CN114374328A - 双流制辅助变流系统的dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

双流制辅助变流系统的dc-dc变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明实施例涉及一种双流制辅助变流系统的DC‑DC变换器及其控制方法，所述DC‑DC变换器包括：原边侧电路、中频隔离变压器T和副边侧电路。原边侧电路采用半桥对称PWM控制拓扑，中频隔离变压器T的升压变比为n，副边侧电路包括整流单元、RC缓冲单元、软开关单元和滤波输出单元。通过本发明，不但解决了常规工频隔离辅助系统无法轻量化的问题，也避免了由PSFB+ZVS改进方案导致的占空比丢失问题。

Description

双流制辅助变流系统的DC-DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及轨道交通技术领域，尤其涉及一种双流制辅助变流系统的DC-DC变换器及其控制方法。
背景技术
双流制电客车能够同时兼容AC25kV供电和DC1500V供电，逐渐成为我国城际铁路的发展趋势。双流制电客车的双流制辅助系统从交流供电牵引系统的中间直流母线或直流供电网取电，并使用工频隔离辅助系统进行DC-DC转换。就目前而言，传统的工频隔离辅助系统体积较大无法满足轻量化要求，当前常见的改进方案是使用移相全桥(Phase ShiftFull Bridge，PSFB)+零电压开关(Zero Voltage Switch，ZVS)的拓扑结构对DC-DC变换器进行软开关的轻量化设计。这种设计方案虽然解决了轻量化问题，但会发生占空比丢失问题,从而导致滞后臂难以实现全功率范围的软开关控制。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术的缺陷，提供一种双流制辅助变流系统的DC-DC变换器及其控制方法，通过此方案，提供了一种基于零电流开关(Zero Current Switch,ZCS)原理的DC-DC变换器软开关半桥拓扑结构，并提供了针对该DC-DC变换器工作状态切换的控制处理流程，还提供了针对其单开关周期软开关控制的处理流程。由此，不但解决了常规工频隔离辅助系统无法轻量化的问题，也避免了由PSFB+ZVS改进方案导致的占空比丢失问题。
有鉴于此，本发明实施例第一方面提供了一种双流制辅助变流系统的DC-DC变换器，所述DC-DC变换器包括：原边侧电路、中频隔离变压器T和副边侧电路；
所述原边侧电路与直流输入电压Uin和所述中频隔离变压器T的初级绕组连接；所述原边侧电路采用半桥对称PWM控制拓扑；所述原边侧电路用于接入所述直流输入电压Uin，并以所述中频隔离变压器T的初级绕组为负载进行DC-AC转换；
所述中频隔离变压器T与所述副边侧电路连接；所述中频隔离变压器T包括所述初级绕组和次级绕组；所述中频隔离变压器T通过所述初级绕组和所述次级绕组进行隔离升压；所述次级绕组与所述初级绕组的升压变比为n，1≤升压变比n；
所述副边侧电路包括整流单元、RC缓冲单元、软开关单元和滤波输出单元；所述整流单元连接所述中频隔离变压器T的所述次级绕组，并与所述RC缓冲单元、所述软开关单元和所述滤波输出单元并联；所述副边侧电路用于对所述中频隔离变压器T输出的交流电压进行AC-DC转换；并将转换得到的直流电压作为所述DC-DC变换器的直流输出电压Uout。
优选的，所述直流输入电压Uin满足DC1000V～DC2200V的电压范围；所述中频隔离变压器T具体为升压变压器，升压变比n≤1.5。
优选的，所述原边侧电路包括输入侧滤波电感L1，原边支撑电容C1、C2，主开关管S1、S2，以及谐振电感Lr；所述输入侧滤波电感L1的一端与所述直流输入电压Uin的正极连接，另一端分别与原边支撑电容C1和主开关管S1连接；原边支撑电容C2的一端与所述原边支撑电容C1串联，另一端与所述直流输入电压Uin的负极连接；主开关管S2的一端与所述主开关管S1串联，另一端与所述直流输入电压Uin的负极连接；所述谐振电感Lr的一端连接所述原边支撑电容C1和所述支撑电容C2的连接点，另一端与所述初级绕组的同名端连接；所述主开关管S1和所述主开关管S2的连接点与所述初级绕组的另一端连接。
优选的，所述整流单元包括并联的第一支路和第二支路；所述第一支路由整流二极管D1、D2串联而成，所述第二支路由整流二极管D3、D4串联而成；所述整流二极管D1的负极与所述整流二极管D3的负极连接；所述整流二极管D2的正极与所述整流二极管D4的正极连接，并与所述直流输出电压Uout的负极连接；所述第二支路上，整流二极管D3、D4的连接点与所述次级绕组的同名端连接；所述第一支路上，整流二极管D1、D2的连接点与所述次级绕组的另一端连接；
所述RC缓冲单元包括串联的缓冲电阻Rs和缓冲电容Cs；所述RC缓冲单元与所述第一支路、所述第二支路并联；所述缓冲电阻Rs的一端与所述整流二极管D1的负极和所述整流二极管D3的负极连接，另一端与所述缓冲电容Cs的一端串联；所述缓冲电容Cs的另一端与所述直流输出电压Uout的负极连接；
所述软开关单元包括串联的谐振电容Cr和辅助开关管S3；所述谐振电容Cr的一端与所述整流二极管D1的负极和所述整流二极管D3的负极连接，另一端与所述辅助开关管S3串联；所述辅助开关管S3的另一端与所述直流输出电压Uout的负极连接；
所述滤波输出单元包括输出侧滤波电感L2、输出侧支撑电容Cdc和输出侧放电电阻RL；所述输出侧滤波电感L2的一端与所述整流二极管D1的负极和所述整流二极管D3的负极连接，另一端与所述输出侧支撑电容Cdc和所述输出侧放电电阻RL分别连接并连接所述直流输出电压Uout的正极；所述输出侧支撑电容Cdc和所述输出侧放电电阻RL并联，各自的另一端均与所述直流输出电压Uout的负极连接。
优选的，所述DC-DC变换器通过所述副边侧电路的所述软开关单元在变换器的单个开关周期内实现软开关控制功能；所述软开关控制功能的参数条件包括第一参数条件和第二参数条件；所述第一参数条件为
Figure BDA0003473905750000031
所述第二参数条件为
Figure BDA0003473905750000032
其中，Io为所述滤波输出单元的输出侧滤波电感L2的输出电流，Io(max)为最大负载电流，Ipk为所述软开关单元的辅助开关管S3上的谐振峰值电流，L’r为所述原边侧电路的谐振电感Lr的电感值，C’r为所述副边侧电路的谐振电容Cr的电容值。
本发明实施例第二方面提供了一种用于实现上述第一方面提供的一种双流制辅助变流系统的DC-DC变换器的控制方法，所述方法包括：
为DC-DC变换器设置多个工作状态；并在所述DC-DC变换器未启动时默认将当前工作状态设为停机状态；并在所述DC-DC变换器启动后对所述当前工作状态进行持续识别，并根据识别出的所述当前工作状态进行对应的状态控制处理；所述工作状态包括停机状态、启动预测试状态、保持状态、电压软启动状态、谐振开启过渡状态、稳定工作状态、高电压等待状态和大脉宽补偿状态；
在所述DC-DC变换器的工作过程中，若所述DC-DC变换器的主开关管S1、S2以及辅助开关管S3均处于使能状态，则基于所述DC-DC变换器的软开关控制功能在每个开关周期内进行对应的软开关控制处理。
优选的，所述根据识别出的所述当前工作状态进行对应的状态控制处理，具体包括：
当所述当前工作状态为停机状态时，将所述当前工作状态切换成启动预测试状态；
当所述当前工作状态为启动预测试状态时，封锁所述辅助开关管S3的驱动脉冲，并以低于正常占空比的指定占空比对称控制所述主开关管S1、S2的驱动脉冲；并在指定时间内对变换器元器件的反馈故障信息进行监控，若未监控到任何反馈故障信息则将所述当前工作状态切换成保持状态；
当所述当前工作状态为保持状态时，封锁所述主开关管S1、S2以及所述辅助开关管S3的驱动脉冲；并在指定时间内对变换器元器件的反馈故障信息进行监控，若未监控到任何反馈故障信息则将所述当前工作状态切换成电压软启动状态；
当所述当前工作状态为电压软启动状态时，使能所述主开关管S1、S2的驱动脉冲，封锁所述辅助开关管S3的驱动脉冲，并使能PID控制器；使能PID控制器时，根据预设的PID控制系数组对比例运算系数kp、积分运算系数ki和微分运算系数kd进行设置，并对所述PID控制器的积分运算结果使用预设的积分控制器限幅阈值进行积分限幅控制，并将当前配置状态记为第一PID状态；并使用配置为所述第一PID状态的所述PID控制器，对所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制得到对应的调制电压；并在当前直流输出电压Uout达到第一设定阈值且维持在该状态的时长超过指定时间时，将所述当前工作状态切换成谐振开启过渡状态；所述第一设定阈值默认为预设的电压目标值Udcref；
当所述当前工作状态为谐振开启过渡状态时，维持使能所述主开关管S1、S2的驱动脉冲，并使能所述辅助开关管S3的驱动脉冲；并对配置为所述第一PID状态的所述PID控制器的积分运算结果进行进一步降幅控制；并在所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout趋于稳定之后，将所述当前工作状态切换成稳定工作状态；
当所述当前工作状态为稳定工作状态时，维持使能所述主开关管S1、S2以及所述辅助开关管S3的驱动脉冲；并使用配置为所述第一PID状态的所述PID控制器，对所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制得到对应的调制电压；并对所述当前直流输出电压Uout进行电压范围监测处理，若所述当前直流输出电压Uout在设定的正常电压范围内则输出第一检测结果为电压正常，若所述当前直流输出电压Uout高于所述正常电压范围则输出第一检测结果为电压偏高，若所述当前直流输出电压Uout低于所述正常电压范围则输出第一检测结果为电压偏低；对所述第一检测结果进行识别，若所述第一检测结果为电压正常则将所述当前工作状态继续保持为稳定工作状态，若所述第一检测结果为电压偏高则将所述当前工作状态切换为高电压等待状态，若所述第一检测结果为电压偏低则将所述当前工作状态切换为大脉宽补偿状态；
当所述当前工作状态为高电压等待状态时，封锁所述主开关管S1、S2以及所述辅助开关管S3的驱动脉冲；并对所述第一PID状态的运算系数进行调整，将比例运算系数kd改为0，将积分运算系数ki改为原积分系数的指定倍数，从而生成对应的第二PID状态；并使用配置为所述第二PID状态的所述PID控制器，对所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制得到对应的调制电压；并对所述当前直流输出电压Uout进行电压范围监测处理输出对应的第二检测结果；若所述第二检测结果为电压正常则将所述当前工作状态切换为稳定工作状态，若所述第二检测结果不为电压正常则将所述当前工作状态保持为高电压等待状态；
当所述当前工作状态为大脉宽补偿状态时，维持使能所述主开关管S1、S2以及所述辅助开关管S3的驱动脉冲；并通过持续增大主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比，对所述DC-DC变换器进行大脉宽补偿；在持续大脉宽补偿过程中，对所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压范围监测处理输出对应的第三检测结果，若所述第三检测结果为电压正常则将所述当前工作状态切换为稳定工作状态，若所述第三检测结果不为电压正常则将所述当前工作状态保持为大脉宽补偿状态；并在大脉宽补偿持续时间超过预设的最大补偿时间阈值时，若最新的第三检测结果仍为电压偏低，则将所述当前工作状态强制切换回稳定工作状态。
进一步的，所述方法还包括：
在使用PID控制器对所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制之后，根据所述PID控制器的比例运算结果Dp计算得到对应的当期主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比比值；并根据预设的占空比比值阈值对所述当期占空比比值进行限制；主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比比值与主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比成反比关系。
进一步的，所述方法还包括：
在所述当前工作状态不为大脉宽补偿状态时，设置所述主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比与所述PID控制器的比例运算结果Dp的关联关系为
Figure BDA0003473905750000071
Figure BDA0003473905750000072
其中，r1为非大脉宽补偿状态时主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比,k1为线性系数，(1-DP)为占空比比值，(1-DP)<预设的占空比比值阈值；占空比比值越大则占空比r1越小，反之占空比比值越小则占空比r1越大；
在所述当前工作状态为大脉宽补偿状态时，设置所述主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比与当前直流输出电压Uout、所述电压目标值Udcref和所述PID控制器的比例运算结果Dp的关联关系为
Figure BDA0003473905750000073
其中，r2为大脉宽补偿状态时主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比，k2为线性系数，
Figure BDA0003473905750000074
为占空比比值，
Figure BDA0003473905750000075
<预设的占空比比值阈值，当前直流输出电压Uout<电压目标值Udcref；通过减小占空比比值增大主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比。
优选的，所述基于所述DC-DC变换器的软开关控制功能在每个开关周期内进行对应的软开关控制处理，具体包括：
将每个开关周期分为上、下两个半周期；
在上半周期内，将所述主开关管S1通过电流为零电流的时刻作为第一启动关断时刻；在所述第一启动关断时刻启动对所述主开关管S1的第一零电流关断处理，并将零电流关断结束时刻记为第一关断时刻；在所述第一零电流关断处理过程中启动对所述辅助开关管S3的第一软关断处理，并将软关断启动时刻记为第二启动关断时刻，将软关断结束时刻记为第二关断时刻；并对所述第二启动关断时刻与所述第一启动关断时刻进行关联约束，约束所述第二启动关断时刻应晚于所述第一启动关断时刻，即第二启动关断时刻-第一启动关断时刻＝第一关断时间阈值tm1>0；并对所述第二关断时刻与所述第一关断时刻进行关联约束，约束所述第二关断时刻应晚于所述第一关断时刻；
在下半周期内，将所述主开关管S2通过电流为零电流的时刻作为第三启动关断时刻；在所述第三启动关断时刻启动对所述主开关管S2的第二零电流关断处理，并将零电流关断结束时刻记为第三关断时刻；在所述第二零电流关断处理过程中启动对所述辅助开关管S3的第二软关断处理，并将软关断启动时刻记为第四启动关断时刻，将软关断结束时刻记为第四关断时刻；并对所述第四启动关断时刻与所述第三启动关断时刻进行关联约束，约束所述第四启动关断时刻应晚于所述第三启动关断时刻，即第四启动关断时刻-第三启动关断时刻＝第二关断时间阈值tm2>0；并对所述第四关断时刻与所述第三关断时刻进行关联约束，约束所述第四关断时刻应晚于所述第三关断时刻；
其中，
Figure BDA0003473905750000081
其中，Io为所述输出侧滤波电感L2的输出电流，Ipk为所述DC-DC变换器的副边侧电路的辅助开关管S3上的谐振峰值电流，L’r为所述DC-DC变换器的原边侧电路的谐振电感Lr的电感值，n为所述DC-DC变换器的中频隔离变压器T的升压变比，C’r为所述DC-DC变换器的副边侧电路的谐振电容Cr的电容值。
本发明实施提供的一种双流制辅助变流系统的DC-DC变换器及其控制方法，该DC-DC变换器为ZCS软开关半桥拓扑结构，采用中频升压变压器，并在变压器副边增加辅助开关管和谐振电容的串联支路且并联RC吸收支路，实现了对副边电路整流二极管和全负载的零电流软开关控制。该控制方法，除了可对单开关周期进行软开关控制，还可对DC-DC变换器启动后的全工作状态进行监督和控制。
附图说明
图1为本发明实施例一提供的一种双流制辅助变流系统的DC-DC变换器的电路拓扑图；
图2为本发明实施例一提供的单开关周期工作信号示意图；
图3a为本发明实施例一提供的模态一等效电路图；
图3b为本发明实施例一提供的模态二等效电路图；
图3c为本发明实施例一提供的模态三等效电路图；
图3d为本发明实施例一提供的模态四等效电路图；
图3e为本发明实施例一提供的模态五等效电路图；
图3f为本发明实施例一提供的模态六等效电路图；
图3g为本发明实施例一提供的模态七等效电路图；
图4为本发明实施例二提供的一种双流制辅助变流系统的DC-DC变换器的控制方法示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
图1为本发明实施例一提供的一种双流制辅助变流系统的DC-DC变换器的电路拓扑图，如图1所示，本DC-DC变换器包括：原边侧电路101、中频隔离变压器T102和副边侧电路103。
(一)原边侧电路101
原边侧电路101与直流输入电压Uin和中频隔离变压器T102的初级绕组连接；原边侧电路101采用半桥对称脉冲宽度调制(Pulse width modulation，PWM)控制拓扑；原边侧电路101用于接入直流输入电压Uin，并以中频隔离变压器T102的初级绕组为负载进行DC-AC转换。
此处，直流输入电压Uin满足DC1000V～DC2200V的电压范围。
在本实施例提供的一个具体实现方式中，原边侧电路101包括输入侧滤波电感L1，原边支撑电容C1、C2，主开关管S1、S2，以及谐振电感Lr；输入侧滤波电感L1的一端与直流输入电压Uin的正极连接，另一端分别与原边支撑电容C1和主开关管S1连接；原边支撑电容C2的一端与原边支撑电容C1串联，另一端与直流输入电压Uin的负极连接；主开关管S2的一端与主开关管S1串联，另一端与直流输入电压Uin的负极连接；谐振电感Lr的一端连接原边支撑电容C1和支撑电容C2的连接点，另一端与中频隔离变压器T102的初级绕组的同名端连接；主开关管S1和主开关管S2的连接点与中频隔离变压器T102的初级绕组的另一端连接。
这里，如图1所示，原边侧电路101实际为一个半桥对称PWM拓扑结构，在单个开关周期内，通过控制主开关管S1、S2的驱动脉冲来完成整个周期的DC-DC转换，具体为：先开通主开关管S1、关闭主开关管S2完成前上半周期DC-DC转换，再关闭主开关管S1、开通主开关管S2完成下半周期DC-DC转换。
(二)中频隔离变压器T102
中频隔离变压器T102与副边侧电路103连接；中频隔离变压器T102包括初级绕组和次级绕组；中频隔离变压器T102通过初级绕组和次级绕组进行隔离升压。
此处，中频隔离变压器T102具体为升压变压器，次级绕组与初级绕组的升压变比为n，1≤升压变比n≤1.5。
(三)副边侧电路103
副边侧电路103包括整流单元1031、RC缓冲单元1032、软开关单元1033和滤波输出单元1034；整流单元1031连接中频隔离变压器T102的次级绕组，并与RC缓冲单元1032、软开关单元1033和滤波输出单元1034并联；副边侧电路103用于对中频隔离变压器T102输出的交流电压进行AC-DC转换；并将转换得到的直流电压作为DC-DC变换器的直流输出电压Uout。
在本实施例提供的又一个具体实现方式中，整流单元1031包括并联的第一支路和第二支路；第一支路由整流二极管D1、D2串联而成，第二支路由整流二极管D3、D4串联而成；整流二极管D1的负极与整流二极管D3的负极连接；整流二极管D2的正极与整流二极管D4的正极连接，并与直流输出电压Uout的负极连接；第二支路上，整流二极管D3、D4的连接点与中频隔离变压器T102的次级绕组的同名端连接；第一支路上，整流二极管D1、D2的连接点与中频隔离变压器T102的次级绕组的另一端连接。
这里，如图1所示，整流单元1031用于对由主开关管S1、S2交替闭合产生的感应电流进行整流处理，并由整流二极管D1、D3向后端电路进行电流输出。
在本实施例提供的又一个具体实现方式中，RC缓冲单元1032包括串联的缓冲电阻Rs和缓冲电容Cs；RC缓冲单元1032与整流单元1031的第一支路、第二支路并联；缓冲电阻Rs的一端与整流二极管D1的负极和整流二极管D3的负极连接，另一端与缓冲电容Cs的一端串联；缓冲电容Cs的另一端与直流输出电压Uout的负极连接。
这里，如图1所示，RC缓冲单元1032用于在主开关管S1、S2导通瞬间对整流二极管和辅助开关管的电压尖峰和振荡进行抑制。
在本实施例提供的又一个具体实现方式中，软开关单元1033包括串联的谐振电容Cr和辅助开关管S3；谐振电容Cr的一端与整流二极管D1的负极和整流二极管D3的负极连接，另一端与辅助开关管S3串联；辅助开关管S3的另一端与直流输出电压Uout的负极连接。
这里，由软开关单元1033的辅助开关管S3与主开关管S1、S2构成DC-DC变换器的软开关关键组件，通过设置主开关管S1、S2与辅助开关管S3的前后关断逻辑实现变换器的软开关控制功能：先完成主开关管的零电流关断，再在主开关管关闭后的特定时间段内对辅助开关管进行软关断。由此实现了DC-DC变换器对副边侧电路103整流二极管和全负载的零电流软开关控制功能。
需要说明的是，在实现DC-DC变换器的软开关控制功能时，
在本实施例提供的又一个具体实现方式中，滤波输出单元1034包括输出侧滤波电感L2、输出侧支撑电容Cdc和输出侧放电电阻RL；输出侧滤波电感L2的一端与整流二极管D1的负极和整流二极管D3的负极连接，另一端与输出侧支撑电容Cdc和输出侧放电电阻RL分别连接并连接直流输出电压Uout的正极；输出侧支撑电容Cdc和输出侧放电电阻RL并联，各自的另一端均与直流输出电压Uout的负极连接。
由上述原边侧电路101、中频隔离变压器T102和副边侧电路103构成的DC-DC变换器在单次开关周期内存在十四个工作模态，分别为模态一到模态十四；十四个工作模态对应十五个时间点分别为t0-t14；具体的，模态一为t0-t1时间段的工作模态，模态二为t1-t2时间段的工作模态，以此类推，模态十四为t13-t14时间段的工作模态。图2为本发明实施例一提供的单开关周期工作信号示意图，图2中Uge-S1、Uge-S2、Uge-S3分别为主开关管S1、S1和辅助开关管S3驱动脉冲的控制信号，IS1、US1分别为主开关管S1的通过电流与两端电压信号，IS2、US2分别为主开关管S2的通过电流与两端电压信号，IS3、US3分别为辅助开关管S3的通过电流(或称为辅助开关谐振电流)与两端电压信号，ID1、UD1分别为整流二极管D1的通过电流与两端电压信号，ID3、UD3分别为整流二极管D3的通过电流与两端电压信号，UCr为谐振电容Cr的电压信号，时序标记t0-t14对应上述十四个工作模态对应十五个时间点。由图2可了解单个开关周期内各个模态下，与软开关控制功能有关的所有元器件的工作信号状态。由图2不难看出，其中模态一到模态七为上半周期主开关管S1开通、主开关管S2关闭时的七种工作模态，模态一到模态七逐级递进；模态八到模态十四为下半周期主开关管S1关闭、主开关管S2开通时的七种工作模态，模态八到模态十四逐级递进。因原边侧电路101的对称结构关系，所以前后七种模态具有对称关系，因此下文只针对前半周期的七种模态进行分析说明。
1、模态一(t0-t1)
如图3a为本发明实施例一提供的模态一等效电路图所示，模态一时，t0时刻主开关管S1开通，原边支撑电容C1上的电压Uin/2全部加在谐振电感Lr上，谐振电感Lr的电流从零线性上升，主开关管S1近似零电流开通，由于中频隔离变压器T102副边电压作用，整流二极管D1、D4上通过的负载电流逐渐增大，整流二极管D2、D3上的电流逐渐减小到零；模态一的谐振电感Lr的电流iLr如下述表达式一所示：
Figure BDA0003473905750000131
其中，L'r为谐振电感Lr的电感值；
2、模态二(t1-t2)
如图3b为本发明实施例一提供的模态二等效电路图所示，模态二时，t1时刻谐振电感Lr与由缓冲电阻Rs和缓冲电容Cs组成的RC缓冲单元1032发生串联谐振，从而使得谐振电感Lr的电流如下述表达式二所示：
Figure BDA0003473905750000132
其中，
Figure BDA0003473905750000133
C's为缓冲电容Cs的电容值；
3、模态三(t2-t3)
如图3c为本发明实施例一提供的模态三等效电路图所示，模态三时主开关管S1持续导通，忽略变压器励磁电流则其原边电流为恒流nIo，从而使得谐振电感Lr的电流如下述表达式三所示：
Figure BDA0003473905750000134
其中，Io为DC-DC变换器的输出电流，也就是副边侧电路103中输出侧滤波电感L2的输出电流；
4、模态四(t3-t4)
如图3d为本发明实施例一提供的模态四等效电路图所示，模态四时，t3时刻辅助开关管S3导通，谐振电感Lr和谐振电容Cr之间的谐振开始，流过辅助开关管S3的电流是由零逐渐上升的近似为零电流开通，模态四时谐振电感Lr的电流表达式与谐振电容Cr的电压表达式如下述表达式四、五所示：
Figure BDA0003473905750000135
Figure BDA0003473905750000136
其中，
Figure BDA0003473905750000137
Ipk为通过辅助开关管S3的谐振峰值电流，C'r为谐振电容Cr的电容值；
在t3到t4之间的某一时刻(记为t’3)流过辅助开关管S3的电流谐振到零，谐振电容Cr上的电压达到最高值；在t’3之后谐振电流通过辅助开关管S3的反并联二极管继续谐振；在t4时刻时，谐振电流达到输出电流Io，通过主开关管S1和整流二极管D1、D4的电流减小到零，对整流二极管实现了软关断，并启动对主开关管S1的零电流关断；
5、模态五(t4-t5)
如图3e为本发明实施例一提供的模态五等效电路图所示，模态五时，t4时刻谐振电容Cr通过辅助开关管S3的反并联二极管线性放电，在t5时刻完成对主开关管S1零电流关断，模态五时谐振电容Cr、谐振电感Lr的电流表达式与谐振电容Cr的电压表达式如下述表达式六、七、八所示：
Figure BDA0003473905750000141
Figure BDA0003473905750000142
Figure BDA0003473905750000143
其中，
Figure BDA0003473905750000144
为根据模态四对应的表达式五算出的在t4时刻的电压值；
6、模态六(t5-t6)
如图3f为本发明实施例一提供的模态六等效电路图所示，模态六时谐振电容Cr仍通过辅助开关管S3的反并联二极管线性放电；主开关管S1、S2的结电容由激磁电流进行充放电，开关管两端电压各自达到Uin/2；在t6时刻谐振电容Cr放电结束之前启动并完成对辅助开关管S3的零电流关断；
7、模态七(t6-t7)
如图3g为本发明实施例一提供的模态七等效电路图所示，模态七时t6谐振电容Cr放电完毕，辅助开关管S3的反并联二极管软关断结束；DC-DC变换器的输出电流Io通过整流二极管D1、D2、D3和D4进行续流，t7则对应的是下半周期的主开关管S2的起始开通时刻也就是类似上半周期的t0。
综上，因原边侧电路101的对称结构关系，前后七种模态具有对称关系，所以，后半周期的七种模态与前半周期的七种模态分析过程基本一致，在此不做进一步赘述，只对前后七种模态的等效电路差异做以下简单说明：
模态八与模态一电路等效类似，区别在于模态八中以对称的原边支撑电容C2和主开关管S2替换模态一中原边支撑电容C1和主开关管S1的原边等效；
模态九与模态二电路等效类似，区别在于模态九中以对称的原边支撑电容C2和主开关管S2替换模态二中原边支撑电容C1和主开关管S1的原边等效，以对称的副边整流二极管D3、D2替换模态二中副边整流二极管D1、D4的副边等效；
模态十与模态三电路等效类似，区别在于模态十中以对称的原边支撑电容C2和主开关管S2替换模态三中原边支撑电容C1和主开关管S1的原边等效，以对称的副边整流二极管D3、D2替换模态三中副边整流二极管D1、D4的副边等效；
模态十一与模态四电路等效类似，区别在于模态十一中以对称的原边支撑电容C2和主开关管S2替换模态四中原边支撑电容C1和主开关管S1的原边等效，以对称的副边整流二极管D3、D2替换模态四中副边整流二极管D1、D4的副边等效；
模态十二与模态五电路等效相同；模态十三与模态六电路等效相同；模态十四与模态七电路等效相同。
基于上述模态四，我们可知，要在全负载范围内实现主开关管S1的零电流关断则辅助开关管S3通过的谐振电流峰值应大于最大的负载电流Io(max),那么由模态四的
Figure BDA0003473905750000151
可以得出
Figure BDA0003473905750000152
的第一参数条件；
基于上述模态四、五、六，在t’3到t4时间内，谐振电流流过辅助开关管S3的反并联二极管,t4到t6时间内谐振电容Cr通过反并联二极管线性放电，放电过程中(t4到t6时间内)以谐振电容Cr放电到一半也就是UCr＝nUin/2的时刻为t’5；因为若在t’5时主开关管S1和辅助开关管S3均未关断则会重新开始串联谐振，为避免这种情况发生，因此势必要在t4启动对主开关管S1的零电流关断之后，确保在t’5之前完成主开关管S1的零电流关断，所以t5≤t’5；另外，对辅助开关管S3的零电流关断启动时间不能早于主开关管S1零电流关断启动时间t4，对辅助开关管S3的零电流关断结束时间也不能早于主开关管S1零电流关断结束时间t5，也就是说辅助开关管S3的零电流关断启动时间应晚于t4，辅助开关管S3的零电流关断结束时间应晚于t5；
由模态五的
Figure BDA0003473905750000161
表达式可以得到t’5时谐振电容Cr电压即
Figure BDA0003473905750000162
Figure BDA0003473905750000163
定义时间阈值tm＝t′5-t4，基于模态四的
Figure BDA0003473905750000164
表达式，以及在t’3时的电气特性，可对时间阈值tm的电气表达式进行如下推导，
Figure BDA0003473905750000165
Figure BDA0003473905750000166
将
Figure BDA0003473905750000167
代入
Figure BDA0003473905750000168
自然就得到
Figure BDA0003473905750000169
Figure BDA00034739057500001610
因为时间阈值tm必然大于0，所以，得出
Figure BDA00034739057500001611
Figure BDA00034739057500001612
的第二参数条件；
综上所述，可知本DC-DC变换器通过副边侧电路103的软开关单元1033在变换器的单个开关周期内实现了软开关控制功能，由上述分析进一步确认，若要保证本DC-DC变换器的软开关控制功能执行正常，则至少应满足第一参数条件
Figure BDA0003473905750000171
和第二参数条件
Figure BDA0003473905750000172
需要说明的是，基于上述模态四、五、六，可知t3<t’3<t4<t5≤t’5<t6；设辅助开关管S3的开通时刻到主开关管S1、S2的关断时刻的时长为T，则T＝(t5-t4)+(t4-t3)，由模态四的表达式继而可以得出：
Figure BDA0003473905750000173
Figure BDA0003473905750000174
又已知0≤(t5-t4)≤tm，则可以得出：
Figure BDA0003473905750000175
也就是
Figure BDA0003473905750000176
为保证本DC-DC变换器的软开关控制功能执行正常，可基于上述结论，进一步对DC-DC变换器的元器件参数进行设置。
图4为本发明实施例二提供的一种双流制辅助变流系统的DC-DC变换器的控制方法示意图，用于实现对上述实施例一描述的DC-DC变换器的工作状态切换控制和软开关控制，该方法包括以下步骤：
步骤1，为DC-DC变换器设置多个工作状态；并在DC-DC变换器未启动时默认将当前工作状态设为停机状态；并在DC-DC变换器启动后对当前工作状态进行持续识别，并根据识别出的当前工作状态进行对应的状态控制处理；
其中，工作状态包括停机状态、启动预测试状态、保持状态、电压软启动状态、谐振开启过渡状态、稳定工作状态、高电压等待状态和大脉宽补偿状态。
这里，本发明实施例为DC-DC变换器设置了八个工作状态:停机状态、启动预测试状态、保持状态、电压软启动状态、谐振开启过渡状态、稳定工作状态、高电压等待状态和大脉宽补偿状态；并对应给出了上述各个工作状态之间转换机制：由停机状态到启动预测试状态的转换，由启动预测试状态到保持状态的转换，由保持状态到电压软启动状态的转换，由电压软启动状态到谐振开启过渡状态的转换，由谐振开启过渡状态到稳定工作状态的转换，由稳定工作状态到高电压等待状态的转换，由高电压等待状态到稳定工作状态的转换，由大脉宽补偿状态到稳定工作状态的转换。
其中，根据识别出的当前工作状态进行对应的状态控制处理，具体包括：
步骤A1，在当前工作状态为停机状态时，将当前工作状态切换成启动预测试状态；
这里，DC-DC变换器在未上电或未接通时，都默认处于停机状态，一旦给DC-DC变换器输入电压对其进行启动后，则将当前工作状态从停机状态切换到启动预测试状态；
步骤A2，在当前工作状态为启动预测试状态时，封锁辅助开关管S3的驱动脉冲，并以低于正常占空比的指定占空比对称控制主开关管S1、S2的驱动脉冲；并在指定时间内对变换器元器件的反馈故障信息进行监控，若未监控到任何反馈故障信息则将当前工作状态切换成保持状态；
此处，指定占空比默认为正常占空比的10％；
这里，DC-DC变换器的工作状态为启动预测试状态时，将控制主开关管S1、S2的驱动脉冲的占空比控制在较低水平，可以起到对电路的保护作用同时也可对图1的DC-DC变换器中除辅助开关管S3所在软开关单元1033之外的所有元器件反馈故障信息进行监控；
步骤A3，在当前工作状态为保持状态时，封锁主开关管S1、S2以及辅助开关管S3的驱动脉冲；并在指定时间内对变换器元器件的反馈故障信息进行监控，若未监控到任何反馈故障信息则将当前工作状态切换成电压软启动状态；
这里，DC-DC变换器的工作状态为保持状态时，封锁主开关管S1、S2以及辅助开关管S3的驱动脉冲，此时DC-DC变换器输出应为低电压，若在指定时间内DC-DC变换器输出保持低电压且未监控到任何反馈故障信息则说明DC-DC变换器在无驱动脉冲控制时状态正常；
步骤A4，在当前工作状态为电压软启动状态时，使能主开关管S1、S2的驱动脉冲，封锁辅助开关管S3的驱动脉冲，并使能PID控制器；使能PID控制器时，根据预设的PID控制系数组对比例运算系数kp、积分运算系数ki和微分运算系数kd进行设置，并对PID控制器的积分运算结果使用预设的积分控制器限幅阈值进行积分限幅控制，并将当前配置状态记为第一PID状态；并使用配置为第一PID状态的PID控制器，对DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制得到对应的调制电压；并在当前直流输出电压Uout达到第一设定阈值且维持在该状态的时长超过指定时间时，将当前工作状态切换成谐振开启过渡状态；
其中，第一设定阈值默认为预设的电压目标值Udcref；
需要说明的是，在使用PID控制器对DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制之后，本发明实施例还根据PID控制器的比例运算结果Dp计算得到对应的当期主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比比值；并根据预设的占空比比值阈值对当期占空比比值进行限制，具体的，若占空比比值未超过占空比比值阈值则使用当期占空比比值对开关管S1、S2驱动脉冲的占空比进行调制；若占空比比值超过占空比比值阈值则封锁主开关管S1、S2以及辅助开关管S3的驱动脉冲，这样就能在轻载或空载情况下保持输出电压信号的稳定性；主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比比值与主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比成反比关系；
进一步的，本发明实施例还预先设定了PID控制器比例运算结果Dp与主开关管S1、S2驱动脉冲占空比之间的调制关系：
1)在当前工作状态不为大脉宽补偿状态时，设置主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比与PID控制器的比例运算结果Dp的关联关系为
Figure BDA0003473905750000191
其中，r1为非大脉宽补偿状态时主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比,k1为线性系数，(1-DP)为占空比比值，(1-DP)<预设的占空比比值阈值；占空比比值越大则占空比r1越小，反之占空比比值越小则占空比r1越大；
这里，如上文根据预设的占空比比值阈值对当期占空比比值进行限制的处理方式所述，关联关系
Figure BDA0003473905750000201
只在(1-DP)<预设的占空比比值阈值时成立，若(1-DP)≥预设的占空比比值阈值则封锁主开关管S1、S2以及辅助开关管S3的驱动脉冲；
2)在当前工作状态为大脉宽补偿状态时，设置主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比与当前直流输出电压Uout、电压目标值Udcref和PID控制器的比例运算结果Dp的关联关系为
Figure BDA0003473905750000202
在当前工作状态为大脉宽补偿状态时，通过减小占空比比值增大主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比；
其中，r2为大脉宽补偿状态时主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比，k2为线性系数，
Figure BDA0003473905750000203
为占空比比值，
Figure BDA0003473905750000204
<预设的占空比比值阈值，当前直流输出电压Uout<电压目标值Udcref；通过减小占空比比值增大主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比；
这里，如上文根据预设的占空比比值阈值对当期占空比比值进行限制的处理方式所述，关联关系
Figure BDA0003473905750000205
只在
Figure BDA0003473905750000206
<预设的占空比比值阈值时成立，若
Figure BDA0003473905750000207
≥预设的占空比比值阈值则封锁主开关管S1、S2以及辅助开关管S3的驱动脉冲；
当前步骤起开始使用PID控制器对DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制的目的是为了使输出电压过度平滑，以免发生信号阶跃等现象；基于PID控制器的比例结果，进一步实现对主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比的调整是为了保护主开关管S1、S2的元器件能始终处于合理工作状态；其中，积分控制器限幅阈值是为了防范积分运算过饱和，占空比比值阈值是为了控制主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比不超过其合理工作范围；
步骤A5，在当前工作状态为谐振开启过渡状态时，维持使能主开关管S1、S2的驱动脉冲，并使能辅助开关管S3的驱动脉冲；并对配置为第一PID状态的PID控制器的积分运算结果进行进一步降幅控制；并在DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout趋于稳定之后，将当前工作状态切换成稳定工作状态；
这里，对积分运算结果进行降幅控制，是为了保证谐振开启过渡前后输出电压的稳定性和连贯性；
步骤A6，在当前工作状态为稳定工作状态时，维持使能主开关管S1、S2以及辅助开关管S3的驱动脉冲；并使用配置为第一PID状态的PID控制器，对DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制得到对应的调制电压；并对当前直流输出电压Uout进行电压范围监测处理，若当前直流输出电压Uout在设定的正常电压范围内则输出第一检测结果为电压正常，若当前直流输出电压Uout高于正常电压范围则输出第一检测结果为电压偏高，若当前直流输出电压Uout低于正常电压范围则输出第一检测结果为电压偏低；对第一检测结果进行识别，若第一检测结果为电压正常则将当前工作状态继续保持为稳定工作状态，若第一检测结果为电压偏高则将当前工作状态切换为高电压等待状态，若第一检测结果为电压偏低则将当前工作状态切换为大脉宽补偿状态；
这里，在当前工作状态为稳定工作状态时，本发明实施例持续使用PID控制器基于历史调制电压对当期DC-DC变换器的直流输出电压Uout也就是当前直流输出电压Uout进行持续调制；在进行电压调制的同时，本发明实施例还会对当前直流输出电压Uout实际值是否处于合理范围进行判断也就是对其进行电压范围监测处理，若发现其过高则将当前工作状态切换至高电压等待状态，反之若过低则切换至大脉宽补偿状态；
步骤A7，在当前工作状态为高电压等待状态时，封锁主开关管S1、S2以及辅助开关管S3的驱动脉冲；并对第一PID状态的运算系数进行调整，将比例运算系数kd改为0，将积分运算系数ki改为原积分系数的指定倍数，从而生成对应的第二PID状态；并使用配置为第二PID状态的PID控制器，对DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制得到对应的调制电压；并对当前直流输出电压Uout进行电压范围监测处理输出对应的第二检测结果；若第二检测结果为电压正常则将当前工作状态切换为稳定工作状态，若第二检测结果不为电压正常则将当前工作状态保持为高电压等待状态；
这里，在当前工作状态为高电压等待状态时，说明DC-DC变换器的直流输出电压Uout过高；在这种情况下需对其输出进行降压处理，本发明实施例通过封锁主开关管S1、S2以及辅助开关管S3的驱动脉冲达到降压效果，并通过调整PID运算系数对PID控制器状态进行调整，使得其输出的调制电压也随之下降，对应的主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比调制结果也降到最低；在持续降压过程中，类似步骤A6对当前直流输出电压Uout实际值是否处于合理范围进行判断也就是对其进行电压范围监测处理，若发现其恢复正常则将当前工作状态切换回稳定工作状态，反之则继续保持在高电压等待状态进行持续降压处理；
步骤A8，在当前工作状态为大脉宽补偿状态时，维持使能主开关管S1、S2以及辅助开关管S3的驱动脉冲；并通过持续增大主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比，对DC-DC变换器进行大脉宽补偿；在持续大脉宽补偿过程中，对DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压范围监测处理输出对应的第三检测结果，若第三检测结果为电压正常则将当前工作状态切换为稳定工作状态，若第三检测结果不为电压正常则将当前工作状态保持为大脉宽补偿状态；并在大脉宽补偿持续时间超过预设的最大补偿时间阈值时，若最新的第三检测结果仍为电压偏低，则将当前工作状态强制切换回稳定工作状态。
这里，在当前工作状态为大脉宽补偿状态时，说明DC-DC变换器的直流输出电压Uout过低；在这种情况下需对其输出进行升压处理，如前文所述，在当前工作状态为大脉宽补偿状态时主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比与当前直流输出电压Uout、电压目标值Udcref和PID控制器的比例运算结果Dp的关联关系从
Figure BDA0003473905750000221
变为
Figure BDA0003473905750000222
因为直流输出电压Uout较低，就能使得r2的增幅加大，也就能使得主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比短时间内快速增大，开关管S1、S2驱动脉冲的占空比增大了，对DC-DC变换器的输入功率增加了，自然其输出电压也会随之抬升；但，对DC-DC变换器的输出持续增压的过程不宜过长，过长会导致元器件受损，所以本发明实施例特定预置一个最大补偿时间阈值对其进行限制，即时间超出最大补偿时间阈值后若增压效果仍未进入正常范围也强制将当前工作状态强制切换回稳定工作状态。
步骤2，在DC-DC变换器的工作过程中，若DC-DC变换器的主开关管S1、S2以及辅助开关管S3均处于使能状态，则基于DC-DC变换器的软开关控制功能在每个开关周期内进行对应的软开关控制处理；
具体包括：步骤21，将每个开关周期分为上、下两个半周期；
这里，上、下两个半周期的模态、模态等效电路、模态电路分析以及各模态下的工作信号状态，均可参照上述实施例一的内容进行理解，在此不做进一步赘述；
步骤22，在上半周期内，将主开关管S1通过电流为零电流的时刻作为第一启动关断时刻；在第一启动关断时刻启动对主开关管S1的第一零电流关断处理，并将零电流关断结束时刻记为第一关断时刻；在第一零电流关断处理过程中启动对辅助开关管S3的第一软关断处理，并将软关断启动时刻记为第二启动关断时刻，将软关断结束时刻记为第二关断时刻；并对第二启动关断时刻与第一启动关断时刻进行关联约束，约束第二启动关断时刻应晚于第一启动关断时刻，即第二启动关断时刻-第一启动关断时刻＝第一关断时间阈值tm1>0；并对第二关断时刻与第一关断时刻进行关联约束，约束第二关断时刻应晚于第一关断时刻；
这里，第一启动关断时刻即为实施例一的t4，第一关断时刻即为实施例一的t5，第二启动关断时刻即为实施例一的t’5，按实施例一的描述，可知t3<t’3<t4<t5≤t’5<t6，设第二关断时刻为t2e则t3<t’3<t4<t5≤t’5<t2e；在每个开关周期内对软开关功能进行控制时对上述时间参数的约定关系进行确认就能保证DC-DC变换器的软开关控制功能始终处于有效状态；
步骤23，在下半周期内，将主开关管S2通过电流为零电流的时刻作为第三启动关断时刻；在第三启动关断时刻启动对主开关管S2的第二零电流关断处理，并将零电流关断结束时刻记为第三关断时刻；在第二零电流关断处理过程中启动对辅助开关管S3的第二软关断处理，并将软关断启动时刻记为第四启动关断时刻，将软关断结束时刻记为第四关断时刻；并对第四启动关断时刻与第三启动关断时刻进行关联约束，约束第四启动关断时刻应晚于第三启动关断时刻，即第四启动关断时刻-第三启动关断时刻＝第二关断时间阈值tm2>0；并对第四关断时刻与第三关断时刻进行关联约束，约束第四关断时刻应晚于第三关断时刻；
这里，因实施例一种原边侧电路101的对称结构关系，前后七种模态具有对称关系，所以，后半周期的第三、四启动关断时刻与前半周期的第一、二启动关断时刻对应，第三、四关断时刻与前半周期的第一、二关断时刻对应，第二关断时间阈值tm2也与前半周期的第一关断时间阈值tm1对应；在此，就不做进一步赘述；
需要说明的是，
Figure BDA0003473905750000241
其中，Io为输出侧滤波电感L2的输出电流，Ipk为DC-DC变换器的副边侧电路的辅助开关管S3上的谐振峰值电流，L’r为DC-DC变换器的原边侧电路的谐振电感Lr的电感值，n为DC-DC变换器的中频隔离变压器T的升压变比，C’r为DC-DC变换器的副边侧电路的谐振电容Cr的电容值。这里第一、第二关断时间阈值即是实施例一的时间阈值tm，其推导过程如前文所示，在此也不做进一步赘述。
综上所述，本发明实施例中提供的一种双流制辅助变流系统的DC-DC变换器及其控制方法的技术方案，至少具有如下技术效果或优点：1)电路拓扑方面，采用了半桥DC-DC变换器拓扑，中频隔离变压器采用了升压变压器(变比为n)，变压器副边增加了辅助开关管和谐振电容的串联支路且并联RC吸收支路，中频变压器变比1≤升压变比n≤1.5使得输入电压可满足双流制市域车DC1000V～DC2200V的供电要求，并联RC吸收支路起到了在主开关管导通瞬间抑制整流二极管和辅助开关管的电压尖峰和振荡的作用；2)软开关谐振脉冲的控制方面，先完成主开关管的零电流关断，再在主开关管关闭后的特定时间段内对辅助开关管进行软关断，由此实现了对副边电路整流二极管和全负载的零电流软开关控制功能；3)对DC-DC变换器启动后的全工作状态进行监督和状态切换控制，由此实现了对DC-DC变换器的动态工况管理，提高了DC-DC变换器输出电压的稳定性。
专业人员应该还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种双流制辅助变流系统的DC-DC变换器，其特征在于，所述DC-DC变换器包括：原边侧电路、中频隔离变压器T和副边侧电路；
所述原边侧电路与直流输入电压Uin和所述中频隔离变压器T的初级绕组连接；所述原边侧电路采用半桥对称PWM控制拓扑；所述原边侧电路用于接入所述直流输入电压Uin，并以所述中频隔离变压器T的初级绕组为负载进行DC-AC转换；
所述中频隔离变压器T与所述副边侧电路连接；所述中频隔离变压器T包括所述初级绕组和次级绕组；所述中频隔离变压器T通过所述初级绕组和所述次级绕组进行隔离升压；所述次级绕组与所述初级绕组的升压变比为n，1≤升压变比n；
所述副边侧电路包括整流单元、RC缓冲单元、软开关单元和滤波输出单元；所述整流单元连接所述中频隔离变压器T的所述次级绕组，并与所述RC缓冲单元、所述软开关单元和所述滤波输出单元并联；所述副边侧电路用于对所述中频隔离变压器T输出的交流电压进行AC-DC转换；并将转换得到的直流电压作为所述DC-DC变换器的直流输出电压Uout。
2.根据权利要求1所述的双流制辅助变流系统的DC-DC变换器，其特征在于，
所述直流输入电压Uin满足DC1000V～DC2200V的电压范围；
所述中频隔离变压器T具体为升压变压器，升压变比n≤1.5。
3.根据权利要求1所述的双流制辅助变流系统的DC-DC变换器，其特征在于，
所述原边侧电路包括输入侧滤波电感L1，原边支撑电容C1、C2，主开关管S1、S2，以及谐振电感Lr；所述输入侧滤波电感L1的一端与所述直流输入电压Uin的正极连接，另一端分别与原边支撑电容C1和主开关管S1连接；原边支撑电容C2的一端与所述原边支撑电容C1串联，另一端与所述直流输入电压Uin的负极连接；主开关管S2的一端与所述主开关管S1串联，另一端与所述直流输入电压Uin的负极连接；所述谐振电感Lr的一端连接所述原边支撑电容C1和所述支撑电容C2的连接点，另一端与所述初级绕组的同名端连接；所述主开关管S1和所述主开关管S2的连接点与所述初级绕组的另一端连接。
4.根据权利要求1所述的双流制辅助变流系统的DC-DC变换器，其特征在于，
所述整流单元包括并联的第一支路和第二支路；所述第一支路由整流二极管D1、D2串联而成，所述第二支路由整流二极管D3、D4串联而成；所述整流二极管D1的负极与所述整流二极管D3的负极连接；所述整流二极管D2的正极与所述整流二极管D4的正极连接，并与所述直流输出电压Uout的负极连接；所述第二支路上，整流二极管D3、D4的连接点与所述次级绕组的同名端连接；所述第一支路上，整流二极管D1、D2的连接点与所述次级绕组的另一端连接；
所述RC缓冲单元包括串联的缓冲电阻Rs和缓冲电容Cs；所述RC缓冲单元与所述第一支路、所述第二支路并联；所述缓冲电阻Rs的一端与所述整流二极管D1的负极和所述整流二极管D3的负极连接，另一端与所述缓冲电容Cs的一端串联；所述缓冲电容Cs的另一端与所述直流输出电压Uout的负极连接；
所述软开关单元包括串联的谐振电容Cr和辅助开关管S3；所述谐振电容Cr的一端与所述整流二极管D1的负极和所述整流二极管D3的负极连接，另一端与所述辅助开关管S3串联；所述辅助开关管S3的另一端与所述直流输出电压Uout的负极连接；
所述滤波输出单元包括输出侧滤波电感L2、输出侧支撑电容Cdc和输出侧放电电阻RL；所述输出侧滤波电感L2的一端与所述整流二极管D1的负极和所述整流二极管D3的负极连接，另一端与所述输出侧支撑电容Cdc和所述输出侧放电电阻RL分别连接并连接所述直流输出电压Uout的正极；所述输出侧支撑电容Cdc和所述输出侧放电电阻RL并联，各自的另一端均与所述直流输出电压Uout的负极连接。
5.根据权利要求1所述的双流制辅助变流系统的DC-DC变换器，其特征在于，
所述DC-DC变换器通过所述副边侧电路的所述软开关单元在变换器的单个开关周期内实现软开关控制功能；所述软开关控制功能的参数条件包括第一参数条件和第二参数条件；所述第一参数条件为
Figure FDA0003473905740000031
所述第二参数条件为
Figure FDA0003473905740000032
其中，Io为所述滤波输出单元的输出侧滤波电感L2的输出电流，Io(max)为最大负载电流，Ipk为所述软开关单元的辅助开关管S3上的谐振峰值电流，L’r为所述原边侧电路的谐振电感Lr的电感值，C’r为所述副边侧电路的谐振电容Cr的电容值。
6.一种用于实现对权利要求1-5任一项所述的双流制辅助变流系统的DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述方法包括：
为DC-DC变换器设置多个工作状态；并在所述DC-DC变换器未启动时默认将当前工作状态设为停机状态；并在所述DC-DC变换器启动后对所述当前工作状态进行持续识别，并根据识别出的所述当前工作状态进行对应的状态控制处理；所述工作状态包括停机状态、启动预测试状态、保持状态、电压软启动状态、谐振开启过渡状态、稳定工作状态、高电压等待状态和大脉宽补偿状态；
在所述DC-DC变换器的工作过程中，若所述DC-DC变换器的主开关管S1、S2以及辅助开关管S3均处于使能状态，则基于所述DC-DC变换器的软开关控制功能在每个开关周期内进行对应的软开关控制处理。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述根据识别出的所述当前工作状态进行对应的状态控制处理，具体包括：
当所述当前工作状态为停机状态时，将所述当前工作状态切换成启动预测试状态；
当所述当前工作状态为启动预测试状态时，封锁所述辅助开关管S3的驱动脉冲，并以低于正常占空比的指定占空比对称控制所述主开关管S1、S2的驱动脉冲；并在指定时间内对变换器元器件的反馈故障信息进行监控，若未监控到任何反馈故障信息则将所述当前工作状态切换成保持状态；
当所述当前工作状态为保持状态时，封锁所述主开关管S1、S2以及所述辅助开关管S3的驱动脉冲；并在指定时间内对变换器元器件的反馈故障信息进行监控，若未监控到任何反馈故障信息则将所述当前工作状态切换成电压软启动状态；
当所述当前工作状态为电压软启动状态时，使能所述主开关管S1、S2的驱动脉冲，封锁所述辅助开关管S3的驱动脉冲，并使能PID控制器；使能PID控制器时，根据预设的PID控制系数组对比例运算系数kp、积分运算系数ki和微分运算系数kd进行设置，并对所述PID控制器的积分运算结果使用预设的积分控制器限幅阈值进行积分限幅控制，并将当前配置状态记为第一PID状态；并使用配置为所述第一PID状态的所述PID控制器，对所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制得到对应的调制电压；并在当前直流输出电压Uout达到第一设定阈值且维持在该状态的时长超过指定时间时，将所述当前工作状态切换成谐振开启过渡状态；所述第一设定阈值默认为预设的电压目标值Udcref；
当所述当前工作状态为谐振开启过渡状态时，维持使能所述主开关管S1、S2的驱动脉冲，并使能所述辅助开关管S3的驱动脉冲；并对配置为所述第一PID状态的所述PID控制器的积分运算结果进行进一步降幅控制；并在所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout趋于稳定之后，将所述当前工作状态切换成稳定工作状态；
当所述当前工作状态为稳定工作状态时，维持使能所述主开关管S1、S2以及所述辅助开关管S3的驱动脉冲；并使用配置为所述第一PID状态的所述PID控制器，对所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制得到对应的调制电压；并对所述当前直流输出电压Uout进行电压范围监测处理，若所述当前直流输出电压Uout在设定的正常电压范围内则输出第一检测结果为电压正常，若所述当前直流输出电压Uout高于所述正常电压范围则输出第一检测结果为电压偏高，若所述当前直流输出电压Uout低于所述正常电压范围则输出第一检测结果为电压偏低；对所述第一检测结果进行识别，若所述第一检测结果为电压正常则将所述当前工作状态继续保持为稳定工作状态，若所述第一检测结果为电压偏高则将所述当前工作状态切换为高电压等待状态，若所述第一检测结果为电压偏低则将所述当前工作状态切换为大脉宽补偿状态；
当所述当前工作状态为高电压等待状态时，封锁所述主开关管S1、S2以及所述辅助开关管S3的驱动脉冲；并对所述第一PID状态的运算系数进行调整，将比例运算系数kd改为0，将积分运算系数ki改为原积分系数的指定倍数，从而生成对应的第二PID状态；并使用配置为所述第二PID状态的所述PID控制器，对所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制得到对应的调制电压；并对所述当前直流输出电压Uout进行电压范围监测处理输出对应的第二检测结果；若所述第二检测结果为电压正常则将所述当前工作状态切换为稳定工作状态，若所述第二检测结果不为电压正常则将所述当前工作状态保持为高电压等待状态；
当所述当前工作状态为大脉宽补偿状态时，维持使能所述主开关管S1、S2以及所述辅助开关管S3的驱动脉冲；并通过持续增大主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比，对所述DC-DC变换器进行大脉宽补偿；在持续大脉宽补偿过程中，对所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压范围监测处理输出对应的第三检测结果，若所述第三检测结果为电压正常则将所述当前工作状态切换为稳定工作状态，若所述第三检测结果不为电压正常则将所述当前工作状态保持为大脉宽补偿状态；并在大脉宽补偿持续时间超过预设的最大补偿时间阈值时，若最新的第三检测结果仍为电压偏低，则将所述当前工作状态强制切换回稳定工作状态。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述方法还包括：
在使用PID控制器对所述DC-DC变换器的当前直流输出电压Uout进行电压调制之后，根据所述PID控制器的比例运算结果Dp计算得到对应的当期主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比比值；并根据预设的占空比比值阈值对所述当期占空比比值进行限制；主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比比值与主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比成反比关系。
9.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述方法还包括：
在所述当前工作状态不为大脉宽补偿状态时，设置所述主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比与所述PID控制器的比例运算结果Dp的关联关系为
Figure FDA0003473905740000061
Figure FDA0003473905740000062
其中，r1为非大脉宽补偿状态时主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比,k1为线性系数，(1-DP)为占空比比值，(1-DP)<预设的占空比比值阈值；占空比比值越大则占空比r1越小，反之占空比比值越小则占空比r1越大；
在所述当前工作状态为大脉宽补偿状态时，设置所述主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比与当前直流输出电压Uout、所述电压目标值Udcref和所述PID控制器的比例运算结果Dp的关联关系为
Figure FDA0003473905740000063
其中，r2为大脉宽补偿状态时主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比，k2为线性系数，
Figure FDA0003473905740000064
为占空比比值，
Figure FDA0003473905740000065
当前直流输出电压Uout<电压目标值Udcref；通过减小占空比比值增大主开关管S1、S2驱动脉冲的占空比。
10.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述基于所述DC-DC变换器的软开关控制功能在每个开关周期内进行对应的软开关控制处理，具体包括：
将每个开关周期分为上、下两个半周期；
在上半周期内，将所述主开关管S1通过电流为零电流的时刻作为第一启动关断时刻；在所述第一启动关断时刻启动对所述主开关管S1的第一零电流关断处理，并将零电流关断结束时刻记为第一关断时刻；在所述第一零电流关断处理过程中启动对所述辅助开关管S3的第一软关断处理，并将软关断启动时刻记为第二启动关断时刻，将软关断结束时刻记为第二关断时刻；并对所述第二启动关断时刻与所述第一启动关断时刻进行关联约束，约束所述第二启动关断时刻应晚于所述第一启动关断时刻，即第二启动关断时刻-第一启动关断时刻＝第一关断时间阈值tm1>0；并对所述第二关断时刻与所述第一关断时刻进行关联约束，约束所述第二关断时刻应晚于所述第一关断时刻；
在下半周期内，将所述主开关管S2通过电流为零电流的时刻作为第三启动关断时刻；在所述第三启动关断时刻启动对所述主开关管S2的第二零电流关断处理，并将零电流关断结束时刻记为第三关断时刻；在所述第二零电流关断处理过程中启动对所述辅助开关管S3的第二软关断处理，并将软关断启动时刻记为第四启动关断时刻，将软关断结束时刻记为第四关断时刻；并对所述第四启动关断时刻与所述第三启动关断时刻进行关联约束，约束所述第四启动关断时刻应晚于所述第三启动关断时刻，即第四启动关断时刻-第三启动关断时刻＝第二关断时间阈值tm2>0；并对所述第四关断时刻与所述第三关断时刻进行关联约束，约束所述第四关断时刻应晚于所述第三关断时刻；
其中，
Figure FDA0003473905740000071
其中，Io为所述输出侧滤波电感L2的输出电流，Ipk为所述DC-DC变换器的副边侧电路的辅助开关管S3上的谐振峰值电流，L’r为所述DC-DC变换器的原边侧电路的谐振电感Lr的电感值，n为所述DC-DC变换器的中频隔离变压器T的升压变比，C’r为所述DC-DC变换器的副边侧电路的谐振电容Cr的电容值。
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