DE60224638T2

DE60224638T2 - Schaltnetzteil

Info

Publication number: DE60224638T2
Application number: DE60224638T
Authority: DE
Inventors: Masayuki Yasumura
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-11-16
Filing date: 2002-11-15
Publication date: 2009-01-15
Anticipated expiration: 2022-11-16
Also published as: DE60224638D1; EP1313202A3; EP1313202A2; JP3659240B2; US20030095419A1; EP1313202B1; US6839245B2; JP2003224974A

Description

Hintergrund der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil mit einer Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion.
Verschiedene Schaltnetzteile in Form eines Wandlers vom Verbund-Resonanztyp, bei dem ein Wandler vom Resonanztyp auf der Primärseite und eine Resonanzschaltung außerdem auf der Sekundärseite vorgesehen sind, sind vom Anmelder dieser Anmeldung vorgeschlagen worden. Außerdem sind vom Anmelder der vorliegenden Anmeldung verschiedene Leistungsschaltungen vorgeschlagen worden, die eine Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung zur Steigerung des Leistungsfaktors eines Wandlers vom Verbund-Resonanztyp enthalten.
Unter derartigen Leistungsfaktor-Steigerungsschaltungen sind Leistungsfaktor-Steigerungsschaltungen vom Spannungs-Rückkopplungstyp vorgeschlagen worden, bei denen eine auf der Primärseite erzeugte Spannungsresonanz-Impulsspannung zu einem Glättungskondensator zurückgekoppelt wird, um den Stromflusswinkel des eingangsseitigen Wechselstroms zu vergrößern, damit der Leistungsfaktor gesteigert wird. Als Leistungsfaktor-Steigerungsschaltungen des beschriebenen Typs sind vom Anmelder der vorliegenden Patentanmeldung verschiedene Schaltungen vorgeschlagen worden, die eine Schaltung vom elektrostatischen Kapazitäts-Kopplungstyp umfassen, der ein Kondensator-Spannungsteilersystem, eine Schaltung vom magnetischen Kopplungstyp eines Kapazitäts-Spannungsteilersystems, eine Schaltung vom magnetischen Kopplungstyp eines Tertiärwicklungssystems und eine Schaltung vom Dioden-Kopplungstyp eines Tertiärwicklungssystems umfassen.
Es wird in Betracht gezogen, dass unter den erwähnten verschiedenen Leistungsfaktor-Steigerungsschaltungen die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung des Dioden-Kopplungstyps eines Tertiärwicklungssystems hinsichtlich des Leistungsumsetzungswirkungsgrads, der Kosten, der Änderungscharakteristik der Gleichstrom-Eingangsspannung, des Null-Volt-Schalt-(ZVS)-Arbeitsbereichs eines Schaltelements usw. am brauchbarsten ist.
Unter Bezugnahme auf 17 wird nun ein Beispiel eines Schaltnetzteils beschrieben, welches eine Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung vom Dioden-Kopplungstyp eines Tertiärwicklungssystems als Vorrichtung der verwandten Technik enthält.
Gemäß 17 enthält die dargestellte Netzteilschaltung eine Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 zur Steigerung des Leistungsfaktors eines Schaltumsetzers vom Spannungsresonanztyp.
Die Netzteilschaltung enthält ferner ein Netzfilter 21, welches für eine Netzwechselspannungsquelle AC vorgesehen und beispielsweise aus einem Netzfilter-Transformator oder einem über den Leitungen liegenden Kondensator (das ist ein Kondensator zur Filterung der Störung eines Netzteils) gebildet ist. Die Netzteilschaltung enthält ferner eine Brückengleichrichterschaltung Di für eine Vollweggleichrichtung der Netzwechselspannung AC.
Mit einer gleichgerichteten Ausgangsspannung der Brückengleichrichterschaltung Di wird ein Glättungskondensator Ci durch die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 geladen. Damit wird an dem Glättungskondensator Ci eine gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei erhalten.
Der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp enthält ein Schaltelement Q1 in Form beispielsweise eines MOS-Feldeffekttransistors.
Zwischen der Drain-Elektrode und der Source-Elektrode des Schaltelements Q1 ist eine Klemmdiode DD derart eingefügt, dass sie einen Pfad für einen Klemmstrom bildet, der fließt, wenn das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist.
Die Drain-Elektrode des Schaltelements Q1 ist mit einem positiven Anschluss eines Glättungskondensators Ci über eine Primärwicklung N1 eines Trenn-Umsetztransformators PIT verbunden. Die Source-Elektrode des Schaltelements Q1 ist mit Erde bzw. Masse auf der Primärseite verbunden.
Ein Schalt-Steuersignal von einer nicht dargestellten Schalt-Steuerschaltung wird der Gate-Elektrode des Schaltelements Q1 zugeführt, so dass das Schaltelement Q1 auf das Schalt-Steuersignal hin eine Schaltoperation ausführt. Das Schalt-Steuersignal weist eine Frequenz auf, die beispielsweise in Abhängigkeit vom Pegel einer sekundarseitigen Ausgangs-Gleichspannung geändert wird. Dadurch wird die sekundärseitige Ausgangs-Gleichspannung durch die Schaltfrequenzsteuerung stabilisiert.
Ferner ist zwischen der Drain-Elektrode und der Source-Elektrode des Schaltelements Q1 ein Parallelresonanzkondensator Cr angeschlossen. Der Parallelresonanzkondensator Cr weist eine Kapazität auf, die mit der Streuinduktivität L1 von der Seite der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT zusammenwirkt, um eine primärseitige Parallelresonanzschaltung des Umsetzers vom Spannungsresonanztyp zu bilden. Wenn das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, wirkt die Parallelresonanzschaltung so, dass die Spannung an dem Resonanzkondensator Cr tatsächlich eine Impulswellenform einer Sinuswelle aufweist, wodurch der Betrieb des Spannungsresonanztyps erhalten wird.
Ein Ende der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT ist mit der Drain-Elektrode des Schaltelements Q1 verbunden, während das andere Ende der Primärwicklung N1 mit der positiven Elektrode (d. h. mit der gleichgerichteten und geglätteten Spannung Ei) des Glättungskondensators Ci verbunden ist.
Eine Tertiärwicklung N3 ist als gesonderte Wicklung an derselben Stelle wie die Primärwicklung N1 gebildet, d. h. auf der Primärseite. Die Tertiärwicklung N3 wirkt als Rückkopplungswicklung, und ein Anschlussende der Tertiärwicklung N3 ist mit einem Anodenschaltungspunkt einer Diode D3 vom schnellen Freilauftyp der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 durch einen Reihenresonanzkondensator C10 verbunden.
Auf der Sekundärseite des Trenn-Umsetztransformators PIT wird in einer Sekundärwicklung N2 eine durch die Primärwicklung N1 induzierte Wechselspannung erzeugt. Da in diesem Fall ein sekundärseitiger Parallelresonanzkondensator C2 der Sekundärwicklung N2 parallel geschaltet ist, ist eine Parallelresonanzschaltung aus einer Streuinduktivität L2 der Sekundärwicklung N2 und der Kapazität des sekundärseitigen Parallelresonanzkondensators C2 gebildet. Durch die Parallelresonanzschaltung wird die in der Sekundärwicklung N2 erregte Wechselspannung eine Resonanzspannung. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass auf der Sekundärseite ein Spannungsresonanzbetrieb erhalten wird.
In der Netzteilschaltung ist insbesondere eine Parallelresonanzschaltung auf der Primärseite vorgesehen, um für einen Schaltbetrieb vom Spannungsresonanztyp zu sorgen, während eine weitere Parallelresonanzschaltung auf der Sekundärseite vorgesehen ist, um einen Spannungsresonanzbetrieb zu erzielen. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass in der Netzteilschaltung ein Verbund-Schaltumsetzer vom Resonanztyp gebildet ist.
In diesem Fall sind eine Gleichrichtungsdiode Do1 und ein Glättungskondensator Co1 in einer solchen Weise, wie aus 17 ersichtlich ist, mit der in einer oben beschriebenen Weise gebildeten sekundärseitigen Parallelresonanzschaltung so verbunden, dass eine Halbwellen-Gleichrichtungs-Glättungsschaltung gebildet ist, die eine Ausgangsgleichspannung Eo1 bildet.
Nunmehr wird ein Aufbau der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 beschrieben.
In der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 sind eine Drosselspule Ls und eine Diode D3 vom schnellen Freilauftyp in Reihe miteinander verbunden und zwischen dem positiven Ausgangsanschluss der Brückengleichrichterschaltung Di und dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci eingefügt.
Ein Filterkondensator CN ist der Reihenschaltung aus der Drosselspule Ls und der Diode D3 vom schnellen Freilauftyp parallel geschaltet, um zusammen mit der Drosselspule Ls ein Tiefpassfilter des Normalbetriebs zu bilden.
Die Tertiärwicklung N3 des Trenn-Umsetztransformators PIT ist durch den Reihenresonanzkondensator C10 mit einem Schaltungsknoten zwischen der Anode der Diode D3 vom schnellen Freilauftyp und der Drosselspule Ls der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 verbunden, so dass eine von der primärseitigen Parallelresonanzschaltung erhaltene Schaltausgangsspannung (Spannungsresonanz-Impulsspannung) zu der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 zurückgekoppelt wird.
Wenn in diesem Fall die absolute Spannung einer Eingangswechselspannung VAC einen Wert in der Nähe ihres einen Spitzenwertes aufweist, leitet die Diode D3 vom schnellen Freilauftyp, und es fließt ein Ladestrom von der Eingangswechselspannungsquelle AC durch die Drosselspule Ls und die Diode D3 vom schnellen Freilauftyp zu dem Glättungskondensator Ci. Gleichzeitig wird eine Spannungsresonanz-Impulsspannung der Tertiärwicklung N3 zu der Reihenschaltung aus dem Reihenresonanzkondensator C10 und der Diode D3 vom schnellen Freilauftyp zurückgekoppelt, um die Diode D3 vom schnellen Freilauftyp zu veranlassen, eine Schaltoperation zu bewirken, durch die der Stromflusswinkel des Eingangswechselstroms IAC vergrößert wird, damit dadurch eine Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion erzielt wird.
Falls der Absolutwert der Eingangswechselspannung VAC absinkt, wird sodann die Diode D3 vom schnellen Freilauftyp nicht leitend gemacht, und die Tertiärwicklung N3, welche die Spannungsresonanz-Impulsspannung liefert, arbeitet mit der Reihenschaltung aus denn Reihenresonanzkondensator C10, der Drosselspule Ls und dem Filterkondensator CN zusammen, um eine Reihenresonanzschaltung zu bilden.
18 und 19 zeigen Betriebswellenformen der Komponenten der oben beschriebenen Schaltung. Insbesondere zeigt 18 Betriebswellenformen, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um die Null-Spannung aufweist, während 19 Betriebswellenformen zeigt, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um eine Spitzenspannung herum aufweist.
Unter Bezugnahme auf 18 kann aus den Wellenformen des Stromes iQ und der Spannung vds des Schaltelements Q1 ersehen werden, dass der Betrieb der oben beschriebenen Schaltung ein ZVS-Betrieb ist und dass der Schaltverlust verringert werden kann.
Ferner erzeugt die Schaltung eine Spannung mit einem Signalverlauf ähnlich der der Spannung vds des Schaltelements Q1 als Tertiärwicklungsspannung V3. Wenn die Spannung V3 dem Reihenresonanzkondensator C10 der Reihenresonanzschaltung aus dem Kondensator C10, der Drosselspule Ls und dem Filterkondensator CN zugeführt wird, und ein Resonanzstrom fließt, schwingt die Anodenanschlussspannung der Diode D3 vom schnellen Freilauftyp in einer Schaltperiode. Wenn die Eingangswechselspannung VAC um 0 herum liegt, ist die Eingangs-Gleichrichtungsspannung V1 niedrig, und daher ist die Anodenspannung der Diode D3 vom schnellen Freilauftyp in dem Fall, dass die durch die Drosselspule Ls erzeugte Spannung der Eingangs-Gleichrichtungsspannung V1 überlagert ist, normalerweise niedriger als die Kathodenspannung, bei der es sich um die Spannung Ei an dem Glättungskondensator Ci handelt. und die Diode D3 vom schnellen Freilauftyp verbleibt in einem AUS-Zustand. Demgemäß fließt kein Eingangswechselstrom.
Falls die Eingangswechselspannung VAC soweit ansteigt, dass die Eingangs-Gleichrichtungsspannung V1 überschritten ist, dann wird mit Rücksicht darauf, dass die Anodenspannung der Diode D3 vom schnellen Freilauftyp höher wird als die eingangsseitige geglättete Spannung Ei, und zwar aufgrund der ihr überlagerten Spannung, die Diode D3 vom schnellen Freilauftyp leitend gemacht, und der Eingangswechselstrom IAC beginnt, durch die Diode D3 vom schnellen Freilauftyp zu fließen. Da der Eingangswechselstrom IAC zu einem Zeitpunkt zu fließen beginnt, zu dem die Eingangswechselspannung VAC um die von der Drosselspule Ls erzeugte Spannung niedriger ist als die eingangsseitige geglättet Spannung Ei, nimmt demgemäß der Stromflusswinkel des Eingangswechselstromes IAC zu, und der Leistungsfaktor kann gesteigert werden.
Nebenbei sei angemerkt, dass ein Bedarf dahingehend besteht, das Schaltnetzteil sowohl für den 100 V-Typ als auch für den 200 V-Typ als Eingangswechselspannung VAC einzurichten, um zu ermöglichen, dass das Schaltnetzteil für einen weltweiten Einsatz betriebsbereit ist.
Damit das Schaltnetzteil einer Anforderung bezüglich einer Last-Leistungsänderung von 200 W bis 0 W bei einer Eingangsspannungsänderung zwischen dem 100 V-Typ und dem 200 V-Typ genügt, muss eine aktive Spannungs-Klemmschaltung der Primärseite des Verbund-Umsetzers vom Resonanztyp hinzugefügt werden, um den Steuerungsbereich der Schaltoperation zu erweitern.
In diesem Fall stellt es eine mögliche Vorstellung dar, eine aktive Spannungs-Klemmschaltung auf der Primärseite einer derartigen Schaltung anzuordnen, wie dies in 17 veranschaulicht ist, die die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 vom Dioden-Kopplungstyp eines Tertiärwicklungssystems aufweist. Die Schaltungsanordnung bringt jedoch folgende Probleme mit sich.
Sogar dann, wenn die Eingangswechselspannung VAC vom 100 V-Typ ist, ist der Leistungsfaktor auf etwa 0,85 gesteigert, und ein Oberwellenverzerrungs-Steuerungswert ist zufrieden stellend. Wenn demgegenüber die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 230 V, weist der Leistungsfaktor einen Abfall auf etwa 0,7 auf, und ein Oberwellenverzerrungs-Steuerungswert ist nicht zufrieden stellend. Daher kann eine Netzteilschaltung mit einem verbesserten Leistungsfaktor, die für einen weltweiten Einsatz betriebsbereit ist, nicht erzielt werden.
Ferner weist die oben beschriebene Schaltung einen starken Abfall des Leistungsfaktors auf, wenn die Lastleistung abnimmt, und sie führt nicht zu einem Netzteil mit einem stabilisierten gesteigerten Leistungsfaktor, das auf eine Laständerung hin in geeigneter Weise arbeitet.
20 veranschaulicht beispielsweise eine Änderungscharakteristik des Leistungsfaktors in Abhängigkeit vom Laststrom der oben unter Bezugnahme auf 17 beschriebenen Schaltung. Wie aus 20 zu ersehen ist, sinkt der Leistungsfaktor in der dargestellten Änderungscharakteristik mit abnehmender Leistung ab.
Um einen ZVS-Arbeitsbereich sicherzustellen, muss unterdessen die Reihenresonanzfrequenz der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 niedriger als die Schaltfrequenz festgelegt werden.
Wenn die Eingangswechselspannung VAC niedrig ist, dann wird in dem Fall, dass die Diode D3 vom schnellen Freilauftyp unberücksichtigt gelassen wird, da sie ausgeschaltet ist, die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 als LC-Reihenresonanzschaltung betrachtet, in der die Tertiärwicklung N3 als Spannungsquelle dient. Falls die Schaltfrequenz niedriger ist als die Reihenresonanzfrequenz, dann weist mit Rücksicht darauf, dass die LC-Reihenresonanzschaltung als kapazitive Schaltung bei der Frequenz wirkt, der dadurch hindurchfließende Strom eine voreilende Phase in Bezug auf die in der Tertiärwicklung N3 erzeugte Spannung V3 auf. Da die induzierte Spannung V3 eine ähnliche Wellenform besitzt wie die Spannung vds an dem Schaltelement Q1, fließt zu einem Zeitpunkt, zu dem die Resonanzspannung des Schaltelements Q1 absinkt, bis sie eine Spannung nahe 0 erreicht, der Strom aus dem Reihenresonanzkondensator C10 zu der Tertiärwicklung N3. Die Spannung vds an dem Schaltelement Q1 wird zum Laden oder Entladen des Parallelresonanzkondensators Cr über die Induktivitäten L1 und L2 genutzt, bis 0 Volt erreicht ist, um einen ZVS-Betrieb des Schaltelements Q1 zu realisieren. Im oben beschriebenen Fall kann jedoch mit Rücksicht darauf, dass der Strom, der den Parallelresonanzkondensator Cr über die Induktivitäten L1 und L2 entladen sollte, um den von der Tertiärwicklung N3 an die Primärwicklung N1 abzugebenden Strom abgeschwächt ist, der Parallelresonanzkondensator Cr nicht vollständig entladen werden, was den ZVS-Betrieb unbrauchbar macht. Infolgedessen wird in dem Fall, dass das Schaltelement Q1 eingeschaltet wird, ein Schaltverlust hervorgerufen, und der Wirkungsgrad sinkt ab.
Folglich muss die Reihenresonanzfrequenz der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 niedriger festgelegt werden als die Schaltfrequenz, wie dies oben beschrieben worden ist. Dies bringt jedoch eine Einschränkung bezüglich des Wertes der Induktivität Ls der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 20 und des elektrostatischen Kapazitätswertes des Reihenresonanzkondensators C10 mit sich und macht eine optimale Auslegung schwierig.
Ein Schaltnetzteil, in welchem sämtliche Merkmale des Oberbegriffs des Anspruchs 1 enthalten sind, ist in US 2001/036091 A1 beschrieben. Bei diesem Schaltnetzteil ist auf der Primärseite des Schaltumsetzers vom Resonanztyp eine aktive Klemmeinrichtung als Mittel zur Verringerung der Parallelresonanzspannung vorgesehen, die auf der Primärseite des Schaltnetzteils 1200 V erreicht, um die Stehspannung des Schalttransistors und des Resonanzkondensators zu verringern.
Ferner ist es aus EP-A-0 725 475 , US-A-6 005 780 und EP-A-1 093 211 bekannt, eine Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung auf der Primärseite des Schaltnetzteils als Mittel zur Steigerung des Leistungsfaktors vorzusehen.
Zusammenfassung der Erfindung
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Schaltnetzteil mit einem einen Leistungsfaktor steigernden Umsetzer vom Verbundresonanztyp bereitzustellen, welches für eine weltweite Anwendung betriebsbereit ist.
Gelöst wird diese Aufgabe durch ein Schaltnetzteil gemäß den beigefügten unabhängigen Ansprüchen. Vorteilhafte Merkmale der vorliegenden Erfindung sind in den entsprechenden Unteransprüchen festgelegt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird in den Netzteilschaltungen, die als Wandler eines Schaltfrequenzsteuerungs-Verbundresonanztyps bezeichnet werden, eine Spannung auf der Grundlage einer Schalt-Abgabespannung (Spannungsresonanz-Impulsspannung), die auf der Primärseite des Spannungsresonanzwandlers (primärseitige Resonanzschaltung) erzeugt wird, durch die Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung oder die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungseinrichtung zu dem Glättungskondensator zurückgekoppelt, um den Stromflusswinkel des Eingangswechselstroms zu vergrößern, damit der Leistungsfaktor gesteigert wird.
In diesem Fall wird die Spannungsresonanz-Impulsspannung, welche durch die aktive Klemmeinrichtung geklemmt wird, die auf der Primärseite gebildet ist, zu der Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung oder der Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungseinrichtung zurückgekoppelt. Folglich ist der Schaltsteuerbereich erweitert, und eine stabilisierte Leistungsfaktor-Kennlinie kann erzielt werden.
Ansonsten ist die Spannung, die auf der Grundlage der Spannungsresonanz-Impulsspannung zu der Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung oder zu der Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungseinrichtung zurückgekoppelt wird, eine Impulsspannung, die in der aktiven Klemmeinrichtung erzeugt wird, welche auf der Primärseite gebildet ist. Folglich ist der Schaltsteuerbereich erweitert, und es kann eine stabilisierte Leistungsfaktor-Kennlinie erzielt werden.
Ferner können die Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung oder die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungseinrichtung die Notwendigkeit nach einem Reihenresonanzkondensator eliminieren.
Die obige Aufgabe sowie weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ersichtlich werden, in denen entsprechende Teile oder Elemente mit entsprechenden Bezugszeichen bezeichnet sind.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Schaltnetzteils, in dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
2 veranschaulicht in einer schematischen Darstellung einen Aufbau eines Trenn-Umsetztransformators des Schaltnetzteiles gemäß 1.
3 veranschaulicht in einem Signal- bzw. Wellenformdiagramm eine geklemmte Rückkopplungsspannungs-Wellenform in dem Schaltnetzteil gemäß 1 und 8.
4 und 5 veranschaulichen in Diagrammen unterschiedliche Kennlinien des Leistungsfaktors und der Eingangsgleichspannung des Schaltnetzteiles gemäß 1.
6 veranschaulicht in einem Signal- bzw. Wellenformdiagramm Arbeitsweisen von verschiedenen Komponenten des Schaltnetzteiles gemäß 1.
7 veranschaulicht in einem Schaltungsdiagramm ein weiteres Schaltnetzteil, in dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
8 veranschaulicht ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Schaltnetzteiles, in dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
9 und 10 veranschaulichen in Diagrammen verschiedene Kennlinien des Leistungsfaktors und der Eingangsgleichspannung des Schaltnetzteils gemäß 8.
11 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines noch weiteren Schaltnetzteiles, in dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
12 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines noch weiteren Schaltnetzteiles, in dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
13 veranschaulicht in einem Signal- bzw. Wellenformdiagramm eine geklemmte Rückkopplungsspannungs-Wellenform in dem Schaltnetzteil gemäß 12.
14 und 15 veranschaulichen in Diagrammen unterschiedliche Kennlinien des Leistungsfaktors und der Eingangsgleichspannung des Schaltnetzteils gemäß 12.
16 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines noch weiteren Schaltnetzteiles, in dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
17 veranschaulicht in einem Schaltungsdiagramm einen Aufbau eines konventionellen Schaltnetzteiles.
18 veranschaulicht in einem Signal- bzw. Wellenformdiagramm die Arbeitsweise von Komponenten des konventionellen Schaltnetzteiles gemäß 17.
19 veranschaulicht in einem Signal- bzw. Wellenformdiagramm die unterschiedliche Arbeitsweise von Komponenten des konventionellen Schaltnetzteiles gemäß 17.
20 veranschaulicht in einem Diagramm eine Kennlinie des Leistungsfaktors des konventionellen Schaltnetzteiles gemäß 17.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Erste Ausführungsform
1 zeigt einen Aufbau eines Schaltnetzteils, in dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
Gemäß 1 enthält das dargestellte Netzteil einen Schalt-Umsetzer vom Spannungsresonanztyp (einen Umsetzer vom Spannungsresonanztyp), der auf der Primärseite vorgesehen ist. Eine Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 ist für den Wandler vom Spannungsresonanztyp vorgesehen.
In der Netzteilschaltung sind ein Netzfilter-Transformator LFT und ein die Leitungen überbrückender Kondensator CL für eine Netzwechselspannung AC vorgesehen, und sie bilden ein Netzfilter.
Die Netzteilschaltung enthält ferner eine Brückengleichrichterschaltung Di für eine Vollweggleichrichtung der Netzwechselspannung AC. Mit einer Vollweggleichrichtungs-Ausgangsspannung der Brückengleichrichterschaltung Di wird ein Glättungskondensator Ci über die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 geladen, und an dem Glättungskondensator Ci wird eine gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei erhalten.
Bevor ein Aufbau der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 beschrieben wird, wird zuerst ein Aufbau des Umsetzers vom Spannungsresonanztyp beschrieben.
Der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp enthält ein einziges Schaltelement Q1. Ein Bipolar-Transistor (BJT; ein Transistor des Sperrschichttyps) mit einer hohen Spannungsfestigkeitseigenschaft wird als Schaltelement Q1 angewandt.
Eine Klemmdiode DD1 ist zwischen der Basis des Schaltelements Q1 und der negativen Elektrode (primärseitige Erde bzw. Masse) des Glättungskondensators Ci derart eingefügt, dass ein Pfad für die Klemmschaltung gebildet ist, in welchem ein Stromfluss erfolgt, wenn das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist.
Der Kollektor des Schaltelements Q1 ist durch die Primärwicklung N1 eines Trenn-Umsetztransformators PIT mit dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci verbunden. Der Emitter des Schaltelements Q1 ist mit Erde bzw. Masse auf der Primärseite verbunden.
Das Schaltelement Q1 führt eine Schaltoperation mit einer Schaltfrequenz aus, die mit einem Steuerstrom geändert wird, der von einer Steuerschaltung 1 an die Basis des Schaltelements Q1 abgegeben wird.
Ein Parallelresonanzkondensator Cr ist zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Schaltelements Q1 angeschlossen.
Der Parallelresonanzkondensator Cr weist eine Kapazität auf, die mit einer Streuinduktivität L1 auf der Seite der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT eine primärseitige Parallelresonanzschaltung des Umsetzers vom Spannungsresonanztyp bildet. Wenn das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, zeigt die Spannung an dem Parallelresonanzkondensator Cr tatsächlich eine Impulswellenform einer Sinuswelle, und zwar aufgrund einer Wirkung der Parallelresonanzschaltung, und folglich wird ein Betrieb des Spannungsresonanztyps erzielt.
Nunmehr wird auf 2 Bezug genommen, in der der Trenn-Umsetztransformator PIT dargestellt ist, der einen Kern des EE-Typs enthält, welcher Kerne CR1 und CR2 vom E-Typ beispielsweise aus einem Ferritmaterial aufweist. Die betreffenden Kerne sind dabei so kombiniert, dass ihre magnetischen Schenkel entgegengerichtet sind. Die Primärwicklung N1 (und eine Tertiärwicklung N3) sowie die Sekundärwicklung N2 sind in einem aufgeteilten Zustand um den mittleren magnetischen Schenkel des Kernes vom EE-Typ unter Verwendung eines aufgeteilten Spulenkörpers B gewickelt. In dem mittleren magnetischen Schenkel ist ein Spalt G gebildet, wie dies aus 2 zu ersehen ist, so dass eine lose Kopplung mit einem geforderten Kopplungskoeffizienten erzielt werden kann.
Der Spalt G kann dadurch gebildet sein, dass die mittleren magnetischen Schenkel der Kerne CR1 und CR2 vom E-Typ kürzer sind als die beiden äußeren magnetischen Schenkel jedes der Kerne CR1 und CR2 des E-Typs. Ferner ist der Kopplungskoeffizient k beispielsweise mit k ≒ 0,85 gewählt, so dass ein loser Kopplungszustand erzielt wird, wodurch es ebenso erschwert ist, einen Sättigungszustand zu erreichen.
Ein Ende der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT ist mit dem Kollektor des Schaltelements Q1 verbunden, während das andere Ende der Primärwicklung N1 mit dem positiven Anschluss (der die gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei führt) des Glättungskondensators Ci verbunden ist.
Die Tertiärwicklung N3 ist auf der Primärseite des Trenn-Umsetztransformators PIT gebildet. Wenn in diesem Fall ein Mittelabgriff auf der Primärseite vorgesehen ist, um die Primärwicklung N1 und die Tertiärwicklung N3 zu bilden, oder wenn außerdem eine Steuerwicklung Ng, die nachstehend beschrieben wird, mit einem Mittelabgriff verbunden ist, dann ist die Herstellung des Trenn-Umsetztransformators PIT erleichtert.
Zurückkommend auf 1 sei angemerkt, dass auf der Sekundärseite des Trenn-Umsetztransformators PIT eine Wechselspannung, die in der Primärwicklung N1 induziert ist, in der Sekundärwicklung N2 erzeugt wird. In diesem Fall ist der sekundärseitige Parallelresonanzkondensator C2 der Sekundärwicklung N2 parallel geschaltet, und damit ist eine Parallelresonanzschaltung aus einer Streuinduktivität L2 der Sekundärwicklung N2 und einer Kapazität des sekundärseitigen Parallelresonanzkondensators C2 gebildet. Durch die Parallelresonanzschaltung wird die in der Sekundärwicklung N2 induzierte Wechselspannung zu einer Resonanzspannung. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass auf der Sekundärseite eine Spannungsresonanzoperation erzielt wird. Damit ist die Netzteilschaltung als Schaltnetzumsetzer vom Verbund-Resonanztyp gebildet, bei dem eine Parallelresonanzschaltung zur Vornahme der Schaltoperation, einer Schaltoperation des Spannungsresonanztyps, auf der Primärseite vorgesehen ist, während eine weitere Parallelresonanzschaltung zur Erzielung eines Spannungsresonanzbetriebs auch auf der Sekundärseite vorgesehen ist.
In diesem Fall sind eine Gleichrichtungsdiode Do und ein Glättungskondensator Co in einer solchen Weise, wie aus 1 zu ersehen ist, mit der sekundärseitigen Parallelresonanzschaltung verbunden, die in einer solchen Weise gebildet ist, wie dies oben beschrieben worden ist, um eine Halbwellen-Gleichrichtungs-Glättungsschaltung zu bilden, die eine Ausgangsgleichspannung Eo erzeugt.
Ferner enthält die Netzteilschaltung die Steuerschaltung 1, die als eine Impulsfrequenz-Modulationsschaltung (PFM) dient; die Ausgangsgleichspannung Eo wird außerdem der Steuerschaltung 1 über einen Verzweigungspfad eingangsseitig zugeführt. Die Steuerschaltung 1 zieht die Ausgangsgleichspannung Eo als Detektierspannung heran, um die Resonanzfrequenz für das Schalten des Schaltelements Q1 zu steuern, damit eine konstante Spannungssteuerung vorgenommen wird. Die Steuerschaltung 1 gibt insbesondere ein Stromsignal, dessen Frequenz beispielsweise auf den Pegel der Ausgangsgleichspannung Eo der Sekundärseite hin geändert wird, an die Basis des Schaltelements Q1 ab.
Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass die Steuerschaltung 1 eine Operation zur Änderung der Schaltfrequenz des Schaltelements Q1 auf der Primärseite in Abhängigkeit vom Pegel der Ausgangsgleichspannung Eo auf der Sekundärseite ausführt, um dadurch eine Stabilisierungswirkung hinsichtlich der Ausgangsgleichspannung Eo auf der Sekundärseite zu erreichen.
Wenn bei der Schaltfrequenzsteuerung die sekundärseitige Ausgangsspannung infolge der Tatsache ansteigt, dass beispielsweise anzunehmen ist, dass die Belastung abnimmt, wird die Schaltfrequenz erhöht, um die sekundärseitige Abgabespannung herabzudrücken.
Die Netzteilschaltung enthält ferner eine auf der Primärseite vorgesehene aktive Klemmschaltung 15.
Die aktive Klemmschaltung 15 weist ein Hilfs-Schaltelement Q2 in Form eines MOS-FET bzw. -Feldeffekttransistors, einen Klemmkondensator C3 und eine Klemmdiode DD2 in Form einer Bausteindiode auf. Ferner weist die Netzteilschaltung ein Ansteuerschaltungssystem zur Ansteuerung des Hilfs-Schaltelements Q2 auf. Das Ansteuerschaltungssystem enthält eine Ansteuerwicklung bzw. Steuerwicklung Ng, einen Kondensator Cg und Widerstände Rg und R1.
Die Klemmdiode DD2 ist zwischen der Drain-Elektrode und der Source-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 parallel geschaltet. Insbesondere ist die Anode der Klemmdiode DD2 mit der Source-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 verbunden, und die Kathode der Klemmdiode DD2 ist mit der Drain-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 verbunden.
Die Drain-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 ist mit der positiven Belegung des Glättungskondensators Ci durch den Klemmkondensator C3 verbunden. Die Source-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 ist mit einem Kollektor-Schaltungspunkt des Schaltelements Q1 verbunden.
Demgemäß ist die aktive Klemmschaltung 15 so aufgebaut, dass der Klemmkondensator C3 in Reihe mit der Parallelschaltung aus dem Hilfs-Schaltelement Q2 und der Klemmdiode DD2 verbunden ist. Die auf diese Weise gebildete Schaltung ist ferner der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT parallel geschaltet.
In dem Ansteuerschaltungssystem für das Hilfs-Schaltelement Q2 ist die Reihenschaltung aus dem Kondensator Cg, dem Widerstand Rg und der Ansteuerwicklung Ng mit der Gate-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 verbunden, wie dies aus 1 zu ersehen ist. Die Reihenschaltung bildet eine selbsterregte Ansteuerschaltung für das Hilfs-Schaltelement Q2. Somit wird eine Signalspannung von der selbsterregten Ansteuerschaltung an die Gate-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 abgegeben, so dass eine Schaltoperation des Hilfs-Schaltelements Q2 ausgeführt wird.
In diesem Fall ist die Ansteuerwicklung Ng auf der Wicklungs-Anfangsseite der Primärwicklung N1 gebildet, und sie weist als Windungszahl beispielsweise 1 T (Windung) auf.
Folglich wird auf eine Wechselspannung hin, die von der Primärwicklung N1 erhalten wird, in der Ansteuerwicklung Ng eine Spannung erzeugt. Ferner werden in diesem Fall Spannungen von entgegengesetzten Polaritäten durch die Primärwicklung N1 und die Ansteuerwicklung Ng erhalten, und zwar aufgrund der Wicklungsrichtungen der Primärwicklung N1 und der Ansteuerwicklung Ng.
Demgemäß werden das Schaltelement Q1 und das Hilfs-Schaltelement Q2 abwechselnd ein-/ausgeschaltet, und die Spannungsresonanz-Impulsspannung wird durch die aktive Klemmschaltung 15 geklemmt.
Während die Tertiärwicklung N3 des Trenn-Umsetztransformators PIT als Rückkopplungswicklung zu der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 hin wirkt, weist die durch die Tertiärwicklung N3 zurückgekoppelte Impulsspannung hoher Frequenz (Spannung V3) eine solche Wellenform auf, wie dies aus 3 zu ersehen ist, und zwar aufgrund der Klemmwirkung der aktiven Klemmschaltung 15.
Nunmehr wird ein Aufbau der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 beschrieben.
Die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 enthält einen Filterkondensator CN eines Normalbetriebs-Filters, eine Diode D1 vom langsamen Freilauftyp, eine Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und eine Induktivität Ls.
In der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 ist die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp insbesondere in Reihe zwischen der Brückengleichrichterschaltung Di und der positiven Belegung bzw. dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci angeschlossen.
Der Filterkondensator CN für ein Normalbetriebs-Filter ist ferner der Diode D1 vom langsamen Freilauftyp parallel geschaltet.
Ferner ist die Kathode der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp mit der Induktivität Ls in Reihe geschaltet, die ihrerseits mit der Tertiärwicklung N3 des Trenn-Umsetztransformators PIT verbunden ist. Das andere Ende der Tertiärwicklung N3 des Trenn-Umsetztransformators PIT, d. h. ein Mittelabgriffspunkt zwischen der Tertiärwicklung N3 und der Primärwicklung N1, ist mit der positiven Elektrodenseite des Glättungskondensators Ci verbunden. Folglich ist die Reihenschaltung aus der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp, der Induktivität Ls und der Tertiärwicklung N3 der Diode D1 vom langsamen Freilauftyp und außerdem dem Filterkondensator CN für ein Normalbetriebs-Filter parallel geschaltet.
Die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 weist folgende Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion auf.
In der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 fließt ein Gleichrichtungsstrom von der Brückengleichrichterschaltung Di als Ladestrom zu dem Glättungskondensator Ci längs zweier verschiedener Pfade. Die Pfade umfassen insbesondere einen ersten Pfad, längs dessen ein Strom I1 durch die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp fließt, und einen zweiten Pfad, längs dessen ein Strom I2 als Schaltstrom hoher Frequenz durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und die Induktivität Ls fließt.
Ferner wird in der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 ein Schalt-Ausgangssignal, welches durch die primärseitige Parallelresonanzschaltung erhalten wird, das ist eine durch die aktive Klemmschaltung 15 geklemmte Spannungsresonanz-Impulsspannung, durch die Tertiärwicklung N3, die als Rückkopplungswicklung dient, zurückgekoppelt. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass eine an der Primärwicklung N1 erhaltene geklemmte Spannungsresonanz-Impulsspannung zu der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp zurückgekoppelt wird, die zu der Primärwicklung N1 über die Tertiärwicklung N3 in Reihe geschaltet ist.
Mit dem auf diese Weise zurückgekoppelten Schalt-Ausgangssignal wird eine Wechselspannung der Schaltperiode dem Strompfad des Stromes I2 überlagert, der durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und die Induktivität Ls fließt. Durch die überlagerte Wechselspannung der Schaltperiode wird somit ein Betrieb zum Ein- und Ausschalten des Gleichrichtungsstromes in der Schaltperiode an der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp erhalten.
Insbesondere dann, wenn die Kathodenspannung V2 der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp niedriger ist als die Anodenspannung, das ist die Gleichrichtungsspannung V1, führt die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp EIN-/AUS-Operationen aus. Durch die EIN-/AUS-Operationen fließt ein Ladestrom zu dem Glättungskondensator Ci auch innerhalb einer Zeitspanne, innerhalb der der Gleichrichtungs-Ausgangsspannungspegel V1 niedriger ist als die Spannung an dem Glättungskondensator Ci.
Infolgedessen wird der gemittelte Signalverlauf des Eingangswechselstroms so gesteuert, dass eine Annäherung an den Signalverlauf der Eingangswechselspannung erfolgt, um den Stromflusswinkel des Eingangswechselstromes zu vergrößern, damit eine Steigerung im Leistungsfaktor erreicht wird.
Während der Ladestrom zu dem Glättungskondensator Ci separat längs des Pfades fließt, der durch die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp bereitgestellt ist, und längs des Pfades, der durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und die Induktivität Ls bereitgestellt ist, wie dies oben beschrieben worden ist, leitet die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp lediglich dann, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um die positiven und negativen Spitzenwerte aufweist. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass der Ladestrom I1 lediglich dann fließt, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um einen Spitzenwert der betreffenden Spannung aufweist. Daher verhindert die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp das Fließen eines übermäßig hohen Ladestroms zu der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp um die positiven und negativen Spitzenwerte der Eingangswechselspannung VAC. Folglich ist der Leistungsverlust der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp verringert, und es kann ein höherer Wirkungsgrad erreicht werden.
Demgemäß kann eine Diode mit einer verhältnismäßig kleinen Stromkapazität selektiv für die Dioden D1 und D2 verwendet werden. Ferner kann die Verringerung der Wärmeerzeugung die Notwendigkeit nach einer Kühlplatte eliminieren, und dadurch können eine Verringerung in der Schaltungsgröße und eine Verringerung in den Kosten erwartet werden.
Ferner wird in der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 eine Spannungsresonanz-Impulsspannung ohne Vermittlung eines solchen Reihenresonanzkondensators C10 zurückgekoppelt, wie er in 17 gezeigt ist. Dies vereinfacht den Schaltungsaufbau und ist wirksam hinsichtlich der Realisierung eines Leistungsfaktors, der eine verminderte Schwankung gegenüber einer Änderung der Eingangswechselspannung VAC oder der Lastleistung zeigt.
Ferner ist die aktive Klemmschaltung 15, wie oben beschrieben, auf der Primärseite gebildet, und sie erweitert den Schaltsteuerbereich. Infolgedessen kann ein Schaltnetzteil, welches für einen weltweiten Einsatz beim 100 V-Wechselspannungstyp und beim 200 V-Wechselspannungstyp betriebsbereit ist, erzielt werden, und eine Verringerung der Spannungsfestigkeitseigenschaft eines Transistors, der als Schaltelement Q1 verwendet wird, kann erreicht werden.
Da die Impulsbreite der Spannungsresonanz-Impulsspannung (Klemmspannung) in dem Fall, dass das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, durch die aktive Klemmschaltung 15 vergrößert wird, wenn die Eingangswechselspannung VAC ansteigt, wird außerdem ein Effekt erzielt, dass nämlich die Änderung der zurückgekoppelten Impulsspannung, wie in 3 veranschaulicht, verringert ist, und dies verursacht einen weiteren Effekt, wonach die Änderung des Leistungsfaktors verringert ist.
4 und 5 veranschaulichen Änderungskennlinien des Leistungsfaktors PF und der Eingangsgleichspannung Ei.
4 veranschaulicht insbesondere die Änderungskennlinien des Leistungsfaktors PF und der Eingangsgleichspannung Ei in Abhängigkeit von der Änderung der Leistungslast Po von 0 bis 200 W, wenn die Eingangswechselspannung VAC 100 V, 50 Hz beträgt und wenn die Eingangswechselspannung VAC 230 V, 50 Hz beträgt.
Unterdessen veranschaulicht 5 die Änderungskennlinien des Leistungsfaktors PF und der Eingangsgleichspannung Ei in Bezug auf die Änderung der Eingangswechselspannung VAC von 90 bis 288 V, wenn die Lastleistung Po gegeben ist mit 200 W.
In 4 und 5 veranschaulichen Kurven mit voll ausgezogenen Linien Kennlinien, in die die Leistungssteigerungsfunktion (PFI) involviert ist, das sind Kennlinien der oben unter Bezugnahme auf 1 beschriebenen Schaltung; Kurven mit gestrichelten Linien veranschaulichen Kennlinien, in die kein Schaltungsaufbau zur Steigerung des Leistungsfaktors involviert ist.
6 zeigt Betriebswellenformen von verschiedenen Komponenten der in 1 gezeigten Schaltung, wenn die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 100 V bzw. mit 230 V. Da die Betriebswellenformen in dem Fall, dass die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 100 V, und in dem Fall, dass die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 230 V, im Wesentlichen einander ähnlich sind, jedoch nur hinsichtlich der absoluten Werte sich unterscheiden, sind die betreffenden Wellenformen aus praktischen Gründen bei der Darstellung in 6 als gemeinsame Wellenformen dargestellt.
6 veranschaulicht die Wellenformen der Eingangswechselspannung VAC, des Eingangswechselstromes IAC, der Gleichrichtungsspannung V1, der Kathodenspannung V2, des Stromes I1, der durch die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp fließt, des Stromes 12, der durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp fließt, einer Brumm- bzw. Welligkeitsspannung ΔEi der Eingangsgleichspannung Ei und einer Brumm- bzw. Welligkeitsspannung ΔEo der Ausgangsgleichspannung Eo.
In diesem Fall weist die Schaltung gemäß 1 folgende Festwerte auf:
Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT = 53 T;
Tertiärwicklung N3 des Trenn-Umsetztransformators PIT = 18 T;
primärseitiger Parallelresonanzkondensator Cr = 3300 pF;
Klemmkondensator C3 = 0,047 μF;
Filterkondensator CN = 1 μF;
Induktivität Ls = 68 μH.
Wie aus 4 zu ersehen ist, ändert sich in dem Fall, dass die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 100 V, dann, wenn die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 nicht vorgesehen ist, der Leistungsfaktor PF innerhalb eines Bereiches der Lastleistung Po von 50 W bis 200 W innerhalb eines Bereiches von 0,46 bis 0,57, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich innerhalb eines Bereiches von 138 V bis 131 V. Im Falle der Schaltung gemäß 1, die die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 enthält, ändert sich der Leistungsfaktor PF jedoch innerhalb eines Bereiches von 0,91 bis 0,83, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich innerhalb eines Bereiches von 140 V bis 133 V.
Wenn andererseits die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 230 V und die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 nicht vorgesehen ist, dann ändert sich der Leistungsfaktor PF innerhalb eines Bereiches der Lastleistung Po von 50 W bis 200 W in einem Bereich von 0,39 bis 0,47, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich in einem Bereich von 320 V bis 319 V. Im Falle der Schaltung gemäß 1, die die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 aufweist, ändert sich der Leistungsfaktor jedoch innerhalb eines Bereiches von 0,71 bis 0,84, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich innerhalb eines Bereiches von 346 V bis 328 V.
Ferner ändert sich der Leistungsfaktor PF, wie aus 5 ersehen werden kann, im Falle der Lastleistung Po = 200 W in dem Fall, dass die Eingangswechselspannung VAC sich von 90 V bis 270 V ändert und die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 nicht vorgesehen ist, in einem Bereich von 0,58 bis 0,45; in der Schaltung gemäß 1, die die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 enthält, ändert sich jedoch der Leistungsfaktor PF innerhalb eines Bereiches von 0,87 bis 0,81.
Kurz gesagt kann ein Leistungsfaktor PF mit einer Kennlinie, die eine verhältnismäßig geringe Änderung in Bezug auf eine starke Änderung der Lastleistung Po oder der Eingangswechselspannung VAC zeigt, realisiert werden.
Unterdessen reicht der Wechselspannung-/Gleichspannungs- bzw. AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrad (η_AC/DC) in dem Fall dass die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 100 V und die Lastleistung Po von 50 W bis 200 W reicht, von 88,8% bis 90,8% in dem Fall, dass die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 nicht vorgesehen ist, während der betreffende Wirkungsgrad von 86,1% bis 90,5% im Falle der Schaltung gemäß 1 reicht, die die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 enthält.
Wenn die Eingangswechselspannung VAC 230 V beträgt und wenn die Last- bzw. Nutzleistung Po von 50 W bis 200 W reicht, reicht der AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrad (η_AC/DC) von 87,1% bis 92,0% in dem Fall, dass die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 nicht vorgesehen ist, während er von 84,3% bis 91,0% im Falle der Schaltung gemäß 1 reicht, welche die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10 enthält.
Eine Art und Weise, gemäß der der Ladestrom I1 und der Ladestrom 12 separat längs des Pfades der Diode D1 vom langsamen Freilauftyp bzw. längs des Pfades der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp fließen, wie dies oben beschrieben worden ist, kann aus 6 ersehen werden.
Insbesondere um eine Spitze der Eingangswechselspannung VAC herum fließt der Strom I1 mit der in 6 dargestellten Wellenform durch die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp, und daher ist der durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp fließende Strom 12 kein hoher Strom.
Zweite Ausführungsform
Nunmehr wird ein weiteres Schaltnetzteil beschrieben, bei dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
Die vorliegende Ausführungsform erreicht ein ähnliches bzw. entsprechendes Ziel wie jenes, das durch die oben beschriebene erste Ausführungsform erreicht wird, und daneben erzielt die vorliegende Ausführungsform eine Steigerung des AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrades (η_AC/DC) in dem Fall, dass die Eingangswechselspannung VAC eine Spannung des 100 V-Typs ist.
7 zeigt das Schaltnetzteil gemäß der zweiten Ausführungsform. Es sei darauf hingewiesen, dass in 7 dieselben Teile, die in 1 vorgesehen sind, mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sind wie in 1 und dass eine detaillierte Erläuterung der betreffenden Teile weggelassen wird. Das Schaltnetzteil unterscheidet sich von der Schaltung gemäß 1 prinzipiell dadurch, dass es eine Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung mit einer Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion enthält.
Gemäß 7 enthält das dargestellte Netzteil einen Schaltumsetzer bzw. Schaltwandler vom Spannungsresonanztyp (ein Umsetzer vom Spannungsresonanztyp), der auf der Primärseite vorgesehen ist. Eine Gleichrichtungsschaltung mit einer Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion, d. h. eine Leistungsfaktor-Gleichrichtungsschaltung 11, ist für den Umsetzer vom Spannungsresonanztyp vorgesehen.
In dem Netzteil wird ein Eingangswechselstrom IAC von einer Netzwechselstromquelle AC durch einen Leitungsfilter-Transformator LFT von der Leistungsfaktor-Gleichrichtungsschaltung 11 gleichgerichtet und durch die beiden Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2, die in Reihe geschaltet sind, geglättet, um eine gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei zu erhalten, die zwei Mal so hoch ist, wie eine gleichgerichtete geglättete Spannung, die mittels eines Vollweggleichrichtersystems erhalten werden kann. Dadurch ist ein Doppelspannungs-Gleichrichtungssystem gebildet.
Bevor ein Aufbau der Leistungsfaktor-Gleichrichtungsschaltung 11 beschrieben wird, wird lediglich ein Aufbau des Umsetzers vom Spannungsresonanztyp beschrieben, da er generell ähnlich jenem bei der ersten Ausführungsform ist.
Auch der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp enthält bei der Netzteilschaltung gemäß 7 ein einziges Schaltelement Q1, beispielsweise in Form eines Bipolar-Transistors, der eine hohe Spannungsfestigkeitseigenschaft besitzt.
In entsprechender Weise wie bei dem Umsetzer vom Spannungsresonanztyp in der Netzteilschaltung gemäß 1 ist ferner eine Klemmdiode DD1 mit dem Schaltelement Q1 verbunden, und ein Parallelresonanzkondensator Cr sowie eine Primärwicklung N1 eines Trenn-Umsetztransformators PIT arbeiten miteinander zusammen, um eine primärseitige Parallelresonanzschaltung des Umsetzers vom Spannungsresonanztyp durch die Kapazität des Parallelresonanzkondensators Cr und die Streuinduktivität der Primärwicklung N1 zu bilden. Ferner ist eine aktive Klemmschaltung 15 auf der Primärseite gebildet; diese Klemmschaltung klemmt die Spannungsresonanz-Impulsspannung.
Überdies ist in entsprechender Weise wie bei dem Umsetzer vom Spannungsresonanztyp in der Netzteilschaltung gemäß 1 ein Resonanzkondensator C2 einer Primärwicklung N2 des Trenn-Umsetztransformators PIT parallel geschaltet, um auch auf der Sekundärseite des Trenn-Umsetztransformators PIT eine Resonanzschaltung zu bilden, so dass der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp als Verbund-Resonanzumsetzer gebildet ist. Die Gleichrichtungs-Glättung wird durch eine Gleichrichtungsdiode Do und einen Glättungskondensator Co vorgenommen, um eine Ausgangsgleichspannung Eo zu erhalten. Daneben wird die Schaltfrequenz des Schaltelements Q1 durch eine Steuerschaltung 1 in Form einer PFM-Schaltung gesteuert, um die Ausgangsgleichspannung Eo auf der Sekundärseite zu stabilisieren.
Obwohl eine Tertiärwicklung N3 auf der Primärseite des Trenn-Umsetztransformators PIT gewickelt ist, sei darauf hingewiesen, dass die Tertiärwicklung N3 hier als von der Primärwicklung N1 getrennte Wicklung gewickelt ist. Die Primärwicklung N1 und die Ansteuerwicklung Ng sind an einem Mittelabgriff miteinander verbunden.
Nunmehr wird ein Aufbau der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 11 beschrieben.
Die Leistungsfaktor-Steigerungs- bzw. Gleichrichterschaltung 11 verfügt über eine Gleichrichtungswirkung für den Eingangswechselstrom IAC, und sie verfügt ferner über eine Leistungsfaktorsteigerungsfunktion für den Eingangswechselstrom IAC. Insbesondere ist ein Leistungsfaktorsteigerungs-Netzteil vom Spannungsrückkopplungstyp als Netzteil des Spannungsverdoppler-Gleichrichtersystem gebildet.
Die Leistungsfaktor-Gleichrichtungsschaltung 11 enthält einen Kondensator CN für eine Normalbetriebs-Störunterdrückung zwischen den Wechselspannungsleitungen.
Die Leistungsfaktor-Gleichrichtungsschaltung 11 enthält ferner zwei Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp. Die Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp sind in Reihe geschaltet und zwischen der positiven Belegung eines Glättungskondensators Ci1 und der primärseitigen Erde bzw. Masse über einen Transformator T eingefügt.
Insbesondere ist ein Wicklungsende der Primärwicklung (Induktivität LT1) des Transformators T mit der Kathode der Diode D11 vom schnellen Freilauftyp in Reihe geschaltet, während ein Wicklungsanfang der Primärwicklung (LT1) mit der positiven Belegung des Glättungskondensators Ci1 verbunden ist. Ferner ist ein Wicklungsende der Sekundärwicklung (Induktivität LT2) des Transformators T mit der Anode der Diode D12 vom schnellen Freilauftyp in Reihe geschaltet, und ein Wicklungsanfang der Sekundärwicklung (LT2) ist mit Erde bzw. Masse auf der Primärseite verbunden.
Ein Wicklungsende der Tertiärwicklung N3 des Trenn-Umsetztransformators PIT ist mit einem Schaltungsknoten zwischen den Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp verbunden, und ein Wicklungsanfang der Tertiärwicklung N3 ist mit einer der Wechselspannungsleitungen verbunden.
Die Leistungsfaktor-Gleichrichtungsschaltung 11 enthält ferner eine Reihenschaltung aus Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp, die mit einer der Wechselspannungsleitungen verbunden sind.
Die Reihenschaltung aus den Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp ist zwischen der positiven Belegung bzw. dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci1 und der primärseitigen Masse bzw. Erde eingefügt.
Nachstehend wird die Gleichrichtungsfunktion der Leistungsfaktor-Gleichrichtungsschaltung 11 beschrieben, die den oben beschriebenen Aufbau besitzt.
In der Leistungsfaktor-Gleichrichtungsschaltung 11 wirken die Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp als erste Gleichrichtungsschaltung, während die Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp als zweite Gleichrichtungsschaltung wirken.
Insbesondere innerhalb einer Zeitspanne, in der die Eingangswechselspannung VAC positiv ist, fließt ein Gleichrichtungsstrom von der ersten Gleichrichtungsschaltung längs einer Route von der Wechselspannungsquelle AC → Tertiärwicklung N3 → Diode D11 vom schnellen Freilauftyp → Induktivität LT1 → Glättungskondensator Ci1, um den Glättungskondensator Ci1 aufzuladen. Gleichzeitig fließt ein Gleichrichtungsstrom von der zweiten Gleichrichtungsschaltung längs einer anderen Route von der Wechselspannungsquelle AC → Diode D13 vom langsamen Freilauftyp → Glättungskondensator Ci1, um den Glättungskondensator Ci1 aufzuladen.
Andererseits fließt innerhalb einer anderen Zeitspanne, in der die Eingangswechselspannung VAC negativ ist, ein Gleichrichtungsstrom von der ersten Gleichrichtungsschaltung längs einer Route von der Wechselspannungsquelle AC → Glättungskondensator Ci2 → primärseitige Masse bzw. Erde → Induktivität LT2 → Diode D12 vom schnellen Freilauftyp, um den Glättungskondensator Ci2 aufzuladen. Gleichzeitig fließt ein Gleichrichtungsstrom von der zweiten Gleichrichtungsschaltung längs einer anderen Route von der Wechselspannungsquelle AC → Glättungskondensator Ci2 → primärseitige Erde bzw. Masse → Diode D14 vom langsamen Freilauftyp, um den Glättungskondensator Ci2 aufzuladen.
Kurz gesagt fließt der Gleichrichtungsstrom separat von den ersten und zweiten Gleichrichtungsschaltungen längs zweier Routen zu den Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2.
Da die Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2 in Reihe geschaltet sind und die gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei von der positiven Anschlussseite des Glättungskondensators Ci1 abgenommen wird, ist ein Doppelspannungs-Gleichrichtungssystem erreicht.
Die Leistungsfaktor-Gleichrichtungsschaltung 11 verfügt über folgende Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion.
Zu den beiden Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp, wie sie oben beschrieben worden sind, wird eine Schalt-Ausgangsspannung (geklemmte Spannungsresonanz-Impulsspannung), die von der primärseitigen Parallelresonanzschaltung erhalten wird, durch die Tertiärwicklung N3 des Trenn-Umsetztransformators PIT zurückgekoppelt.
Eine von der Schalt-Ausgangsspannung ausgehende Wechselspannung der Schaltperiode, die auf diese Weise zurückgekoppelt ist, wird den Gleichrichtungsstrompfaden überlagert, und aus dem überlagerten Wechselstrom der Schaltperiode wird eine Operation des Ein- und Ausschaltens des Gleichrichtungsstroms in der Schaltzeitspanne bzw. Schaltperiode an der Diode D11 (oder D12) vom schnellen Freilauftyp erhalten. Durch die EIN-/AUS-Schaltwirkung Hießt der Ladestrom für den Glättungskondensator Ci1 (oder Ci2) auch innerhalb einer Zeitspanne, in der der Gleichrichtungs-Ausgangsspannungspegel niedriger ist als die Spannung an dem Glättungskondensator Ci1 (oder Ci2).
Infolgedessen wird der gemittelte Signalverlauf des Eingangswechselstroms so gesteuert, dass sie sich an die Wellenform der Eingangswechselspannung annähert, um den Stromflusswinkel des Eingangswechselstromes zu vergrößern, damit eine Verbesserung nun Leistungsfaktor erzielt wird.
In der Leistungsfaktor-Gleichrichtungsschaltung 11 fließt der Ladestrom für die Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2 separat durch die Wirkung der oben beschriebenen ersten und zweiten Gleichrichtungsschaltungen.
Dies verhindert das Fließen eines übermäßigen Ladestroms durch die Diode D11 oder D12 vom schnellen Freilauftyp, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um einen positiven oder negativen Spitzenwert herum aufweist. Insbesondere dann, wenn Eingangswechselspannung VAC einen Wert um einen positiven oder negativen Spitzenwert herum aufweist, fließt ein Ladestrom zu den Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp, während lediglich ein Strom von hoher Frequenz zu den Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp fließt. Daher ist der Leistungsverlust der Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp herabgesetzt, und es kann ein hoher Wirkungsgrad erreicht werden. Folglich kann der AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrad (η_AD/DC) im Vergleich zu jenem der Schaltung gemäß 1 gesteigert werden.
Ferner kann eine Diode mit einer verhältnismäßig kleinen Stromkapazität selektiv für die Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp verwendet werden. Überdies kann eine Verringerung der Wärmeerzeugung die Notwendigkeit nach einer Kühlplatte eliminieren. Folglich können eine Verringerung in der Schaltungsgröße und eine Verringerung in den Kosten dadurch erwartet werden.
Auch in der Netzteilschaltung gemäß 7 ist die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 11 so aufgebaut, dass eine Spannungsresonanz-Impulsspannung ohne Zwischenschaltung eines solchen Reihenresonanzkondensators C10, wie er in 17 gezeigt ist, zurückgekoppelt wird. Dies erleichtert die Schaltungsauslegung und ist wirksam hinsichtlich der Realisierung eines Leistungsfaktors, der eine verringerte Schwankung gegenüber einer Änderung der Eingangswechselspannung VAC oder Last- bzw. Nutzleistung zeigt.
Ferner ist die aktive Klemmschaltung 15 auf der Primärseite gebildet, und sie erweitert den Schaltsteuerbereich. Infolgedessen kann ein Schaltnetzteil erzielt werden, welches für einen weltweiten Einsatz mit dem Wechselspannungs-100 V-Typ und dem Wechselspannungs-200 V-Typ betriebsbereit ist. Außerdem kann eine Verringerung der Spannungsfestigkeitseigenschaft eines Transistors erreicht werden, der als Schaltelement Q1 verwendet wird.
Überdies wird mit Rücksicht darauf, dass die Impulsbreite der Spannungsresonanz-Impulsspannung (Klemmspannung) in dem Fall, dass das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, durch die aktive Klemmschaltung 15 vergrößert ist, wenn die Eingangswechselspannung VAC ansteigt, außerdem ein Effekt erreicht, dass die Änderung der Rückkopplungs-Impulsspannung verringert ist, und dies ruft einen weiteren Effekt hervor, dass nämlich die Änderung des Leistungsfaktors verringert ist.
Dritte Ausführungsform
8 zeigt einen Aufbau eines weiteren Schaltnetzteiles, bei dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
Gemäß 8 enthält die dargestellte Netzteilschaltung einen Schaltumsetzer vom Spannungsresonanztyp (einen Umsetzer vom Spannungsresonanztyp), der auf der Primärseite vorgesehen ist. Eine Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A ist für den Umsetzer vom Spannungsresonanztyp vorgesehen. Es sei darauf hingewiesen, dass in 8 dieselben Teile wie in 1 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sind wie in 1.
Gemäß 8 enthält die dargestellte Netzteilschaltung einen Netzfilter-Transformator LFT und einen über die Netzleitungen liegenden Kondensator CL für eine Netzwechselspannungsquelle AC; dadurch ist ein Netzfilter gebildet. Außerdem enthält die betreffende Netzteilschaltung eine Brückengleichrichterschaltung Di für eine Vollweggleichrichtung der Netzwechselspannung VAC in einer entsprechenden Weise wie in der Netzteilschaltung gemäß 1. Mit einer Gleichrichtungs-Ausgangsspannung von der Brückengleichrichterschaltung Di wird ein Glättungskondensator Ci durch die Leistungsfaktor-Gleichrichtungsschaltung 10A aufgeladen, und eine gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei wird an dem Glättungskondensator Ci erhalten.
Auch der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp, der ein Schaltelement Q1 in Form eines Bipolar-Transistors mit einer hohen Spannungsfestigkeitseigenschaft enthält, weist einen entsprechenden Aufbau auf wie jener in 1.
Insbesondere ist eine Klemmdiode DD1 zwischen der Basis des Schaltelements Q1 und der negativen Elektrode (primärseitige Erde bzw. Masse) des Glättungskondensators Ci eingefügt. Der Emitter des Schaltelements Q1 ist mit Erde bzw. Masse auf der Primärseite verbunden.
Der Kollektor des Schaltelements Q1 ist mit dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci durch die Primärwicklung N1 eines Trenn- Umsetztransformators PIT und eine Primärwicklung (Induktivität Lp) eines Transformators T verbunden.
Das Schaltelement Q1 führt eine Schaltoperation mit einer Schaltfrequenz aus, die durch den Steuerstrom geändert wird, der von einer Steuerschaltung 1 an die Basis des Schaltelements Q1 abgegeben wird.
In entsprechender Weise wie bei der Schaltung gemäß 1 ist ein Parallelresonanzkondensator Cr zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Schaltelements Q1 angeschlossen. Der Parallelresonanzkondensator Cr weist eine Kapazität auf, die mit einer Streuinduktivität L1 auf der Seite der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT zusammenwirkt, um eine primärseitige Parallelresonanzschaltung des Umsetzers vom Spannungsresonanztyp zu bilden. Wenn das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, zeigt die Spannung an dem Parallelresonanzkondensator Cr eine Impulswellenform einer Sinuswelle, und zwar aufgrund der Wirkung der Parallelresonanzschaltung, und folglich wird ein Betrieb des Spannungsresonanztyps erhalten.
Der Trenn-Umsetztransformator PIT weist einen Aufbau auf, wie er oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben worden ist. Insbesondere sind die Primärwicklung N1 und die Sekundärwicklung N2 in einem unterteilten Zustand um den mittleren magnetischen Schenkel mit einem darin gebildeten Spalt G so herumgewickelt, dass eine lose Kopplung mit einem Kopplungskoeffizienten von beispielsweise k ≒ 0,85 erhalten werden kann, wodurch es schwierig gemacht ist, auch einen Sättigungszustand zu erreichen.
Ein Ende der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT ist mit dem Kollektor des Schaltelements Q1 verbunden, während das andere Ende der Primärwicklung N1 mit dem positiven Anschluss (gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei) des Glättungskondensators Ci durch die Primärwicklung (Induktivität Lp) des Transformators T verbunden ist.
Eine Treiber- bzw. Ansteuerwicklung Ng ist durch eine Mittelabgriffsverbindung auf der Primärseite des Trenn-Umsetztransformators PIT gebildet.
Es sei darauf hingewiesen, dass in der Schaltung gemäß 8 im Unterschied zu der in 1 dargestellten Schaltung keine Tertiärwicklung N3 auf der Primärseite gebildet ist.
In entsprechender Weise wie bei dem Umsetzer vom Spannungsresonanztyp in der Netzteilschaltung gemäß 1 ist der Resonanzkondensator C2 einer Sekundärwicklung N2 des Trenn-Umsetztransformators PIT parallel geschaltet, um auch auf der Sekundärseite des Trenn-Umsetztransformators PIT eine Resonanzschaltung zu bilden, so dass der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp als Verbund-Resonanzumsetzer gebildet ist. Die Gleichrichtungs-Glättung wird durch eine Gleichrichtungsdiode Do und einem Glättungskondensator Co vorgenommen, um eine Ausgangsgleichspannung Eo zu erhalten. Daneben wird die Schaltfrequenz des Schaltelements Q1 durch die Steuerschaltung 1 in Form einer PFM-Schaltung gesteuert, um die Ausgangsgleichspannung Eo auf der Sekundärseite zu stabilisieren.
Außerdem enthält die vorliegende Netzteilschaltung eine aktive Klemmschaltung 15, die auf der Primärseite vorgesehen ist.
Die aktive Klemmschaltung 15 enthält ein Hilfs-Schaltelement Q2 in Form eines MOS-FET, einen Klemmkondensator C3 und eine Klemmdiode DD2 in Form einer Bausteindiode. Ferner enthält die Netzteilschaltung ein Ansteuerschaltungssystem zur Ansteuerung des Hilfs-Schaltelements Q2. Das Ansteuerschaltungssystem enthält eine Ansteuerwicklung Ng, einen Kondensator Cg und Widerstände Rg und R1.
Die Klemmdiode DD2 ist zwischen der Drain-Elektrode und der Source-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 parallel angeschlossen. Insbesondere ist die Anode der Klemmdiode DD2 mit der Source-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 verbunden, und die Kathode der Klemmdiode DD2 ist mit der Drain-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 verbunden.
Die Drain-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 ist mit der positiven Elektrodenseite des Glättungskondensators Ci durch den Klemmkondensator C3 verbunden. Die Source-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 ist mit einem Kollektorschaltungspunkt des Schaltelements Q1 verbunden.
Demgemäß ist die aktive Klemmschaltung 15 so aufgebaut, dass der Klemmkondensator C3 zu der Parallelschaltung aus dem Hilfs-Schaltelement Q2 und der Klemmdiode DD2 in Reihe geschaltet ist. Die auf diese Weise gebildete Schaltung ist weiter der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT parallel geschaltet.
In dem Ansteuerschaltungssystem für das Hilfs-Schaltelement Q2 ist die Reihenschaltungsverbindung aus dem Kondensator Cg, dem Widerstand Rg und der Ansteuerwicklung Ng mit der Gate-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 verbunden, wie dies aus 8 zu ersehen ist. Die Reihenschaltung bildet eine selbsterregte Ansteuerschaltung für das Hilfs-Schaltelement Q2. Somit wird eine Signalspannung von der selbsterregten Ansteuerschaltung an die Gate-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 abgegeben, so dass eine Schaltoperation des Hilfs-Schaltelements Q2 ausgeführt wird.
In diesem Fall ist die Ansteuerwicklung Ng auf der Wicklungsanfangsseite der Primärwicklung N1 gebildet, und sie weist beispielsweise 1 T (Windung) als Windungszahl auf.
Folglich wird in der Ansteuerwicklung Ng auf eine Wechselspannung hin, die von der Primärwicklung N1 erhalten wird, eine Spannung erzeugt. Ferner werden in diesem Fall Spannungen von entgegengesetzten Polaritäten durch die Primärwicklung N1 und die Ansteuerwicklung Ng erhalten, und zwar aufgrund der Wicklungsrichtungen der Primärwicklung N1 und der Ansteuerwicklung Ng.
Demgemäß werden das Schaltelement Q1 und das Hilfs-Schaltelement Q2 abwechselnd ein-/ausgeschaltet, und eine Spannungsresonanz-Impulsspannung wird durch die aktive Klemmschaltung 15 geklemmt.
Während die Primärwicklung (Induktivität Lp) des Transformators T als Rückkopplungswicklung für die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A wirkt, weist die Impulsspannungswellenform (Spannung V3) mit hoher Frequenz, die durch den Transformator T zurückgekoppelt wird, eine Wellenform ähnlich jener auf, die in 3 gezeigt ist, und zwar aufgrund der Klemmwirkung der aktiven Klemmschaltung 15.
Nunmehr wird ein Aufbau der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A beschrieben.
Die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A enthält einen Filterkondensator CN für ein Normalbetriebs-Filter, eine Diode D1 vom langsamen Freilauftyp, eine Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und den Transformator T.
Insbesondere ist in der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp in Reihe zwischen der Brückengleichrichterschaltung Di und dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci angeschlossen.
Ferner ist der Kondensator CN für ein Normalbetriebs-Filter der Diode D1 vom langsamen Freilauftyp parallel geschaltet.
Ferner ist die Kathode der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp mit einem Wicklungsende der Sekundärwicklung (Induktivität Ls) des Transformators T verbunden, und ein Wicklungsanfang der Sekundärwicklung (Ls) des Transformators T ist mit der positiven Elektrodenseite des Glättungskondensators Ci verbunden. Folglich ist die Reihenschaltung aus der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und der Induktivität Ls der Diode D1 vom langsamen Freilauftyp und auch dem Kondensator CN für ein Normalbetriebs-Filter parallel geschaltet.
Die Primärwicklung (Induktivität Lp) des Transformators T ist mit dem Wicklungsende der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT verbunden, während der Wicklungsanfang der Primärwicklung (Induktivität Lp) des Transformators T mit der positiven Elektrode des Glättungskondensators Ci verbunden ist.
In dem Transformator T mit einem solchen Verbindungssystem von Primärwicklung (Lp) und Sekundärwicklung (Ls), wie es oben beschrieben worden ist, sind das Wicklungsende der Primärwicklung (Lp) und der Wicklungsanfang der Sekundärwicklung (Ls) miteinander verbunden. Deshalb können die Primärwicklung (Lp) und die Sekundärwicklung (Ls) tatsächlich durch eine Mittelabgriffsverbindung miteinander verbunden sein. Daraus ergibt sich, dass der Transformator T unter Heranziehung eines trommelartigen Magnetkerns aus Ferrit eines offenen Magnetkreises von geringer Größe gebildet sein kann, und damit können eine Erleichterung in der Herstellung und eine Miniaturisierung der Schaltung realisiert werden.
Die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A verfingt über die folgende Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion.
In der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A fließt ein Gleichrichtungsstrom von der Brückengleichrichterschaltung Di als Ladestrom zu dem Glättungskondensator Ci längs zweier verschiedener Pfade, die einen ersten Pfad, längs dessen ein Strom I1 durch die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp fließt, und einen zweiten Pfad umfassen, längs dessen ein Strom 12 als Schaltstrom hoher Frequenz durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und die Induktivität Ls fließt.
Ferner wird eine Schaltausgangsspannung, die durch die primärseitige Parallelresonanzschaltung erhalten wird und bei der ein Stromfluss durch die Primärwicklung (Lp) des Transformators T erfolgt, das ist eine Spannungsresonanz-Impulsspannung, die durch die aktive Klemmschaltung 15 geklemmt wird, zu der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A zurückgekoppelt. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass in der Sekundärwicklung (Ls) eine induzierte Spannung durch einen primären Strom erzeugt wird, der durch die Primärwicklung (Lp) fließt, und dass eine Spannungsresonanz-Impulsspannung, die dadurch geklemmt wird, zu der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp zurückgekoppelt wird, die mit der Sekundärwicklung (Ls) in Reihe geschaltet ist.
Mit der auf diese Weise zurückgekoppelten Schalt-Ausgangsspannung wird eine Wechselspannung der Schaltperiode dem Strompfad des Stromes 12 überlagert, der durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und die Induktivität Ls fließt. Durch die überlagerte Wechselspannung der Schaltperiode wird somit eine Operation zum Ein- und Ausschalten des Gleichrichtungsstroms in der Schaltperiode bei der Diode D2 vorn schnellen Freilauftyp erhalten.
Insbesondere dann, wenn die Kathodenspannung V2 der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp niedriger ist als die Anodenspannung, das ist die Gleichrichtungsspannung V1. führt die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp EIN-/AUS-Operationen aus. Durch die EIN-/AUS-Operationen fließt ein Ladestrom zu dem Glättungskondensator Ci auch innerhalb einer Zeitspanne, innerhalb der der Gleichrichtungs-Ausgangsspannungspegel V1 niedriger ist als die Spannung an dem Glättungskondensator Ci.
Infolgedessen wird der gemittelte Signalverlauf des Eingangswechselstroms so gesteuert. dass sie sich an den Signalverlauf der Eingangswechselspannung annähert, um den Stromflusswinkel des Eingangswechselstroms zu vergrößern, wodurch eine Verbesserung im Leistungsfaktor erzielt wird.
Während der Ladestrom zu dem Glättungskondensator Ci separat längs des Pfades fließt, der durch die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp bereitgestellt wird, und längs des Pfades, der durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und die Induktivität Ls bereitgestellt wird, wie dies oben beschrieben worden ist, leitet die Diode D1 vorn langsamen Freilauftyp lediglich dann, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um positive und negative Spitzenwerte herum aufweist. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass der Ladestrom I1 lediglich dann fließt, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um einen Spitzenwert dieser Spannung herum aufweist. Daher verhindert die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp das Fließen eines übermäßig hohen Ladestroms zu der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp um die positiven und negativen Spitzenwerte der Eingangswechselspannung VAC herum. Infolgedessen sinkt der Leistungsverlust der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp, und es kann ein höherer Wirkungsgrad erzielt werden.
Demgemäß kann eine Diode mit einer verhältnismäßig geringen Stromkapazität selektiv für die Dioden D1 und D2 verwendet werden. Ferner kann eine Verringerung der Wärmeerzeugung die Notwendigkeit nach einer Kühlerplatte eliminieren, und eine Verringerung in der Schaltungsgröße sowie eine Verringerung in den Kosten können dadurch erwartet werden.
Ferner wird in der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A eine Spannungsresonanz-Impulsspannung ohne Hinzuziehung eines solchen Reihenresonanzkondensators C10 zurückgekoppelt, wie er in 17 gezeigt ist. Dies erleichtert die Schaltungsauslegung und ist wirksam hinsichtlich der Realisierung eines Leistungsfaktors, der eine verringerte Änderung gegenüber einer Änderung der Eingangswechselspannung VAC oder der Last- bzw. Nutzleistung zeigt.
Ferner ist, wie oben beschrieben, die aktive Klemmschaltung 15 auf der Primärseite gebildet, und sie erweitert den Schaltsteuerbereich. Infolgedessen kann ein Schaltnetzteil erzielt werden, welches für einen weltweiten Einsatz mit dem Wechselspannungs-100 V-Typ und dem Wechselspannungs-200 V-Typ betriebsbereit ist. Ferner kann eine Verringerung der Spannungsfestigkeitseigenschaft eines Transistors erreicht werden, der als Schaltelement Q1 verwendet wird.
Überdies wird mit Rücksicht darauf, dass die Impulsbreite der Spannungsresonanz-Impulsspannung (Klemmspannung) in dem Fall, dass das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, durch die aktive Klemmschaltung 15 erweitert wird, wenn die Eingangswechselspannung VAC erweitert wird, außerdem ein Effekt erzielt, dass die Änderung der Rückkopplungsimpulsspannung, wie in 3 veranschaulicht, verringert ist, und dies führt zu einem weiteren Effekt, dass die Änderung des Leistungsfaktors verringert ist.
9 und 10 veranschaulichen Änderungskennlinien des Leistungsfaktors PF und der Eingangsgleichspannung Ei.
Insbesondere veranschaulicht 9 die Änderungskennlinie des Leistungsfaktors PF und der Eingangsgleichspannung Ei in Bezug auf die Änderung der Last- bzw. Nutzleistung Po von 0 bis 200 W, wenn die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 100 V bei 50 Hz und wenn die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 230 V bei 50 Hz.
Unterdessen veranschaulicht 10 die Änderungskennlinien des Leistungsfaktors PF und der Eingangsgleichspannung Ei in Bezug auf die Änderung der Eingangswechselspannung VAC von 90 bis 288 V, wenn die Lastleistung Po 200 W beträgt.
In 9 und 10 veranschaulichen durch voll ausgezogene Linien dargestellte Kurven Kennlinien, bei denen die Leistungssteigerungsfunktion (PFI) involviert ist, d. h., dass es sich um Kennlinien der oben unter Bezugnahme auf 8 beschriebenen Schaltung handelt. Die durch gestrichelte Linien dargestellten Kurven veranschaulichen Kennlinien, bei denen kein Schaltungsaufbau zur Steigerung des Leistungsfaktors involviert ist.
Die Spannungsverläufe an den verschiedenen Komponenten der Schaltung gemäß 8 sind ähnlich jenen der Schaltung gemäß 1, und sie können unter Bezugnahme auf das Wellenformdiagramm von 6 ersehen werden.
In diesem Fall weist die Schaltung gemäß 8 folgende Festwerte auf:
Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT = 48 T;
Induktivität Lp = 68 μH;
Induktivität Ls = 33 μH;
Primärseitiger Parallelresonanzkondensator Cr = 3300 pF;
Klemmkondensator C3 = 0,047 μF;
Filterkondensator CN = 1 μF.
Wie aus 9 ersehen werden kann, ändert sich der Leistungsfaktor PF dann, wenn die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 100 V und die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A nicht vorgesehen ist, innerhalb eines Bereiches von 200 W bis 50 W der Lastleistung Po in einem Bereich von 0,57 bis 0,46, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich innerhalb eines Bereiches von 131 V bis 138 V. Im Falle der Schaltung gemäß 8, welche die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A enthält, ändert sich der Leistungsfaktor PF jedoch innerhalb eines Bereiches von 0,80 bis 0,82, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich innerhalb eines Bereiches von 133 V bis 142 V.
Wenn andererseits die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 230 V und die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A nicht vorgesehen ist, dann ändert sich der Leistungsfaktor PF innerhalb eines Bereiches von 200 W bis 50 W der Lastleistung Po innerhalb eines Bereiches von 0,47 bis 0,39, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich innerhalb eines Bereiches von 317 V bis 320 V. Im Falle der Schaltung gemäß 8, welche die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A enthält, ändert sich der Leistungsfaktor PF jedoch innerhalb eines Bereiches von 0,81 bis 0,70, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich innerhalb eines Bereiches von 329 V bis 350 V.
Wie aus 10 ersehen werden kann, ändert sich der Leistungsfaktor PF im Falle der Lastleistung Po = 200 W in dem Fall, dass sich die Eingangswechselspannung VAC von 90 V bis 270 V ändert und die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A nicht vorgesehen ist, innerhalb eines Bereiches von 0,58 bis 0,45. In der Schaltung gemäß 8, welche die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A enthält, ändert sich der Leistungsfaktor PF jedoch innerhalb eines Bereiches von 0,85 bis 0,80.
Kurz gesagt kann ein Leistungsfaktor PF mit einer Kennlinie realisiert werden, die eine verhältnismäßig geringe Änderung in Bezug auf eine starke Änderung der Lastleistung Po oder der Eingangswechselspannung VAC zeigt.
Unterdessen reicht der AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrad (η_AC/DC) in dem Fall, dass die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 100 V und dass die Last- bzw. Nutzleistung Po von 50 W bis 200 W reicht, von 90,8% bis 88,8%, wobei die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A nicht vorgesehen ist. Der betreffende Wirkungsgrad reicht jedoch von 90,2% bis 85,8% im Falle der Schaltung gemäß 8, die die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A enthält.
Wenn die Eingangswechselspannung VAC 230 V beträgt und wenn die Lastleistung Po von 50 W bis 200 W reicht, dann reicht der AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrad (η_AC/DC) von 92,0% bis 87,1% in dem Fall, dass die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A nicht vorgesehen ist, während er von 90,8% bis 83,8% im Falle der Schaltung gemäß 8 reicht, welche die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10A enthält.
Auch in der Schaltung gemäß 8 fließen der Ladestrom I1 und der Ladestrom I2 separat längs des Pfades der Diode D1 vom langsamen Freilauftyp bzw. längs des Pfades der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp, und eine Art und Weise dieses Stromflusses kann aus 6 ersehen werden.
Insbesondere um eine Spitze bzw. einen Spitzenwert der Eingangswechselspannung VAC herum fließt der Strom I1 mit der in 6 dargestellten Wellenform durch die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp, und daher ist der Strom 12, der durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp fließt, nicht ein hoher Strom.
Vierte Ausführungsform
Nunmehr wird ein noch weiteres Schaltnetzteil beschrieben, bei dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
Die vorliegende Ausführungsform erzielt zusätzlich zu einem Ziel entsprechend jenem der oben beschriebenen dritten Ausführungsform eine Steigerung des AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrades (η_AC/DC) in dem Fall, dass die Eingangswechselspannung VAC eine Spannung des 100 V-Typs ist.
11 zeigt das Schaltnetzteil gemäß der vierten Ausführungsform. Es sei darauf hingewiesen, dass in 11 dieselben Teile wie in 8 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sind wie in 8, und dass eine detaillierte Erläuterung der betreffenden Teile weggelassen wird. Das Schaltnetzteil in 11 unterscheidet sich von der Schaltung gemäß 8 hauptsächlich dadurch, dass es eine Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung mit einer Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion aufweist.
Gemäß 11 enthält die dargestellte Netzteilschaltung einen Schaltumsetzer vom Spannungsresonanztyp (einen Umsetzer des Spannungsresonanztyps), der auf der Primärseite vorgesehen ist. Eine Gleichrichtungsschaltung mit einer Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion, d. h. eine Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A ist für den Umsetzer vom Spannungsresonanztyp vorgesehen.
In der Netzteilschaltung wird ein Eingangswechselstrom IAC von einer Netzwechselspannungsquelle IAC über einen Leitungsfilter- bzw. Netzfilter-Transformator LFT mittels der Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A gleichgerichtet und durch zwei Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2 geglättet, die in Reihe geschaltet sind, um eine gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei zu erhalten, die doppelt so hoch ist wie eine gleichgerichtete geglättete Spannung, welche durch ein Vollweggleichrichtersystem erhalten werden kann. Dadurch ist ein Doppelspannungs-Gleichrichtungssystem gebildet.
Der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp weist einen entsprechenden bzw. ähnlichen Aufbau auf wie jenen bei der dritten Ausführungsform.
Auch der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp in der Netzteilschaltung gemäß 11 enthält ein einziges Schaltelement Q1, beispielsweise in Form eines Bipolar-Transistors mit einer hohen Spannungsfestigkeitseigenschaft.
Ferner ist in entsprechender Weise wie bei dem Umsetzer vom Spannungsresonanztyp in der Netzteilschaltung gemäß 8 eine Klemmdiode DD1 mit dem Schaltelement Q1 verbunden. Ein Parallelresonanzkondensator Cr und eine Primärwicklung N1 eines Trenn-Umsetztransformators PIT arbeiten miteinander zusammen, um eine primärseitige Parallelresonanzschaltung des Umsetzers vom Spannungsresonanztyp durch die Kapazität des Parallelresonanzkondensators Cr und die Streuinduktivität der Primärwicklung N1 zu bilden. Ferner ist eine aktive Klemmschaltung 15 auf der Primärseite gebildet. Diese Klemmschaltung klemmt die Spannungsresonanz-Impulsspannung.
Ferner ist ein Resonanzkondensator C2 einer Primärwicklung N2 des Trenn-Umsetztransformators PIT parallel geschaltet, um eine Resonanzschaltung auch auf der Sekundärseite des Trenn-Umsetztransformators PIT zu bilden, so dass der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp als Verbund-Resonanzumsetzer gebildet ist. Ferner erfolgt eine Gleichrichtungs-Glättung durch eine Gleichrichtungsdiode Do und einen Glättungskondensator Co, um eine Ausgangsgleichspannung Eo zu erhalten. Daneben wird die Schaltfrequenz des Schaltelements Q1 durch eine Steuerschaltung 1 in Form einer PFM-Schaltung gesteuert, um die Ausgangsgleichspannung Eo auf der Primärseite zu stabilisieren.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT mit der positiven Elektrode des Glättungskondensators Ci1 durch die Primärwicklung (Induktivität LT1) eines Transformators T verbunden ist.
Der Transformator T weist auf seiner Primärseite die Primärwicklung (Induktivität LT1) und auf seiner Sekundärseite gewickelt eine Sekundärwicklung (Induktivität LT2) und eine Tertiärwicklung (Induktivität LT3) auf.
Nunmehr wird ein Aufbau der Leistungsfaktorsteigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A beschrieben.
Die Leistungsfaktorsteigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A verfügt über eine Gleichrichtungswirkung für den Eingangswechselstrom IAC, und ferner verfügt sie über eine Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion bezüglich des Eingangswechselstromes IAC. Insbesondere ist ein Leistungsfaktor-Steigerungs-Netzteil vom Spannungsrückkopplungstyp als Netzteil des Spannungsverdopplungs-Gleichrichtungssystems gebildet.
Die Leistungsfaktorsteigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A enthält einen Kondensator CN zur Unterdrückung der Normalbetriebs-Störung zwischen den Wechselspannungsleitungen.
Die Leistungsfaktorsteigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A weist ferner zwei Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp auf. Die Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp sind in Reihe miteinander geschaltet und zwischen dem positiven Anschluss eines Glättungskondensators Ci1 und der primärseitigen Erde bzw. Masse durch einen Transformator T eingefügt.
Dabei ist insbesondere ein Wicklungsende der Sekundärwicklung (Induktivität LT2) des Transformators T mit der Kathode der Diode D11 vom schnellen Freilauftyp in Reihe geschaltet, während ein Wicklungsanfang der Sekundärwicklung (LT2) mit dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci1 verbunden ist. Ferner ist ein Wicklungsanfang der Tertiärwicklung (Induktivität LT3) des Transformators T mit der Anode der Diode D12 vom schnellen Freilauftyp in Reihe geschaltet, und ein Wicklungsende der Tertiärwicklung (LT3) ist mit Erde bzw. Masse auf der Primärseite verbunden.
Sowohl in der Sekundärwicklung (Induktivität LT2) wie auch in der Tertiärwicklung (LT3) wird eine Spannung durch einen primären Strom induziert, der durch die Primärwicklung (LT1) fließt. Folglich ist die durch die aktive Klemmschaltung 15 geklemmte Spannungsresonanz-Impulsspannung eine Spannung, die zu der Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A zurückgekoppelt wird (die Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp sind mit der Sekundärwickiung (LT2) bzw. der Tertiärwicklung (LT3) in Reihe geschaltet).
In diesem Fall weisen die in den Induktivitäten LT2 und LT3 erzeugten induzierten Spannungen zueinander entgegengesetzte Polaritäten auf.
Die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A enthält ferner eine Reihenschaltung aus Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp, die mit den Wechselspannungsleitungen verbunden sind.
Die Reihenschaltung aus den Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp ist zwischen dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci1 und der primärseitigen Erde bzw. Masse eingefügt.
Nachstehend wird die Gleichrichtungsfunktion der den oben beschriebenen Aufbau aufweisenden Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A beschrieben.
In der Leistungsfaktorsteigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A wirken die Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp als erste Gleichrichtungsschaltung, während die Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp als zweite Gleichrichtungsschaltung wirken.
Insbesondere innerhalb einer Zeitspanne, in der die Eingangswechselspannung VAC positiv ist, fließt ein Gleichrichtungsstrom von der ersten Gleichrichtungsschaltung längs einer Route von der Wechselspannungs- bzw. Wechselstromquelle AC → Diode D11 vom schnellen Freilauftyp → Induktivität LT2 → Glättungskondensator Ci1, um diesen Glättungskondensator Ci1 aufzuladen. Gleichzeitig fließt ein Gleichrichtungsstrom von der zweiten Gleichrichtungsschaltung längs einer anderen Route von der Wechselspannungs- bzw. Wechselstromquelle AC → Diode D13 vom langsamen Freilauftyp → Glättungskondensator Ci1, um den Glättungskondensator Ci1 aufzuladen.
Andererseits Hießt innerhalb einer anderen Zeitspanne, innerhalb der die Eingangswechselspannung VAC negativ ist, ein Gleichrichtungsstrom von der ersten Gleichrichtungsschaltung längs einer Route von der Wechselspannungs- bzw. Wechselstromquelle AC → Glättungskondensator Ci2 → primärseitige Erde bzw. Masse → Induktivität LT3 → Diode D12 vom schnellen Freilauftyp, um den Glattungskondensator Ci2 aufzuladen. Gleichzeitig fließt ein Gleichrichtungsstrom von der zweiten Gleichrichtungsschaltung längs einer anderen Route von der Wechselspannungs- bzw. Wechselstromquelle AC → Glättungskondensator Ci2 → primärseitige Erde bzw. Masse → Diode D14 vom langsamen Freilauftyp, um den Glättungskondensator Ci2 aufzuladen.
Kurz gesagt fließt der Gleichrichtungsstrom separat von den ersten und zweiten Gleichrichtungsschaltungen längs zweier Routen zu den Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2.
Da die Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2 miteinander in Reihe geschaltet sind und da die gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei von der positiven Anschlussseite des Glättungskondensators Ci1 abgenommen wird, ist ein Doppelspannungs-Gleichrichtungssystem erzielt.
Die Leistungsfaktorsteigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A verfügt über folgende Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion.
Durch die beiden oben beschriebenen Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp sind die Sekundärwicklung (Induktivität LT2) und die Tertiärwicklung (Induktivität LT3) des Transformators T in Reihe geschaltet, so dass durch die primärseitige Parallelresonanzschaltung eine Schalt-Ausgangsspannung (geklemmte Spannungsresonanz-Impulsspannung) erhalten wird, wobei der Strom durch die Primärwicklung (LT1) des Transformators T fließt. Die betreffende Spannung wird der Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A zurückgekoppelt.
Eine Schaltperiodenwechselspannung, die von der Schaltausgangsspannung ausgeht und die auf diese Weise zurückgekoppelt ist, wird den Gleichrichtungsstrompfaden überlagert, und von dem überlagerten Wechselstrom der Schaltperiode wird eine Operation des Ein- und Ausschaltens des Gleichrichtungsstroms in der Schaltperiode an der Diode D11 vom schnellen Freilauftyp (oder D12) erhalten. Durch die EIN-/AUS-Schaltwirkung fließt ein Ladestrom zu dem Glättungskondensator Ci1 (oder Ci2) auch innerhalb einer Zeitspanne, innerhalb der der Gleichrichtungs-Ausgangsspannungspegel niedriger ist als die Spannung an dem Glättungskondensator Ci1 (oder Ci2).
Infolgedessen wird die mittlere Wellenform des Eingangswechselstroms so gesteuert, dass sie sich an die Wellenform der Eingangswechselspannung annähert, um den Stromflusswinkel des Eingangswechselstromes zu vergrößern, wodurch eine Steigerung im Leistungsfaktor erzielt wird.
In der Leistungsfaktorsteigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11A fließt der Ladestrom zu den Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2 separat durch die Wirkung der oben beschriebenen ersten und zweiten Gleichrichtungsschaltungen.
Dies verhindert das Fließen eines übermäßigen Ladestroms durch die Diode D11 oder D12 vom schnellen Freilauftyp, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um einen positiven oder negativen Spitzenwert herum aufweist. Insbesondere dann, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um einen positiven oder negativen Spitzenwert herum aufweist, fließt ein Ladestrom zu den Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp, während lediglich ein Strom einer hohen Frequenz zu den Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp fließt. Daher sinkt der Leistungsverlust der Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp, und ein hoher Wirkungsgrad kann erzielt werden. Infolgedessen kann der AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrad (η_AC/DC) im Vergleich zu jenem der Schaltung gemäß 8 gesteigert werden.
Ferner kann eine Diode mit einer vergleichsweise kleinen Stromkapazität selektiv für die Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp verwendet werden. Überdies kann eine Verringerung der Wärmeerzeugung die Notwendigkeit nach einer Kühlplatte eliminieren. Infolgedessen können eine Verringerung in der Schaltungsgröße und eine Verringerung in den Kosten dadurch erwartet werden.
Auch in der Netzteilschaltung gemäß 11 ist die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 11A so aufgebaut, dass eine Spannungsresonanz-Impulsspannung ohne Einbeziehung eines solchen Reihenresonanzkondensators C10 zurückgekoppelt wird, wie er in 17 gezeigt ist. Dies erleichtert den Schaltungsaufbau und ist wirksam hinsichtlich der Realisierung eines Leistungsfaktors, der eine verringerte Änderung gegenüber einer Änderung der Eingangswechselspannung VAC oder Lastleistung zeigt.
Ferner ist die aktive Klemmschaltung 15 auf der Primärseite gebildet, und sie erweitert den Schaltsteuerbereich. Infolgedessen kann ein Schaltnetzteil erzielt werden, welches für einen weltweiten Einsatz beim Wechselspannungs-100 V-Typ und beim Wechselspannungs-200 V-Typ betriebsbereit ist. Außerdem kann eine Verringerung in der Spannungsfestigkeitseigenschaft eines Transistors erreicht werden, der als Schaltelement Q1 verwendet wird.
Da die Impulsbreite der Spannungsresonanz-Impulsspannung (Klemmspannung) in dem Fall, dass das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, durch die aktive Klemmschaltung 15 vergrößert ist, wenn die Eingangswechselspannung VAC ansteigt, wird überdies auch ein Effekt erzielt, dass die Änderung der Rückkopplungs-Impulsspannung verringert ist. Dies hat einen weiteren Effekt zur Folge, dass die Änderung des Leistungsfaktors verringert ist.
Fünfte Ausführungsform
12 zeigt einen Aufbau eines noch weiteren Schaltnetzteiles, bei dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
Gemäß 12 enthält die dargestellte Netzteilschaltung einen Schaltumsetzer vom Spannungsresonanztyp (einen Umsetzer vom Spannungsresonanztyp), der auf der Primärseite vorgesehen ist. Für den Umsetzer vom Spannungsresonanztyp ist eine Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B vorgesehen.
Es sei darauf hingewiesen, dass in 12 dieselben Teile wie jene in 1 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sind wie in 1.
Gemäß 12 enthält die dargestellte Netzteilschaltung einen Netzfilter-Transformator LFT und einen über den Netzleitungen einer Netzspannungs- bzw. Netzstromquelle AC liegenden Kondensator CL. Die betreffenden Elemente bilden ein Leitungs- bzw. Netzfilter. Ferner ist eine Brückengleichrichterschaltung Di für eine Vollweggleichrichtung der Netzwechselspannung AC in entsprechender Weise vorgesehen wie in der Netzteilschaltung gemäß 1. Mit einer durch die Brückengleichrichterschaltung Di gleichgerichteten Vollweggleichrichtungsspannung wird ein Glättungskondensator Ci der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B geladen, und an dem Glättungskondensator Ci wird eine gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei erhalten.
Auch der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp, der ein Schaltelement Q1 in Form eines Hochspannungs-Bipolar-Transistors aufweist, weist einen entsprechenden Aufbau auf wie jener in 1.
Insbesondere ist eine Klemmdiode DD1 zwischen der Basis des Schaltelements Q1 und der negativen Elektrode (primärseitige Erde bzw. Masse) des Glättungskondensators Ci eingefügt. Der Emitter des Schaltelements Q1 ist mit Erde bzw. Masse auf der Primärseite verbunden.
Der Kollektor des Schaltelements Q1 ist mit dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci durch die Primärwicklung N1 eines Trenn-Umsetztransformators PIT verbunden.
Das Schaltelement Q1 führt eine Schaltoperation mit einer Schaltfrequenz aus, die mit einem Steuerstrom geändert wird, der von einer Steuerschaltung 1 an die Basis des Schaltelements Q1 abgegeben wird.
In entsprechender Weise wie in der Schaltung gemäß 1 ist ein Parallelresonanzkondensator Cr zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Schaltelements Q1 angeschlossen. Der Parallelresonanzkondensator Cr weist eine Kapazität auf, die mit einer Streuinduktivität L1 auf der Seite der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT eine primärseitige Parallelresonanzschaltung des Umsetzers vom Spannungsresonanztyp bildet. Wenn das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, zeigt die Spannung an dem Parallelresonanzkondensator Cr eine Impulswellenform einer Sinuswelle, und zwar aufgrund einer Wirkung der Parallelresonanzschaltung. Folglich wird der Betrieb des Spannungsresonanztyps erzielt. Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass bei der vorliegenden Ausführungsform die Impulsspannung durch eine Wirkung einer aktiven Klemmschaltung 15 geklemmt wird, welche nachstehend beschrieben wird.
Der Trenn-Umsetztransformator PIT weist einen Aufbau auf, wie er oben unter Bezugnahme auf 2 beschrieben worden ist. Insbesondere sind die Primärwicklung N1 und die Sekundärwicklung N2 in einem aufgeteilten Zustand um den mittleren magnetischen Schenkel des Kernes vom EE-Typ derart herumgewickelt, dass eine lose Kopplung mit einem Kopplungskoeffizienten von beispielsweise k ≒ 0,85 erzielt werden kann, wodurch es schwierig gemacht ist, auch einen Sättigungszustand erreichen.
Ein Ende der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT ist mit dem Kollektor des Schaltelements Q1 verbunden, während das andere Ende der Primärwicklung N1 mit dem positiven Anschluss (gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei) des Glättungskondensators Ci verbunden ist.
Eine Ansteuerwicklung Ng ist durch eine Mittelabgriffsverbindung auf der Primärseite des Trenn-Umsetztransformators PIT gebildet.
Es sei darauf hingewiesen, dass in der Schaltung gemäß 12 im Unterschied zu der in 1 dargestellten Schaltung keine Tertiärwicklung N3 auf der Primärseite gebildet ist.
In entsprechender Weise wie bei dem Umsetzer vom Spannungsresonanztyp in der Netzteilschaltung gemäß 1 ist ein Resonanzkondensator C2 einer Sekundärwicklung N2 des Trenn-Umsetztransformators PIT parallel geschaltet, um auch auf der Sekundärseite des Trenn-Umsetztransformators PIT eine Resonanzschaltung zu bilden, so dass der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp als Verbund-Resonanzumsetzer gebildet ist. Eine Gleichrichtung und Glättung wird durch eine Gleichrichtungsdiode Do und einen Glättungskondensator Co ausgeführt, um eine Ausgangsgleichspannung Eo zu erhalten. Daneben wird die Schaltfrequenz des Schaltelements Q1 durch die Steuerschaltung 1 in Form einer PFM-Schaltung gesteuert, um die sekundärseitige Ausgangsgleichspannung Eo auf der Primärseite zu stabilisieren.
Auch die vorliegende Netzteilschaltung enthält eine auf der Primärseite vorgesehene aktive Klemmschaltung 15.
Die aktive Klemmschaltung 15 enthält ein Hilfs-Schaltelement Q2 in Form eines MOS-FET, einen Klemmkondensator C3 und eine Klemmdiode DD2 in Form einer Bausteindiode. Ferner enthält die Netzteilschaltung ein Ansteuerschaltungssystem zum Ansteuern des Hilfs-Schaltelements Q2. Das Ansteuerschaltungssystem enthält eine Ansteuerwicklung Ng, einen Kondensator Cg und Widerstände Rg und R1.
Die Klemmdiode DD2 ist parallel zwischen der Drain-Elektrode und der Source-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 angeschlossen. Insbesondere ist die Anode der Klemmdiode DD2 mit der Source-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 verbunden, und die Kathode der Klemmdiode DD2 ist mit der Drain-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 verbunden.
Die Drain-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 ist mit dem Klemmkondensator C3 verbunden, der mit der Kathode der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp in der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B verbunden ist.
Die Source-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 ist mit einem Kollektorschaltungspunkt des Schaltelements Q1 verbunden.
Demgemäß ist die aktive Klemmschaltung 15 so aufgebaut, dass der Klemmkondensator C3 in Reihe mit der Parallelschaltung aus dem Hilfs-Schaltelement Q2 und der Klemmdiode DD2 verbunden ist.
In dem Ansteuerschaltungssystem für das Hilfs-Schaltelement Q2 ist die Reihenschaltung aus dem Kondensator Cg, dem Widerstand Rg und der Ansteuerwicklung Ng mit der Gate-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 verbunden, wie dies aus 12 ersehen werden kann. Die Reihenschaltung bildet eine selbsterregte Ansteuerschaltung für das Hilfs-Schaltelement Q2. Somit wird von der selbsterregten Ansteuerschaltung eine Signalspannung an die Gate-Elektrode des Hilfs-Schaltelements Q2 abgegeben, so dass eine Schaltoperation des Hilfs-Schaltelements Q2 ausgeführt wird.
In diesem Fall ist die Ansteuerwicklung Ng auf der Seite des Wicklungsanfangs der Primärwicklung N1 gebildet, und sie weist beispielsweise 1 T (Windung) als Windungszahl auf.
Infolgedessen wird in der Ansteuerwicklung Ng eine Spannung auf eine Wechselspannung hin erzeugt, die von der Primärwicklung N1 erhalten wird. Ferner werden in diesem Fall Spannungen entgegengesetzter Polaritäten von der Primärwicklung N1 und der Ansteuerwicklung Ng erhalten, und zwar aufgrund der Wicklungsrichtungen der Primärwicklung N1 und der Ansteuerwicklung Ng.
Demgemäß werden das Schaltelement Q1 und das Hilfs-Schaltelement Q2 abwechselnd ein-/ausgeschaltet. Durch den gerade beschriebenen Betrieb weist dann die an der Kollektorseite des Schaltelements Q1 erzeugte Spannungsresonanz-Impulsspannung V3 eine solche Wellenform auf, wie dies in 13 veranschaulicht ist.
Nunmehr wird ein Aufbau der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B beschrieben.
Die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B enthält einen Filterkondensator CN für ein Normalbetriebs-Filter, eine Diode D1 vom langsamen Freilauftyp, eine Diode D2 vom schnellen Freilauftyp, eine Induktivität Ls und einen Kondensator C4.
Insbesondere ist in der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp in Reihe zwischen der Brückengleichrichterschaltung Di und dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci angeschlossen.
Ferner ist der Kondensator CN für ein Normalbetriebs-Filter der Diode D1 vom langsamen Freilauftyp parallel geschaltet.
Außerdem sind die Induktivität Ls und der Kondensator C4 parallel geschaltet, und die Kathode der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp ist mit dem einen Ende der Parallelschaltung in Reihe geschaltet. Das andere Ende der Parallelschaltung (Induktivität Ls und Kondensator C4) ist mit der positiven Elektrode des Glättungskondensators Ci verbunden. Demgemäß ist die Reihenschaltung aus der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und der Parallelschaltung (aus der Induktivität Ls und dem Kondensator C4) der Diode D1 vom langsamen Freilauftyp und auch dem Kondensator CN für ein Normalbetriebs-Filter parallel geschaltet.
Die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B verfügt über folgende Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion.
In der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B fließt der gleichgerichtete Strom von der Brückengleichrichterschaltung Di als Ladestrom zu dem Glättungskondensator Ci längs zweier unterschiedlicher Pfade, die eine Route, längs der der Strom I1 durch die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp fließt, und eine weitere Route umfassen, längs der der Strom I2 als Schaltstrom hoher Frequenz durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und die Induktivität Ls fließt.
Der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B wird eine in der aktiven Klemmschaltung 15 erzeugte Impulsspannung, das ist die Spannung V3 gemäß 13, auf eine Spannungsresonanz-Impulsspannung hin zurückgekoppelt, welche durch die primärseitige Parallelresonanzschaltung erhalten wird.
Wenn zu diesem Zeitpunkt das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, fließt ein Strom durch die induzierte Spannung der Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT durch die Bausteindiode (Klemmdiode DD2) des Hilfs-Schaltelements Q2 und dann durch den Klemmkondensator C3 und die Induktivität Ls. Da der Kondensator C4 der Induktivität Ls parallel geschaltet ist, wird somit ein Spitzenwert der Spannung V3 durch den Kondensator C4 abgesenkt und zurückgekoppelt, wie dies aus 13 zu ersehen ist.
Mit der auf diese Weise zurückgekoppelten Schalt-Abgabespannung wird eine Wechselspannung der Schaltperiode dem Strompfad des Stromes I2 überlagert, der durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp und die Induktivität Ls fließt. Durch die überlagerte Wechselspannung der Schaltperiode wird somit eine Operation zum Ein- und Ausschalten des Gleichrichtungsstroms in der Schaltperiode bei der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp erzielt.
Insbesondere dann, wenn die Kathodenspannung V2 der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp niedriger ist als die Anodenspannung, das ist die Gleichrichtungsspannung V1, dann führt die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp EIN-/AUS-Operationen aus. Durch die EIN-/AUS-Operationen fließt ein Ladestrom zu dem Glättungskondensator Ci auch innerhalb einer Zeitspanne, innerhalb der der Gleichrichtungs- Ausgangsspannungspegel V1 niedriger ist als die Spannung an dem Glättungskondensator Ci.
Infolgedessen wird die mittlere Wellenform des Eingangswechselstromes so gesteuert, dass sie sich an die Wellenform der Eingangswechselspannung annähert, um den Stromflusswinkel des Eingangswechselstromes zu vergrößern und um dadurch eine Steigerung im Leistungsfaktor zu erzielen.
Während der Ladestrom für den Glättungskondensator Ci separat längs des Pfades fließt, der durch die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp vorgesehen ist, und längs des Pfades, der durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp vorgesehen ist, sowie durch die Induktivität Ls, wie dies oben beschrieben worden ist, leitet die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp lediglich dann, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um positive und negative Spitzenwerte herum aufweist. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass der Ladestrom 11 lediglich dann fließt, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um einen Spitzenwert dieser Spannung herum aufweist. Daher verhindert die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp das Fließen eines übermäßig hohen Ladestromes zu der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp um die positiven und negativen Spitzenwerte der Eingangswechselspannung VAC herum. Infolgedessen ist der Leistungsverlust der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp verringert, und ein höherer Wirkungsgrad kann erzielt werden.
Demgemäß kann eine Diode mit einer vergleichsweise geringen Stromkapazität selektiv für die Dioden D1 und D2 verwendet werden. Ferner kann eine Verringerung der Wärmeerzeugung die Notwendigkeit nach einer Kühlplatte eliminieren, und eine Verringerung in der Schaltungsgröße und eine Verringerung der Kosten können dadurch erwartet werden.
Ferner wird in der Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B eine Spannungsresonanz-Impulsspannung ohne Einführen eines solchen Reihenresonanzkondensators C10 zurückgekoppelt, wie er in 17 gezeigt ist. Dies vereinfacht die Schaltungsauslegung und ist wirksam hinsichtlich der Realisierung eines Leistungsfaktors, der eine verringerte Änderung gegenüber einer Änderung der Eingangswechselspannung VAC und der Lastleistung zeigt.
Ferner ist, wie oben beschrieben, auf der Primärseite eine aktive Klemmschaltung 15 gebildet, und der Schaltsteuerbereich ist erweitert. Infolgedessen kann ein Schaltnetzteil erzielt werden, welches für einen weltweiten Einsatz beim Wechselspannungs-100 V-Typ und beim Wechselspannungs-200 V-Typ betriebsbereit ist, und es kann eine Verringerung der Spannungsfestigkeitseigenschaft eines Transistors erzielt werden, der als Schaltelement Q1 verwendet wird.
Da die Impulsbreite der Spannungsresonanz-Impulsspannung (Klemmspannung) in dem Fall, dass das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, durch die aktive Klemmschaltung 15 vergrößert ist, wenn die Eingangswechselspannung VAC ansteigt, kann überdies auch ein Effekt erzielt werden, gemäß dem die Änderung der Rückkopplungs-Impulsspannung, wie in 13 veranschaulicht, verringert ist. Dies führt zu einem weiteren Effekt, dass die Änderung des Leistungsfaktors verringert ist.
14 und 15 veranschaulichen Änderungskennlinien des Leistungsfaktors PF und der Eingangsgleichspannung Ei.
Insbesondere veranschaulicht 14 die Änderungskennlinien des Leistungsfaktors PF und der Eingangsgleichspannung Ei in Bezug auf die Änderung der Lastleistung Po von 0 bis 200 W, wenn die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 100 V bei 50 Hz und wenn die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 230 V bei 50 Hz.
Unterdessen veranschaulicht 15 die Änderungskennlinien des Leistungsfaktors PF und der Eingangsgleichspannung Ei in Bezug auf die Änderungen der Eingangswechselspannung VAC von 90 bis 288 V, wenn die Last- bzw. Nutzleistung Po gegeben ist mit 200 W.
In 14 und 15 sind durch die in vollen Linien dargestellten Kurven Kennlinien für den Fall angegeben, dass die Leistungssteigerungsfunktion (PFI) involviert ist, d. h., es handelt sich um Kennlinien der oben unter Bezugnahme auf 12 beschriebenen Schaltung. Die durch gestrichelte Linien dargestellten Kennlinien veranschaulichen den Fall, dass kein Schaltungsaufbau zur Steigerung des Leistungsfaktors involviert ist.
Die Betriebswellenformen von verschiedenen Komponenten der Schaltung gemäß 12 sind ähnlich bzw. entsprechen jenen der Schaltung in 1, und sie können unter Bezugnahme auf das in 6 dargestellte Wellenformdiagramm ersehen werden.
In diesem Fall weist die Schaltung gemäß 12 folgende Festwerte auf:
Primärwicklung N1 des Trenn-Umsetztransformators PIT = 53 T;
Induktivität Ls = 22 μH;
Primärseitiger Parallelresonanzkondensator Cr = 3300 pF;
Klemmkondensator C3 = 0,047 μF;
Kondensator C4 = 6800 pF;
Filterkondensator CN = 1 μH.
Wie aus 14 ersehen werden kann, ändert sich der Leistungsfaktor PF in dem Fall, dass die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 100 V und die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B nicht vorgesehen ist, innerhalb eines Bereiches von 200 W bis 50 W der Lastleistung Po in einem Bereich von 0,57 bis 0,46, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich innerhalb eines Bereiches von 131 V bis 138 V. Im Falle der Schaltung gemäß 12, die indessen die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B enthält, ändert sich der Leistungsfaktor PF jedoch innerhalb eines Bereiches von 0,82 bis 0,80, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich in einem Bereich von 133 V bis 143 V.
Wenn andererseits die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 230 V und die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B nicht vorgesehen ist, dann ändert sich der Leistungsfaktor PF innerhalb eines Bereiches von 200 W bis 50 W der Lastleistung Po in einem Bereich von 0,47 bis 0,39, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich in einem Bereich von 317 V bis 320 V. Im Falle der Schaltung gemäß 12, welche die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B enthält, ändert sich der Leistungsfaktor jedoch innerhalb eines Bereiches von 0,80 bis 0,74, und die Eingangsgleichspannung Ei ändert sich in einem Bereich von 328 V bis 350 V.
Ferner ändert sich der Leistungsfaktor, wie aus 15 ersehen werden kann, im Falle der Lastleistung Po = 200 W, wenn sich die Eingangswechselspannung VAC von 90 V bis 270 V ändert und die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B nicht vorgesehen ist, in einem Bereich von 0,58 bis 0,45. In der Schaltung gemäß 12, die indessen die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B enthält, ändert sich der Leistungsfaktor PF jedoch in einem Bereich von 0,85 bis 0,80.
Kurz gesagt kann ein Leistungsfaktor PF mit einer Kennlinie realisiert werden, die eine vergleichsweise geringe Änderung in Bezug auf eine starke Änderung der Lastleistung Po oder der Eingangswechselspannung VAC zeigt.
Unterdessen reicht der AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrad (η_AC/DC) in dem Fall, dass die Eingangswechselspannung VAC gegeben ist mit 100 V und dass die Lastleistung Po von 200 W bis 50 W reicht, von 90,8% bis 88,8% in dem Fall, dass die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B nicht vorgesehen ist; der betreffende Wirkungsgrad reicht indessen von 90,7% bis 86,9% im Falle der Schaltung gemäß 12, die die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B enthält.
Wenn die Eingangswechselspannung VAC 230 V beträgt und wenn die Lastleistung Po von 200 W bis 50 W reicht, reicht der AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrad (η_AC/DC) von 92,0% bis 87,1% in dem Fall, dass die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B nicht vorgesehen ist, während er von 91,4% bis 85,1% im Falle der Schaltung gemäß 12 reicht, welche die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 10B enthält.
Eine Art und Weise, in der der Ladestrom I1 und der Ladestrom I2 separat längs des Pfades der Diode D1 vom langsamen Freilauftyp bzw. längs des Pfades der Diode D2 vom schnellen Freilauftyp fließt, wie dies oben beschrieben worden ist, kann aus 6 ersehen werden.
Insbesondere um einen Spitzenwert der Eingangswechselspannung VAC herum fließt der Strom I1 mit der in 6 dargestellten Wellenform durch die Diode D1 vom langsamen Freilauftyp, und daher ist der Strom I2, der durch die Diode D2 vom schnellen Freilauftyp fließt, kein hoher Strom.
Sechste Ausführungsform
Nunmehr wird noch ein weiteres Schaltnetzteil beschrieben, bei dem die vorliegende Erfindung angewandt ist.
Die vorliegende Ausführungsform erreicht zusätzlich zu einem Ziel entsprechend jenem bei der oben beschriebenen fünften Ausführungsform eine Steigerung des AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrades (η_AC/DC) in dem Fall, dass die Eingangswechselspannung VAC eine Spannung vom 100 V-Typ ist.
16 veranschaulicht das Schaltnetzteil gemäß der sechsten Ausführungsform. Das Schaltnetzteil unterscheidet sich von der Schaltung gemäß 12 prinzipiell dadurch, dass es eine Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung mit einer Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion aufweist.
Bezugnehmend auf 11 enthält die dargestellte Netzteilschaltung einen Schaltumsetzer vom Spannungsresonanztyp (einen Umsetzer vom Spannungsresonanztyp), der auf der Primärseite vorgesehen ist. Eine Gleichrichtungsschaltung mit einer Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion, d. h. eine Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B ist als Umsetzer vom Spannungsresonanztyp vorgesehen.
In der Netzteilschaltung wird der Eingangswechselstrom IAC von einer Netzwechselspannungsquelle AC durch einen Netzfilter-Transformator LFT geleitet und durch die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B gleichgerichtet und durch zwei Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2 geglättet, die in Reihe geschaltet sind, um eine gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei zu erhalten, die zwei Mal so hoch ist wie eine gleichgerichtete und geglättete Spannung, welche durch ein Vollweggleichrichtersystem erhalten werden kann. Dadurch ist ein Doppelspannungs-Gleichrichtungssystem gebildet.
Der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp weist einen generell ähnlichen bzw. entsprechenden Aufbau auf wie jenen bei der fünften Ausführungsform.
Auch der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp in der Netzteilschaltung gemäß 11 enthält ein einziges Schaltelement Q1, beispielsweise in Form eines Hochspannungs-Bipolar-Transistors.
In entsprechender Weise ist wie bei dem Umsetzer vom Spannungsresonanztyp in der Netzteilschaltung gemäß 12 ferner eine Klemmdiode DD1 mit dem Schaltelement Q1 verbunden, und ein Parallelresonanzkondensator Cr sowie eine Primärwicklung N1 eines Trenn-Umsetztransformators PIT wirken miteinander zusammen, um eine primärseitige Parallelresonanzschaltung des Umsetzers vom Spannungsresonanztyp durch die Kapazität des Parallelresonanzkondensators Cr und die Streuinduktivität der Primärwicklung N1 zu bilden. Ferner ist eine aktive Klemmschaltung 15 auf der Primärseite so gebildet, dass eine durch die aktive Klemmschaltung 15 erzeugte Impulsspannung zu der Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B zurückgekoppelt wird.
Überdies ist in entsprechender Weise wie bei dem Umsetzer vom Spannungsresonanztyp in der Netzteilschaltung gemäß 1 ein Resonanzkondensator C2 einer Sekundärwicklung N2 des Trenn-Umsetztransformators PIT parallel geschaltet, um eine Resonanzschaltung auch auf der Sekundärseite des Trenn-Umsetztransformators PIT zu bilden, so dass der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp als Verbund-Resonanzumsetzer gebildet ist. Die Gleichrichtung und Glättung erfolgen durch eine Gleichrichtungsdiode Do und einen Glättungskondensator Co, um eine Ausgangsgleichspannung Eo zu erhalten. Daneben wird die Schaltfrequenz des Schaltelements Q1 durch eine Steuerschaltung 1 in Form einer PFM-Schaltung gesteuert, um die Ausgangsgleichspannung Eo auf der Sekundärseite zu stabilisieren.
Nunmehr wird ein Aufbau der Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B beschrieben.
Die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B verfügt über eine Gleichrichtungswirkung für den Eingangswechselstrom IAC und ferner über eine Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion für den Eingangswechselstrom IAC. Insbesondere ist ein Leistungsfaktor-Steigerungs-Netzteil vom Spannungsrückkopplungstyp als Netzteil des Spannungsverdopplungs-Gleichrichtungssystems gebildet.
Die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B weist einen Kondensator CN für die Unterdrückung einer Normalbetriebs-Störung zwischen Wechselspannungsleitungen auf.
Die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B enthält ferner zwei Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp. Die Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp sind in Reihe geschaltet und durch einen Transformator T zwischen dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci1 und der primärseitigen Erde bzw. Masse eingefügt.
Dabei ist insbesondere die Primärwicklung (Induktivität LT1) des Transformators T mit der Kathode der Diode D11 vom schnellen Freilauftyp in Reihe geschaltet, während das andere Ende der Primärwicklung (LT1) mit dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci1 verbunden ist. Ferner ist die Sekundärwicklung (Induktivität LT2) des Transformators T mit der Anode der Diode D12 vom schnellen Freilauftyp in Reihe geschaltet, und das andere Ende der Sekundärwicklung (LT2) ist mit Erde bzw. Masse auf der Primärseite verbunden.
Ein Kondensator C4 ist der Primärwicklung (Induktivität LT1) des Transformators T parallel geschaltet. Demgemäß sind die Diode D12 vom schnellen Freilauftyp, die Diode D11 vom schnellen Freilauftyp und die Parallelschaltung aus der Induktivität LT1 und dem Kondensator C4 in Reihe geschaltet.
Der Klemmkondensator C3 der aktiven Klemmschaltung 15 ist mit dem Schaltungsknoten zwischen der Parallelschaltung und der Diode D11 vom schnellen Freilauftyp verbunden, d. h. mit der Kathode der Diode D11 vom schnellen Freilauftyp.
Infolgedessen wird eine durch die aktive Klemmschaltung 15 erzeugte Impulsspannung zu der Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B zurückgekoppelt.
Die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B weist ferner eine Reihenschaltung aus mit einer der Wechselspannungsleitungen verbundenen Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp auf.
Die Reihenschaltung aus den Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp ist zwischen dem positiven Anschluss des Glättungskondensators Ci1 und der primärseitigen Erde bzw. Masse eingefügt.
Nachstehend wird die Gleichrichtungsfunktion der den oben beschriebenen Aufbau aufweisenden Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B beschrieben.
In der Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B wirken die Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp als erste Gleichrichtungsschaltung, während die Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp als zweite Gleichrichtungsschaltung wirken.
Insbesondere innerhalb einer Zeitspanne, in der die Eingangswechselspannung VAC positiv ist, fließt ein Gleichrichtungsstrom von der ersten Gleichrichtungsschaltung längs einer Route von der Wechselspannungs- bzw. Wechselstromquelle AC → Diode D11 vom schnellen Freilauftyp → Induktivität LT1 → Glättungskondensator Ci1, um den Glättungskondensator Ci1 aufzuladen. Gleichzeitig fließt ein Gleichrichtungsstrom von der zweiten Gleichrichtungsschaltung längs einer anderen Route von der Wechselspannungs- bzw. Wechselstromquelle AC → Diode D13 vom langsamen Freilauftyp → Glättungskondensator Ci1, um den Glättungskondensator Ci1 aufzuladen.
Demgegenüber fließt innerhalb einer anderen Periode bzw. Zeitspanne, in der die Eingangswechselspannung VAC negativ ist, ein Gleichrichtungsstrom von der ersten Gleichrichtungsschaltung längs einer Route von der Wechselspannungs- bzw. Wechselstromquelle AC → Glättungskondensator Ci2 → primärseitige Erde bzw. Masse → Induktivität LT2 → Diode D12 vom schnellen Freilauftyp, um den Glättungskondensator Ci2 aufzuladen. Gleichzeitig fließt ein Gleichrichtungsstrom von der zweiten Gleichrichtungsschaltung längs einer anderen Route von der Wechselspannungs- bzw. Wechselstromquelle AC → Glättungskondensator Ci2 → primärseitige Erde bzw. Masse → Diode D14 vom langsamen Freilauftyp, um den Glättungskondensator Ci2 aufzuladen.
Kurz gesagt fließt der Gleichrichtungsstrom separat von den ersten und zweiten Gleichrichtungsschaltungen längs zweier Routen zu den Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2.
Da die Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2 in Reihe geschaltet sind und die gleichgerichtete und geglättete Spannung Ei von der positiven Anschlussseite des Glättungskondensators Ci1 abgenommen wird, wird ferner ein Doppelspannungs-Gleichrichtungssystem erzielt.
Die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B verfügt über folgende Leistungsfaktor-Steigerungsfunktion.
Den beiden Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp wird eine durch die aktive Klemmschaltung 15 erzeugte Impulsspannung zurückgekoppelt, wie dies oben beschrieben worden ist.
Eine auf die in dieser Weise zurückgekoppelte Impulsspannung zurückgehende Wechselspannung der Schaltperiode wird bzw. ist dem Gleichrichtungs-Strompfaden überlagert, und aus der überlagerten Wechselspannung der Schaltperiode wird eine Operation des Ein- und Ausschaltens des Gleichrichtungsstromes in der Schaltperiode bei der Diode D11 (oder D12) vom schnellen Freilauftyp erzielt. Durch die EIN-/AUS-Schaltwirkung fließt der Ladestrom für den Glättungskondensator Ci1 (oder Ci2) auch innerhalb einer Zeitspanne, innerhalb der der Gleichrichtungs-Ausgangsspannungspegel niedriger ist als die Spannung an dem Glättungskondensator Ci1 (oder Ci2).
Infolgedessen wird die mittlere Wellenform des Eingangswechselstroms so gesteuert, dass sie sich an die Wellenform der Eingangswechselspannung annähert, um den Stromflusswinkel des Eingangswechselstromes zu vergrößern, damit eine Steigerung im Leistungsfaktor erzielt wird.
In der Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungsschaltung 11B fließt der Ladestrom für die Glättungskondensatoren Ci1 und Ci2 separat durch die Wirkung der oben beschriebenen ersten und zweiten Gleichrichtungsschaltungen.
Dies verhindert das Fließen eines übermäßigen Ladestromes durch die Diode D11 oder D12 vom schnellen Freilauftyp, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um einen positiven oder negativen Spitzenwert herum aufweist. Insbesondere dann, wenn die Eingangswechselspannung VAC einen Wert um einen positiven oder negativen Spitzenwert herum aufweist, fließt der Ladestrom zu den Dioden D13 und D14 vom langsamen Freilauftyp, während lediglich ein Strom mit einer hohen Frequenz zu den Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp fließt. Daher sinkt der Leistungsverlust der Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp, und es kann ein hoher Wirkungsgrad erzielt werden. Infolgedessen kann der AC/DC-Leistungsumsetzungswirkungsgrad (η_AC/DC) im Vergleich zu jenem der Schaltung gemäß 12 gesteigert werden.
Ferner kann eine Diode mit einer vergleichsweise geringen Stromkapazität selektiv für die Dioden D11 und D12 vom schnellen Freilauftyp verwendet werden. Überdies kann eine Verringerung der Wärmeerzeugung die Notwendigkeit nach einer Kühlplatte eliminieren. Infolgedessen können dadurch eine Verringerung in der Schaltungsgröße und eine Verringerung in den Kosten erwartet werden,
Auch in der Netzteilschaltung gemäß 16 ist die Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung 11B so aufgebaut, dass eine Spannungsresonanz-Impulsspannung ohne Vermittlung eines solchen Reihenresonanzkondensators C10 zurückgekoppelt wird, wie er in 17 gezeigt ist. Dies vereinfacht die Schaltungsauslegung und ist wirksam hinsichtlich der Realisierung eines Leistungsfaktors, der eine verringerte Änderung gegenüber einer Änderung der Eingangswechselspannung VAC oder der Lastleistung zeigt.
Ferner ist die aktive Klemmschaltung 15 auf der Primärseite gebildet, und der Schaltsteuerbereich ist erweitert. Infolgedessen kann ein Schaltnetzteil erzielt werden, welches für einen weltweiten Einsatz beim Wechselspannungs-100 V-Typ und beim Wechselspannungs-200 V-Typ betriebsbereit ist. Außerdem kann eine Verringerung der Spannungsfestigkeitseigenschaft eines Transistors erzielt werden, der als Schaltelement Q1 verwendet wird.
Da die Impulsbreite der Spannungsresonanz-Impulsspannung (Klemmspannung) in dem Fall, dass das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, durch die aktive Klemmschaltung 15 vergrößert ist, wenn die Eingangswechselspannung VAC ansteigt, wird überdies ein Effekt erzielt, dass die Änderung der Rückkopplungs-Impulsspannung verringert ist, und dies führt zu einem weiteren Effekt, dass die Änderung des Leistungsfaktors verringert ist.
Obwohl oben mehrere Ausführungsformen der Erfindung beschrieben worden sind, sind verschiedene weitere Modifikationen möglich.
Während Schaltumsetzer vom Verbund-Resonanztyp beispielsweise so aufgebaut sind, dass sie eine Vollweggleichrichtungsschaltung enthalten, sind von der Anmelderin der vorliegenden Anmeldung eine Spannungsverdopplungs-Gleichrichterschaltung, eine Vierfachspannungs-Gleichrichtungsschaltung, usw., die eine sekundärseitige Gleichstrom-Resonanzschaltung verwenden, vorgeschlagen worden, und auch diese Schaltungen können bei solchen Aufbauten als Modifikationen der oben beschriebenen Ausführungsformen angewandt werden. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass die vorliegende Erfindung insbesondere nicht auf die Ausführungsformen beschränkt ist, bei denen eine Resonanzschaltung und eine Gleichrichtungsschaltung auf der Sekundärseite vorgesehen sind.
Obwohl der Umsetzer vom Spannungsresonanztyp bei den oben beschriebenen Ausführungsformen auf der Primärseite einen Aufbau vom Eintakttyp besitzt, bei dem ein einziges Schaltelement vorgesehen ist, kann die vorliegende Erfindung ferner auch bei einem Umsetzer vom Spannungsresonanztyp vom Gegentakttyp angewandt werden bzw. sein, bei dem zwei Schaltelemente abwechselnd geschaltet werden.
Überdies kann als Schaltansteuersystem für das Schaltelement ein Schaltansteuersystem irgendeines Typs vom selbsterregten Schwingungstyp und vom separat erzeugten Schwingungstyp angewandt werden. Außerdem kann als Schaltelement nicht nur ein Bipolar-Transistor mit einer hohen Spannungsfestigkeitseigenschaft verwendet werden, sondern auch ein MOS-Feldeffekttransistor.
Obwohl bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Heranziehung von bestimmten Begriffen beschrieben worden sind, dient eine solche Beschreibung lediglich zu veranschaulichenden Zwecken.

1

10: Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung
15: aktive Klemmschaltung

4 von oben

: gestrichelte Linie: ohne PFI
: voll ausgezogene Linie: mit PFI

5 von oben

: gestrichelte Linie: ohne PFI
: voll ausgezogene Linie: mit PFI

7

11: Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung
15: aktive Klemmschaltung

8

10A: Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung
15: aktive Klemmschaltung

9 von oben

: gestrichelte Linie: ohne PFI
: voll ausgezogene Linie: mit PFI

10 von oben

: gestrichelte Linie: ohne PFI
: voll ausgezogene Linie: mit PFI

11

11A: Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung
15: aktive Klemmschaltung

12

10B: Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung
15: aktive Klemmschaltung

13

: ohne C4

14 von oben

: gestrichelte Linie: ohne PFI
: voll ausgezogene Linie: mit PFI

15 von oben

: gestrichelte Linie: ohne PFI
: voll ausgezogene Linie: mit PFI

16

11B: Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung
15: aktive Klemmschaltung

17

20: Leistungsfaktor-Steigerungsschaltung

20 von links

: Leistungsfaktor
: Laststrom [a]

Claims

Schaltnetzteil, umfassend: eine Gleichrichtungs-Glättungseinrichtung (Di, Ci) zum Gleichrichten einer Wechselstromleistung mittels einer Brücken-Gleichrichtungsschaltung (Di), um eine Eingangs-Gleichspannung zu erhalten, zum Glätten der Eingangs-Gleichspannung mittels eines Glättungskondensators (Ci) und zur Abgabe der geglätteten Eingangs-Gleichspannung (Ei); einen Trenn-Umsetztransformator (PIT) zum Übertragen einer primärseitigen Ausgangsspannung auf eine Sekundärseite des Transformators, wobei in dem Trenn-Umsetztransformator (PIT) ein Spalt derart gebildet ist, dass ein geforderter Kopplungskoeffizient erhalten werden kann, mit dem eine Primärwicklung (N1, N3) und eine Sekundärwicklung (N2) lose gekoppelt sind; eine Schalteinrichtung (Q1) zum Ein- und Ausschalten der Eingangs-Gleichspannung mittels eines Schaltelements und zur Abgabe der resultierenden Spannung an die Primärwicklung (N1, N3) des Trenn-Umsetztransformators (PIT); eine primärseitige Resonanzschaltung (Cr, L1), die zumindest aus einer Streuinduktivitätskomponente, welche die Primärwicklung (N1) des Trenn-Umsetztransformators (PIT) umfasst, und einer Kapazität (Cr) eines primärseitigen Parallel-Resonanzkondensators gebildet ist, um die Schalteinrichtung (Q1) zu veranlassen, einen Betrieb des Spannungsresonanztyps auszuführen; eine aktive Klemm-Einrichtung (15), die aus einer Reihenverbindungsschaltung eines Klemm-Kondensators (C3) und eines Hilfs-Schaltelements (Q2) zum Klemmen der Ausgangsspannung der primärseitigen Resonanzschaltung gebildet ist; eine Spannungs-Rückkopplungseinrichtung (N3) zum Rückkoppeln der geklemmten Ausgangsspannung von der aktiven Klemmeinrichtung (15); eine Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung (10), die eine Diode (D1) vom langsamen Freilauftyp, welche zwischen der Brücken-Gleichrichtungsschaltung (D1) und dem Glättungskondensator (Ci) angeschlossen ist und den Gleichrichtungsstrom (I1) der Brücken-Gleichrichtungsschaltung (Di) an den Glättungskondensator (Ci) abgibt, und eine Reihenschaltung aus einer Induktivität (LS) und einer Diode (D2) vom schnellen Freilauftyp enthält, die der Diode (D1) vom langsamen Freilauftyp parallel geschaltet ist, wobei die Diode (D2) vom schnellen Freilauftyp den Gleichrichtungsstrom auf der Grundlage der Spannung ein- und ausschaltet, die durch die Spannungs-Rückkopplungseinrichtung (N3) erhalten wird, um den Leistungsfaktor zu steigern; eine sekundärseitige Resonanzschaltung (L2, C2), die aus einer Streuinduktivitätskomponente (L2) der Sekundärwicklung (N2) des Trenn-Umsetztransformators (PIT) und einer Kapazität (C2) eines sekundärseitigen Resonanzkondensators auf der Sekundärseite gebildet ist; und eine Abgabe-Gleichspannungs-Erzeugungseinrichtung (L2, C2, Do, Co), die durch Einschluss der sekundärseitigen Resonanzschaltung (L2, C2) für die Aufnahme und Gleichrichtung (Do, Co) einer Wechselspannung gebildet ist, welche von der Sekundärwicklung (N2) des Trenn-Umsetztransformators (PIT) erhalten wird, um die sekundärseitige Abgabe-Gleichspannung (Eo) zu erzeugen.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1, ferner umfassend eine Konstantspannungs-Steuereinrichtung (1) zur Ausführung einer Konstantspannungs-Steuerung für die sekundärseitige Abgabe-Gleichspannung (Eo) auf einen Pegel der sekundärseitigen Abgabe-Gleichspannung (Eo) hin.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1, wobei der Trenn-Umsetztransformator (PIT) ferner eine Tertiärwicklung (N3) enthält, die auf dessen Primärseite vorgesehen ist und die als Spannungs-Rückkopplungseinrichtung dient, und wobei die durch die primärseitige Resonanzschaltung (Cr, L1) erhaltene Schalt-Abgabespannung über die Tertiärwicklung (N3) zu der Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung (10) zurückgekoppelt wird.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Transformator mit einer Sekundärwicklung (Ls), die als Induktivität der Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung (10) dient, wobei eine Primärwicklung (Lp) des Transformators zwischen die Primärwicklung (N1, N3) des Trenn-Umsetztransformators (PIT) und dem Glättungskondensator (Ci) angeschlossen ist und als Spannungs-Rückkopplungseinrichtung (N3) dient und wobei die Schalt-Abgabespannung, die von der primärseitigen Resonanzschaltung (Cr, L1) erhalten wird, durch den genannten Transformator zu der Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung (10) zurückgekoppelt wird.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Kondensator (CN), der der Induktivität (LS) der Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung (10) unter Bildung einer Parallelschaltung parallel geschaltet ist, wobei der Klemmkondensator (C3) der aktiven Klemmeinrichtung (15) mit einem Schaltungsknoten zwischen der ersten Diode (D1) und der genannten Parallelschaltung angeschlossen ist und als Spannungs-Rückkopplungseinrichtung (N) dient und wobei eine in der Reihenverbindungsschaltung aus dem Klemmkondensator (C3) und dem Hilfs-Schaltelement (Q2) erzeugte Impulsspannung zu der Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung (10) auf die Schalt-Abgabespannung hin zurückgekoppelt wird, die von der primärseitigen Resonanzschaltung (Cr, L1) erhalten wird.
Schaltnetzteil, umfassend: eine Glättungseinrichtung (Ci1, Ci2) zum Glätten eines Gleichrichtungsstroms mittels eines Paares von Glättungskondensatoren, die jeweils mit einem Ende verbunden in Reihe geschaltet sind und die von ihren anderen Enden eine doppelte Gleichspannung (Ei) abgeben; einen Trenn-Umsetztransformator (PIT) zum Übertragen einer primärseitigen Ausgangsspannung an eine Sekundärseite des betreffenden Trenn-Umsetztransformators, wobei in dem Trenn-Umsetztransformator (PIT) ein Spalt derart gebildet ist, dass ein geforderter Kopplungskoeffizient erhalten werden kann, mit dem eine Primärwicklung (N1) und eine Sekundärwicklung (N2) lose gekoppelt sind; eine Schalteinrichtung (Q1) zum Ein- und Ausschalten der doppelten Eingangsgleichspannung mittels eines Schaltelements und zur Abgabe der resultierenden Spannung an die Primärwicklung (N1) des Trenn-Umsetztransformators (PIT); eine primärseitige Resonanzschaltung, die zumindest aus einer Streuinduktivitätskomponente (L1), welche die Primärwicklung (N1) des Trenn-Umsetztransformators (PIT) umfasst, und einer Kapazität (Cr) eines primärseitigen Parallelresonanzkondensators gebildet ist, um die Schalteinrichtung (Q1) zu veranlassen, einen Betrieb des Spannungsresonanztyps auszuführen; eine aktive Klemmeinrichtung (15), die aus einer Reihenverbindungsschaltung eines Klemmkondensators (C3) und eines Hilfs-Schaltelements (Q2) zum Klemmen der Abgabespannung der primärseitigen Resonanzschaltung gebildet ist; eine Spannungs-Rückkopplungseinrichtung (N3) zum Rückkoppeln der geklemmten Abgabespannung von der aktiven Klemmeinrichtung (15), eine Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungseinrichtung (11), die ein erstes Paar von Dioden (D11, D12) vom schnellen Freilauftyp und ein zweites Paar von Dioden (D13, D14) vom langsamen Freilauftyp enthält, wobei eine der Dioden (D11, D12) des schnellen Freilauftyps und eine der Dioden (D13, D14) des langsamen Freilauftyps zum Gleichrichten einer Halbwelle einer Wechselstromleistung und zur Abgabe des Gleichrichtungsstroms an einen der Glättungskondensatoren (Ci1, Ci2) dient, wobei eine andere Diode der Dioden (D11, D12) vom schnellen Freilauftyp und eine andere Diode der Dioden (D13, D14) vom langsamen Freilauftyp zum Gleichrichten einer anderen Halbwelle einer Wechselstromleistung für die Erzeugung des Gleichrichtungsstroms und zur Abgabe des Gleichrichtungsstroms an einen anderen Kondensator der Glättungskondensatoren (Ci1, Ci2) dient, um zusammen mit der Glättungseinrichtung die Ausführung einer Doppel-Gleichstrom-Gleichrichtungsoperation zu bewirken; wobei die Leistungsfaktor-Steigerungseinrichtung (11) ferner eine erste Induktivität (LT1), mit der eine Diode (D11) der Dioden (D11, D12) des schnellen Freilauftyps in Reihe geschaltet ist, und eine zweite Induktivität (LT2) aufweist, mit der eine andere Diode (D12) der Dioden (D11, D12) des schnellen Freilauftyps in Reihe geschaltet ist, wobei die Dioden (D11, D12) des schnellen Freilauftyps den Gleichrichtungsstrom auf der Grundlage der Spannung ein- und ausschalten, die von der Spannungs-Rückkopplungseinrichtung (N3) erhalten wird, um den Leistungsfaktor zu steigern; eine sekundärseitige Resonanzschaltung (L2, C2), die aus einer Streuinduktivitätskomponente (L2) der Sekundärwicklung (N2) des Trenn-Umsetztransformators (PIT) und einer Kapazität (C2) eines sekundärseitigen Resonanzkondensators auf der Sekundärseite gebildet ist; und eine Abgabe-Gleichspannungs-Erzeugungseinrichtung (L2, C2, Do, Co), die dadurch gebildet ist, dass sie die sekundärseitige Resonanzschaltung (L2, C2) zur Aufnahme und Gleichrichtung (Do, Co) einer Wechselspannung enthält, welche durch die Sekundärwicklung (N2) des Trenn-Umsetztransformators (PIT) erhalten wird, um eine sekundärseitige Abgabe-Gleichspannung zu erzeugen.
Schaltnetzteil nach Anspruch 6, ferner umfassend eine Konstantspannungs-Steuereinrichtung (1) zur Ausführung einer Konstantspannungs-Steuerung für die sekundärseitige Abgabe-Gleichspannung (Eo) auf einen Pegel der sekundärseitigen Abgabe-Gleichspannung (Eo) hin.
Schaltnetzteil nach Anspruch 6, wobei eine Tertiärwicklung (N3) auf der Primärseite des Trenn-Umsetztransformators vorgesehen ist und als Spannungs-Rückkopplungseinrichtung dient, wobei die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungseinrichtung (11) einen Transformator mit einer Primärwicklung (LT1), die als erste Induktivität (L1) dient, und einer Sekundärwicklung (LT2), die als zweite Induktivität (L2) dient, vorgesehen ist und wobei die Tertiärwicklung (N3) des Trenn-Umsetztransformators (PIT) mit einem Schaltungsknoten zwischen der einen und der anderen Diode der ersten Dioden (D11, D12) und mit einer Wechselstromleitung verbunden ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 6, wobei die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungseinrichtung (11) einen Transformator mit einer Primärwicklung, einer Sekundärwicklung, die als erste Induktivität dient, und einer Tertiärwicklung enthält, die als zweite Induktivität dient, wobei die Primärwicklung des Transformators mit der Primärwicklung des Trenn-Umsetztransformators in Reihe geschaltet ist und als Spannungs-Rückkopplungseinrichtung dient.
Schaltnetzteil nach Anspruch 6, wobei die Leistungsfaktor-Steigerungs-Gleichrichtungseinrichtung (11) einen Transformator mit einer Primärwicklung, die als erste Induktivität dient, und einer Sekundärwicklung, die als zweite Induktivität dient, und einen Kondensator enthält, der der Primärwicklung des Transformators unter Bildung einer Parallelschaltung parallel geschaltet ist, wobei der Klemmkondensator der aktiven Klemmeinrichtung mit einem Schaltungsknoten zwischen einer der ersten Dioden und der Parallelschaltung verbunden ist.