来维持等离子体放电。
发明效果
如以上说明的那样，根据本发明，在直流脉冲电源装置中，能够抑制由脉冲动作引起的直流电抗器的磁饱和，抑制由磁饱和引起的过剩电流的产生。
另外，在直流脉冲电源装置的脉冲动作中，在与直流电抗器并联连接的电容器的电容器电压直至成为足以将磁饱和复位的电压为止的期间的初始阶段，通过控制占空比来限制向负载供给的电力从而抑制磁饱和，在电容器电压达到足以将磁饱和复位的电压的稳定阶段，停止基于占空比控制的电力供给，根据脉冲模式的稳定占空比值进行电力供给。
附图说明
图1是说明本发明的直流脉冲电源装置的占空比控制的流程图。
图2是用于说明本发明的直流脉冲电源装置的基于占空比控制的电压、电流状态的波形图。
图3是本发明的占空比控制时的直流电抗器电流的电流波形图。
图4用于说明本发明的磁饱和复位部的概要结构。
图5用于说明本发明的直流脉冲电源的第一结构例。
图6用于说明本发明的直流脉冲电源装置的再生部所具备的逆变电路的电路结构例。
图7用于说明本发明的直流脉冲电源的第二结构例。
图8用于说明本发明的直流脉冲电源的第三结构例。
图9用于说明本发明的直流脉冲电源的第四结构例。
图10用于说明本发明的直流脉冲电源的第五结构例。
图11用于说明现有的直流脉冲电源装置的一个结构例。
图12是用于说明从直流脉冲电源装置向等离子体负载供给脉冲输出的各模式的概要流程图。
图13用于说明直流电抗器的磁饱和。
图14用于说明直流电抗器的磁饱和状态。
图15用于说明直流电抗器的电流例。
具体实施方式
本发明的直流脉冲电源装置所具备的脉冲部具备从直流电压生成脉冲输出的斩波电路，为了抑制由于斩波电路的直流电抗器的漏电感而产生的浪涌电压的上升，具备包含有与斩波电路的直流电抗器并联连接的电容器的电压钳位部。电压钳位部通过将直流电抗器的两端电压钳位为电容器电压来抑制浪涌电压的上升。
另一方面，在直流脉冲电源装置中，通过电压钳位部来抑制斩波电路的开关元件处于断开状态时的电抗器电压，因此对磁饱和进行复位的电压时间积变得不充分，成为直流电抗器磁饱和的主要原因。
本发明的直流脉冲电源装置的控制电路部通过控制开关元件的动作的占空比，使开关元件为断开状态下的电压时间积成为足以进行磁饱和复位的量，抑制由于复位电压被钳位而引起的磁饱和的产生。
本发明的直流脉冲电源装置在作为脉冲模式的初始阶段的脉冲动作起动时，在直到将电容器电压充电至足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压为止的期间，控制斩波电路的脉冲动作的占空比或脉冲宽度，使开关元件为接通状态，使流过比断开状态大的直流电抗器电流的脉冲宽度可变。通过使占空比或脉冲宽度逐渐增加，使开关元件为接通状态的电压时间积的增加逐渐增加。
通过使占空比和脉冲宽度逐渐增加，即使在通过开关元件的断开动作抑制钳位电压的状态下，通过使断开状态的时间宽度相对变长，也能够抑制由于开关元件为断开状态的电压时间积比开关元件为接通状态的电压时间积小而产生的直流电抗器的磁饱和。
在此，逐渐增加意味着从初始值朝向预定值逐渐增加。通过逐渐增加而达到的稳定值是通过开关元件的接通状态，电容器电压成为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压时的占空比或脉冲宽度。初始值是比稳定值足够小的值。
在脉冲模式下，脉冲动作具备起动时的初始阶段和起动后的稳定阶段，在初始阶段电容器电压增加，在电容器电压达到足以复位的电压后转变到稳定阶段。在该稳定阶段，基于电容器电压的钳位电压成为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压。在该稳定阶段，向直流电抗器施加的电压被抑制为电容器电压的钳位电压，但该电容器电压是足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压，因此在稳定阶段切换为稳定占空比的脉冲模式下直流电抗器不会磁饱和。
使用图1～图3对本发明的直流脉冲电源装置的占空比控制进行说明，使用图4对本发明的直流脉冲电源的概要结构进行说明。使用图5～图10对本发明的直流脉冲电源的结构例进行说明。
[占空比控制]
图1是说明本发明的直流脉冲电源装置的占空比控制的流程图，表示了脉冲模式下的占空比控制。图2表示基于占空比控制的输出电压(图2的(a))、直流电抗器电流(图2的(b))、电容器电压(图2的(c))的各波形。另外，图2的(d)表示在脉冲模式的初始阶段抑制磁饱和的状态。
直流脉冲电源装置在将等离子体作为负载的情况下，通过点火模式、直流模式以及脉冲模式的各模式的脉冲动作对等离子体负载进行电力供给。脉冲动作首先通过点火模式使等离子体点火，在直流模式下经过恒定的放电电压状态后，将通过脉冲模式生成的脉冲输出发送到负载。在脉冲模式下，将通过对直流电压以预定的占空比进行接通/断开动作而生成的脉冲输出供给到等离子体负载，维持等离子体放电。
在图2中，点火模式用IG模式表示，直流模式用DC模式表示。在图2的(a)所示的输出电压波形中，在点火模式下，输出电压从接地电平(GND电平)直线状增加。在等离子体点火后，从点火模式切换为直流模式，在直流模式下施加了恒定电压的直流电压后，切换为脉冲模式来生成脉冲输出。
本发明的占空比控制在脉冲模式下，一边将占空比切换为开始占空比值(DutyA)、转变占空比值(DutyB)以及脉冲模式的稳定占空比值(DutyPU)的各占空比值，一边生成脉冲输出。
本发明的占空比控制以初始阶段和稳定阶段这2个阶段控制脉冲模式。初始阶段是形成钳位电压的电容器电压VC从0V开始充电，在稳定占空比下上升到足以对磁饱和进行复位的电压为止的期间。在该初始阶段，电容器电压VC处于对于直流电抗器的磁饱和的复位而言充电不充分的状态。因此，关于占空比当以稳定状态的稳定占空比进行驱动时，直流电抗器成为磁饱和，有可能产生过剩电流。为了抑制该磁饱和的产生，在初始阶段使占空比逐渐增加，从开始占空比值(DutyA)向稳定占空比值(DutyB)逐渐增加。
稳定阶段是生成稳定状态的脉冲输出的期间，根据稳定占空比值(DutyPU)的占空比由直流电压生成脉冲输出。在该稳定阶段中，电容器电压VC被充电至足以将磁饱和复位的电压，因此即使在通过稳定占空比值(DutyPU)使开关元件进行接通/断开动作的状态下，直流电抗器的磁饱和也被复位。以下，对脉冲模式的初始阶段和稳定阶段进行说明。
[脉冲模式的初始阶段]
脉冲模式的初始阶段从开始时进入转变期间，之后转移到稳定阶段。
(脉冲模式的开始时)
在脉冲模式开始时，直流电抗器电流iDCL为零(图2的(b))，电容器电压VC处于接地电压电平(GND)(图2的(c))。电容器电压VC被用作将直流电抗器的磁饱和复位的电压，但由于在脉冲模式开始时处于接地电压电平(GND)，因此不足以将直流电抗器的磁饱和复位。
若从脉冲模式开始时起以脉冲模式的稳定阶段的稳定占空比值(DutyPU)进行脉冲动作，则多次重复进行与稳定占空比值(DutyPU)相应的接通/断开动作，在直流电抗器中流过与脉冲宽度相应的状态的直流电抗器电流。
由于稳定占空比值(DutyPU)被设定为能够得到以下电力，该电力足以供给用于维持等离子体状态所需的电力，因此，当在磁饱和复位电压不充分的状态下重复输出脉冲输出时，在此期间直流电抗器达到磁饱和。
在本发明的占空比控制中，在开始时的第一周期，通过具有比稳定占空比值(DutyPU)的脉冲宽度小的脉冲宽度的开始占空比值(DutyA)来开始脉冲动作(S1)。在开始时的第一周期的脉冲动作中，在开关元件成为接通状态的脉冲宽度的期间，直流电抗器电流iDCL以及电容器电压VC增加(图2的(b)、(c))。由于电容器电压VC从0V开始增加，因此对于磁饱和的复位而言不充分。
(占空比的转变期间)
在脉冲模式的开始时，电容器电压VC不足以将磁饱和复位，因此在接下来的转变期间使电容器电压VC增加。
当在脉冲模式开始时的一个周期进行了脉冲动作后(S2)，判定电容器电压VC是否达到了足以复位磁饱和的电压。该判定能够通过检测电容器电压VC的电压值或电容器电压VC的电压变化ΔVC来进行。在电容器电压VC的充电完成而达到足以复位磁饱和的电压的阶段，电容器电压VC成为恒定电压的充电完成电压，电压变化ΔVC不变化。将电容器电压VC的充电完成电压设为与足以复位磁饱和的电压对应地设定的设定电压。
在通过电容器电压VC与设定电压的比较而检测出电容器电压VC达到了设定电压时，或者，在通过电容器电压VC的电压变化ΔVC与设定值的比较而检测出电压变化ΔVC减少并成为设定值以内时，判定为电容器的充电完成，电容器电压达到了足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压。关于设定电压以及设定值，能够使用在电压钳位部中设置的电容器的充电完成电压、以及电容器的充电完成时的电压变动幅度。
在电容器未达到充电完成状态，电容器电压VC未达到设定电压的情况下，或者在电压变化ΔVC超过了设定值的情况下，在开始时后续的转变期间，代替开始占空比值(DutyA)而通过转变占空比值(DutyB)使占空比增加。转变期间的转变占空比值(DutyB)例如可通过对前一周期的占空比加上ΔDuty来确定。转变期间的最初周期的转变占空比值(DutyB)可通过对开始占空比值(DutyA)相加ΔDuty来确定，从转变期间的下一个周期开始，通过对上次的转变占空比值(DutyB)加上ΔDuty来确定。相加量的ΔDuty是占空比的转变宽度，例如，能够基于初始阶段的脉冲宽度变化区间的周期数N、开始占空比值(DutyA)、稳定占空比值(DutyPU)，通过(DutyPU－DutyA)/N来确定。
该相加量ΔDuty的增加量是一个例子，能够在周期数N、开始占空比值(DutyA)以及稳定占空比值(DutyPU)的条件的范围内任意设定。
在占空比的转变期间，电容器电压VC通过各周期的脉冲动作而向充电完成电压增加。另一方面，直流电抗器电流iDCL重复进行开关元件为接通状态的区间中的增加和开关元件为断开状态的区间中的减少来逐渐增加，但由于电容器电压VC的增加使得断开状态下的电压时间积增加，因此对磁饱和进行复位，因此将直流电抗器电流iDCL的上限限制为磁饱和电平以下。
在占空比的转变期间的最后周期中，电容器电压VC被充电为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压。在S3的工序中，当检测出电容器电压VC的充电完成状态时，将占空比从转变占空比值(DutyB)切换为稳定占空比值(DutyPU)，通过基于稳定占空比值(DutyPU)的脉冲动作来生成脉冲输出(S5)。
图2的(d)表示脉冲模式的初始阶段的电压时间积的状态。在脉冲模式的初始阶段，在开关元件为接通状态的期间(Ton)，施加与开关元件的接通电阻电压相当的电压，在开关元件为断开状态的期间(Toff)，对直流电抗器的两端电压施加钳位电压。钳位电压是作为电容器的充电电压的电容器电压，在初始阶段从0V开始逐渐增加。在初始阶段的最初的期间，开关元件为断开期间(Toff)的电压时间积Soff比开关元件为接通期间(Ton)的电压时间积Son小，直流电抗器处于偏磁的状态，但随着钳位电压逐渐增加，电压时间积Soff与电压时间积Son的差值减少，成为将磁饱和复位的状态。
[脉冲模式的稳定阶段]
在脉冲模式的稳定阶段，通过稳定占空比值(DutyPU)的占空比进行脉冲动作。在该稳定阶段，电容器电压VC被充电至足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压，因此直流电抗器不会磁饱和而被复位，直流电抗器电流iDCL虽然在各周期内增减变动，但不会超过磁饱和电平。
图3示出了基于本发明的占空比控制的直流电抗器电流的电流波形。图示的电流波形表示了在点火模式、直流模式和脉冲模式的初始阶段及稳定阶段中的任意一模式下，直流电抗器电流均不会成为过剩电流。
[直流脉冲电源装置的概要结构]
图4表示本发明的直流脉冲电源装置的结构例。直流脉冲电源装置具备直流电源部10、脉冲部20、控制电路部40以及电压检测部60，脉冲部20将从直流电源部10的直流电压生成的脉冲输出供给至负载50。
脉冲部20能够由升压斩波电路构成。在图4中，脉冲部20具备通过直流电抗器21与开关元件22的串联连接而构成的升压斩波电路。直流电抗器21串联连接在直流电源部10侧与负载50侧之间，开关元件22与负载50侧并联连接。驱动电路23使开关元件22进行接通/断开动作，对直流电压进行转换来生成脉冲波形的脉冲输出。另外，将电压钳位部30clamp的电容器C与直流电抗器21并联连接。
在图示的结构例中，脉冲部20的直流电源侧具备高电压侧的接地的端子B和作为低电压侧的负电压的端子A。在图中，关于开关元件22表示了FET的例子，将源极S侧与低电压侧的端子A连接，将漏极D侧与接地电压的高电压侧的端子B连接，向栅极G侧输入来自驱动电路23的驱动信号。
控制电路部40生成用于决定与目标脉冲输出对应的开关元件22的接通时间和断开时间的时间宽度或占空比的控制信号，经由驱动电路23控制升压斩波电路。驱动电路23基于控制电路部40的控制信号向开关元件22的栅极G输出驱动信号，使开关元件22进行接通/断开动作。
开关元件22的源极S侧与直流电抗器21的负载侧连接，开关元件22的漏极D侧接地。在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21的负载侧接地，直流电抗器电流iDCL从端子B经由处于接通状态的开关元件22以及直流电抗器21流向端子A。此时，在直流电抗器21中蓄积电磁能量。接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过在直流电抗器21中蓄积的蓄积能量，在直流电抗器21中产生电抗器电压VDCL。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，根据接通/断开时间的占空比使输出电压Vo上升。
控制电路部40具备：点火模式控制部42，其通过点火模式使等离子体点火；直流模式控制部43，其在等离子体点火后，通过直流模式设为恒定的放电电压状态；脉冲模式控制部44，其通过脉冲模式的占空比控制来形成脉冲输出；以及模式切换部41，其切换各模式。
脉冲模式控制部44通过切换占空比值来变更使开关元件22闭合而成为接通状态的脉冲宽度。在初始阶段，首先使用开始占空比值进行一个周期的脉冲动作，接着根据转变占空比值在多个周期的期间使占空比逐渐增加。在初始阶段使占空比增加后，在以后的脉冲模式的各周期中，通过稳定占空比进行脉冲动作来形成脉冲输出。
脉冲模式控制部44具备使脉冲宽度可变的占空比控制部44c，在脉冲动作的初始阶段，使闭合开关元件的脉冲宽度逐渐增加，使开关元件为接通状态，延长在直流电抗器中流过大的直流电抗器电流的时间。通过使脉冲宽度逐渐增加，抑制开关元件为接通状态的电压时间积与开关元件为断开状态的电压时间积的差值增加，抑制初始阶段的磁饱和的产生。在脉冲动作的稳定阶段，以脉冲模式的稳定占空比的脉冲宽度闭合开关元件，对负载供给稳定电力。在稳定阶段，电容器电压是足以使直流电抗器的磁饱和复位的电压，因此，即使在通过电容器电压将电压钳位的状态下，在切换为稳定阶段的占空比的脉冲模式下，直流电抗器也不会磁饱和。
占空比控制部44c具备开始占空比部44c1、转变占空比部44c2以及稳定占空比部44c3。开始占空比部44c1具备开始占空比值(DutyA)，转变占空比部44c2具备转变占空比值(DutyB)，稳定占空比部44c3具备稳定占空比值(DutyPU)。另外，脉冲模式控制部44除了具有占空比控制部44c以外，还具备检测一个周期的周期检测部44a、以及使用电容器电压VC或电容器电压的电压变化ΔVC来判定电容器的充电状态的电压判定部44b。电容器电压VC由电压检测部60检测。
模式切换部41接收来自外部的开始信号，向点火模式控制部42发送开始点火的信号。点火模式控制部42接收开始信号来进行点火动作。
模式切换部41监视输出电压Vo，基于输出电压Vo向直流模式控制部43输出从点火模式切换为直流模式的切换信号。直流模式控制部43通过施加恒定电压的直流电压来设为放电电压状态。
模式切换部41将直流模式后切换为脉冲模式的切换信号发送到脉冲模式控制部44。
在脉冲模式控制部44中，占空比控制部44c使用开始占空比部44c1的开始占空比值(DutyA)开始脉冲模式的控制。驱动电路23以开始占空比值(DutyA)的脉冲宽度进行一个周期的接通/断开动作。
周期检测部44a在接收到脉冲模式的切换信号后，检测脉冲动作的各周期。周期检测部44a在每次检测到脉冲动作的周期时向电压判定部44b指示电容器的充电状态的判定。电压判定部44b按照脉冲动作的每个周期，进行由电压检测部60检测出的电容器电压VC是否达到设定电压的判定，或者进行电容器电压VC与前一周期的电容器电压VC之间的差即电压变化ΔVC是否为大于设定值的电压变化的判定。
在电容器电压VC未达到设定电压的情况下，或者在电压变化ΔVC超过设定值的情况下，占空比控制部44c使用转变占空比部44c2的转变占空比值(DutyB)来控制驱动电路23。转变占空比部44c2按每个周期使转变占空比值(DutyB)逐渐增加来进行更新。
转变占空比部44c2通过对上次的转变占空比值(DutyB)加上ΔDuty来更新转变占空比值(DutyB)。最初的转变占空比值(DutyB)使用开始占空比值(DutyA)来作为上次的转变占空比值。
在电容器电压VC达到了设定电压的情况下，或者在电压变化ΔVC未超过设定值的情况下，从转变占空比值(DutyB)切换为脉冲模式的稳定占空比值(DutyPU)，使用稳定占空比部44c3的稳定占空比值(DutyPU)来控制驱动电路23。
[直流脉冲电源装置的结构例]
以下对直流脉冲电源装置的结构例进行说明。结构例的直流脉冲电源装置的脉冲部具备对直流电抗器的电抗器电压进行再生的再生部。再生部具备与直流电抗器并联连接的电容器来作为对直流电抗器的电抗器电压进行再生的结构。
第一结构例是对升压斩波电路的直流电抗器的两端的电抗器电压进行再生的结构，第二～第五结构例是对升压斩波电路的磁耦合的两个直流电抗器中的一方的直流电抗器的电抗器电压进行再生的结构，第二、第五结构例是将磁耦合的两个直流电抗器设为带抽头的单匝变压器的结构，第三、第四结构例是将磁耦合的两个直流电抗器设为多匝变压器的结构。
另外，关于再生的电抗器电压，第一～第五结构例以直流电源的低电压侧的电压为基准电压。
[直流脉冲电源装置的第一结构例]
使用图5对本发明的直流脉冲电源装置的第一结构例进行说明。
本发明的直流脉冲电源装置具备：直流电源部(DC部)10；脉冲部20A，其向负载5供给与直流电源部10连接的升压斩波电路产生的脉冲输出；再生部30，其向直流电源部10侧再生由脉冲部20A产生的过剩的电压上升量；控制电路部40，其控制直流电源部10、脉冲部20A、驱动电路23和再生部30；以及电压检测部60，其检测电容器电压，经由输出电缆3向负载5供给脉冲输出。在图5中，作为负载5示出了等离子体产生装置的例子，但负载5不限于等离子体产生装置，也可以用于脉冲激光激励、放电加工机等。
(直流电源部)
直流电源部(DC部)10具备：整流器11，其将交流电源2的交流电压整流为直流电压；缓冲电路12，其吸收并抑制在整流时产生的过渡性产生的尖峰的高电压；单相逆变电路13，其将直流电压变换为交流电压；单相变压器14，其将单相逆变电路13的交流电压电压变换为预定的电压值；整流器15，其将单相变压器14进行电压变换而得到的交流电压整流为直流电压；以及电容器16(CF)，其将两端电压作为直流电源部的直流电压。电容器16的一端接地，在另一端形成负电压的低电压。在图5所示的结构中，作为负载5示出了等离子体产生装置的电容负载的例子。在此，由于将等离子体产生装置的一端接地来供给负电压，因此示出了直流电源部10产生负电压的脉冲输出的结构。
单相逆变电路13根据来自控制电路部40的控制信号进行开关动作，将直流电压转换为预定频率的交流电压。构成直流电源部10的整流器11、15、缓冲电路12、单相逆变电路13、单相变压器14的各电路要素能够设为通常已知的任意的电路结构。
(脉冲部)
脉冲部20A通过升压斩波电路从直流电压生成脉冲波形。升压斩波电路具备：在直流电源侧与负载侧之间串联连接的直流电抗器21a；与负载侧并联连接的开关元件(Q1)22；以及对开关元件22的接通/断开动作进行驱动的驱动电路23。脉冲部20A的直流电源侧具备接地的端子B和作为低电压侧的负电压的端子A。图示的开关元件22表示了FET的例子，将源极S侧与低电压侧连接，将漏极D侧与接地电压侧连接，向栅极G侧输入来自驱动电路23的驱动信号。
控制电路部40为了使升压斩波电路进行动作，与目标脉冲输出对应地生成用于决定开关元件22的接通时间和断开时间的时间宽度或占空比的信号，并且基于直流电源部10的输出端的电压以及电流生成控制信号。
驱动电路23基于控制电路部40的控制信号向开关元件22的栅极G输出驱动信号，进行开关元件22的接通/断开动作。
开关元件22的源极S侧与直流电抗器21a的负载侧连接，开关元件22的漏极D侧接地。在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21a的负载侧接地，电流从端子B经由处于接通状态的开关元件22以及直流电抗器21a流向端子A，直流电抗器21a中流过直流电抗器电流。此时，在直流电抗器21a中通过直流电抗器电流而蓄积电磁能量。接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过在直流电抗器21a中蓄积的蓄积能量，在直流电抗器21a中产生电抗器电压VDCL。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，根据接通/断开时间的占空比使输出电压Vo上升。
(再生部)
再生部30向直流电源再生升压斩波电路的直流电抗器的电抗器电压内的超过设定电压的电压量。再生部30具备二极管31、电容器32(C1)、逆变电路33、变压器34、整流器35。再生部30构成再生功能，并且构成电压钳位部30clamp的功能。
电容器32(C1)的一端与直流电抗器21a的负载侧端部连接，另一端经由二极管31与直流电抗器21a的直流电源侧端部连接，被施加在直流电抗器21a中产生的电抗器电压。电容器32(C1)的电容器电压VC1基于直流电源的直流电压VAB以及变压器的变压比来确定，在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，成为VC1＝(n2/n1)×VAB的设定电压。将从脉冲部20A朝向再生部30的电容器32(C1)的方向作为正向来连接二极管31，在直流电抗器21a的电抗器电压VDCL超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，针对电抗器电压VDCL超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的电压量，由再生部30进行再生。因此，再生部30将电容器32(C1)的电容器电压VC1作为阈值进行再生动作。
作为决定电容器电压VC1的方法，除了变更变压器34的变压比以外，还有控制逆变电路33的输出的方式。例如，具有PWM控制、相移控制等，但只要是控制逆变电路的输出的方式，则不限于此。
另外，在图5所示的电路结构中，再生部30是一端与脉冲部20A的低电压侧输入端连接的结构，以低电压侧的电压(负电压)为基准，将直流电抗器21a的电抗器电压VDCL作为再生输入电压Vin进行再生。
逆变电路33在电容器32侧的直流电压与变压器34侧的交流电压之间进行直交变换，基于直流电源的直流电压VAB将电容器32(C1)的电容器电压VC1保持为恒定电压，并且在电抗器电压VDCL超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，将该超过的电压量变换为交流来向直流电源侧进行再生。由于电容器电压VC1被保持为恒定电压，因此直流电抗器21a的电抗器电压VDCL被钳位为电容器电压VC1。因此，再生部30构成电压钳位部30clamp的功能。逆变电路33例如能够由开关元件的桥接电路构成。根据来自控制电路部40的控制信号α来控制开关元件的开关动作。
变压器34基于变压比对直流电源部10的直流电压VAB与电容器32(C1)的电容器电压VC1之间的电压比率进行调制。在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，直流电压VAB与电容器电压VC1之间的电压关系由VC1＝(n2/n1)×VAB表示。
整流器35将变压器34侧的交流电压整流为直流电源部10侧的直流电压。整流器35的直流侧端子与直流电源部10的端子A、B连接，仅在电容器电压VC1超过基于直流电压VAB的电压时，对直流电源部10再生电力。
电压检测部60检测直流电抗器21a的基于电容器电压VC1的钳位电压，将检测信号β发送到控制电路40。控制电路40中的电压判定部44b根据基于检测信号β的电容器电压VC来判定电容器的充电状态。
此外，再生部30的结构只要是具备将直流电抗器21a的两端电压钳位为预定电压的功能、以及将超过预定电压的电力量向直流电源侧再生的功能的结构即可，不限于上述结构。
(再生部的结构例)
使用图6对直流脉冲电源装置的再生部所具备的逆变电路的电路结构例进行说明。
再生部30包含逆变电路33，该逆变电路33将对电容器32(C1)的电容器电压VC1的直流电压进行直交变换而得到的交流电压输出到变压器34。逆变电路33具备：桥接电路33a，其由开关元件QR1～QR4构成；以及驱动电路33b，其根据控制信号α生成对开关元件QR1～QR4进行驱动的驱动信号。在此，作为桥接电路33a示出了全桥电路的例子，但也可以使用半桥电路、多相逆变电路。
[直流脉冲电源装置的第二结构]
使用图7对本发明的直流脉冲电源装置的第二结构例进行说明。第二结构例在脉冲部20的升压斩波电路的结构上与第一结构例不同，其他结构与第一结构例相同。以下，对与第一结构例不同的结构进行说明，省略其他共同结构的说明。
第一结构例的升压斩波电路所具备的直流电抗器21a由单一的线圈构成。与此相对，在第二结构例的直流电抗器21b，代替第一结构例的升压斩波电路的单一线圈而由带抽头的单匝变压器构成。由带抽头的单匝变压器构成的直流电抗器21b可通过将磁耦合的第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2串联连接来构成，将第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2的连接点作为抽头点。第一直流电抗器21b-1的一端与直流电源的低电压侧的端子A连接，第二直流电抗器21b-2的一端与负载侧连接，第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2的连接点的抽头点与开关元件22的源极S端连接。
在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21b的连接点的抽头点接地，直流电抗器电流从端子B经由处于接通状态的开关元件22以及直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1流向端子A。此时，通过直流电抗器在第一直流电抗器21b-1中蓄积电磁能量。
接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过在直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1中蓄积的蓄积能量，在第一直流电抗器21b-1中产生电抗器电压VDCL1，在第二直流电抗器21b-2中产生电抗器电压VDCL2。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，与第一结构例同样地使输出电压Vo上升。
第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21b-2的电抗器电压VDCL2的电压比成为第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2的电感比的比率所对应的值。在将直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2的带抽头的单匝线圈的匝数比设为n1p：n2p的情况下，第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21b-2的电抗器电压VDCL2的电压比(VDCL1/VDCL2)成为匝数比(n1p/n2p)。
第二结构例的再生部30应用直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1来代替第一结构例的直流电抗器21a的电抗器电压VDCL，由此同样地进行动作。
在再生部30中，电容器32(C1)的一端与直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2之间的连接点连接，另一端经由二极管31与第一直流电抗器21b-1的直流电源侧端部连接，被施加在第一直流电抗器21b-1中产生的电抗器电压VDCL1。电容器32(C1)的电容器电压VC1基于直流电源的直流电压VAB以及变压器34的变压比来确定，在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，成为VC1＝(n2/n1)×VAB的设定电压。将从脉冲部20B朝向再生部30的电容器32(C1)的方向作为正向来连接二极管31，在第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1超过电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，针对电抗器电压VDCL1超过电容器32(C1)的电容器电压VC1的电压量，由再生部30进行再生。因此，与第一结构例同样地，再生部30将电容器32(C1)的电容器电压VC1作为阈值来进行再生动作。
与第一结构例同样地，再生部30构成电压钳位部，对第一直流电抗器21b-1的两端电压进行电压钳位。另外，电压检测部60检测第一直流电抗器21b-1的基于电容器电压VC1的钳位电压，将检测信号β发送到控制电路40。控制电路40中的电压判定部44b根据基于检测信号β的电容器电压VC来判定电容器的充电状态。
对于输出电压Vo，输出对直流电源的直流电压VAB叠加了第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1和第二直流电抗器21b-2的电抗器电压VDCL2而得到的电压(Vo＝VAB+VDCL1+VDCL2)。由于第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1被钳位为电容器电压VC1，因此输出电压Vo成为Vo＝VAB+VC1+VDCL2。
[直流脉冲电源装置的第三结构]
使用图8对本发明的直流脉冲电源装置的第三结构例进行说明。第三结构例在脉冲部20C的升压斩波电路的结构上与第一、第二结构例不同，其他结构与第一、第二结构例相同。以下，对与第一、第二结构例不同的结构进行说明，省略其他共同结构的说明。
第二结构例的升压斩波电路所具备的直流电抗器21b由带抽头的单匝变压器构成。与此相对，第三结构例的直流电抗器21c代替第二结构例的升压斩波电路的带抽头的单匝变压器而由多匝变压器构成。关于直流电抗器21c的多匝变压器表示了加极性的变压器的例子。
由多匝变压器构成的直流电抗器21c是将磁耦合的第一直流电抗器21c-1与第二直流电抗器21c-2并联连接的结构。第一直流电抗器21c-1的一端与直流电源的低电压侧的端子A连接，另一端与开关元件22的源极S端连接。第二直流电抗器21c-2的一端与开关元件22的源极S端连接，另一端与负载侧连接。
在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21c的第一直流电抗器21c-1的开关元件22侧的端部接地，直流电抗器电流从端子B经由处于接通状态的开关元件22以及第一直流电抗器21c流向端子A。此时，通过直流电抗器在第一直流电抗器21c中蓄积电磁能量。
接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过在直流电抗器21c的第一直流电抗器21c-1中蓄积的蓄积能量而在第一直流电抗器21c-1中产生电抗器电压VDCL1，并且通过与第一直流电抗器21c-1的磁耦合而在第二直流电抗器21c-2中产生电抗器电压VDCL2。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，与第一、第二结构例同样地使输出电压Vo上升。
第一直流电抗器21c-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21c-2的电抗器电压VDCL2的电压比成为第一直流电抗器21c-1与第二直流电抗器21c-2的电感比的比率所对应的值。在将直流电抗器21c的第一直流电抗器21c-1与第二直流电抗器21c-2的多匝线圈的匝数比设为(n1p：n2p)的情况下，第一直流电抗器21c-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21c-2的电抗器电压VDCL2的电压比(VDCL1/VDCL2)成为匝数比(n1p/n2p)。
第三结构例的再生部与第二结构例的直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1同样地进行动作。
在再生部30中，电容器32(C1)的一端与直流电抗器21c的第一直流电抗器21c-1的开关元件侧的端部连接，另一端经由二极管31与第一直流电抗器21c-1的直流电源侧端部连接，被施加在第一直流电抗器21c-1中产生的电抗器电压VDCL1。电容器32(C1)的电容器电压VC1基于直流电源的直流电压VAB以及变压器的变压比来确定，在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，成为VC1＝(n2/n1)×VAB的设定电压。将从脉冲部朝向再生部30的电容器32(C1)的方向作为正向来连接二极管31，在第一直流电抗器21c-1的电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，针对电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的电压量，由再生部30进行再生。因此，与第一、第二结构例同样地，再生部30将电容器32(C1)的电容器电压VC1作为阈值来进行再生动作。
与第一结构例同样地，再生部30构成电压钳位部，对直流电抗器21c-1的两端电压进行电压钳位。另外，电压检测部60检测直流电抗器21c-1的基于电容器电压VC1的钳位电压，将检测信号β发送到控制电路40。控制电路40中的电压判定部44b根据基于检测信号β的电容器电压VC来判定电容器的充电状态。
关于输出电压Vo，输出对直流电源的直流电压VAB叠加了第一直流电抗器21c-1的电抗器电压VDCL1和第二直流电抗器21c-2的电抗器电压VDCL2而得到的电压(Vo＝VAB+VDCL1+VDCL2)。由于第一直流电抗器21c-1的电抗器电压VDCL1被钳位为电容器电压VC1，因此输出电压Vo成为Vo＝VAB+VC1+VDCL2。在第一直流电抗器21c-1与第二直流电抗器21c-2的匝数比为(n1p/n2p)时，电抗器电压VDCL1以及VDCL2通过(VDCL1/VDCL2＝n1p/n2p)来表示。
[直流脉冲电源装置的第四结构]
使用图9对本发明的直流脉冲电源装置的第四结构例进行说明。第四结构例在变压器的结构上与第三结构例不同，该变压器用于构成脉冲部20D的升压斩波电路中的直流电抗器，其他结构与第三结构例相同。
第三结构例的升压斩波电路所具备的直流电抗器21c由加极性的多匝变压器构成。与此相对，在第四结构例的直流电抗器21d，代替第三结构例的升压斩波电路的加极性的多匝变压器而由减极性的多匝变压器构成。
由多匝变压器构成的直流电抗器21d是将磁耦合的第一直流电抗器21d-1与第二直流电抗器21d-2并联连接的结构。第一直流电抗器21d-1的一端与直流电源的低电压侧的端子A连接，另一端与开关元件22的源极S端连接。第二直流电抗器21d-2的一端与直流电源的低电压侧的端子A连接，另一端与负载侧连接。
在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21d的第一直流电抗器21d-1的开关元件22侧的端部接地，直流电抗器电流从端子B经由处于接通状态的开关元件22以及第一直流电抗器21d-1流向端子A。此时，通过直流电抗器在第一直流电抗器21d-1中蓄积电磁能量。
接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过在直流电抗器21d的第一直流电抗器21d-1中蓄积的蓄积能量，在第一直流电抗器21d-1中产生电抗器电压VDCL1，在第二直流电抗器21d-2中通过与第一直流电抗器21d-1的磁耦合而产生电抗器电压VDCL2。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，与第一、第二、第三结构例同样地使输出电压Vo上升。
第一直流电抗器21d-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21d-2的电抗器电压VDCL2的电压比成为第一直流电抗器21d-1与第二直流电抗器21d-2的电感比的比率所对应的值。在将直流电抗器21d的第一直流电抗器21d-1与第二直流电抗器21d-2的多匝线圈的匝数比设为(n1p：n2p)的情况下，第一直流电抗器21d-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21d-2的电抗器电压VDCL2的电压比(VDCL1/VDCL2)成为匝数比(n1p/n2p)。
第四结构例的再生部的直流电抗器21d与第三结构例的直流电抗器21c的第一直流电抗器21c的电抗器电压VDCL1同样地进行动作。
在再生部30中，电容器32(C1)的一端与直流电抗器21d的第一直流电抗器21d-1的开关元件侧的端部连接，另一端经由二极管31与第一直流电抗器21d-1的直流电源侧端部连接，被施加在第一直流电抗器21d-1中产生的电抗器电压VDCL1。电容器32(C1)的电容器电压VC1基于直流电源的直流电压VAB以及变压器的变压比来确定，在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，成为VC1＝(n2/n1)×VAB的设定电压。将从脉冲部朝向再生部30的电容器32(C1)的方向作为正向来连接二极管31，在第一直流电抗器21d-1的电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，针对电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的电压量，由再生部30进行再生。因此，与第一、第二、第三结构例同样地，再生部30将电容器32(C1)的电容器电压VC1作为阈值来进行再生动作。
与第一结构例同样地，再生部30构成电压钳位部，对直流电抗器21d-1的两端电压进行电压钳位。另外，电压检测部60检测直流电抗器21d-1的基于电容器电压VC1的钳位电压，将检测信号β发送到控制电路40。控制电路40中的电压判定部44b根据基于检测信号β的电容器电压VC来判定电容器的充电状态。
关于输出电压Vo，输出对直流电源的直流电压VAB叠加了第二直流电抗器21d-2的电抗器电压VDCL2而得到的电压(Vo＝VAB+VDCL2)。在第一直流电抗器21d-1与第二直流电抗器21d-2的匝数比为(n1p/n2p)时，电抗器电压VDCL1以及VDCL2由(VDCL1/VDCL2＝n1p/n2p)表示。因此，在通过VC1将VDCL1钳位的情况下，输出电压Vo由Vo＝VAB+VC1×(n1p/n2p)表示。
[直流脉冲电源装置的第五结构]
使用图10对本发明的直流脉冲电源装置的第五结构例进行说明。第五结构例在升压斩波电路的直流电抗器的设置方式上与第二结构例不同，其他结构与第二结构例相同。以下，对与第二结构例不同的结构进行说明，省略其他共同结构的说明。
第五结构例的升压斩波电路所具备的直流电抗器21e与第二结构例的升压斩波电路的直流电抗器21b同样地由带抽头的单匝变压器构成，但在相对于电源线的设置方式上不同。第二结构例的直流电抗器21b与直流电源的低电压侧的电源线连接，与此相对，第五结构例的直流电抗器21e与直流电源的高电压侧的电源线连接。
由带抽头的单匝变压器构成的直流电抗器21e通过将磁耦合的第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2串联连接来构成，将第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2的连接点作为抽头点。第一直流电抗器21e-1的一端与直流电源的高电压侧的端子B连接，第二直流电抗器21e-2的一端与负载侧连接而接地，第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2的连接点的抽头点与开关元件22的漏极D端连接。
在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21e的连接点的抽头点经由第二直流电抗器21e-2接地，直流电抗器电流从端子B经由第一直流电抗器21e-1以及处于接通状态的开关元件22流向端子A。此时，通过直流电抗器在第一直流电抗器21e-1中蓄积电磁能量。
接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过在直流电抗器21e的第一直流电抗器21e-1中蓄积的蓄积能量，在第一直流电抗器21e-1中产生电抗器电压VDCL1，在第二直流电抗器21e-2中产生电抗器电压VDCL2。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，与第一结构例同样地使输出电压Vo上升。
第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21e-2的电抗器电压VDCL2的电压比成为第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2的电感比的比率所对应的值。在将直流电抗器21的第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2的带抽头的单匝线圈的匝数比设为n1p：n2p的情况下，第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21e-2的电抗器电压VDCL2的电压比(VDCL1/VDCL2)成为匝数比(n1p/n2p)。
在第五结构例的再生部30中，代替第一结构例的直流电抗器21a的电抗器电压VDCL而应用直流电抗器21e的第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1，由此同样地进行动作。
在再生部30中，电容器32(C1)的一端与直流电抗器21e的第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2的连接点连接，另一端经由二极管31与第一直流电抗器21e-1的直流电源侧端部连接，被施加在第一直流电抗器21e-1中产生的电抗器电压VDCL1。电容器32(C1)的电容器电压VC1基于直流电源的直流电压VAB以及变压器的变压比来确定，在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，成为VC1＝(n2/n1)×VAB的设定电压。将从脉冲部20D朝向再生部30的电容器32(C1)的方向作为反向来连接二极管31，在第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，针对电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的电压量，由再生部30进行再生。因此，与第一结构例同样地，再生部30将电容器32(C1)的电容器电压VC1作为阈值来进行再生动作。
与第一结构例同样地，再生部30构成电压钳位部，对直流电抗器21e-1的两端电压进行电压钳位。另外，电压检测部60检测直流电抗器21e-1的基于电容器电压VC1的钳位电压，将检测信号β发送到控制电路40。控制电路40中的电压判定部44b根据基于检测信号β的电容器电压VC来判定电容器的充电状态
关于输出电压Vo，输出对直流电源的直流电压VAB叠加了第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1和第二直流电抗器21e-2的电抗器电压VDCL2而得到的电压(Vo＝VAB+VDCL1+VDCL2)。由于第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1被钳位为电容器电压VC1，因此输出电压Vo成为Vo＝VAB+VC1+VDCL2。
在第一结构例～第五结构例所示的直流脉冲电源装置中，控制电路部40具备脉冲模式控制部，该脉冲模式控制部控制以恒定周期生成脉冲输出的脉冲模式的脉冲动作，脉冲模式控制部具备使脉冲宽度可变的占空比控制部。占空比控制部在脉冲动作的初始阶段，通过使闭合开关元件而流过直流电抗器的直流电抗器电流的脉冲宽度逐渐增加，抑制开关元件为接通状态的电压时间积与开关元件为断开状态的电压时间积的差值的增加，抑制脉冲模式的初始阶段中的磁饱和的产生。
另外，将开关元件的S端子的电压钳位成比浪涌电压低的电压，抑制向开关元件施加的电压的过度上升，并且通过脉冲模式控制部的占空比控制，使直流电抗器21a～21e的磁饱和复位。
上述实施方式以及变形例中的记述是本发明的直流脉冲电源装置的一个例子，本发明并不限于各实施方式，能够基于本发明的主旨进行各种变形，不应从本发明的范围中排除这些变形。
产业上的应用
本发明的直流脉冲电源装置除了作为向等离子体产生装置供给电力的电力源来使用以外，还能够作为向脉冲激光激励、放电加工机等负载供给脉冲输出的电源装置来使用。
附图标记说明
1直流脉冲电源装置
2交流电源
3输出电缆
5负载
10直流电源部
11整流器
12缓冲电路
13单相逆变电路
14单相变压器
15整流器
16电容器
20脉冲部
20A～20D脉冲部
21、21a～21e直流电抗器
22开关元件
23驱动电路
30再生部
30clamp电压钳位部
31二极管
32电容器
33逆变电路
33a桥接电路
33b驱动电路
34变压器
35整流器
40控制电路部
41模式切换部
42点火模式控制部
43直流模式控制部
44脉冲模式控制部
44a周期检测部
44b电压判定部
44c占空比控制部
44c1开始占空比部
44c2转变占空比部
44c3稳定占空比部
44c占空比控制部
50负载
60电压检测部
100直流脉冲电源装置
110直流电源部
120脉冲部
121直流电抗器
122开关元件
123驱动电路
140控制电路部
150负载
QR1-QR4开关元件
iDCL直流电抗器电流
ΔVC电压变化
α控制信号
β检测信号。

Claims (8)

1.一种直流脉冲电源装置，其特征在于，具备：
直流电源；
脉冲部，其与所述直流电源连接，通过具备直流电抗器与开关元件的串联电路的升压斩波电路产生脉冲输出；
电压钳位部，其包含与所述脉冲部的直流电抗器并联连接的电容器，通过该电容器的电容器电压将直流电抗器的两端电压限制为钳位电压；以及
控制电路部，其控制所述脉冲部的开关元件的开关动作，
所述控制电路部具备脉冲模式控制部，该脉冲模式控制部控制以恒定周期生成脉冲输出的脉冲模式的脉冲动作，
所述脉冲模式控制部具备使脉冲宽度可变的占空比控制部，
所述占空比控制部在所述脉冲动作的初始阶段，使闭合所述开关元件而使直流电抗器为通电状态的脉冲宽度逐渐增加。
2.根据权利要求1所述的直流脉冲电源装置，其特征在于，
所述占空比控制部在所述脉冲动作的初始阶段，具有脉冲动作开始时的初始占空比值、以及所述脉冲宽度逐渐增加的转变占空比值，
所述占空比控制部在所述脉冲动作的初始阶段后的稳定阶段，具有固定了所述脉冲宽度的稳定占空比值，
所述占空比控制部基于所述电容器的电容器电压或电容器电压的电压变化，从所述转变占空比值向稳定模式占空比值切换。
3.根据权利要求2所述的直流脉冲电源装置，其特征在于，
所述脉冲模式控制部具备电压判定部，该电压判定部基于所述电容器电压的电压或电压变化来判定电容器的充电状态，
所述占空比控制部基于所述电压判定部根据电容器电压的电压或电压变化而判定出的结果，从所述转变占空比值向稳定模式占空比值切换。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的直流脉冲电源装置，其特征在于，
所述直流脉冲电源装置具备再生部，该再生部对所述直流电源再生所述直流电抗器的电抗器电压内的超过设定电压的电压量，
所述再生部具备与所述直流电抗器并联连接的所述电容器，所述电容器将所述直流电抗器的电抗器电压作为再生输入电压。
5.一种直流脉冲电源装置的占空比控制方法，
所述直流脉冲电源装置具备：
直流电源；
脉冲部，其与所述直流电源连接，通过具备直流电抗器与开关元件的串联电路的升压斩波电路产生脉冲输出；
脉冲部，其与所述直流电源连接，通过具备直流电抗器与开关元件的串联电路的升压斩波电路产生脉冲输出；
电压钳位部，其包含与所述脉冲部的直流电抗器并联连接的电容器，通过该电容器的电容器电压将直流电抗器的两端电压限制为钳位电压；以及
控制电路部，其控制所述脉冲部的开关元件的开关动作，
其特征在于，
所述控制电路部针对所述开关元件，在脉冲模式控制中进行使闭合所述开关元件而使直流电抗器为通电状态的脉冲宽度可变的占空比控制，其中，所述脉冲模式控制用于对生成恒定周期的脉冲输出的脉冲模式的脉冲动作进行控制，
所述占空比控制在脉冲动作的初始阶段，使所述脉冲宽度从脉冲动作开始时的初始值逐渐增加，
所述占空比控制在初始阶段后的脉冲动作的稳定阶段中，将所述脉冲宽度保持为预定的固定宽度。
6.根据权利要求5所述的直流脉冲电源装置的占空比控制方法，其特征在于，
所述控制电路部基于所述电容器的电容器电压被充电至规定电压，从所述初始阶段向稳定阶段切换。
7.根据权利要求5所述的直流脉冲电源装置的占空比控制方法，其特征在于，
所述控制电路部基于所述电容器的电容器电压的电压变化收敛于预定的变动幅度内，从所述初始阶段向稳定阶段切换。
8.根据权利要求6所述的直流脉冲电源装置的占空比控制方法，其特征在于，
所述规定电压是将所述直流电抗器的磁饱和复位的复位电压。
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