JPH10210754A - コンバータ - Google Patents
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- JPH10210754A JPH10210754A JP9008257A JP825797A JPH10210754A JP H10210754 A JPH10210754 A JP H10210754A JP 9008257 A JP9008257 A JP 9008257A JP 825797 A JP825797 A JP 825797A JP H10210754 A JPH10210754 A JP H10210754A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の構成のコンバータは、整流手段に高電
圧が印加され、高耐圧のダイオードを使用しなければな
らないものである。 【解決手段】 高周波トランス４の２次巻線４ｂに接続
する整流手段１６をダイオードとコンデンサからなる半
波倍電圧整流回路として、スイッチング素子３の導通時
及び非導通時のいずれの期間中にも、高周波トランス４
の１次側から２次側に電力を供給でき、高耐圧のダイオ
ードを用いる必要のないコンバータとしている。
圧が印加され、高耐圧のダイオードを使用しなければな
らないものである。 【解決手段】 高周波トランス４の２次巻線４ｂに接続
する整流手段１６をダイオードとコンデンサからなる半
波倍電圧整流回路として、スイッチング素子３の導通時
及び非導通時のいずれの期間中にも、高周波トランス４
の１次側から２次側に電力を供給でき、高耐圧のダイオ
ードを用いる必要のないコンバータとしている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力された電力を
接続した負荷あるいは配電系統に適合するように変換し
て、接続した負荷あるいは配電系統に電力を供給するコ
ンバータに関するものである。
接続した負荷あるいは配電系統に適合するように変換し
て、接続した負荷あるいは配電系統に電力を供給するコ
ンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来から使用されているコンバータの一
例を図８を使用して説明する。コンバータ２１は、外部
から供給される直流電源３１を周波数変換して負荷３２
に供給するものであり、インバータ回路２２と高周波ト
ランス２４からなる共振型インバータ部と、限流コイル
２５と、整流手段２６と、周波数変換回路２７と、周波
数変換回路２７の出力に接続したノイズフィルタ３０
と、インバータ回路２２と周波数変換回路２７を制御す
る制御手段２８と、制御手段２８に制御タイミングを示
す情報を供給する電流モニタ２９とを備えている。
例を図８を使用して説明する。コンバータ２１は、外部
から供給される直流電源３１を周波数変換して負荷３２
に供給するものであり、インバータ回路２２と高周波ト
ランス２４からなる共振型インバータ部と、限流コイル
２５と、整流手段２６と、周波数変換回路２７と、周波
数変換回路２７の出力に接続したノイズフィルタ３０
と、インバータ回路２２と周波数変換回路２７を制御す
る制御手段２８と、制御手段２８に制御タイミングを示
す情報を供給する電流モニタ２９とを備えている。
【０００３】高周波トランス２４は、インバータ回路２
２を構成するスイッチング素子によって直流電源３１が
供給する直流を数１０ｋＨｚの高周波に変換している。
また高周波トランス２４の出力は、ダイオード２６ａと
コンデンサ２６ｂによって構成している整流手段２６に
よって整流・平滑され、制御手段２８が周波数変換回路
２７を商用周波数で駆動することによって、商用周波数
の交流となるものである。
２を構成するスイッチング素子によって直流電源３１が
供給する直流を数１０ｋＨｚの高周波に変換している。
また高周波トランス２４の出力は、ダイオード２６ａと
コンデンサ２６ｂによって構成している整流手段２６に
よって整流・平滑され、制御手段２８が周波数変換回路
２７を商用周波数で駆動することによって、商用周波数
の交流となるものである。
【０００４】以下に図１０に基づいてその動作を説明す
る。図１０において、ＶGEはスイッチング素子２３のゲ
ート電圧を、ＶCEは同コレクタ・エミッタ間電圧を、Ｖ
LPは高周波トランスの１次巻線の電圧波形を、ＩLPは同
電流波形を、ＶDSはダイオードの電圧波形を、ＩDSは同
電流波形を示している。制御手段２８の指示に基づいて
スイッチング素子２３がオン時間ＴONでオンすると、高
周波トランス２４の１次巻線２４ａには直線的に増加す
る電流ＩLPが流れる。この時ＶLPは直流電源３１の電圧
が印加されている。制御手段２８の指示によってスイッ
チング素子２３がオフすると、前記１次巻線２４ａと共
振コンデンサによって共振回路が形成される。この結
果、ＶLPとＩLPは図９に示しているような共振波形とな
る。なお、高周波トランス２４の２次巻線２４ｂには１
次巻線２４ａに発生した電圧ＶLPと相似形の電圧が発生
する。このときスイッチング素子２３がオフしている間
は出力電流が流れないため、ダイオード２６ａの両端に
はＶLPと同じ電圧が印加されている。次にスイッチング
素子２３がオンすると、ダイオード２６ａには電流が流
れる。この電流はコンデンサ２６ｂで平滑されて出力電
流となる。なお、ＶDSはゼロである。また制御手段２８
はスイッチング素子２３のオン時間をＰＷＭ変調してい
るため、出力電流のエンベロープは商用周波数の２倍と
なっており、周波数変換回路２７の出力は商用周波数と
なるものである。
る。図１０において、ＶGEはスイッチング素子２３のゲ
ート電圧を、ＶCEは同コレクタ・エミッタ間電圧を、Ｖ
LPは高周波トランスの１次巻線の電圧波形を、ＩLPは同
電流波形を、ＶDSはダイオードの電圧波形を、ＩDSは同
電流波形を示している。制御手段２８の指示に基づいて
スイッチング素子２３がオン時間ＴONでオンすると、高
周波トランス２４の１次巻線２４ａには直線的に増加す
る電流ＩLPが流れる。この時ＶLPは直流電源３１の電圧
が印加されている。制御手段２８の指示によってスイッ
チング素子２３がオフすると、前記１次巻線２４ａと共
振コンデンサによって共振回路が形成される。この結
果、ＶLPとＩLPは図９に示しているような共振波形とな
る。なお、高周波トランス２４の２次巻線２４ｂには１
次巻線２４ａに発生した電圧ＶLPと相似形の電圧が発生
する。このときスイッチング素子２３がオフしている間
は出力電流が流れないため、ダイオード２６ａの両端に
はＶLPと同じ電圧が印加されている。次にスイッチング
素子２３がオンすると、ダイオード２６ａには電流が流
れる。この電流はコンデンサ２６ｂで平滑されて出力電
流となる。なお、ＶDSはゼロである。また制御手段２８
はスイッチング素子２３のオン時間をＰＷＭ変調してい
るため、出力電流のエンベロープは商用周波数の２倍と
なっており、周波数変換回路２７の出力は商用周波数と
なるものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】前記従来の構成のコン
バータは、整流手段に高電圧が印加され、高耐圧のダイ
オードを使用しなければならないという課題を有してい
る。つまり整流手段は１個のダイオードを使用する半波
整流回路となっており、スイッチング素子の導通時もし
くは非導通時のどちらか一方の間だけ、負荷側に電力を
放出する構成となっているものである。したがって、負
荷側に電力を供給しない間は、２次側は開放状態となっ
ており、特にスイッチング素子の導通・非導通の切り換
え時に、スパイク電圧が発生するものである。
バータは、整流手段に高電圧が印加され、高耐圧のダイ
オードを使用しなければならないという課題を有してい
る。つまり整流手段は１個のダイオードを使用する半波
整流回路となっており、スイッチング素子の導通時もし
くは非導通時のどちらか一方の間だけ、負荷側に電力を
放出する構成となっているものである。したがって、負
荷側に電力を供給しない間は、２次側は開放状態となっ
ており、特にスイッチング素子の導通・非導通の切り換
え時に、スパイク電圧が発生するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明はこのような従来
の構成が有している課題を解決するもので、高周波トラ
ンスの２次巻線に接続する整流手段をダイオードとコン
デンサからなる半波倍電圧整流として、スイッチング素
子の導通時にも非導通時にも出力側に電力を供給できる
ようにして、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコ
ンバータとしている。
の構成が有している課題を解決するもので、高周波トラ
ンスの２次巻線に接続する整流手段をダイオードとコン
デンサからなる半波倍電圧整流として、スイッチング素
子の導通時にも非導通時にも出力側に電力を供給できる
ようにして、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコ
ンバータとしている。
【０００７】
【発明の実施の形態】請求項１に記載した発明は、高周
波トランスの２次巻線に接続する整流手段をダイオード
とコンデンサからなる半波倍電圧整流回路として、スイ
ッチング素子の導通時及び非導通時のいずれの期間中に
も、高周波トランスの１次側から２次側に電力を供給で
き、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバータ
としている。
波トランスの２次巻線に接続する整流手段をダイオード
とコンデンサからなる半波倍電圧整流回路として、スイ
ッチング素子の導通時及び非導通時のいずれの期間中に
も、高周波トランスの１次側から２次側に電力を供給で
き、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバータ
としている。
【０００８】請求項２に記載した発明は、整流手段を構
成するダイオードを高周波トランスに対してフォワード
向きに配置して、電流のピーク値を小さくでき、使用す
る部品の電流定格を小さくでき、より安価なコンバータ
を実現できる。
成するダイオードを高周波トランスに対してフォワード
向きに配置して、電流のピーク値を小さくでき、使用す
る部品の電流定格を小さくでき、より安価なコンバータ
を実現できる。
【０００９】請求項３に記載した発明は、整流手段を構
成するダイオードを高周波トランスに対してフライバッ
ク向きに配置して、負荷が配電系統で、しかも入力電圧
が負荷よりも低い場合であっても、高周波トランスの１
次２次間の巻数比を大きくして昇圧することなく、十分
な出力電流を得ることができるものである。
成するダイオードを高周波トランスに対してフライバッ
ク向きに配置して、負荷が配電系統で、しかも入力電圧
が負荷よりも低い場合であっても、高周波トランスの１
次２次間の巻数比を大きくして昇圧することなく、十分
な出力電流を得ることができるものである。
【００１０】請求項４に記載した発明は、２組の２次巻
線を有する高周波トランスを使用し、この２巻線のそれ
ぞれを商用周波数の正負に同期させて交互に出力させる
ようにして、周波数変換回路の構成を簡単にしたコンバ
ータとしている。
線を有する高周波トランスを使用し、この２巻線のそれ
ぞれを商用周波数の正負に同期させて交互に出力させる
ようにして、周波数変換回路の構成を簡単にしたコンバ
ータとしている。
【００１１】請求項５に記載した発明は、高周波トラン
スとしてリーケージトランスを使用して、高周波トラン
スに定電流源的作用を持たせることによって限流用のコ
イルを設ける必要のないコンバータとしている。
スとしてリーケージトランスを使用して、高周波トラン
スに定電流源的作用を持たせることによって限流用のコ
イルを設ける必要のないコンバータとしている。
【００１２】
（実施例１）以下、本発明の第１の実施例について図面
を参照しながら説明する。図１は本実施例の構成を示す
ブロック図である。１は本実施例のコンバータで、入力
された直流電源１１の直流電圧を商用周波数に変換して
接続した負荷１２に供給している。コンバータ１は、イ
ンバータ２・高周波トランス４・限流コイル５・整流手
段１６・フィルタ１３・周波数変換回路７・ノイズフィ
ルタ１０・電流モニタ９と、全てのスイッチング素子の
導通時間を制御する制御手段８によって構成している。
インバータ２は、高周波トランス４の１次巻線４ａと並
列に接続した共振コンデンサ２ａと、ＩＧＢＴで構成し
たスイッチング素子３と、直流電源１１と並列に接続し
た平滑コンデンサ２ｂを備えている。整流手段１６はダ
イオードとコンデンサを組み合わせた構成としている。
また周波数変換回路７はＩＧＢＴを使用した４個のスイ
ッチング素子７ａ〜７ｄを備えており、制御手段８の指
令によって動作している。つまり、スイッチング素子７
ａ・スイッチング素子７ｄと、スイッチング素子７ｂ・
スイッチング素子７ｃとが対になって導通するものであ
る。また制御手段８はスイッチング素子３をＰＷＭ制御
している。
を参照しながら説明する。図１は本実施例の構成を示す
ブロック図である。１は本実施例のコンバータで、入力
された直流電源１１の直流電圧を商用周波数に変換して
接続した負荷１２に供給している。コンバータ１は、イ
ンバータ２・高周波トランス４・限流コイル５・整流手
段１６・フィルタ１３・周波数変換回路７・ノイズフィ
ルタ１０・電流モニタ９と、全てのスイッチング素子の
導通時間を制御する制御手段８によって構成している。
インバータ２は、高周波トランス４の１次巻線４ａと並
列に接続した共振コンデンサ２ａと、ＩＧＢＴで構成し
たスイッチング素子３と、直流電源１１と並列に接続し
た平滑コンデンサ２ｂを備えている。整流手段１６はダ
イオードとコンデンサを組み合わせた構成としている。
また周波数変換回路７はＩＧＢＴを使用した４個のスイ
ッチング素子７ａ〜７ｄを備えており、制御手段８の指
令によって動作している。つまり、スイッチング素子７
ａ・スイッチング素子７ｄと、スイッチング素子７ｂ・
スイッチング素子７ｃとが対になって導通するものであ
る。また制御手段８はスイッチング素子３をＰＷＭ制御
している。
【００１３】以下、本実施例の動作について説明する。
高周波トランス４の１次巻線４ａには、直流電源１１が
供給する直流電圧をスイッチング素子３によってオンオ
フした高周波電圧が印加される。高周波トランス４の２
次コイル４ｂには、１次コイル４ａに印加された高周波
電圧と相似の高周波電圧が誘起される。この高周波電圧
は、２次巻線４ａに接続した整流手段１６によって整流
され、フィルタ１３を介して周波数変換回路７に印加さ
れる。なお、整流手段１６の前段に接続した限流コイル
５によって、フィルタ１３から周波数変換回路７に供給
する電流は定電流となっているものである。このとき制
御手段８は、スイッチング素子３と、周波数変換回路７
を構成するスイッチング素子７ａ〜７ｄの導通時間を、
周波数変換回路７の出力電流が商用周波数となるように
制御しているものである。この結果、周波数変換回路７
の出力電流は、ほぼ商用周波数の脈流となるものであ
る。このとき周波数変換回路７の前段に接続したフィル
タ１３と出力側に接続したノイズフィルタ１０とは、こ
の脈流出力から高周波成分をカットし、低歪み率の電流
として負荷１２に供給するものである。
高周波トランス４の１次巻線４ａには、直流電源１１が
供給する直流電圧をスイッチング素子３によってオンオ
フした高周波電圧が印加される。高周波トランス４の２
次コイル４ｂには、１次コイル４ａに印加された高周波
電圧と相似の高周波電圧が誘起される。この高周波電圧
は、２次巻線４ａに接続した整流手段１６によって整流
され、フィルタ１３を介して周波数変換回路７に印加さ
れる。なお、整流手段１６の前段に接続した限流コイル
５によって、フィルタ１３から周波数変換回路７に供給
する電流は定電流となっているものである。このとき制
御手段８は、スイッチング素子３と、周波数変換回路７
を構成するスイッチング素子７ａ〜７ｄの導通時間を、
周波数変換回路７の出力電流が商用周波数となるように
制御しているものである。この結果、周波数変換回路７
の出力電流は、ほぼ商用周波数の脈流となるものであ
る。このとき周波数変換回路７の前段に接続したフィル
タ１３と出力側に接続したノイズフィルタ１０とは、こ
の脈流出力から高周波成分をカットし、低歪み率の電流
として負荷１２に供給するものである。
【００１４】このとき本実施例では、整流手段１６にダ
イオードとコンデンサによって構成した半波倍電圧整流
回路を使用しているものである。このため、スイッチン
グ素子３の導通時あるいは非導通時に半波倍電圧整流回
路を構成するコンデンサに電荷を充電することが出来、
スイッチング素子３の導通・非導通に関わらず１次側か
らの電力を有効に利用することができるものである。前
記したようにスイッチング素子３の導通時にも非導通時
にも半波倍電圧整流回路を構成するコンデンサに電荷を
充電することが出来るため、半波倍電圧整流回路を構成
するダイオードには特に高耐圧を必要とする理由はなく
なるものである。
イオードとコンデンサによって構成した半波倍電圧整流
回路を使用しているものである。このため、スイッチン
グ素子３の導通時あるいは非導通時に半波倍電圧整流回
路を構成するコンデンサに電荷を充電することが出来、
スイッチング素子３の導通・非導通に関わらず１次側か
らの電力を有効に利用することができるものである。前
記したようにスイッチング素子３の導通時にも非導通時
にも半波倍電圧整流回路を構成するコンデンサに電荷を
充電することが出来るため、半波倍電圧整流回路を構成
するダイオードには特に高耐圧を必要とする理由はなく
なるものである。
【００１５】以上のように本実施例によれば、高耐圧の
ダイオードを用いる必要のないコンバータを実現するも
のである。特に数キロワット以上の大電力変換を実行す
る場合には、ダイオードを高耐圧とする必要がないこと
は安価なコンバータを構成する上で非常に大きなメリッ
トとなるものである。
ダイオードを用いる必要のないコンバータを実現するも
のである。特に数キロワット以上の大電力変換を実行す
る場合には、ダイオードを高耐圧とする必要がないこと
は安価なコンバータを構成する上で非常に大きなメリッ
トとなるものである。
【００１６】（実施例２）続いて本発明の第２の実施例
について説明する。本実施例では図２に示しているよう
に、整流手段１６を、高周波トランス４の２次巻線４ｂ
に接続したコンデンサ１６ａと、高周波トランス４の２
次巻線４ｂに対してフォワード向きに接続した第１のダ
イオード１６ｂと第２のダイオード１６ｃによって構成
しているものである。
について説明する。本実施例では図２に示しているよう
に、整流手段１６を、高周波トランス４の２次巻線４ｂ
に接続したコンデンサ１６ａと、高周波トランス４の２
次巻線４ｂに対してフォワード向きに接続した第１のダ
イオード１６ｂと第２のダイオード１６ｃによって構成
しているものである。
【００１７】以下に図３に基づいてその動作を説明す
る。ＶGEはスイッチング素子３のゲート電圧を、ＶCEは
同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶLPは高周波トランス
４の１次巻線４ａの電圧波形を、ＩLPは同電流波形を、
ＶDS1は第１のダイオード１６ｂの電圧波形を、ＩDS1は
同電流波形を、ＶDS2は第２のダイオード１６ｃの電圧
波形を、ＩDS2は同電流波形を示している。制御手段８
の指示に基づいて、スイッチング素子３がオン時間ＴON
でオンすると、高周波トランス４の１次巻線４ａには直
線的に増加する電流ＩPが流れる。この時ＶLPは直流電
源１１が供給する電圧となっている。制御手段８の指示
によってスイッチング素子３がオフすると、１次巻線４
ａと共振コンデンサ２ａは共振回路を形成し、ＶLPとＩ
LPの波形は図３に示すような共振波形となる。このとき
本実施例では、ゼロ電圧スイッチングを実行することに
よってスイッチング素子３の損失を最小に抑えている。
なお、高周波トランス４の２次巻線４ｂには１次巻線４
ａに発生した電圧ＶLPと相似形の電圧が発生している。
この２次電圧は、スイッチング素子３がオフしている間
は、整流手段１６を構成する第１のダイオード１６ｂを
介してコンデンサ１６ａを充電する。従って図３に示し
ているように、ＶDS1はほぼゼロとなっており、ＩDS1は
２次巻線４ｂに発生している電圧と限流コイル５のイン
ダクタンス及びコンデンサ１６ａの容量で決まる大きさ
の電流が流れている。このときＶDS2は出力電圧と同等
の逆電圧となっており、電流はゼロである。次にスイッ
チング素子３がオンすると、第１のダイオード１６ｂは
逆バイアスされて、ＶDS1は出力電圧と同等の逆電圧と
なり、電流は流れないためＩDS1はゼロである。このと
き、第２のダイオード１６ｃは導通しておりＶDS2はゼ
ロとなる。また第２のダイオード１６ｃを流れる電流Ｉ
DS2は、２次巻線４ｂとコンデンサ１６ａで決定する電
圧と、負荷１２及びフィルタ１３・ノイズフィルタ１０
の定数によって決まる大きさとなり、コンバータ１の出
力電流となるものである。
る。ＶGEはスイッチング素子３のゲート電圧を、ＶCEは
同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶLPは高周波トランス
４の１次巻線４ａの電圧波形を、ＩLPは同電流波形を、
ＶDS1は第１のダイオード１６ｂの電圧波形を、ＩDS1は
同電流波形を、ＶDS2は第２のダイオード１６ｃの電圧
波形を、ＩDS2は同電流波形を示している。制御手段８
の指示に基づいて、スイッチング素子３がオン時間ＴON
でオンすると、高周波トランス４の１次巻線４ａには直
線的に増加する電流ＩPが流れる。この時ＶLPは直流電
源１１が供給する電圧となっている。制御手段８の指示
によってスイッチング素子３がオフすると、１次巻線４
ａと共振コンデンサ２ａは共振回路を形成し、ＶLPとＩ
LPの波形は図３に示すような共振波形となる。このとき
本実施例では、ゼロ電圧スイッチングを実行することに
よってスイッチング素子３の損失を最小に抑えている。
なお、高周波トランス４の２次巻線４ｂには１次巻線４
ａに発生した電圧ＶLPと相似形の電圧が発生している。
この２次電圧は、スイッチング素子３がオフしている間
は、整流手段１６を構成する第１のダイオード１６ｂを
介してコンデンサ１６ａを充電する。従って図３に示し
ているように、ＶDS1はほぼゼロとなっており、ＩDS1は
２次巻線４ｂに発生している電圧と限流コイル５のイン
ダクタンス及びコンデンサ１６ａの容量で決まる大きさ
の電流が流れている。このときＶDS2は出力電圧と同等
の逆電圧となっており、電流はゼロである。次にスイッ
チング素子３がオンすると、第１のダイオード１６ｂは
逆バイアスされて、ＶDS1は出力電圧と同等の逆電圧と
なり、電流は流れないためＩDS1はゼロである。このと
き、第２のダイオード１６ｃは導通しておりＶDS2はゼ
ロとなる。また第２のダイオード１６ｃを流れる電流Ｉ
DS2は、２次巻線４ｂとコンデンサ１６ａで決定する電
圧と、負荷１２及びフィルタ１３・ノイズフィルタ１０
の定数によって決まる大きさとなり、コンバータ１の出
力電流となるものである。
【００１８】つまり、整流手段１６を、高周波トランス
４の２次巻線４ｂに接続したコンデンサ１６ａと、高周
波トランス４の２次巻線４ｂに対してフォワード向きに
接続した第１のダイオード１６ｂと第２のダイオード１
６ｃによって構成した場合には、スイッチング素子３の
オン時間が直接、負荷１２に対する出力電流期間となる
ものである。すなわち、出力の線形性を得ることが容易
で出力を容易に調整できるものである。しかもゼロ電圧
スイッチングを確保していることと、スイッチング素子
３のオン時間をオフ時間よりも長くしているため、スイ
ッチング素子３の広い動作周波数領域においてフィルタ
１３を流れる前の電流のピーク値を小さくすることがで
きる。
４の２次巻線４ｂに接続したコンデンサ１６ａと、高周
波トランス４の２次巻線４ｂに対してフォワード向きに
接続した第１のダイオード１６ｂと第２のダイオード１
６ｃによって構成した場合には、スイッチング素子３の
オン時間が直接、負荷１２に対する出力電流期間となる
ものである。すなわち、出力の線形性を得ることが容易
で出力を容易に調整できるものである。しかもゼロ電圧
スイッチングを確保していることと、スイッチング素子
３のオン時間をオフ時間よりも長くしているため、スイ
ッチング素子３の広い動作周波数領域においてフィルタ
１３を流れる前の電流のピーク値を小さくすることがで
きる。
【００１９】以上のように本実施例によれば、スイッチ
ング素子３の導通・非導通に関わらず１次側からの電力
を有効に利用することができ、出力の線形性を得ること
が容易で出力を容易に調整できるものである。また、フ
ィルタ１３を流れる前の電流のピーク値を小さくでき、
フィルタ１３の責務を緩和することができることから、
より安価なコンバータを実現できる。
ング素子３の導通・非導通に関わらず１次側からの電力
を有効に利用することができ、出力の線形性を得ること
が容易で出力を容易に調整できるものである。また、フ
ィルタ１３を流れる前の電流のピーク値を小さくでき、
フィルタ１３の責務を緩和することができることから、
より安価なコンバータを実現できる。
【００２０】（実施例３）続いて本発明の第３の実施例
について説明する。本実施例では図４に示しているよう
に、整流手段１６を、高周波トランス４の２次巻線４ｂ
に接続したコンデンサ１６ａと、高周波トランス４の２
次巻線４ｂに対してフライバック向きに接続した第１の
ダイオード１６ｂと第２のダイオード１６ｃによって構
成しているものである。
について説明する。本実施例では図４に示しているよう
に、整流手段１６を、高周波トランス４の２次巻線４ｂ
に接続したコンデンサ１６ａと、高周波トランス４の２
次巻線４ｂに対してフライバック向きに接続した第１の
ダイオード１６ｂと第２のダイオード１６ｃによって構
成しているものである。
【００２１】以下に図５に基づいてその動作を説明す
る。高周波トランス４の２次巻線４ｂには１次巻線４ａ
に発生した電圧ＶLPと相似形の電圧が発生する。この２
次電圧はスイッチング素子３がオンしている間は、第１
のダイオード１６ｂを通じてコンデンサ１６ａを充電す
る。したがってこの期間は、ＶDS1はほぼゼロとなって
おり、ＩDS1は高周波トランス４の２次巻線電圧と限流
コイル５のインダクタンス及びコンデンサ１６ａの容量
で決まる大きさの電流が第１のダイオード１６ｂを流れ
る。このとき第２のダイオード１６ｃの両端の電圧Ｖ
DS2は、出力電圧と同等の逆電圧となっており、ここを
流れる電流ＩDS2はゼロである。スイッチング素子３が
オフすると、第１のダイオード１６ｂは逆バイアスされ
て、ＶDS1は出力電圧と同等の逆電圧となる。またこの
ときＩDS1はゼロである。第２のダイオード１６ｃは導
通しており、ＶDS2はゼロとなる。また第２のダイオー
ド１６ｃを流れる電流ＩDS2は、高周波トランス４の２
次巻線出力とコンデンサ１６ａの大きさで決定する電圧
と、負荷１２及びフィルタ１３・ノイズフィルタ１０の
定数によって大きさが決定される。１次巻線４ａの両端
の電圧ＶLPは、スイッチング素子３がオフである間は、
共振電圧を発生するためオンの時に比べて最大で約７倍
の電圧となっているものである。従って限流コイル５に
は十分な電流を流すことができ、大きな出力電流を得る
ことが可能である。
る。高周波トランス４の２次巻線４ｂには１次巻線４ａ
に発生した電圧ＶLPと相似形の電圧が発生する。この２
次電圧はスイッチング素子３がオンしている間は、第１
のダイオード１６ｂを通じてコンデンサ１６ａを充電す
る。したがってこの期間は、ＶDS1はほぼゼロとなって
おり、ＩDS1は高周波トランス４の２次巻線電圧と限流
コイル５のインダクタンス及びコンデンサ１６ａの容量
で決まる大きさの電流が第１のダイオード１６ｂを流れ
る。このとき第２のダイオード１６ｃの両端の電圧Ｖ
DS2は、出力電圧と同等の逆電圧となっており、ここを
流れる電流ＩDS2はゼロである。スイッチング素子３が
オフすると、第１のダイオード１６ｂは逆バイアスされ
て、ＶDS1は出力電圧と同等の逆電圧となる。またこの
ときＩDS1はゼロである。第２のダイオード１６ｃは導
通しており、ＶDS2はゼロとなる。また第２のダイオー
ド１６ｃを流れる電流ＩDS2は、高周波トランス４の２
次巻線出力とコンデンサ１６ａの大きさで決定する電圧
と、負荷１２及びフィルタ１３・ノイズフィルタ１０の
定数によって大きさが決定される。１次巻線４ａの両端
の電圧ＶLPは、スイッチング素子３がオフである間は、
共振電圧を発生するためオンの時に比べて最大で約７倍
の電圧となっているものである。従って限流コイル５に
は十分な電流を流すことができ、大きな出力電流を得る
ことが可能である。
【００２２】以上のように本実施例によれば、高周波ト
ランス４の２次側に設けた整流手段１６を高周波トラン
ス４に対してフライバック向きに構成することによっ
て、例えば負荷が配電系統で、しかも入力電圧が負荷よ
りも低い場合であっても、高周波トランスの１次２次間
の巻数比を大きくして昇圧することなく、十分な出力電
流を得ることができるものである。従って、より安価な
コンバータを実現できるものである。
ランス４の２次側に設けた整流手段１６を高周波トラン
ス４に対してフライバック向きに構成することによっ
て、例えば負荷が配電系統で、しかも入力電圧が負荷よ
りも低い場合であっても、高周波トランスの１次２次間
の巻数比を大きくして昇圧することなく、十分な出力電
流を得ることができるものである。従って、より安価な
コンバータを実現できるものである。
【００２３】（実施例４）続いて本発明の第４の実施例
について説明する。本実施例では図６に示しているよう
に、高周波トランス４の２次側に２組の巻線４ｂ・４ｃ
を設け、それぞれに出力回路を設ける構成としているも
のである。すなわち、限流コイル４５・整流手段４６・
周波数変換回路４７を設けるようにしており、制御手段
８は２個のスイッチ４７ａ・４７ｂを使用して前記周波
数変換回路４７の出力を切り替えるようにしているもの
である。
について説明する。本実施例では図６に示しているよう
に、高周波トランス４の２次側に２組の巻線４ｂ・４ｃ
を設け、それぞれに出力回路を設ける構成としているも
のである。すなわち、限流コイル４５・整流手段４６・
周波数変換回路４７を設けるようにしており、制御手段
８は２個のスイッチ４７ａ・４７ｂを使用して前記周波
数変換回路４７の出力を切り替えるようにしているもの
である。
【００２４】以下本実施例の動作について説明する。高
周波トランス４の２次巻線４ｂ・４ｃには、１次巻線４
ａに印加された電圧と相似の電圧が発生している。この
電圧を整流手段４６を使用して整流し、周波数変換回路
４７に加えているものである。周波数変換回路４７には
スイッチ４７ａとスイッチ４７ｂとを設けており、制御
手段８はこの２つのスイッチを交互に駆動して出力する
電流の波形が所定の商用周波数の波形となるようにして
いるものである。
周波トランス４の２次巻線４ｂ・４ｃには、１次巻線４
ａに印加された電圧と相似の電圧が発生している。この
電圧を整流手段４６を使用して整流し、周波数変換回路
４７に加えているものである。周波数変換回路４７には
スイッチ４７ａとスイッチ４７ｂとを設けており、制御
手段８はこの２つのスイッチを交互に駆動して出力する
電流の波形が所定の商用周波数の波形となるようにして
いるものである。
【００２５】以上の様に本実施例は、高周波トランス４
の２次巻線は２巻線とし、この２巻線の出力を周波数変
換し、２個のスイッチ４７ａ・４７ｂを使用して、商用
周波数の正負に同期させて交互に出力するようにして所
定の商用交流の出力を得るようにしているものであり、
非常に構成の簡単なコンバータを実現できるものであ
る。
の２次巻線は２巻線とし、この２巻線の出力を周波数変
換し、２個のスイッチ４７ａ・４７ｂを使用して、商用
周波数の正負に同期させて交互に出力するようにして所
定の商用交流の出力を得るようにしているものであり、
非常に構成の簡単なコンバータを実現できるものであ
る。
【００２６】（実施例５）次に本発明の第５の実施例に
ついて説明する。本実施例では図７に示しているよう
に、高周波トランス５４としてリーケージトランスを使
用するようにしているものである。このリーケージトラ
ンスは、１次巻線５４ａで発生する磁束の一部が２次巻
線５４ｂと鎖交しないようにコアに空隙を設けた構成と
しているものである。従って、等価的にリーケージイン
ダクタンスを有する構成となっているものである。本実
施例ではこのリーケージインダクタンスを積極的に利用
して、つまり前記各実施例で使用している限流コイルを
省略した構成としているものである。
ついて説明する。本実施例では図７に示しているよう
に、高周波トランス５４としてリーケージトランスを使
用するようにしているものである。このリーケージトラ
ンスは、１次巻線５４ａで発生する磁束の一部が２次巻
線５４ｂと鎖交しないようにコアに空隙を設けた構成と
しているものである。従って、等価的にリーケージイン
ダクタンスを有する構成となっているものである。本実
施例ではこのリーケージインダクタンスを積極的に利用
して、つまり前記各実施例で使用している限流コイルを
省略した構成としているものである。
【００２７】以上の構成とすることによって、高周波ト
ランス５４が有しているリーケージインダクタンスを限
流コイルの代わりに使用することができ、高周波トラン
ス５４の２次巻線の出力はほぼ定電流の出力となるもの
である。したがって本実施例によれば、限流コイルを使
用する必要がなく、しかもこれに伴って配線も簡素化で
きるものであり、より簡単な構成で、信頼性の高いコン
バータを実現できるものである。
ランス５４が有しているリーケージインダクタンスを限
流コイルの代わりに使用することができ、高周波トラン
ス５４の２次巻線の出力はほぼ定電流の出力となるもの
である。したがって本実施例によれば、限流コイルを使
用する必要がなく、しかもこれに伴って配線も簡素化で
きるものであり、より簡単な構成で、信頼性の高いコン
バータを実現できるものである。
【００２８】
【発明の効果】請求項１に記載した発明は、直流電源
と、高周波トランスと高周波トランスの１次巻線に並列
接続した共振コンデンサとスイッチング素子とからなる
高周波インバータ回路と、高周波トランスの２次巻線に
接続した整流手段と、整流手段の出力を所定の周波数に
変換する４個のスイッチング素子からなる周波数変換回
路と、周波数変換回路に接続したノイズフィルタと、前
記スイッチング素子と周波数変換回路とを制御する制御
手段とを備え、前記整流手段はダイオードとコンデンサ
とを半波倍電圧回路に構成して、スイッチング素子の導
通時にも非導通時にも出力側に電力を供給できるように
して、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバー
タを実現するものである。
と、高周波トランスと高周波トランスの１次巻線に並列
接続した共振コンデンサとスイッチング素子とからなる
高周波インバータ回路と、高周波トランスの２次巻線に
接続した整流手段と、整流手段の出力を所定の周波数に
変換する４個のスイッチング素子からなる周波数変換回
路と、周波数変換回路に接続したノイズフィルタと、前
記スイッチング素子と周波数変換回路とを制御する制御
手段とを備え、前記整流手段はダイオードとコンデンサ
とを半波倍電圧回路に構成して、スイッチング素子の導
通時にも非導通時にも出力側に電力を供給できるように
して、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバー
タを実現するものである。
【００２９】請求項２に記載した発明は、整流手段を構
成するダイオードは、高周波トランスに対してフォワー
ド向きに配置した構成として、電流のピーク値を小さく
でき、使用する部品の電流定格を小さくでき、より安価
なコンバータを実現できる。
成するダイオードは、高周波トランスに対してフォワー
ド向きに配置した構成として、電流のピーク値を小さく
でき、使用する部品の電流定格を小さくでき、より安価
なコンバータを実現できる。
【００３０】請求項３に記載した発明は、整流手段を構
成するダイオードは、高周波トランスに対してフライバ
ック向きに配置した構成として、負荷が配電系統で、し
かも入力電圧が負荷よりも低い場合であっても、高周波
トランスの１次２次間の巻数比を大きくして昇圧するこ
となく、十分な出力電流を得ることができるコンバータ
を実現できる。
成するダイオードは、高周波トランスに対してフライバ
ック向きに配置した構成として、負荷が配電系統で、し
かも入力電圧が負荷よりも低い場合であっても、高周波
トランスの１次２次間の巻数比を大きくして昇圧するこ
となく、十分な出力電流を得ることができるコンバータ
を実現できる。
【００３１】請求項４に記載した発明は、高周波トラン
スの２次巻線を２巻線とし、この２巻線の出力を周波数
変換し、商用周波数の正負に同期させて交互に出力する
構成として、周波数変換回路の構成を簡単にしたコンバ
ータを実現するものである。
スの２次巻線を２巻線とし、この２巻線の出力を周波数
変換し、商用周波数の正負に同期させて交互に出力する
構成として、周波数変換回路の構成を簡単にしたコンバ
ータを実現するものである。
【００３２】請求項５に記載した発明は、高周波トラン
スとしてリーケージトランスを使用した構成として、限
流用のコイルを設ける必要のないコンバータを実現する
ものである。
スとしてリーケージトランスを使用した構成として、限
流用のコイルを設ける必要のないコンバータを実現する
ものである。
【図１】本発明の第１の実施例におけるコンバータの構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図２】本発明の第２の実施例におけるコンバータの構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図３】同、各部の動作を示す波形図
【図４】本発明の第３の実施例におけるコンバータの構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図５】同、各部の動作を示す波形図
【図６】本発明の第４の実施例におけるコンバータの構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図７】本発明の第５の実施例におけるコンバータの構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図８】従来のコンバータの構成を示すブロック図
【図９】同、各部の動作を示す波形図
２ 高周波インバータ回路 ２ａ 共振コンデンサ ３ スイッチング素子 ４ 高周波トランス ４ａ １次巻線 ４ｂ ２次巻線 ４ｃ ２次巻線 ７ 周波数変換回路 ８ 制御手段 １０ ノイズフィルタ １１ 直流電源 １６ 整流手段 １６ａ 第１のダイオード １６ｂ 第２のダイオード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 竹中 賢治 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 岩本 良美 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 大橋 正治 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 山下 秀和 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 大森 英樹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源と、高周波トランスと高周波ト
ランスの１次巻線に並列接続した共振コンデンサとスイ
ッチング素子とからなる高周波インバータ回路と、高周
波トランスの２次巻線に接続した整流手段と、整流手段
の出力を所定の周波数に変換する４個のスイッチング素
子からなる周波数変換回路と、周波数変換回路に接続し
たノイズフィルタと、前記スイッチング素子と周波数変
換回路とを制御する制御手段とを備え、前記整流手段は
ダイオードとコンデンサとを半波倍電圧回路に構成した
コンバータ。 - 【請求項２】 整流手段を構成するダイオードは、高周
波トランスに対してフォワード向きに配置した請求項１
記載のコンバータ。 - 【請求項３】 整流手段を構成するダイオードは、高周
波トランスに対してフライバック向きに配置した請求項
１記載のコンバータ。 - 【請求項４】 高周波トランスの２次巻線は２巻線と
し、この２巻線の出力を周波数変換し、商用周波数の正
負に同期させて交互に出力する請求項１から３のいずれ
か１項に記載したコンバータ。 - 【請求項５】 高周波トランスとしてリーケージトラン
スを使用した請求項１から４のいずれか１項に記載した
コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00825797A JP3637713B2 (ja) | 1997-01-21 | 1997-01-21 | コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00825797A JP3637713B2 (ja) | 1997-01-21 | 1997-01-21 | コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10210754A true JPH10210754A (ja) | 1998-08-07 |
| JP3637713B2 JP3637713B2 (ja) | 2005-04-13 |
Family
ID=11688104
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00825797A Expired - Fee Related JP3637713B2 (ja) | 1997-01-21 | 1997-01-21 | コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3637713B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019150595A1 (ja) * | 2018-02-01 | 2019-08-08 | 油研工業株式会社 | 誘導負荷の両極性電流制御駆動回路 |
-
1997
- 1997-01-21 JP JP00825797A patent/JP3637713B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019150595A1 (ja) * | 2018-02-01 | 2019-08-08 | 油研工業株式会社 | 誘導負荷の両極性電流制御駆動回路 |
| CN110352551A (zh) * | 2018-02-01 | 2019-10-18 | 油研工业株式会社 | 感应负载的两极性电流控制驱动电路 |
| US11223288B2 (en) | 2018-02-01 | 2022-01-11 | Yuken Kogyo Co., Ltd. | Bipolar current control drive circuit for inductive load |
| CN110352551B (zh) * | 2018-02-01 | 2024-02-02 | 油研工业株式会社 | 感应负载的两极性电流控制驱动电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3637713B2 (ja) | 2005-04-13 |
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