JP2002218760A - Ｐｆｃコンバータの制御装置 - Google Patents
Ｐｆｃコンバータの制御装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来、力率改善（ＰＦＣ）制御時のコンバー
タ出力は、電源電圧変動に対応したＰＦＣの制御維持の
ため入力電源電圧の最大値に対して余裕を持って高く設
定した一定値に制御していたが、入力電源電圧の変動が
大きくその最大値がＰＦＣの出力電圧指令を超えたと
き、力率改善動作が停止する可能性があるなどの課題を
有していた。 【解決手段】 入力電源電圧を常時検出することによ
り、ＰＦＣの出力電圧指令をＰＦＣが動作する最低電圧
（入力電源電圧の最大値）より常に高くなるように制御
する。このように制御することによって、広範囲の入力
電源電圧の変動に対処して力率改善動作が可能で、さら
にＰＦＣの出力電圧指令を不必要に高くする必要がない
ので損失が少ないＰＦＣの制御が可能となる。
タ出力は、電源電圧変動に対応したＰＦＣの制御維持の
ため入力電源電圧の最大値に対して余裕を持って高く設
定した一定値に制御していたが、入力電源電圧の変動が
大きくその最大値がＰＦＣの出力電圧指令を超えたと
き、力率改善動作が停止する可能性があるなどの課題を
有していた。 【解決手段】 入力電源電圧を常時検出することによ
り、ＰＦＣの出力電圧指令をＰＦＣが動作する最低電圧
（入力電源電圧の最大値）より常に高くなるように制御
する。このように制御することによって、広範囲の入力
電源電圧の変動に対処して力率改善動作が可能で、さら
にＰＦＣの出力電圧指令を不必要に高くする必要がない
ので損失が少ないＰＦＣの制御が可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善（ＰＦ
Ｃ）コンバータの制御装置に関するものである。
Ｃ）コンバータの制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は、従来のＰＦＣコンバータの制御
回路図例である。図６において、１は交流電源、２はダ
イオードブリッジ、３はリアクタ、４はスイッチング素
子、５はスイッチング素子４の制御部、６はダイオー
ド、７は平滑コンデンサ、８は負荷回路、９はスイッチ
ング素子制御部５に入力する出力電圧指令１０の算出
部、１０はスイッチング素子制御部５に入力する出力直
流電圧指令である。このようなＰＦＣコンバータ制御回
路の例は、特開昭５３−５７５５号広報に開示されてい
る。
回路図例である。図６において、１は交流電源、２はダ
イオードブリッジ、３はリアクタ、４はスイッチング素
子、５はスイッチング素子４の制御部、６はダイオー
ド、７は平滑コンデンサ、８は負荷回路、９はスイッチ
ング素子制御部５に入力する出力電圧指令１０の算出
部、１０はスイッチング素子制御部５に入力する出力直
流電圧指令である。このようなＰＦＣコンバータ制御回
路の例は、特開昭５３−５７５５号広報に開示されてい
る。
【０００３】図７（ａ）に、力率改善動作をしない場合
（図６のスイッチング素子４がスイッチング動作を行わ
ない場合）の交流電源１の電圧、ダイオードブリッジ２
の出力電圧、平滑コンデンサ７の両端の電圧および交流
電源１の電流の波形例を示す。入力電源電圧が平滑コン
デンサ７の両端の電圧より高い場合には平滑コンデンサ
７を充電する充電電流が流れ、入力電源電圧が平滑コン
デンサ７の両端の電圧より低い場合には充電電流が流れ
ないため、交流電源１の電流は、同図（ａ）に示したよ
うな電流となる。
（図６のスイッチング素子４がスイッチング動作を行わ
ない場合）の交流電源１の電圧、ダイオードブリッジ２
の出力電圧、平滑コンデンサ７の両端の電圧および交流
電源１の電流の波形例を示す。入力電源電圧が平滑コン
デンサ７の両端の電圧より高い場合には平滑コンデンサ
７を充電する充電電流が流れ、入力電源電圧が平滑コン
デンサ７の両端の電圧より低い場合には充電電流が流れ
ないため、交流電源１の電流は、同図（ａ）に示したよ
うな電流となる。
【０００４】一方、力率改善動作をする場合、スイッチ
ング素子４がスイッチング動作をすることにより、ダイ
オードブリッジの入力電流は同図（ｂ）に示すように正
弦波に近い電流となる。ここで、力率改善動作の詳細に
ついて述べる。
ング素子４がスイッチング動作をすることにより、ダイ
オードブリッジの入力電流は同図（ｂ）に示すように正
弦波に近い電流となる。ここで、力率改善動作の詳細に
ついて述べる。
【０００５】ＰＦＣは、入力電源電圧が平滑コンデンサ
７の両端の電圧（以下ＰＦＣの出力電圧と呼ぶ）より低
い場合は、スイッチング素子のオン時間を長くしてリア
クタ３に電流を流し、入力電源電圧がＰＦＣの出力電圧
より高い場合は、スイッチング素子４のオン時間を短く
してリアクタ３に電流が流れないようにして、入力電流
の波形を正弦波に近づける動作を行う。
７の両端の電圧（以下ＰＦＣの出力電圧と呼ぶ）より低
い場合は、スイッチング素子のオン時間を長くしてリア
クタ３に電流を流し、入力電源電圧がＰＦＣの出力電圧
より高い場合は、スイッチング素子４のオン時間を短く
してリアクタ３に電流が流れないようにして、入力電流
の波形を正弦波に近づける動作を行う。
【０００６】ＰＦＣは、このようにリアクタ３に電流を
積極的に流すことによって力率改善動作を行うが、同時
にリアクタ３に蓄えたエネルギーをダイオード６を介し
て放出することにより、昇圧動作も行う。この昇圧の
量、すなわちＰＦＣの出力電圧はスイッチング素子４の
デューティを制御するスイッチング素子制御部５への指
令１０によって決定されるため、ＰＦＣの出力電圧は指
令１０によって決まる。しかし、電圧指令１０がＰＦＣ
の入力電圧より低いか同じ場合、スイッチング素子４は
動作しないため、力率を改善することができない。従っ
て、常にＰＦＣの制御を行うためには、電圧指令１０が
ＰＦＣの入力電圧より常に大きくなければならない。
積極的に流すことによって力率改善動作を行うが、同時
にリアクタ３に蓄えたエネルギーをダイオード６を介し
て放出することにより、昇圧動作も行う。この昇圧の
量、すなわちＰＦＣの出力電圧はスイッチング素子４の
デューティを制御するスイッチング素子制御部５への指
令１０によって決定されるため、ＰＦＣの出力電圧は指
令１０によって決まる。しかし、電圧指令１０がＰＦＣ
の入力電圧より低いか同じ場合、スイッチング素子４は
動作しないため、力率を改善することができない。従っ
て、常にＰＦＣの制御を行うためには、電圧指令１０が
ＰＦＣの入力電圧より常に大きくなければならない。
【０００７】ここで、従来のエアコン用圧縮機等のモー
タを制御する際に用いられるＰＦＣの制御例について紹
介する。特開昭６３−２２４６９８広報に開示され周知
となっているように、一般にＰＦＣを用いたエアコン用
圧縮機等のモータを制御するにあたり、効率が有利にな
ることから、中・低速域ではＰＷＭ（パルス幅変調）制
御、高速域ではＰＡＭ（パルス振幅変調）制御が用いら
れている。
タを制御する際に用いられるＰＦＣの制御例について紹
介する。特開昭６３−２２４６９８広報に開示され周知
となっているように、一般にＰＦＣを用いたエアコン用
圧縮機等のモータを制御するにあたり、効率が有利にな
ることから、中・低速域ではＰＷＭ（パルス幅変調）制
御、高速域ではＰＡＭ（パルス振幅変調）制御が用いら
れている。
【０００８】図８は、上記ＰＦＣ回路を用いてモータを
制御する場合のモータの回転数とインバータ部の入力電
圧（コンバータ部の出力電圧）との関係を示す。モータ
の回転数はモータの負荷と印加電圧によって決まる。従
って、ある回転数以下で運転しようとした場合、ＰＦＣ
は降圧動作をさせることができないため、インバータ部
でＰＷＭ制御を行ってモータの平均印加電圧を制御して
いる。一方、ある回転数以上の場合は、ＰＦＣの昇圧動
作を利用し、モータの印加電圧をＰＦＣの出力電圧で制
御してモータの回転速度を制御している。インバータ部
でＰＷＭ制御を行っているときにＰＦＣの動作を停止し
ていると、力率の改善動作が行われない。従って、ＰＷ
Ｍ制御時も力率の改善動作を行うためにＰＦＣを動作さ
せ、ＰＦＣの出力電圧を昇圧させる必要がある。
制御する場合のモータの回転数とインバータ部の入力電
圧（コンバータ部の出力電圧）との関係を示す。モータ
の回転数はモータの負荷と印加電圧によって決まる。従
って、ある回転数以下で運転しようとした場合、ＰＦＣ
は降圧動作をさせることができないため、インバータ部
でＰＷＭ制御を行ってモータの平均印加電圧を制御して
いる。一方、ある回転数以上の場合は、ＰＦＣの昇圧動
作を利用し、モータの印加電圧をＰＦＣの出力電圧で制
御してモータの回転速度を制御している。インバータ部
でＰＷＭ制御を行っているときにＰＦＣの動作を停止し
ていると、力率の改善動作が行われない。従って、ＰＷ
Ｍ制御時も力率の改善動作を行うためにＰＦＣを動作さ
せ、ＰＦＣの出力電圧を昇圧させる必要がある。
【０００９】ＰＦＣが力率改善動作を行うためには、前
述のようにＰＦＣの出力電圧が入力電源電圧の最大値よ
り常に大きくなければならない。従って、ＰＷＭ制御時
に一定のＰＦＣの出力電圧指令１０を設定する場合、指
令１０は入力電源電圧が変動しても常に入力電源電圧の
最大値より大きいように設定する必要がある。
述のようにＰＦＣの出力電圧が入力電源電圧の最大値よ
り常に大きくなければならない。従って、ＰＷＭ制御時
に一定のＰＦＣの出力電圧指令１０を設定する場合、指
令１０は入力電源電圧が変動しても常に入力電源電圧の
最大値より大きいように設定する必要がある。
【００１０】このことから、従来は、ＰＷＭ制御時のＰ
ＦＣの出力電圧指令を入力電源電圧の最大値に対して余
裕を持たせた高い値に設定し、これを力率改善維持のた
めの電源電圧変動対策としていた。図９に、従来のＰＷ
Ｍ制御時における入力電源電圧値とコンバータ出力指令
値との関係を示す。
ＦＣの出力電圧指令を入力電源電圧の最大値に対して余
裕を持たせた高い値に設定し、これを力率改善維持のた
めの電源電圧変動対策としていた。図９に、従来のＰＷ
Ｍ制御時における入力電源電圧値とコンバータ出力指令
値との関係を示す。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のＰＷＭ制御時のコンバータ出力指令を入力電源電圧
に対して余裕を持たせた高い値に設定する制御方式に
は、以下に述べる３点の課題があった。一点目は、入力
電源電圧の変動が大きく、その最大値がコンバータ出力
指令を超える可能性があり、その場合、力率改善動作が
停止することである。各国の電源事情を考えたとき、出
力指令に余裕を取っても、入力電源電圧の変動により力
率改善動作が停止する可能性が考えられる。
来のＰＷＭ制御時のコンバータ出力指令を入力電源電圧
に対して余裕を持たせた高い値に設定する制御方式に
は、以下に述べる３点の課題があった。一点目は、入力
電源電圧の変動が大きく、その最大値がコンバータ出力
指令を超える可能性があり、その場合、力率改善動作が
停止することである。各国の電源事情を考えたとき、出
力指令に余裕を取っても、入力電源電圧の変動により力
率改善動作が停止する可能性が考えられる。
【００１２】二点目は、モータ制御のＰＷＭ領域におい
て、ＰＦＣの出力電圧指令が高いほど、コンバータ回路
での昇圧による損失や、インバータ部のスイッチング損
失が大きくなることである。
て、ＰＦＣの出力電圧指令が高いほど、コンバータ回路
での昇圧による損失や、インバータ部のスイッチング損
失が大きくなることである。
【００１３】三点目は、ＰＷＭ／ＰＡＭ制御移行速度が
高くなることである。ＰＡＭ制御の方がインバータ部の
スイッチング損失やモータの鉄損が小さいため、ＰＡＭ
制御への移行速度を下げた方が効率面で有利である。し
かしながら、従来例のようにＰＷＭ制御時のＰＦＣの出
力電圧を高く設定すると、ＰＷＭ／ＰＡＭ制御移行速度
が高くなり、インバータ部とモータの効率が低下する。
高くなることである。ＰＡＭ制御の方がインバータ部の
スイッチング損失やモータの鉄損が小さいため、ＰＡＭ
制御への移行速度を下げた方が効率面で有利である。し
かしながら、従来例のようにＰＷＭ制御時のＰＦＣの出
力電圧を高く設定すると、ＰＷＭ／ＰＡＭ制御移行速度
が高くなり、インバータ部とモータの効率が低下する。
【００１４】本発明は以上の三点の従来の課題を解決す
るものであり、広範囲の入力電源電圧の変動に関わらず
力率改善動作が可能で、ＰＷＭ制御時のＰＦＣの出力電
圧指令を不必要に高くする必要がなく、さらにＰＡＭ制
御への移行速度をなるべく下げることが可能であるＰＦ
Ｃの出力電圧指令の設定法を提供することを目的とす
る。
るものであり、広範囲の入力電源電圧の変動に関わらず
力率改善動作が可能で、ＰＷＭ制御時のＰＦＣの出力電
圧指令を不必要に高くする必要がなく、さらにＰＡＭ制
御への移行速度をなるべく下げることが可能であるＰＦ
Ｃの出力電圧指令の設定法を提供することを目的とす
る。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明は、入力電源電圧を検出することにより、ＰＦ
Ｃの出力電圧指令を入力電源電圧の最大値（ＰＦＣが動
作する最低出力電圧）より常に高くなるように制御する
ものである。
に本発明は、入力電源電圧を検出することにより、ＰＦ
Ｃの出力電圧指令を入力電源電圧の最大値（ＰＦＣが動
作する最低出力電圧）より常に高くなるように制御する
ものである。
【００１６】上記入力電源電圧を検出することによっ
て、広範囲の入力電源電圧の変動に関わらず常に力率改
善動作が可能となり、さらにＰＷＭ制御時のＰＦＣの出
力電圧指令を不必要に高くする必要がないことと、ＰＡ
Ｍ制御移行速度を常に最小にすることができることよ
り、損失の少ないＰＦＣの制御が可能となる。
て、広範囲の入力電源電圧の変動に関わらず常に力率改
善動作が可能となり、さらにＰＷＭ制御時のＰＦＣの出
力電圧指令を不必要に高くする必要がないことと、ＰＡ
Ｍ制御移行速度を常に最小にすることができることよ
り、損失の少ないＰＦＣの制御が可能となる。
【００１７】
【発明の実施の形態】請求項１に記載の発明は、ＰＦＣ
コンバータ回路において、入力電源電圧を検出すること
により、ＰＦＣの出力電圧指令を入力電源電圧の最大値
（ＰＦＣが動作する最低出力電圧）より常に高くなるよ
うに制御するものである。このように制御することによ
り、広範囲の電源電圧変動に応じて力率改善動作が可能
で、さらにＰＷＭ制御時のＰＦＣの出力電圧指令を不必
要に高くする必要がないことと、ＰＡＭ制御移行速度を
常に最小にすることがでることより、損失の少ないＰＦ
Ｃの制御が可能となる。
コンバータ回路において、入力電源電圧を検出すること
により、ＰＦＣの出力電圧指令を入力電源電圧の最大値
（ＰＦＣが動作する最低出力電圧）より常に高くなるよ
うに制御するものである。このように制御することによ
り、広範囲の電源電圧変動に応じて力率改善動作が可能
で、さらにＰＷＭ制御時のＰＦＣの出力電圧指令を不必
要に高くする必要がないことと、ＰＡＭ制御移行速度を
常に最小にすることがでることより、損失の少ないＰＦ
Ｃの制御が可能となる。
【００１８】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において、検出する入力電源電圧として入力交流
電源の片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差を用い、電
源電圧値として同電位差の最大値を検出するものであ
る。そして、この方法を用いることにより、入力電源電
圧の変動を直接検出することができる。
の発明において、検出する入力電源電圧として入力交流
電源の片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差を用い、電
源電圧値として同電位差の最大値を検出するものであ
る。そして、この方法を用いることにより、入力電源電
圧の変動を直接検出することができる。
【００１９】請求項３に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において、検出する入力電源電圧として入力交流
電源の片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差を用い、電
源電圧値として同電位差の高周波成分を除去した電圧の
最大値を検出するものである。高周波成分を除去するこ
とにより、制御装置に用いるＣＰＵにおいて、最大電圧
を求めるための処理が少ない検出方法を提供することが
できる。
の発明において、検出する入力電源電圧として入力交流
電源の片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差を用い、電
源電圧値として同電位差の高周波成分を除去した電圧の
最大値を検出するものである。高周波成分を除去するこ
とにより、制御装置に用いるＣＰＵにおいて、最大電圧
を求めるための処理が少ない検出方法を提供することが
できる。
【００２０】請求項４に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において、検出する入力電源電圧としてダイオー
ドブリッジによる整流直後の電圧を用い、電源電圧値と
して同電圧の最大値を検出するものである。この方法を
用いることにより、請求項２に記載の発明と比較して倍
の周期で入力電源電圧の変動を検出することが可能であ
る。
の発明において、検出する入力電源電圧としてダイオー
ドブリッジによる整流直後の電圧を用い、電源電圧値と
して同電圧の最大値を検出するものである。この方法を
用いることにより、請求項２に記載の発明と比較して倍
の周期で入力電源電圧の変動を検出することが可能であ
る。
【００２１】請求項５に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において、検出する入力電源電圧としてダイオー
ドブリッジによる整流直後の電圧を用い、電源電圧値と
して同電圧の高周波成分を除去した電圧の最大値を検出
するものである。この方法を用いることにより、請求項
３に記載の発明と比較すると倍の周期で入力電源電圧の
変動を検出することが可能である。
の発明において、検出する入力電源電圧としてダイオー
ドブリッジによる整流直後の電圧を用い、電源電圧値と
して同電圧の高周波成分を除去した電圧の最大値を検出
するものである。この方法を用いることにより、請求項
３に記載の発明と比較すると倍の周期で入力電源電圧の
変動を検出することが可能である。
【００２２】請求項６に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において、検出する入力電源電圧としてダイオー
ドブリッジによる整流直後の電圧を用い、電源電圧値と
して同電圧を平滑して周波数成分を除去した電圧を検出
するものである。この方法を用いることにより、制御装
置に用いるＣＰＵにおいて、請求項２から５に記載の発
明と比較すると、最も処理の少ない電源電圧検出方法を
提供することが可能である。
の発明において、検出する入力電源電圧としてダイオー
ドブリッジによる整流直後の電圧を用い、電源電圧値と
して同電圧を平滑して周波数成分を除去した電圧を検出
するものである。この方法を用いることにより、制御装
置に用いるＣＰＵにおいて、請求項２から５に記載の発
明と比較すると、最も処理の少ない電源電圧検出方法を
提供することが可能である。
【００２３】
【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。
説明する。
【００２４】（実施例１）図１に実施例１における入力
電源電圧検出値とＰＦＣの出力電圧指令の関係を示す。
従来例で示した図９と異なり、実施例１では、同図１の
ように入力電源電圧の変動に応じてＰＦＣの出力電圧を
変化させる。
電源電圧検出値とＰＦＣの出力電圧指令の関係を示す。
従来例で示した図９と異なり、実施例１では、同図１の
ように入力電源電圧の変動に応じてＰＦＣの出力電圧を
変化させる。
【００２５】例えばＰＦＣの出力電圧が、入力電源電圧
の最大値と比較して、常に１０Ｖ高い値に設定する。こ
のＰＦＣの出力電圧は、力率改善動作を行うためには常
に入力電源電圧の最大値より大きい必要がある。入力電
源電圧の最大値とＰＦＣの出力電圧の差が大きいほど、
力率が良いというメリットがあるが、昇圧に伴う損失や
スイッチング損失か増え、さらにＰＡＭ制御への移行速
度が高くなるというデメリットがあるため、用途に応じ
て適当な値に設定する。
の最大値と比較して、常に１０Ｖ高い値に設定する。こ
のＰＦＣの出力電圧は、力率改善動作を行うためには常
に入力電源電圧の最大値より大きい必要がある。入力電
源電圧の最大値とＰＦＣの出力電圧の差が大きいほど、
力率が良いというメリットがあるが、昇圧に伴う損失や
スイッチング損失か増え、さらにＰＡＭ制御への移行速
度が高くなるというデメリットがあるため、用途に応じ
て適当な値に設定する。
【００２６】上記制御方法を用いることにより、広範囲
の入力電源電圧の変動に応じて力率改善動作が可能で、
さらにＰＷＭ制御時のＰＦＣの出力電圧指令を不必要に
高くする必要がないことと、ＰＡＭ制御移行速度を常に
最小にすることができることより、損失の少ないＰＦＣ
の制御が可能となる。
の入力電源電圧の変動に応じて力率改善動作が可能で、
さらにＰＷＭ制御時のＰＦＣの出力電圧指令を不必要に
高くする必要がないことと、ＰＡＭ制御移行速度を常に
最小にすることができることより、損失の少ないＰＦＣ
の制御が可能となる。
【００２７】（実施例２）図２は、実施例２における入
力電源電圧検出の構成を示した図である。同図２におい
て、１１は交流電圧検出部、１２は交流電圧検出値であ
る。また、図４に、実施例２における入力電源電圧検出
をあらわすフローチャートを示す。
力電源電圧検出の構成を示した図である。同図２におい
て、１１は交流電圧検出部、１２は交流電圧検出値であ
る。また、図４に、実施例２における入力電源電圧検出
をあらわすフローチャートを示す。
【００２８】実施例２では、図２に示すように、入力交
流電源の片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差を用い、
図４のように、同電位差の最大値を交流電源の１周期毎
に検出するものである。この方法を用いることにより、
入力電源電圧の変動を直接検出することによって実施例
１の制御を実現することができる。
流電源の片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差を用い、
図４のように、同電位差の最大値を交流電源の１周期毎
に検出するものである。この方法を用いることにより、
入力電源電圧の変動を直接検出することによって実施例
１の制御を実現することができる。
【００２９】（実施例３）実施例３は、図２の入力電源
電圧検出部を用い、図５（ｃ）と図４に示す電圧検出方
法を用いる例である。図５（ａ）は、ダイオードブリッ
ジ出力電圧波形であり、（ｂ）はその拡大図で、スイッ
チング素子４の力率改善動作によるキャリア周波数成分
が重畳されている。そして同図５（ｃ）は、ダイオード
ブリッジ出力電圧からフィルタ回路によってキャリア周
波数成分（数ｋ〜数十ｋＨｚ）を除去した波形である。
電圧検出部を用い、図５（ｃ）と図４に示す電圧検出方
法を用いる例である。図５（ａ）は、ダイオードブリッ
ジ出力電圧波形であり、（ｂ）はその拡大図で、スイッ
チング素子４の力率改善動作によるキャリア周波数成分
が重畳されている。そして同図５（ｃ）は、ダイオード
ブリッジ出力電圧からフィルタ回路によってキャリア周
波数成分（数ｋ〜数十ｋＨｚ）を除去した波形である。
【００３０】実施例３は、実施例２と同じ部分の電圧変
動を検出するため、図５（ｃ）に示す波形のように同電
圧の高周波成分を除去した電圧から、図４に示す方法で
最大値を検出するものである。
動を検出するため、図５（ｃ）に示す波形のように同電
圧の高周波成分を除去した電圧から、図４に示す方法で
最大値を検出するものである。
【００３１】このように、高周波成分を除去するという
方法を用いることにより、制御装置に用いるＣＰＵにお
いて、最大電圧の検出を処理の少ない方法で実施例１の
制御を実現することができる。
方法を用いることにより、制御装置に用いるＣＰＵにお
いて、最大電圧の検出を処理の少ない方法で実施例１の
制御を実現することができる。
【００３２】（実施例４）実施例４は、図３の入力電源
電圧検出部を用い、図４に示す電圧検出方法を用いる例
である。
電圧検出部を用い、図４に示す電圧検出方法を用いる例
である。
【００３３】実施例４では、図３のように、ダイオード
ブリッジによる整流直後の電圧を用い、図４に示すよう
に、同電圧の１周期毎の電源電圧最大値を検出するもの
である。
ブリッジによる整流直後の電圧を用い、図４に示すよう
に、同電圧の１周期毎の電源電圧最大値を検出するもの
である。
【００３４】この方法を用いることにより、請求項２に
記載の発明と比較して、倍の周期で入力電源電圧の変動
を検出することが可能で、応答良く実施例１の制御を実
現することができる。
記載の発明と比較して、倍の周期で入力電源電圧の変動
を検出することが可能で、応答良く実施例１の制御を実
現することができる。
【００３５】（実施例５）実施例５は、図３の入力電源
電圧検出部を用い、図５（ｃ）と図４に示す電圧検出方
法を用いる例である。
電圧検出部を用い、図５（ｃ）と図４に示す電圧検出方
法を用いる例である。
【００３６】実施例５は、実施例４と同じ部分の電圧変
動を検出するため、図５（ｃ）に示す波形のように同電
圧の高周波成分を除去した電圧から、図４に示す方法で
最大値を検出するものである。
動を検出するため、図５（ｃ）に示す波形のように同電
圧の高周波成分を除去した電圧から、図４に示す方法で
最大値を検出するものである。
【００３７】このように、高周波成分を除去するという
方法を用いることにより、制御装置に用いるＣＰＵにお
いて、実施例４と比較して最大電圧の検出を処理の少な
い方法で実現することができる。また、ダイオードブリ
ッジによる整流直後の電圧を用いることによって、実施
例３と比較して、倍の周期で入力電源電圧を検出するこ
とができる。
方法を用いることにより、制御装置に用いるＣＰＵにお
いて、実施例４と比較して最大電圧の検出を処理の少な
い方法で実現することができる。また、ダイオードブリ
ッジによる整流直後の電圧を用いることによって、実施
例３と比較して、倍の周期で入力電源電圧を検出するこ
とができる。
【００３８】（実施例６）実施例６は、図３の入力電源
電圧検出部を用い、図５（ｄ）と図４に示す電圧検出方
法を用いる例である。図５（ｄ）は、ダイオードブリッ
ジによる整流直後の電圧から電源周波数（数十Ｈｚ）以
上の周波数成分を除去した波形である。
電圧検出部を用い、図５（ｄ）と図４に示す電圧検出方
法を用いる例である。図５（ｄ）は、ダイオードブリッ
ジによる整流直後の電圧から電源周波数（数十Ｈｚ）以
上の周波数成分を除去した波形である。
【００３９】実施例６では、図５（ｄ）のように入力電
源電圧の変動をノイズやスイッチング成分を取り除いて
平滑した値をそのまま用いるため、制御装置に用いるＣ
ＰＵにおいて、実施例２から５と比較して、最も処理負
担が少なく入力電源電圧を検出することが可能である。
源電圧の変動をノイズやスイッチング成分を取り除いて
平滑した値をそのまま用いるため、制御装置に用いるＣ
ＰＵにおいて、実施例２から５と比較して、最も処理負
担が少なく入力電源電圧を検出することが可能である。
【００４０】なお、本発明は上記の実施例に限定される
ものではなく、例えば以下のような変形も可能である。
ものではなく、例えば以下のような変形も可能である。
【００４１】すなわち、第一に、本発明の実施例２ない
し実施例６に記載した電源電圧検出方法をそれぞれ組み
合わせてもよい。また、第二には、実施例１に記載した
入力電源電圧とコンバータ出力指令との関係を、ステッ
プ状または曲線状にして制御を行ってもよい。
し実施例６に記載した電源電圧検出方法をそれぞれ組み
合わせてもよい。また、第二には、実施例１に記載した
入力電源電圧とコンバータ出力指令との関係を、ステッ
プ状または曲線状にして制御を行ってもよい。
【００４２】
【発明の効果】上記実施例から明らかなように、請求項
１に記載の発明は、ＰＦＣコンバータ回路において、入
力電源電圧を検出することにより、ＰＦＣの出力電圧指
令が入力電源電圧の最大値より常に高くなるように制御
するもので、このように制御することにより、広範囲の
入力電源電圧の変動に対処して力率改善動作が可能とな
り、さらにＰＦＣの出力電圧を不必要に高くする必要が
ないためＰＦＣの昇圧損失や、インバータ部およびモー
タの損失を少なくできるという効果を奏する。また、Ｐ
ＡＭ制御への移行速度を低くすることができ、さらにモ
ータ損失を低減できるという効果を奏する。
１に記載の発明は、ＰＦＣコンバータ回路において、入
力電源電圧を検出することにより、ＰＦＣの出力電圧指
令が入力電源電圧の最大値より常に高くなるように制御
するもので、このように制御することにより、広範囲の
入力電源電圧の変動に対処して力率改善動作が可能とな
り、さらにＰＦＣの出力電圧を不必要に高くする必要が
ないためＰＦＣの昇圧損失や、インバータ部およびモー
タの損失を少なくできるという効果を奏する。また、Ｐ
ＡＭ制御への移行速度を低くすることができ、さらにモ
ータ損失を低減できるという効果を奏する。
【００４３】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において検出する入力電源電圧を入力交流電源の
片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差の最大値とするも
ので、この方法を用いることにより、入力電源電圧を直
接検出することができる。
の発明において検出する入力電源電圧を入力交流電源の
片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差の最大値とするも
ので、この方法を用いることにより、入力電源電圧を直
接検出することができる。
【００４４】請求項３に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において検出する入力電源電圧を入力交流電源の
片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差の高周波成分を除
去した電圧の最大値とするもので、高周波成分を除去す
ることより、制御装置に用いるＣＰＵにおいて、最大電
圧を求める処理負担が少ない検出方法を実現することが
できるという効果を奏する。
の発明において検出する入力電源電圧を入力交流電源の
片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差の高周波成分を除
去した電圧の最大値とするもので、高周波成分を除去す
ることより、制御装置に用いるＣＰＵにおいて、最大電
圧を求める処理負担が少ない検出方法を実現することが
できるという効果を奏する。
【００４５】請求項４に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において検出する入力電源電圧をダイオードブリ
ッジによる整流直後の電圧の最大値とするもので、請求
項２に記載の発明と比較して、倍の周期で入力電源電圧
動を検出することが可能であるという効果を奏する。
の発明において検出する入力電源電圧をダイオードブリ
ッジによる整流直後の電圧の最大値とするもので、請求
項２に記載の発明と比較して、倍の周期で入力電源電圧
動を検出することが可能であるという効果を奏する。
【００４６】請求項５に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において検出する入力電源電圧をダイオードブリ
ッジによる整流直後の電圧の高周波成分を除去した電圧
の最大値とするもので、請求項３に記載の発明と比較し
て倍の周期で入力電源電圧の変動を検出することが可能
であるという効果を奏する。
の発明において検出する入力電源電圧をダイオードブリ
ッジによる整流直後の電圧の高周波成分を除去した電圧
の最大値とするもので、請求項３に記載の発明と比較し
て倍の周期で入力電源電圧の変動を検出することが可能
であるという効果を奏する。
【００４７】請求項６に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において検出する入力電源電圧をダイオードブリ
ッジによる整流直後の電圧を平滑して周波数成分を除去
した電圧とするもので、制御装置に用いるＣＰＵにおい
て、請求項２から５に記載の発明と比較して、最も処理
負担が少なく入力電源電圧を検出することが可能である
という効果を奏する。
の発明において検出する入力電源電圧をダイオードブリ
ッジによる整流直後の電圧を平滑して周波数成分を除去
した電圧とするもので、制御装置に用いるＣＰＵにおい
て、請求項２から５に記載の発明と比較して、最も処理
負担が少なく入力電源電圧を検出することが可能である
という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１における制御方法を示す図
【図２】実施例２及び３で示す入力電源電圧検出回路の
構成図
構成図
【図３】実施例４〜６で示す入力電源電圧検出回路の構
成図
成図
【図４】実施例２〜５で示す最大電圧検出方法を示すフ
ローチャート
ローチャート
【図５】（ａ）実施例３，５，６の説明のための入力電
源電圧検出部の電圧波形を示す図 （ｂ）同図（ａ）のＸ部における拡大波形を示す図 （ｃ）実施例３，５における入力電源電圧検出部の電圧
波形の高周波成分除去後の電圧波形を示す図 （ｄ）実施例６における入力電源電圧検出部の電圧波形
の周波数成分除去後の電圧波形を示す図
源電圧検出部の電圧波形を示す図 （ｂ）同図（ａ）のＸ部における拡大波形を示す図 （ｃ）実施例３，５における入力電源電圧検出部の電圧
波形の高周波成分除去後の電圧波形を示す図 （ｄ）実施例６における入力電源電圧検出部の電圧波形
の周波数成分除去後の電圧波形を示す図
【図６】従来例のＰＦＣコンバータ制御の回路構成図
【図７】（ａ）従来例のコンバータ部の電圧電流波形
（力率改善をしない場合）を示す図 （ｂ）従来例のコンバータ部の電圧電流波形（力率改善
をする場合）を示す図
（力率改善をしない場合）を示す図 （ｂ）従来例のコンバータ部の電圧電流波形（力率改善
をする場合）を示す図
【図８】従来例のエアコン用圧縮機制御おけるインバー
タ部入力電圧制御を示す図
タ部入力電圧制御を示す図
【図９】同ＰＷＭ制御における入力電源電圧とコンバー
タ出力指令の関係を示す図
タ出力指令の関係を示す図
１ 交流電源 ２ ダイオードブリッジ ３ リアクタ ４ スイッチング素子 ５ スイッチング素子の制御部 ６ ダイオード ７ 平滑コンデンサ ８ 負荷回路 ９ 出力電圧指令算出部 １０ 出力直流電圧指令 １１ 交流電圧検出部 １２ 交流電圧
Claims (6)
- 【請求項１】 交流電源を整流して入力し、直流電圧を
指令どおりに出力する力率改善（ＰＦＣ）コンバータ回
路において、入力電源電圧を検出する手段と、ＰＦＣ制
御を常に行うためＰＦＣの出力電圧が入力電源電圧の最
大値より常に高くなるよう制御する手段とを備えたこと
を特徴とするＰＦＣコンバータの制御装置。 - 【請求項２】 前記検出する入力電源電圧として、入力
交流電源の片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差を用
い、同検出手段として、前記電位差の最大値を検出する
手段を用いることを特徴とする請求項１記載のＰＦＣコ
ンバータの制御装置。 - 【請求項３】 前記検出する入力電源電圧として、入力
交流電源の片側と整流後の回路ＧＮＤとの電位差を用
い、同検出手段として、前記電位差を平滑して最大値を
検出する手段を用いることを特徴とする請求項１記載の
ＰＦＣコンバータの制御装置。 - 【請求項４】 前記検出する入力電源電圧として、ダイ
オードブリッジによる整流直後の電圧を用い、同検出手
段として、前記電圧の最大値を検出する手段を用いるこ
とを特徴とする請求項１記載のＰＦＣコンバータの制御
装置。 - 【請求項５】 前記検出する入力電源電圧として、ダイ
オードブリッジによる整流直後の電圧を用い、同検出手
段として、前記電圧の高周波成分を除去した電圧の最大
値を検出する手段を用いることを特徴とする請求項１記
載のＰＦＣコンバータの制御装置。 - 【請求項６】 前記検出する入力電源電圧として、ダイ
オードブリッジによる整流直後の電圧を用い、同検出手
段として、前記電圧を平滑して検出する手段を用いるこ
とを特徴とする請求項１記載のＰＦＣコンバータの制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001006046A JP2002218760A (ja) | 2001-01-15 | 2001-01-15 | Ｐｆｃコンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001006046A JP2002218760A (ja) | 2001-01-15 | 2001-01-15 | Ｐｆｃコンバータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002218760A true JP2002218760A (ja) | 2002-08-02 |
Family
ID=18874002
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001006046A Pending JP2002218760A (ja) | 2001-01-15 | 2001-01-15 | Ｐｆｃコンバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002218760A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8630105B2 (en) | 2009-03-24 | 2014-01-14 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply apparatus including a PFC converter that suppresses harmonic currents |
| CN113424129A (zh) * | 2019-02-07 | 2021-09-21 | 弗雷亚尔食品有限公司 | 具有功率因数校正的电动机控制电路 |
-
2001
- 2001-01-15 JP JP2001006046A patent/JP2002218760A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8630105B2 (en) | 2009-03-24 | 2014-01-14 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply apparatus including a PFC converter that suppresses harmonic currents |
| CN113424129A (zh) * | 2019-02-07 | 2021-09-21 | 弗雷亚尔食品有限公司 | 具有功率因数校正的电动机控制电路 |
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