JP2008182831A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 高調波ノイズ規制、力率改善を遵守することができ、別に1次２次絶縁スタンバイ電源回路を使わずに定常重負荷電源が軽負荷のスタンバイ電源も兼ねることができる低コスト、占有面積縮小が実現できる電源回路を提供する。
【解決手段】 ＰＦＣ出力電圧の電源ＯＦＦ時の放電時定数が長過ぎる問題は、１次２次絶縁ＡＣ電圧検出回路９を設け、後段のスイッチング電源回路３の制御回路への低電圧源５はスタンバイ電源を兼ねる必要がある為従来通りと為し、１次２次絶縁ＡＣ電圧検出回路９の出力を認識するスイッチ回路１０を新たに設けることにより、ＡＣ電源ＯＮ/ＯＦＦに素早く対応させる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチ素子をオン・オフ制御させる制御回路を有する、前段に昇圧型チョッパー方式の力率補正回路、後段に１次２次絶縁スイッチング電源回路から構成され、少なくとも交流電圧が印加されたことを知らせるＬＥＤ点灯回路、又はインラッシュ電流防止用抵抗とリレー回路との並列回路を有する電源回路に関する。

全体の回路構成を図５に示す。交流電源端子Ｐ１、インラッシュ防止抵抗Ｒ１とリレー回路８との並列回路、整流平滑回路１、高調波規制対応の昇圧型チョッパー方式の力率補正回路２（以後ＰＦＣ回路と称する）、ＰＦＣ回路２の出力端子から該制御回路と後段の１次２次絶縁ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３の低電圧源を作成するＤＣ/ＤＣコンバータ回路５、後段の１次２次絶縁ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３そしてＬＥＤ点灯回路４ａを有する負荷４に接続され、別に整流平滑回路６と１次２次絶縁スタンバイ電源回路７により前記リレー回路８又はＬＥＤ点灯回路４ａを制御する回路から構成されている。スタンバイ電源回路７の出力は２次回路であるから従来リレー回路８は１次２次絶縁リレー回路である。１次２次の境界線を太線鎖線で示す。

ＰＦＣ回路２と後段の１次２次絶縁ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３の制御回路は１次回路、それに対しスタンバイ電源回路７の出力は２次回路の為、ＰＦＣ回路２と後段の１次２次絶縁ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３の制御回路用低電圧源として、ＰＦＣ回路２の出力から作成されるＤＣ/ＤCコンバータ５を設けている。

電源ラインを介してのノイズによる他の機器への誤動作を防止する目的で、日本でも欧州に続いて電源の高調波規制が義務付けられ、１９９７年１月以降製造する電気機器装置に対して、製造台数のある割合で自主的に義務付けられ、２０００年９０％、２００７年１００％が目標として掲げられている。それに対して大凡２００Ｗ以下ではラインフィルタートランスに高調波を低減する機能を追加したハイブリッドのチョークトランスで対応し、２００Ｗ以上の電源には、昇圧型チョッパー回路方式の力率補正回路（ＰＦＣ回路）２が使われている。
ここで言う力率とは、電力Ｗ／（電圧Ｖ＊電流Ａ）の事である。
また商用交流電圧１００Ｖ地域、２００Ｖ地域毎にハイブリッドのチョークトランスでは交換が必要であり、全世界共通電源シャーシにするには交流電圧に拘わらず出力電圧を一定に出来る昇圧型チョッパー回路方式の力率補正回路が適当であり、広く使われている。

図７に具体的回路例を示す。整流平滑回路１の出力端子Ｐ２からチョークコイルＬ１、スイッチ素子ＳＷ１、出力整流ダイオードＤ１、出力平滑コンデンサＣ２、スイッチ素子ＳＷ１、制御回路１１、該低電圧源回路のＤＣ/ＤＣコンバータ５から構成された昇圧型チョッパー方式の力率補正回路である。

ＳＷ１が短絡期間は端子Ｐ２、チョークコイルＬ１、ＳＷ１の経路で電流が流れ、チョークコイルＬ１に磁気エネルギーが貯蔵される。次にＳＷ１が開放期間、端子Ｐ２、チョークコイルＬ１、出力ダイオードＤ１、コンデンサーＣ２の経路で電流が流れ、磁気エネルギーを放出する。磁気エネルギー保存則を用い、交流電圧を整流した脈流電圧をＰ２端子から抵抗Ｒ２０、Ｒ２１で分割検出して、入力交流電流の位相を入力交流電圧の位相と同期させ略正弦波状の入力交流電流となるように、かつＰ３端子電圧が所要一定出力電圧となるように、ＳＷ１のＯＮ/ＯＦＦ期間を制御させるのが昇圧チョッパー方式力率補正回路である。このＰＦＣ回路については、先に提案がなされている（例えば、特許文献１参照。）。

ＰＦＣ回路２がスイッチング非動作時でも整流平滑回路１の出力電圧（Ｐ２端子）は、チョークコイルＬ１、出力ダイオードＤ１を介してそのまま出力コンデンサＣ２端子Ｐ３に出力されている。
従ってＰＦＣ出力電圧端子Ｐ３は、整流電圧端子Ｐ２よりも高い電圧値に設定される必要があり、ＡＣ２００Ｖ地域まで対応する為に一般には端子Ｐ２はＤＣ３７０Ｖ以上の高電圧に設定されている。そしてＰＦＣ出力端子間容量C2は商用電源周波数５０Ｈｚ〜６０Ｈｚ(整流平滑回路１がブリッジ整流であれば１００Ｈｚ〜１２０Ｈｚ）の電流リップル抑制のために大容量であり、かつリレー回路８とＰＦＣ制御回路１１そして後段のスイッチング電源回路３の電圧源が、ＰＦＣ出力端子Ｐ３から作成された回路構成では、別に１次２次絶縁スタンバイ電源回路７が不要で、コストダウンになる。但しリレー回路８は１次回路扱いとなる。
整流平滑回路６とスタンバイ電源回路７を削除した回路構成を図６に示す。

また、一般に映像機器では電源ＯＮ/ＯＦF表示装置として、ＬＥＤ点灯装置はユーザー側のニーズとして必須である。そして電源ＯＮ時にはＰＦＣ出力端子間容量Ｃ２は大容量のため過大なインラッシュ電流が入力され、外部ブレーカー開放や回路１の整流ダイオード破壊、フューズ切れ等の問題が発生するのを回避する為に、ＡＣラインにインラッシュ電流防止抵抗Ｒ１を設けている。電力が大きい場合はこのインラッシュ電流防止抵抗Ｒ１での消費電力が問題になり、並列にリレー回路８を設け、定常時は短絡、電源ＯＮ時の過渡時のみ開放させる回路を設けている。

ところがＰＦＣ出力端子間容量Ｃ２は大容量のため、電源ＯＦＦしたにも拘わらず、図６では低電圧源作成ＤＣ/ＤＣコンバータ５に接続された制御回路を有する後段のスイッチング電源回路３の出力電圧は直ちに下降せず、そのために回路４ａのＬＥＤが長い間消灯しない不具合が生じる。回路４ａの実施例を図４ａに示す。直流電圧源Ｖｃｃと抵抗Ｒ１０とＬＥＤからなる閉回路である。

またリレー回路８の電源も同様にＰＦＣ出力端子Ｐ２から作成された回路構成では、素早い電源ＯＮ/ＯＦＦ動作に対しては追随出来ずにインラッシュ防止抵抗を常に短絡し続けインラッシュ防止機能が働かなくなってしまう。その為に従来から素早い電源ＯＮ/ＯＦＦにも追随出来るように、出力容量が小さく、放電時定数が小さく出来るスタンバイ電源回路７を別に設ける回路構成が一般的である。

特開２００１−０４５７５５号公報

基板占有面積縮小化とコストダウンの為には、スタンバイ電源回路７及びそのための整流平滑回路６に変わるコスト的にも安く済む何らかの方法で代替することである。しかし小容量のスタンバイ電源回路７は素早いＡＣ電源ＯＮ/ＯＦＦに追随出来るためＬＥＤ点灯回路のＬＥＤ点滅や、リレーＯＮ/ＯＦＦが追随可能であったのに対し、小容量のスタンバイ電源回路７を削除した場合、重負荷の電源でスタンバイ電源も兼ねた場合、ＰＦＣ出力電圧ＶＰが高電圧で、大容量コンデンサーＣ２が付加されているため、放電時定数が長く素早い電源ＯＮ/ＯＦＦに追随出来ない。その結果、電源ＯＦＦしたにも拘わらず、長時間ＬＥＤが点灯したままになったり、リレーが開放せず、短絡しっぱなしで、次の電源ＯＮ時に過大インラッシュ電流が入力され、外部ブレーカー開放や整流ダイオード破壊、フューズ切れ等の問題が発生する。

本発明は、前記課題を解決するためになされたものであり、高調波ノイズ規制、力率改善を遵守することができ、別に１次２次絶縁スタンバイ電源回路を使わずに定常重負荷電源が軽負荷のスタンバイ電源も兼ねることができる低コスト、占有面積縮小が実現できる電源回路を提供することを目的とする。

本発明は、上記課題を解決するために、以下１）〜３）に記載の手段よりなる。
すなわち、
１）交流電源から、インラッシュ電流防止用抵抗とリレー回路の並列回路を介して、交流電圧を整流する整流回路に並列接続した第１のチョークコイルと第１のスイッチ素子からなる第１の直列回路と、前記第１のスイッチ素子に並列接続した第１の整流ダイオードと第１の平滑コンデンサとよりなる第２の直列回路と、前記第１のチョークコイルに流れる電流の位相を、前記交流電圧を整流した脈流電圧の位相と同期させ、前記第１のチョークコイルに流れる電流の波形を、前記交流電圧波形と相似の略正弦波状になるように力率補正すると共に、少なくとも前記第２の直列回路の第１の平滑コンデンサ端子間電圧の直流出力電圧（ＰＦＣ出力電圧Ｖｐ）が一定となるように、前記脈流電圧とＰＦＣ出力電圧Ｖｐを用いて、前記第１のスイッチ素子をオン・オフ制御させる制御回路から構成されてなる昇圧型チョッパー方式の力率補正回路を前段に、該ＰＦＣ出力端子に、後段の少なくとも出力回路のスイッチ素子をオン・オフ制御させる制御回路、増幅回路、出力回路からなる１次２次絶縁スイッチング電源回路、前記交流電圧が印加されたことを知らせる２次側ＬＥＤ点灯回路を有する２次側負荷回路、そして前記リレー回路と前記ＰＦＣ回路そして前記後段の１次２次絶縁スイッチング電源回路の電圧源が、前記ＰＦＣ出力端子から作成されるよう少なくとも回路構成されてなる電源回路において、前記交流電源から第1の交流電圧検出回路と、該検出回路出力を利用して前記リレー回路を制御し、前記交流電源から第２の１次２次絶縁交流電圧検出回路と、該検出回路出力を利用して前記２次側ＬＥＤ点灯回路を開放短絡させるスイッチ回路を設け、別に１次２次絶縁スタンバイ電源回路を設けない定常時重負荷とスタンバイ時軽負荷を兼ねる回路構成を実現できることを特徴と為す電源回路。
２）前記第1の交流電圧検出回路と前記リレー回路は１次２次絶縁回路と為し、前記リレー回路の電圧源を1次２次絶縁スイッチング電源回路の出力から供給させ、前記リレー回路を少なくとも開放短絡させるスイッチ回路からなる制御回路を２次回路構成とする１）記載の電源回路。
３）前記第1の交流電圧検出回路、第２の１次２次絶縁交流電圧検出回路はフォトカップラーを使用してなることを特徴とする１）記載の電源回路。

本発明の電源回路は、高調波ノイズ規制、力率改善を遵守することができ、しかも、一般的にリモコンで電源をＯＮ/ＯＦＦさせる場合、スタンバイ電源からマイコン制御のＯＮ/ＯＦＦ信号を発生させるのは周知のことであり、定常時重負荷電源とスタンバイ時軽負荷電源を兼ねているため、負荷短絡試験ではマイコン制御のＯＮ/ＯＦＦ信号の発生がなくなり、スイッチ素子をＯＮ/ＯＦＦさせるパルス発生器を含有する制御回路が瞬時にＯＦＦ状態になり、スイッチングモードから単なる交流入力電源の整流平滑モードの軽負荷安定モードに移行し、特別な保護回路等を設ける必要がなく瞬時に安全、安定状態に移行される。そしてスタンバイ電源回路を別に設ける必要がない為、低コスト、占有面積縮小化が実現出来るという極めて優れた効果がある。

以下、本発明の電源回路について、添付図面を参照して説明する。図１は本発明の電源回路の1実施例を示す回路ブロック図である。
交流電源端子Ｐ１、インラッシュ防止抵抗Ｒ１とリレー回路８との並列回路、整流平滑回路１、高調波規制対応の昇圧型チョッパー方式の力率補正回路２（以後ＰＦＣ回路と称する）、ＰＦＣ回路２の出力端子から該制御回路と後段の１次２次絶縁ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３の低電圧源を作成するＤＣ/ＤＣコンバータ回路５、後段の１次２次絶縁ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３そしてスイッチ回路を有するＬＥＤ点灯回路４ｂを有する負荷４に接続され、１次２次絶縁ＡＣ電圧検出回路９を設け、ＰＦＣ回路２と後段のスイッチング電源回路３の制御回路及びリレー回路８への低電圧源５は従来通りで、１次２次絶縁ＡＣ電圧検出回路９の出力を認識するスイッチ回路１０を新たに設け、リレー回路８を開放短絡する回路構成とする。

回路９の具体的回路例を図２に示す。ＡＣライン間に抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１、そして第1のフォトカップラーＰＣ１の入力ダイオード、第２のフォトカップラーＰＣ２の入力ダイオードとの直列回路、ＰＣ１の出力トランジスタに抵抗Ｒ３を介して低電圧源ＤＣ/ＤＣコンバータ５が接続され、ＰＣ１の出力トランジスタの出力の有無を検出して、スイッチ回路１０を開放、短絡させ、その結果低電圧源ＤＣ/ＤＣコンバータ５とリレー回路８の制御回路とを開放短絡させている。ＰＣ１の出力トランジスタを１次回路の低電圧源ＤＣ/ＤＣコンバータ５に接続させているのでスイッチ回路１０、リレー回路８は１次回路扱いである。
第２のフォトカップラーＰＣ２の出力トランジスタは、抵抗Ｒ２０を介してスイッチング電源回路３の出力に接続されてその出力はＬＥＤ点灯回路４ｂを制御する。
１次２次の境界線を太線鎖線で示す。

この回路構成によりＰＦＣ回路２の高電圧、出力大容量コンデンサＣ２が作る大きい放電時定数とは無関係に、フォトカップラーＰＣ１とＰＣ２からなる検出回路９は電源ＯＮ/ＯＦＦに素早く応答できるので、リレー回路とＬＥＤ点灯回路は従来の小容量スタンバイ電源回路７で駆動されていた時と同様に電源ＯＮ/ＯＦＦに素早く応答できる。
ＬＥＤ点灯回路４ａの具体的回路例を図４(ａ)に示す。直流電圧源ＶＣＣ、抵抗Ｒ１０、ＬＥＤとの閉回路で表わされ、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３の出力電圧が直流電圧源ＶＣＣに相当する。
ＬＥＤ点灯回路４ｂを図４（ｂ）に示す。従来の回路４ａの閉回路にスイッチ素子トランジスタＱ３を追加してあり、それをＡＣ検出回路９の出力の有無で制御している。
スイッチ回路１０の具体的回路例を図３に示す。低電圧源ＤＣ/ＤＣコンバータ回路５の出力をＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタで受け、出力はＱ１のコレクタ、Ｑ１のベースは抵抗Ｒ５を介してエミッタ接地のＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタに接続されている。Ｒ４、Ｒ７はバイアス抵抗でトランジスタＱ２のベースに抵抗Ｒ６を介してＡＣ電圧検出回路９の出力が接続され、ＡＣ検出電圧の有無によりＱ２、Ｑ１がＯＮ/ＯＦＦする。

次に、図８は本発明の電源回路の第２の実施例を示す。
図１の第１の実施例と異なる点は、1次２次絶縁ＡＣ電圧検出回路９の中のフォトカップラーＰＣ１の出力トランジスタが２次回路のＤＣ/ＤＣコンバータ回路３の出力電圧から抵抗Ｒ３を介して接続され、スイッチ回路１０を介してリレー回路８を制御させている点である。この時はスイッチ回路１０、抵抗Ｒ３は２次回路、リレー回路８は１次２次絶縁リレー回路である。同様に１次２次の境界線を太線鎖線で示す。

こうする事によりＰＦＣ回路２の高電圧、出力大容量コンデンサＣ２が作る大きい放電時定数により後段の１次２次絶縁ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３の出力電圧も影響を受け、電源ＯＮ/ＯＦＦに素早く応答できないところを、リレー回路８とＬＥＤ点灯回路４ｂは１次２次絶縁ＡＣ検出回路９の応答に即して素早く応答できる。
リレー回路８、１次２次絶縁ＡＣ電圧検出回路を１次２次絶縁、非絶縁のどちらで使うかはケースバイケースで決めればよい。

本発明を示す第１の回路ブロック図である。 図１の回路ブロック９の一実施例を示す回路図である。 回路ブロック１０の一実施例を示す回路図である。 (ａ)負荷回路４の中の従来のＬＥＤ負荷回路の一実施例を示す回路図である。 (ｂ)負荷回路４の中の本発明が要求するＬＥＤ負荷回路の一実施例を示す回路図である。 従来の回路ブロック図である。 従来の回路ブロック図から、単純にスタンバイ電源ブロック図６、７を削除した回路ブロック図である。 ブロック図２の一実施例を示す回路図である。 図１の回路ブロック９の別の一実施例を示す回路図である。

符号の説明

１，６ 整流平滑回路
２ 力率補正昇圧チョッパー回路（ＰＦＣ回路）
３ 1次２次絶縁ＤＣ/ＤＣコンバータ（１次２次絶縁スイッチング電源回路）
４ 負荷回路
４ａ 従来のＬＥＤ負荷回路
４ｂ 本発明が要求するＬＥＤ負荷回路
５ ＤＣ/ＤＣコンバータ
７ 1次２次絶縁スタンバイ電源回路
８ リレー制御回路
９ １次２次絶縁交流（ＡＣ）電源電圧検出回路
１０ スイッチ回路
１１ 力率補正昇圧チョッパー回路（ＰＦＣ回路）２の制御回路
Ｐ１ 入力ＡＣ電源電圧端子
Ｐ２ 整流平滑回路１の出力端子（ＰＦＣ回路２の入力端子）
Ｐ３ ＰＦＣ回路２の整流出力端子
Ｐ４ ＰＦＣ回路２の出力スイッチング部端子
Ｒ１〜Ｒ７，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ２０，Ｒ２１ 抵抗
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサー
Ｄ１ ダイオード
ＰＣ１，ＰＣ２ フォトカップラー
Ｌ１ チョークコイル
ＳＷ１ スイッチ素子
ＬＥＤ 液晶発光ダイオード
Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ
ＶＣＣ 直流（ＤＣ）電圧源

Claims (3)

1. 交流電源から、インラッシュ電流防止用抵抗とリレー回路の並列回路を介して、交流電圧を整流する整流回路に並列接続した第１のチョークコイルと第１のスイッチ素子からなる第１の直列回路と、前記第１のスイッチ素子に並列接続した第１の整流ダイオードと第１の平滑コンデンサとよりなる第２の直列回路と、前記第１のチョークコイルに流れる電流の位相を、前記交流電圧を整流した脈流電圧の位相と同期させ、前記第１のチョークコイルに流れる電流の波形を、前記交流電圧波形と相似の略正弦波状になるように力率補正すると共に、少なくとも前記第２の直列回路の第１の平滑コンデンサ端子間電圧の直流出力電圧（ＰＦＣ出力電圧Ｖｐ）が一定となるように、前記脈流電圧とＰＦＣ出力電圧Ｖｐを用いて、前記第１のスイッチ素子をオン・オフ制御させる制御回路から構成されてなる昇圧型チョッパー方式の力率補正回路を前段に、該ＰＦＣ出力端子に、後段の少なくとも出力回路のスイッチ素子をオン・オフ制御させる制御回路、増幅回路、出力回路からなる１次２次絶縁スイッチング電源回路、前記交流電圧が印加されたことを知らせる２次側ＬＥＤ点灯回路を有する２次側負荷回路、そして前記リレー回路と前記ＰＦＣ回路そして前記後段の１次２次絶縁スイッチング電源回路の電圧源が、前記ＰＦＣ出力端子から作成されるよう少なくとも回路構成されてなる電源回路において、
   前記交流電源から第1の交流電圧検出回路と、該検出回路出力を利用して前記リレー回路を制御し、前記交流電源から第２の１次２次絶縁交流電圧検出回路と、該検出回路出力を利用して前記２次側ＬＥＤ点灯回路を開放短絡させるスイッチ回路を設け、別に１次２次絶縁スタンバイ電源回路を設けない定常時重負荷とスタンバイ時軽負荷を兼ねる回路構成を実現できることを特徴と為す電源回路。
2. 前記第1の交流電圧検出回路と前記リレー回路は１次２次絶縁回路と為し、前記リレー回路の電圧源を1次２次絶縁スイッチング電源回路の出力から供給させ、前記リレー回路を少なくとも開放短絡させるスイッチ回路からなる制御回路を２次回路構成とする請求項１記載の電源回路。
3. 前記第1の交流電圧検出回路、第２の１次２次絶縁交流電圧検出回路はフォトカップラーを使用してなることを特徴とする請求項１記載の電源回路。

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