KR20020014691A

KR20020014691A - 정전압 공급용 스위칭 전원회로의 전력손실 개선

Info

Publication number: KR20020014691A
Application number: KR1020010047167A
Authority: KR
Inventors: 야스무라마사유끼
Original assignee: 이데이 노부유끼; 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2000-08-16
Filing date: 2001-08-04
Publication date: 2002-02-25
Also published as: CN1338812A; JP2002064980A; EP1182769A2; US20020044469A1; EP1182769A3; US6456509B1; TW529233B

Abstract

절연컨버터트란스(PIT)의 이차권선에서 발생하는 교류전압을 정류하여 얻어지는 직류출력전압을 일정하게 할 때, 보조 스위칭소자와 클램프 콘덴서와 클램프 다이오드로 구성되는 액티브 클램프회로는 3단자 레귤레이터와 초퍼 레귤레이터를 사용하는 대신에 교류전압이 공급되는 병렬공진콘덴서와 병렬로 접속되며, 직류출력전압을 강압하여 일정하게 한다. 제어회로는 액티브 클램프회로의 보조 스위칭소자의 PWM제어를 행함으로써, 병렬공진콘덴서의 커패시턴스를 등가적으로 변화시킨다. 따라서, 직류출력전압은 정전압화되고, 직류출력전압을 정전압화할 때 발생하는 전력손실은 감소된다.

Description

정전압 공급용 스위칭 전원회로의 전력손실 개선{Improving power loss of switching power supply circuit for supplying constant voltage}

본 발명은 컬러텔레비젼 수상기 및 프로젝터 장치와 같은 각종 영상기기에 사용하기에 적합한 스위칭 전원회로에 관한 것이다.

텔레비젼 수상기나 프로젝터 장치와 같은 어떤 영상기기는 각종 신호처리를 실행하는 회로블록으로서, 예를 들면, 아날로그회로와 디지털회로를 갖는다.

아날로그 및 디지털 회로블록을 갖는 그러한 영상기기에는 회로블록에 대하여 일정한 동작전압을 공급하기 위한 정전압전원이 설치되어 있다.

그와 같은 영상기기에 설치되어 있는 종래의 전원회로의 일예로서, 도 8은,예를 들면, 대형의 컬러텔레비젼 수상기에 설치되어 있는 스위칭 전원회로의 구성을 나타낸다.

전원회로의 브릿지 정류회로(Di)와 평활콘덴서(Ci)는 상용교류전원으로부터 교류입력전압(VAC)에 대응하는 정류평활전압(Ei)을 생성한다.

입력된 정류평활전압(Ei)을 단속하는 스위칭 컨버터로서, 스위칭 소자(Q1)를 포함하고 소위 싱글앤드방식에 의한 스위칭 동작을 실행하는 자려 전압공진형 컨버터가 설치되어 있다.

스위칭 소자(Q1)는 구동권선(NB), 공진 콘덴서(CB), 베이스 전류 제한저항(RB)의 직렬접속회로로 구성된 자려발진구동회로에 의해 구동된다. 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수는 구동권선(NB)과 공진 콘덴서(CB)로 구성되는 공진회로의 공진주파수에 의해서 결정된다.

기동저항(starting resistance)(RS)은 상용교류전원의 턴온(turn-on)시에 정류평활라인에서 얻어지는 기동전류를 스위칭 소자(Q1)에 공급하기 위해 설치되어 있다.

스위칭 소자(Q1)에는 도 8에 나타낸 바와 같은 클램프 다이오드(DD1)와 일차측 병렬공진콘덴서(Cr)가 접속되어 있다. 일차측 병렬공진콘덴서(Cr)의 커패시턴스와 절연컨버터트란스(PIT)의 일차권선(N1)측의 리키지 인덕턴스(leakage inductance)(L1)는 전압공진형 컨버터의 일차측 병렬공진회로를 구성한다.

직교형 제어트란스(PRT-1)는 공진전류검출권선(ND), 구동권선(NB) 및 제어권선(NC1)이 설치되어 있는 가포화 리엑터(saturable reactor)이다. 직교형 제어트란스(PRT-1)는 스위칭 소자(Q1)를 구동하고 정전압 제어를 행하기 위해 설치되어 있다.

절연컨버터트란스(PIT)(Power Isolation Transformer)는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력을 스위칭 전원회로의 이차측에 전송한다.

도 8에 나타낸 바와 같이, 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측에는 이차권선(N2, N3, N4 및 N5)을 감음으로써 이차측 권선이 구성되어 있다.

이 경우에는, 도 8에 나타낸 바와 같이, 이차권선(N4)과 이차권선(N5)의 접속점이 이차측 접지(secondary-side ground)에 접속되어 있다. 이차측 병렬공진콘덴서(C2)는 이차측 접지와 이차권선(N2)의 종점(ending point)과의 사이에 이차측 권선으로 병렬로 접속되어 있다.

절연컨버터트란스(PIT)의 일차측에는 스위칭동작을 전압공진형 동작으로 변환하기 위한 병렬공진회로가 설치되어 있고, 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측에는 전압공진동작을 제공하기 위한 전압공진회로가 설치되어 있다. 본 명세서에서는, 일차측과 이차측에 이와 같은 공진회로가 설치되어 있는 스위칭컨버터를 "복합공진형 스위칭컨버터"라고 한다.

이차측 병렬공진콘덴서(C2)가 병렬로 접속되어 있는 이차권선에는 정류다이오드(D01)와 평활콘덴서(C01)로 구성된 반파정류평활회로(half-wave rectifying and smoothing circuit)가 설치되어 있음으로써, 그 반파정류평활회로로부터 135V의 수평편향용 직류출력전압(E01)이 얻어진다.

또한, 이차권선(N3, N4)으로 구성된 이차권선에는 정류다이오드(D02)와 평활콘덴서(C02)로 구성된 반파정류평활회로가 설치되어 있음으로써, 그 반파정류평활회로로부터 15V의 수직편향용 직류출력전압(E02)이 얻어진다. 이차측 권선(N5)에는 도 8에 나타낸 바와 같이 정류다이오드(D03)와 평활콘덴서(C03)가 접속되어 있음으로써, 정류다이오드(D03)와 평활콘덴서(C03)로 구성된 반파정류평활회로로부터 -15V의 동일한 수직평향용 직류출력전압(E03)이 얻어진다.

따라서, 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측에는 이차권선(N3+N4) 및 이차권선(N5)에 유도되는 전압으로부터 수직편향용 직류출력전압(E02, E03)(±15V)이 얻어진다. 그러므로, 이차권선(N3+N4)과 이차권선(N5)은 동일한 선회수를 갖는다.

이 경우에, 이차측 직류출력전압(E01)은 제어회로(1)에 대해서도 분기점으로부터 입력된다.

제어회로(1)는 직류출력전압(E02)을 동작전압으로서 사용한다. 제어회로(1)는 직류출력전압(E01)의 레벨변화에 따라서 제어권선(NC1)을 통해 흐르는 제어전류의 레벨을 가변함으로써 수직형 제어트란스(PRT-1)에 감긴 구동권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 가변제어한다. 이로 인하여 구동권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 포함하는 자려발진구동회로의 공진회로의 공진조건이 변화한다. 이는 스위칭소자(Q1)의 스위칭주파수를 가변하는 동작을 나타낸다. 이 동작은 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측으로부터 출력되는 직류출력전압을 일정하게 만든다.

이와 같이 직교형 제어트란스(PRT-1)를 포함하는 정전압제어의 구성으로도,일차측 스위칭컨버터가 전압공진형으로 되어 있기 때문에, 전원회로가 스위칭소자(Q1)의 스위칭주파수를 가변제어하는 동시에, 스위칭 주기내에서 스위칭소자(Q1)의 PWM제어를 행하는 것이 고려될 수 있다. 이 복합적인 제어동작은 단일 제어회로계로 실현된다.

게다가, 전원회로에서는, 아날로그 회로블록에 공급되는 9V의 직류출력전압(E04)이 이차권선(N3+N4)의 출력으로부터 얻어지며, 또한 디지털 회로블록에 공급되는 5V의 직류출력전압(E05)이 이차권선(N4)의 출력으로부터 얻어진다.

이 경우에, 이차권선(N3+N4)의 출력은 전력손실을 감소시키기 위해서 인덕터(L21)(4.7μH)를 거쳐서 정류다이오드(D04)와 평활콘덴서(C04)로 구성되는 반파정류평활회로에 입력된다. 반파정류평활회로는 우선 이차권선(N3+N4)의 출력을 11V의 직류출력전압(E07)으로 변환한다. 그리고 나서, 아날로그 회로블록에 출력될 9V의 직류출력전압(E04)이 직류출력전압(E07)으로부터 얻어진다.

이차권선(N4)의 출력은 정류다이오드(D05)와 평활콘덴서(C05)로 구성된 반파정류평활회로에 입력된다. 그 반파정류평활회로는 이차권선(N4)의 출력을 6.5V의 직류출력전압(E08)으로 변환한다. 그리고 나서, 디지털회로블록에 출력될 직류출력전압(E05(5V) 및 E06(3.3V))이 직류출력전압(E08)으로부터 얻어진다.

아날로그 및 디지털 회로블록에 공급될 직류출력전압(E04 내지 E06)은 전압변동이 ±2%의 범위내에 있도록 일정하게 만들 필요가 있다.

그러나, 복합제어방식을 사용하는 스위칭 전원회로에서조차도, 이차측으로부터 출력되는 직류출력전압의 레벨은 이차측 부하전력(Po)의 변동에 따라서 약간이긴 하나 가변된다.

예를 들면, 도 10에 나타낸 바와 같이, 이차측 부하전력(Po)이 감소할 때, 직류출력전압(E02(15V) 및 E08(6.5V))의 전압레벨은 약간이긴 하나 저하된다.

따라서, 도 8에 나타낸 전원회로는 직류출력전압(E07)(11V)으로부터 ±2%의 범위내에서 가변하는 일정 직류출력전압(E04)(9V)을 획득하기 위한 정전압회로와 직류출력전압(E08)(6.5V)으로부터 ±2%의 범위내에서 가변하는 일정 직류출력전압(E05)(5V)을 획득하기 위한 정전압회로가 설치되어 있다.

정전압회로는, 예를 들면, 그 출력전류가 2A이하일 때, 3단자 직렬 레귤레이터IC를 사용하여 구성된다. 정전압회로는 출력전류가 2A이상일 때, 초퍼 레귤레이터(chopper regulator) IC를 이용한 강압형(step-down type) 컨버터로 구성된다.

전원회로의 경우에, 직류출력전압(E04)의 최대정격(maximum rating)은 9V/1.5A이고, 출력전류는 2A이하이다. 따라서, 직류출력전압(E04)을 제공하기 위한 정전압회로는 3단자 직렬 레귤레이터(IC-1)와 평활콘덴서(C041)로 구성됨으로써, ±2%의 범위내에서 일정하게 되는 9V의 직류출력전압(E04)을 제공한다.

직류출력전압(E05)의 최대정격은 5V/1.5A이고, 출력전류는 2A이하이다. 따라서, 이 경우에도, 3단자 직렬 레귤레이터(IC-2)와 평활콘덴서(C051)로 구성된 정전압회로는 ±2%의 범위내에서 일정하게 되는 5V의 직류출력전압(E05)을 제공한다.

한편, 직류출력전압(E06)의 최대정격은 3.3V/3A이고, 출력전류는 2A이상이다. 따라서, 이 경우의 직류출력전압(E08)은 페라이트-비드 인덕터(ferrite-bead inductor)(FB)를 거쳐서 PWM제어형 강압초퍼회로로 구성된 DC-DC컨버터(11)에 입력된다. DC-DC컨버터(11)는 ±2%의 범위내에서 일정하게 되는 직류출력전압(E06)(3.3V±0.07V)을 제공한다.

DC-DC컨버터(11)는 초퍼 레귤레이터(IC-3), 플라이휠 다이오드(flywheel diode)(D11) 및 인덕터(L22)(20μH)로 구성된다. DC-DC컨버터(11)는 인덕터(L22)를 거쳐서 출력되는 출력전압을 초퍼 레귤레이터IC로 피드백하여 그 스위칭동작을 제어함으로써 출력전압의 레벨을 일정하게 한다.

그러나, DC-DC컨버터(11)는 스위칭동작의 장방형의 파형을 나타내며, 따라서 스위칭 동작의 노이즈의 레벨이 높아지게 한다.

그러므로, 초퍼레귤레이터(IC-3)의 전단에 설치되어 있는 페라이트-비드(ferrite-bead) 인덕터(FB)와 초퍼 레귤레이터(IC-3)의 후단에 설치되어 있는 세라믹 콘덴서(Cn)에 의해 스위칭 동작에서 발생하는 스위칭 노이즈가 억제된다.

DC-DC컨버터(11)의 직류출력전압은 고조파 리플전압성분(harmonic ripple voltage component)을 포함한다. 그러므로, 출력전압라인에는 전해 콘덴서(C061, C062)와 인덕터(L23)(3.3μH)로 구성된 π필터회로(12)가 설치되어서 고주파 리플전압성분을 제거한다.

도 9a 내지 도 9l은 도 8에 나타낸 전원회로의 동작파형을 나타낸다.

도 9a 내지 도 9f는 직류출력전압(E04 내지 E06)을 일정하게 함으로써 전압의 변동이 ±2%의 범위내에 있고 직류출력전압(E01 내지 E06)의 총부하전력이 200W가 되는 조건에서의 동작파형을 나타낸다. 도 9g 내지 도 9l은 직류출력전압(E01 내지 E06)의 총부하전력이 100W인 조건에서의 동작파형을 나타낸다.

총부하전력이 200W일 때, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수는, 예를 들면, 71.4kHz가 되도록 제어되고, 스위칭 소자(Q1)의 온/오프주기(TON/TOFF)는 10㎲/4㎲이다.

스위칭 소자(Q1)의 온/오프동작에 의해 일차측 병렬공진콘덴서(Cr)를 가로질러 발생하는 공진전압(V1)은 도 9a에 나타낸 바와 같으며, 스위칭 소자(Q1)가 오프로 되는 기간(TOFF)동안의 정현파 펄스파형을 구성한다.

그 사이에, 도 9b에 나타낸 바와 같은 콜렉터전류(ICP)가 스위칭 소자(Q1)를 통해 흐른다.

스위칭 소자(Q1)의 턴온시에는, 댐퍼전류(damper current)(부방향)가 클램프 다이오드(DD1)와 스위칭 소자(Q1)의 베이스와 콜렉터를 통해 흐른다. 댐퍼전류가 흐르는 동안의 댐퍼전류기간(0.5㎲)이 ZVS(Zero Volt Switching)영역이며, 그 ZVS영역에서 스위칭 소자(Q1)가 턴온된다.

이와 같은 스위칭 동작의 결과로서, 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측에 설치되어 있는 이차측 병렬공진콘덴서(C2)를 가로질러 발생하는 전압(V2)은 도 9c에 나타낸 바와 같은 공진파형을 갖는다.

이차권선(N3+N4)을 가로질러 발생하는 전압(V3)은 도 9d에 나타낸 바와 같은공진파형을 갖는다. 도 9e에 나타낸 바와 같은 출력전류(I3)는 이차권선(N3+N4)으로부터 흐른다.

이차권선(N5)을 가로질러 발생하는 전압(V5)은 도 9f에 나타낸 바와 같은 공진파형을 갖는다.

총부하전력이 100W일 때, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수는, 예를 들면, 100kHz가 되도록 제어되고, 스위칭 소자(Q1)의 온/오프기간(TON/TOFF)은 6㎲/4㎲로 된다. 이 경우에, 도 9g에 나타낸 바와 같은 공진전압(V1)은 일차측 병렬공진콘덴서(Cr)를 가로질러 발생하고, 도 9h에 나타낸 바와 같은 콜렉터 전류(ICP)는 스위칭 소자(Q1)를 통해서 흐른다.

이 경우에도, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작의 결과로서, 이차측 병렬공진콘덴서(C2)를 가로질러 발생하는 전압(V2)은 도 9i에 나타낸 바와 같은 공진파형을 갖는다. 이차권선(N3+N4)을 가로질러 발생하는 전압(V3)은 도 9j에 나타낸 바와 같은 공진파형을 갖는다. 도 9k에 나타낸 바와 같은 전류(I3)는 이차권선(N3)의 종점으로부터 흐른다.

유사하게, 이차권선(N5)을 가로질러 발생하는 전압(V5)은 도 9l에 나타낸 바와 같은 공진파형을 갖는다.

도 8에 나타낸 전원회로는 그 변동이 ±2%범위내로 제어되는 일정 직류출력전압(E04 내지 E06)을 제공하기 위한 정전압회로로서 3단자 직렬 레귤레이터(IC-1, IC-2)와 초퍼 레귤레이터(IC-3)로 구성되는 DC-DC컨버터를 갖는다.

레귤레이터(IC-1, IC-2)와 DC-DC컨버터(11)는 전력손실을 일으킨다.

예를 들면, 직류출력전압(E04)을 제공하기 위한 3단자 직렬 레귤레이터(IC-1)에서 약 3W의 전력손실이 일어난다. 직류출력전압(E05)을 제공하기 위한 3단자 직렬 레귤레이터(IC-2)에서 약 2.3W의 전력손실이 일어난다.

직류출력전압(E06)을 제공하기 위한 DC-DC컨버터(11)의 DC-DC전력변환효율이 대략 90%이기 때문에, DC-DC컨버터(11)에서는 대략 1.2W의 전력손실이 일어난다.

그러므로, 도 8에 나타낸 전원회로는 직류출력전압(E04 내지 E06)을 공급할 때 대략 6.5W의 총전력손실이 일어난다.

게다가, 3단자 직렬 레귤레이터(IC-1, IC-2)에는 방사체(radiator)를 부착할 필요가 있으며, 또한 DC-DC컨버터(11)에는 스위칭동작에 의해 발생하는 스위칭 노이즈를 억제하기 위한 부품으로서 페라이트-비드 인덕터(FB)와 세라믹 콘덴서(Cn)가 설치될 필요가 있다. 따라서, 도 8에 나타낸 전원회로는 부품수의 증가로 인해 부품비용이 증가하는 결점이 있다.

따라서, 상기 문제를 고려하여 본 발명에 따른 스위칭 전원회로는 다음과 같이 구성된다.

상기 목적을 달성하기 위해서, 본 발명의 제 1양태에 따르면, 입력된 직류입력전압을 단속하여 출력하기 위한 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 수단과; 일차권선과 적어도 제 1 및 제 2이차권선을 포함하며, 스위칭 수단의 일차권선에서 얻어지는 출력을 이차권선에 전송하고 그 일차권선과 이차권선을 서로에 대하여 느슨하게 결합하기 위해 바람직한 결합도를 가지도록 되어 있는 절연컨버터트란스와; 일차권선과 일차측 병렬공진콘덴서로 구성되며, 스위칭 수단의 동작을 전압공진형 동작으로 변환하기 위해 설치되어 있는 일차측 병렬공진회로와; 이차측 공진콘덴서를 제 1이차권선에 접속함으로써 구성되는 이차측 공진회로와; 이차측 병렬공진회로를 포함하여 구성되며, 제 1이차권선으로부터 얻어진 교류전압에서 정류동작을 실행함으로써 제 1직류출력전압을 공급하도록 되어 있는 제 1직류출력전압 생성수단과; 제 2이차권선으로부터 얻어진 교류전압에서 정류동작을 실행하기 위한 정류회로가 설치되어 있고, 제 2직류출력전압을 공급하도록 되어 있는 제 2직류출력전압 생성수단과; 제 2직류출력전압을 공급하기 위해 설치되어 있는 정류회로를 구성하는 정류다이오드의 양극과 이차측 기준접지와의 사이에 배치되어 있는 콘덴서와, 적어도 클램프 콘덴서와 보조 스위칭소자를 직렬로 접속하여 구성되고 콘덴서와 병렬로 배치되어 있는 액티브 클램프회로를 포함하고 있으며, 제 2직류출력전압의 레벨에 따라서 보조스위칭소자의 도통각을 제어하여 제 2직류출력전압의 정전압제어를 행하도록 되어 있는 정전압 제어수단을 포함하는 스위칭전원회로가 제공되어 있다.

본 발명의 제 2양태에 따르면, 입력된 직류입력전압을 단속하여 출력하기 위한 스위칭소자를 포함하는 스위칭수단과; 일차권선과 적어도 제 1 및 제 2이차권선을 포함하며, 스위칭 수단의 일차권선에서 얻어지는 출력을 제 1 및 제 2이차권선에 전송하고 그 일차권선과 제 1 및 제 2이차권선을 서로에 대하여 느슨하게 결합하기 위해 바람직한 결합도를 가지도록 되어 있는 절연컨버터트란스와; 일차권선과 일차측 병렬공진콘덴서로 구성되며, 스위칭 수단의 동작을 전압공진형 동작으로 변환하기 위해 설치되어 있는 일차측 병렬공진회로와; 이차측 공진콘덴서를 제 1이차권선에 접속함으로써 구성되는 이차측 공진회로와; 이차측 병렬공진회로를 포함하여 구성되며, 제 1이차권선으로부터 얻어진 교류전압에서 정류동작을 실행함으로써 제 1직류출력전압을 공급하도록 되어 있는 제 1직류출력전압 생성수단과; 제 2이차권선으로부터 얻어진 교류전압에서 정류동작을 실행하기 위한 정류회로가 설치되어 있고, 제 2직류출력전압을 공급하도록 되어 있는 제 2직류출력전압 생성수단과; 제 2이차권선으로부터 얻어진 교류전압을 분기 및 정류하기 위한 정류회로가 설치되어 있고 적어도 제 3직류출력전압을 공급하도록 되어 있는 제 3직류출력전압 생성수단과; 제 3직류출력전압을 공급하기 위해 설치되어 있는 정류회로를 구성하는 정류다이오드의 양극과 이차측 기준접지와의 사이에 배치되어 있는 콘덴서와, 적어도 클램프 콘덴서와 보조 스위칭소자를 직렬로 접속하여 구성되고 콘덴서와 병렬로 배치되어 있는 액티브 클램프회로를 포함하고 있으며, 제 3직류출력전압의 레벨에 따라서 보조스위칭소자의 도통각을 제어하여 제 3직류출력전압의 정전압제어를 행하도록 되어 있는 정전압 제어수단을 포함하는 스위칭전원회로가 제공되어 있다.

도 1은 본 발명의 제 1실시예에 따른 전원회로의 구성을 나타낸다.

도 2a 및 도 2b는 도 1의 수직형 제어트란스의 구조의 단면도이다.

도 3은 도 1의 절연컨버터트란스의 구조의 단면도이다.

도 4a 및 도 4b는 도 3의 상호인덕턴스가 +M 및 -M일 때의 동작의 설명도이다.

도 5a 내지 도 5j는 도 1에 나타낸 전원회로의 주요부분의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 6은 본 발명의 제 2실시예에 따른 전원회로의 구성을 나타낸다.

도 7a 및 도 7b는 제어권선과 구동권선이 서로에 대하여 비스듬하게 교차하여 감겨있는 제어트란스의 구조의 단면도이다.

도 8은 종래의 전원회로의 구성을 나타낸다.

도 9a 내지 도 9l은 도 8에 나타낸 종래의 전원회로의 주요부분의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 10은 도 8에 나타낸 종래의 전원회로의 부하전력에 대하여 직류출력전압의 변동을 나타낸다.

*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1∼4. 제어회로 6a∼6c. 액티브 클램프회로

Ci. 평활콘덴서 Cr. 일차측 병렬공진콘덴서

C2. 이차측 병렬공진콘덴서 CB. 공진콘덴서

CCL2∼CCL4. 클램프 콘덴서 DD1∼DD4. 클램프 다이오드

D01∼D06. 정류다이오드 L12∼L14. 인덕터

N1. 일차권선 N2, N5A, N5B. 이차권선

NB, Ng. 구동권선 PIT. 절연컨버터트란스

Q1. 스위칭소자 Q2∼Q4. 보조 스위칭소자

Rg2∼Rg4, RB. 저항

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 전원회로의 구성을 나타내는 회로도이다.

도 1에 나타낸 전원회로는 일차측에는 전압공진형 컨버터가 설치되어 있고 이차측에는 병렬공진회로가 설치되어 있는 복합공진형 스위칭컨버터의 구성을 갖는다.

도 1에 나타낸 전원회로에는, 예를 들면, 도면에 나타내지 않은 상용교류전원으로부터 브릿지 정류회로를 거쳐서 입력되는 입력전압을 평활콘덴서(Ci)로 평활하게 하여 얻어지는 직류입력전압(Ei)이 공급된다.

입력된 직류입력전압(Ei)을 단속하기 위한 스위칭 컨버터로서, 하나의 스위칭 소자(Q1)를 포함하고 소위 싱글-앤드 방식에 의해 자려 스위칭동작을 실행하는 전압공진형 컨버터가 제공되어 있다. 이 경우에, 스위칭 소자(Q1)로서 고내압의 바이폴라 트랜지스터(Bipolar Junction Transistor)가 사용된다.

스위칭 소자(Q1)의 베이스는 베이스전류 제한저항(RB)과 기동저항(RS)을 거쳐서 평활콘덴서(Ci)의 정극측에 접속된다. 스위칭 소자(Q1)의 이미터(emitter)는 일차측 접지에 접속된다.

스위칭 소자(Q1)의 베이스와 일차측 접지와의 사이에는 구동권선(NB), 공진콘덴서(CB) 및 베이스전류 제한저항(RB)이 서로 직렬로 구성되어 있는 자려발진구동용 직렬공진회로가 접속되어 있다.

스위칭 소자(Q1)의 베이스와 평활콘덴서(Ci)의 부극(일차측 접지)과의 사이에 삽입되는 클램프 다이오드(DD1)는 스위칭 소자(Q1)의 오프기간 동안에 흐르는 클램프전류의 경로를 구성한다.

스위칭 소자(Q1)의 콜렉터는 절연컨버터트란스(PIT)의 일차측에 구성되어 있는 일차측 권선(N1)의 일단에 접속되고, 스위칭 소자(Q1)의 이미터는 접지된다.

일차측 병렬공진콘덴서(Cr)는 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터 및 이미터와 병렬로 접속되어 있다. 일차측 병렬공진콘덴서(Cr)의 커패시턴스와 일차측 권선(N1)의 리키지 인덕턴스(leakage inductance)(L1)는 전압공진형 컨버터의 일차측 병렬공진회로를 구성한다.

상세하게 설명하지는 않으나, 스위칭 소자(Q1)의 오프기간동안에, 일차측 병렬공진회로의 작용에 의해 일차측 공진콘덴서(Cr)를 가로질러 발생하는 전압(V1)은 실제로 정현파 펄스파형을 구성하고, 따라서 전압공진형 동작이 얻어진다.

도 2a 및 도 2b에 나타낸 직교형 제어트란스(PRT-1)는 공진전류검출권선(ND), 구동권선(NB) 및 제어권선(NC1)이 제공되어 있는 가포화 리엑터이다. 그 직교형 제어트란스(PRT-1)는 스위칭 소자(Q1)를 구동하고 정전압의 제어를 행하기 위해서 설치되어 있다.

도 2a 및 도 2b에 나타낸 바와 같이, 직교형 제어트란스(PRT-1)의 구조는 각각 네 개의 자각(magnetic legs)을 갖는 두 개의 더블유자형 코어를 서로 자각의 단부에 접속하여 구성되는 입체형 코어이다. 공진전류검출권선(ND)과 구동권선(NB)은 입체형 코어의 소정의 두 개의 자각에 대하여 동일한 방향으로 감기고, 제어권선(NC1)은 공진전류검출권선(ND)과 구동권선(NB)에 대하여 직교하는 방향으로 감겨 있다.

이 경우에, 직교형 제어트란스(PRT-1)의 공진전류검출권선(ND)은 평활콘덴서(Ci)의 정극과 일차측 권선(N1)과의 사이에 직렬로 삽입됨으로써, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력은 일차측 권선(N1)을 거쳐서 공진전류검출권선(ND)으로 전송된다.

공진전류검출권선(ND)에 의해 얻어진 스위칭 출력은 트란스결합을 거쳐서 구동권선(NB)에 유도됨으로써, 구동권선(NB)에는 구동전압으로서 교류전압이 발생한다.

구동전압은 자려발진구동회로를 구성하는 직렬공진회로(NB, CB)로부터 베이스전류제한저항(RB)을 거쳐서 구동전류로서 스위칭소자(Q1)의 베이스에 출력된다.

따라서, 스위칭 소자(Q1)는 직렬공진회로의 공진주파수에 의해 결정되는 스위칭 주파수에서 스위칭동작을 실행한다.

절연컨버터트란스(PIT)는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력을 스위칭 전원회로의 이차측에 전송한다.

도 3에 나타낸 바와 같이, 절연컨버터트란스(PIT)는, 예를 들면, 페라이트재로 만들어진 E형 코어(CR1, CR2)를 코어(CR1)의 자각이 코어(CR2)의 자각에 대향하는 방식으로 결합하여 구성된 E-E형 코어를 갖는다. 일차권선(N1)과 이차권선(N2)은 E-E형 코어의 중앙자각에 대하여 분할보빈(dividing bobbin)(B)에 의해 서로 분할된 상태로 감겨있다. 또한, 중앙자각에는, 도 3에 나타낸 바와 같이, E형 코어(CR1, CR2) 각각의 중앙자각을 외자각보다 짧게 만듦으로써 갭(G)이 구성되어 있다. 따라서, 예를 들면, 0.85의 결합계수로 느슨한 결합이 제공되고, 따라서 포화상태가 즉시 얻어지지 않는다.

절연컨버터트란스(PIT)에 갭(G)이 제공되어 있지 않으면, 절연컨버터트란스(PIT)는 플라이백동작(flyback operation)에서 포화상태에 도달하고 이상동작을 실행할 수 있다. 그러므로 2차측에서의 정류동작이 적당하게 실행될 것으로 기대하는 것이 어려워진다.

절연컨버터트란스(PIT)의 2차측 동작으로서는, 일차측 권선(N1)과 이차측 권선(N2)의 극성(감는방향), 정류다이오드(D0)의 접속관계 및 이차측 권선에 유도되는 교류전압의 극성변화에 따라서, 일차측 권선(N1)의 인덕턴스(L1)와 이차측 권선(N2)의 인덕턴스(L2)와의 사이의 상호인덕턴스(M)는 +M동작모드(가극성 모드; 전방 동작)나 -M동작모드(감극성 모드; 플라이백 동작)를 제공한다. 예를 들면, 도 4a에 나타낸 회로와 등가로 되는 경우에 +M의 상호인덕턴스를 가지며, 도 4b에 나타낸 회로와 등가로 되는 경우에 -M의 상호인덕턴스를 갖는다.

도 1에 나타낸 전원회로는, 절연컨버터트란스(PIT)의 일차측 권선(N1)과 이차측 권선(N2, N5A 및 N5B)의 극성에 의해 제공되는 +M동작 모드의 기간 동안에, 정류다이오드(D01 내지 D03)를 거쳐서 평활콘덴서(C01 내지 C03)를 각각 변화시킨다.

도 1에 나타낸 바와 같이, 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측에는, 이차권선(N2)이나 제 1이차권선 및 이차권선(N5A, N5B)이나 제 2이차권선을 감음으로써 이차측 권선이 구성된다.

이 경우에는, 도 1에 나타낸 바와 같이, 이차권선(N5A)과 이차권선(N5B)과의 사이에 설치되어 있는 탭이 이차측 접지에 접속된다. 이차측 접지와 이차권선(N2)의 종단부와의 사이에는 이차측 병렬공진콘데서(C2)가 접속되어 있다.

따라서, 이차측 병렬공진콘덴서(C2)는 이차측 권선(N2 + N5A)과 병렬로 접속되어 있다.

이 경우에, 이차권선(N2 + N5A)의 리키지 인덕턴스(L2 + L5A)와 이차측 병렬공진콘덴서(C2)의 커패시턴스는 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측에 이차측 병렬공진회로를 구성한다.

따라서, 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측에는 전압공진동작이 얻어지므로, 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측에 유도되는 교류전압은 공진전압파형으로 변환된다.

이차권선(N2 + N5A)에는 정류다이오드(D01)와 평활콘덴서(C01)로 이루어지는 반파정류평활회로가 설치됨으로써, 그 반파정류평활회로로부터 135V의 수평편향용 직류출력전압(E01)이 얻어진다. 이차권선(N5A)에는 정류다이오드(D02)와 평활콘덴서(C02)로 이루어지는 반파정류평활회로가 설치됨으로써, 그 반파정류평활회로로부터 15V의 수직편향용 직류출력전압(E02)이 얻어진다.

게다가, 이차권선(N5B)에는 정류다이오드(D03)와 평활콘덴서(C03)로 이루어지는 반파정류평활회로가 설치되어 있다.

이 경우에, 정류다이오드(D03)의 음극은 이차권선(N5B)의 시작점에 접속되고, 정류다이오드(D03)의 양극은 평활콘덴서(C03)의 부극측에 접속됨으로써, 이차권선(N5B)으로부터 -15V의 수직편향용 부-레벨(negative-level) 직류출력전압(E03)이 얻어진다.

따라서, 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측에서는 이차권선(N5A, N5B)에 유도되는 전압으로부터 수직편향용 직류출력전압(E02, E03)(±15V)이 얻어진다. 이 경우에, 이차권선(N5A, N5B)의 권선수는 동일하다.

따라서, 도 1에 나타낸 전원회로는 일차측에는 스위칭 동작을 전압공진형 동작으로 변환하기 위한 일차측 병렬공진회로가 설치되어 있고, 이차측에는 전압공진동작을 제공하기 위한 이차측 병렬공진회로가 설치되어 있는 복합공진형 스위칭 컨버터로 구성되어 있다.

직류출력전압(E01)은 또한 제어회로(1)에 대하여 분기점으로부터 입력된다. 제어회로(1)는, 예를 들면, 오차증폭기 등에 의해 구성되고, 동작전압으로서 직류출력전압(E02)(15V)을 사용한다. 제어회로(1)는 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측으로부터 출력되는 직류출력전압(E01)의 레벨변화에 따라서 직교형 제어트란스(PRT-1)의 제어권선(NC1)을 통해 흐르는 제어전류의 레벨을 변화시킴으로써 직교형 제어트란스(PRT-1)에 감긴 구동권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 가변제어한다. 이로 인하여 스위칭 소자(Q1)의 자려발진구동용 회로내에 구동권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 포함하는 직렬공진회로의 공진조건이 변화한다. 이는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수를 가변하는 동작을 나타낸다. 이 동작은 예를 들면, 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측으로부터 출력되는 직류출력전압(E01 내지 E03)을 안정화시킨다.

도 1에 나타낸 본 실시예의 전원회로로서 구동권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 가변제어하는 직교형 제어트란스(PRT-1)가 설치되어 있는 경우에, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수를 가변시에, 스위칭 소자(Q1)가 오프로 되는 동안의 기간(TOFF)이 고정되고, 스위칭 소자(Q1)가 온으로 되는 동안의 기간(TON)이 가변제어된다. 특히, 도 1에 나타낸 전원회로는, 그 전원회로가 정전압제어동작으로서 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수를 가변제어하여 스위칭 출력에 대한 공진임피던스를 제어하는 동시에, 스위칭 주기내에서 스위칭 소자(Q1)의 PWM제어를 행하는 복합제어동작을 실행한다.

도 1에 나타낸 스위칭 전원회로에는 점선으로 둘러쌓인 세 개의 액티브클램프회로(6a, 6b 및 6c)가 더 설치되어 있다. 이 경우에, 도면에 나타낸 바와 같이, 이차권선(N5A)의 종단부는 인덕터(L12, L13 및 L14)를 거쳐서 병렬 공진콘덴서(C32, C33 및 C34)의 정극측에 접속되어 있고, 액티브클램프회로(6a, 6b 및 6c)는 각각 병렬 공진콘덴서(C32 내지 C34)와 병렬로 접속되어 있다.

액티브클램프회로(6a)는 보조 스위칭소자(Q2), 클램프 콘덴서(CCL2) 및 클램프 다이오드(DD2)로 구성되어 있다. 예를 들면, 클램프 다이오드(DD2)에는 소위 바디 다이오드(body diode)가 선정된다.

보조 스위칭소자(Q2)를 구동하기 위한 구동회로계는 구동권선(Ng), 콘덴서(Cg2) 및 저항(Rg2)을 포함하여 구성된다.

클램프 다이오드(DD2)는 보조 스위칭소자(Q2)의 드레인 및 소스와 병렬로 접속되어 있다. 이 경우에, 클램프 다이오드(DD2)의 양극은 보조 스위칭소자(Q2)의 소스에 접속되어 있고, 클램프 다이오드(DD2)의 음극은 보조 스위칭소자(Q2)의 드레인에 접속되어 있다.

보조 스위칭소자(Q2)의 드레인은 클램프 콘덴서(CCL2)의 한 쪽의 단자에 접속되어 있는 반면, 클램프 콘덴서(CCL2)의 다른 쪽 단자는 인덕터(L12), 병렬공진 콘덴서(C32) 및 정류다이오드(D04)의 양극을 서로 접속하는 노드에 접속되어 있다. 보조 스위칭소자(Q2)의 소스는 이차측 접지에 접속되어 있다.

따라서, 액티브 클램프회로(6a)는 보조 스위칭소자(Q2)와 클램프다이오드(DD2)의 병렬접속회로와 클램프 콘덴서(CCL2)를 직렬로 접속함으로써 구성된다. 이런 식으로 구성된 회로는 병렬공진콘덴서(C32)와 병렬로 접속된다.

유사하게, 액티브 클램프회로(6b)는 보조 스위칭소자(Q3), 클램프 콘덴서(CCL4) 및 클램프 다이오드(DD3)로 구성되어 있다. 액티브 클램프회로(6c)는 보조 스위칭소자(Q4), 클램프 콘덴서(CCL4) 및 클램프 다이오드(DD4)로 구성되어 있다.

액티브 클램프회로(6b, 6c)는 병렬공진콘덴서(C33, C34)와 병렬로 접속되어 있고, 제어회로(3, 4)는 각각 액티브 클램프회로(6b, 6c)에서 보조 스위칭소자(Q3, Q4)의 PWM제어를 행한다. 따라서, 병렬공진콘덴서(C3, C34)의 커패시턴스를 등가적으로 가변함으로써 직류출력전압(E05, E06)을 일정하게 하는 것이 가능해진다.

도 1에 나타낸 바와 같이, 보조 스위칭소자(Q2 내지 Q4)의 게이트는 보조 스위칭소자(Q2 내지 Q4)를 구동하기 위한 구동회로계로서 기능하는 직렬접속회로인, 저항(Rg2), 콘덴서(Cg2), 구동권선(Ng)의 직렬접속회로, 저항(Rg3), 콘덴서(Cg3), 구동권선(Ng)의 직렬접속회로 및 저항(Rg4), 콘덴서(Cg4), 구동권선(Ng)의 직렬접속회로에 각각 접속된다. 그 직렬접속회로들은 보조 스위칭소자(Q2 내지 Q4)를 구동하기 위한 자려발진 구동회로를 구성한다. 직렬접속회로는 정류다이오드(D04 내지 D06)의 비도통시에 보조 스위칭소자(Q2 내지 Q4)의 온/오프 동작을 확실하게 하도록 구성되어 있다.

구동권선(Ng)은 이차측 권선(N5B)에 대하여 탭을 설치하여 구성되고, 이 경우에 구동권선(Ng)의 감은 수는 예를 들면, 1T(turn)이다. 구동권선(Ng)의 턴수가 1T이면, 실제로 구동권선(Ng)의 동작은 보증되나, 턴수가 1T로 한정되는 것은 아니다.

인덕터(L12)의 타단은, 예를 들면, 숏키 다이오드(Schottky diode)로 구성되는 정류다이오드(D04)의 양극에 접속된다. 정류 다이오드(D04)와 평활콘덴서(C04)로 구성되는 반파정류평활회로는 직류출력전압(E04)(제 2직류출력전압)을 공급한다.

유사하게, 인덕터(L13)의 타단은 숏키 다이오드 등으로 이루어지는 정류 다이오드(D05)의 양극에 접속된다. 정류다이오드(D05)와 평활콘덴서(C05)로 구성되는 반파정류평활회로는 직류출력전압(E05)(제 3직류출력전압)을 공급한다.

또한, 인덕터(L14)의 타단은 숏키 다이오드 등으로 이루어지는 정류 다이오드(D06)의 양극에 접속된다. 정류다이오드(D06)와 평활콘덴서(C06)로 구성되는 반파정류평활회로는 직류출력전압(E06)(제 4직류출력전압)을 공급한다.

직류출력전압(E04 내지 E06)은 또한 제어회로(2, 3 및 4)에 대하여 각각 분기점으로부터 입력된다.

제어회로(2 내지 4)는 또한 예를 들면, 온도보상 션트 레귤레이터(temperature-compensated shunt regulator)와 같은 오차증폭기로 구성되고, 각각의 제어회로(2 내지 4)에 대하여 동작전압으로서 직류출력전압(E02)이 입력된다.

제어회로(2)는 직류출력전압(E04)의 레벨변화에 따라서 액티브 클램프회로(6a)에서 보조 스위칭소자(Q2)의 PWM제어를 행한다. 이와 같은 제어동작은 병렬공진콘덴서(C32)의 커패시턴스를 등가적으로 가변하는 동작으로 여겨질 수 있다. 이 동작은 인덕터(L12)를 거쳐서 정류 다이오드(D04)에 흐르는 전류(I4)를 제어함으로써, 직류출력전압(E04)을 9V±0.18V의 범위내에서 일정하게 하여 출력한다.

유사하게, 제어회로(3)는 직류출력전압(E05)의 레벨변화에 따라서 보조 스위칭소자(Q3)의 PWM제어를 행함으로써, 병렬공진콘덴서(C33)의 커패시턴스를 등가적으로 변화시킨다. 따라서, 제어회로(3)는 인덕터(L13)를 거쳐서 정류 다이오드(D05)에 흐르는 전류를 제어함으로써, 직류출력전압(E05)을 5V±0.1V의 범위내에서 일정하게 하여 출력한다.

또한, 제어회로(4)는 직류출력전압(E06)의 레벨변화에 따라서 보조 스위칭소자(Q4)의 PWM제어를 행함으로써, 병렬공진콘덴서(C34)의 커패시턴스를 등가적으로 변화시킨다. 따라서, 제어회로(4)는 인덕터(L14)를 거쳐서 정류 다이오드(D06)에 흐르는 전류를 제어함으로써, 직류출력전압(E06)을 3.3V±0.07V의 범위내에서 일정하게 하여 출력한다.

실험에 의하면, 도 1에 나타낸 전원회로를 실제로 구성할 때, 이하와 같이 선정된다. 이차측 병렬공진콘덴서 C2 = 0.01㎌; 절연컨버터트란스(PIT)의 이차권선 N2 = 40T; 이차권선 N5A와 N5B = 5T; 구동권선 Ng = 1T; 인덕터 L12 = 10μH; L13 = 15μH; L14 = 18μH; 병렬공진콘덴서 C32 내지 C34 = 0.22㎌; 클램프 콘덴서 CCL2 내지 CCL4 = 2.2㎌; 콘덴서 Cg2 내지 Cg4 = 0.39㎌; 저항 Rg2 내지 Rg4 = 22Ω. 보조 스위칭소자(Q2 내지 Q4)는 10A/50V이고 온저항이 0.2Ω인 MOS-FET이선정된다.

도 1에 나타낸 전원회로는 아날로그 IC용 동작전압으로서 9V의 직류출력전압(E04)을 공급하고 있으나, 9V의 직류출력전압(E04) 대신에, 예를 들면, 액티브 클램프회로를 더 제공함으로써 12V의 아날로그 IC용 직류출력전압(E04)을 공급할 수도 있다.

유사하게, 전원회로는 2.5V의 디지털 IC용 동작전압을 공급할 수도 있다.

도 1에 나타낸 스위칭전원회로의 동작파형의 일예로서, 도 5는 상술한 구성부품으로 구성되는 스위칭 전원회로의 동작파형을 나타낸다.

도 5a 내지 도 5e는 직류출력전압(E04 내지 E06)의 전압변동이 ±2%범위내에 있도록 일정하게 되고, 직류출력전압(E01 내지 E06)의 총부하전력이 200W가 되는 조건에서의 동작파형을 나타낸다. 도 5f 내지 도 5j는 직류출력전압(E01 내지 E06)의 총부하전력이 100W인 조건에서의 동작파형을 나타낸다.

총부하전력이 200W일 때, 도 5a에 나타낸 바와 같은 공진전압(V2)은 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측에 설치되어 있는 이차측 병렬공진콘덴서(C2)를 가로질러 발생되고, 도 5b에 나타낸 바와 같은 공진전압(V3)은 이차권선(N5A)으로부터 얻어진다.

이 경우에는, 도 5d에 나타낸 바와 같은 전류(I3)가 액티브 클램프회로(6a)를 통해서 흐르고, 도 5c에 나타낸 바와 같은 전압(V4)이 병렬공진콘덴서(C32)에 의해 발생되며, 도 5e에 나타낸 바와 같은 공진파형을 갖는 전류(I4)가 정류 다이오드(D04)를 통해서 흐른다.

한편, 총부하전력이 100W일 때, 도 5f에 나타낸 바와 같은 공진전압(V2)은 이차측 병렬공진콘덴서(C2)를 가로질러 발생되고, 도 5g에 나타낸 바와 같은 공진전압(V3)은 이차권선(N5A)으로부터 얻어진다.

이 경우에는, 도 5i에 나타낸 바와 같은 전류(I3)가 액티브 클램프회로(6a)를 통해서 흐르고, 도 5h에 나타낸 바와 같은 전압(V4)이 병렬공진콘덴서(C32)에 의해 발생되며, 도 5j에 나타낸 바와 같은 공진파형을 갖는 전류(I4)가 정류 다이오드(D04)를 통해서 흐른다.

도 5a 내지 도 5e에 나타낸 동작파형과 도 5f 내지 도 5j에 나타낸 동작파형의 비교는, 예를 들면, 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측으로부터 얻어지는 공진전압(V2)의 주기가 6㎲/8㎲ 및 6㎲/5㎲인 것을 나타낸다. 그러므로, 스위칭소자(Q1)의 스위칭동작이 복합제어방식에 의해 제어되는 것을 나타낸다. 또한 각부의 동작파형이 공진파형인 것을 나타낸다.

게다가, 도 5c 및 도 5h에 나타낸 공진전압(V4)과 도 5d 및 도 5i에 나타낸 전류(I3)의 파형으로 나타낸 바와 같이, 보조 스위칭소자(Q2)의 스위칭동작은 ZVS이므로, 보조 스위칭소자(Q2)의 스위칭손실은 무시할 수 있다.

따라서, 도 1에 나타낸 본 실시예에 의한 스위칭 전원회로는 복합공진형 스위칭컨버터로 구성되며, 절연컨버터트란스(PIT)의 이차측으로부터 전압변동이 ±2%의 범위내에 있는 직류출력전압(E04 내지 E06)을 공급하도록 액티브 클램프회로(6a 내지 6c)가 설치되어 있다. 직류출력전압(E04 내지 E06)은 직류출력전압(E04 내지 E06)의 레벨변화에 의거하여, 보조 스위칭소자(Q2 내지 Q4)의 스위칭동작의 PWM제어를 행함으로써 각각 일정하게 된다.

이 경우에, 도 1의 전원회로가 일정 직류출력전압(E04 내지 E06)을 공급할 때 발생하는 전력손실은 주로 액티브 클램프회로(6a 내지 6c)에 설치되어 있는 보조 스위칭소자(Q2 내지 Q4)의 스위칭 손실과 바디 다이오드로 구성되어 있는 클램프 다이오드(DD2 내지 DD4)의 도통손실(conduction loss)로 이루어진다. 상술한 바와 같이, 보조 스위칭소자(Q2 내지 Q4)의 스위칭동작은 ZVS이므로, 보조 스위칭소자(Q2 내지 Q4)의 스위칭손실은 무시할 수 있는 수준에 있다. 따라서, 직류출력전압(E04 내지 E06)을 일정하게 만들 때 발생하는 전력손실은 액티브 클램프회로(6a 내지 6c)의 클램프 다이오드(DD2 내지 DD4)의 도통손실이다.

보조 스위칭소자(Q2 내지 Q4)의 스위칭손실을 무시하지 않더라도, 예를 들면, 최대부하전력이나 총부하전력이 200W일 때, 보조 스위칭소자(Q2 내지 Q4) 각각의 스위칭손실이 대략 0.2W이고, 클램프 다이오드(DD2 내지 DD4) 각각의 도통손실이 대략 0.4W로 됨으로써, 액티브클램프회로(6a 내지 6c) 각각의 전력손실이 대략 0.6W가 된다. 도 1에 나타낸 스위칭 전원회로의 총전력손실은 대략 2.1W이다.

한편, 도 8의 종래의 전원회로가 일정 직류출력전압(E04 내지 E06)을 공급할 때 발생하는 전력손실은 앞서 설명한 바와 같이 대략 6.5W이다. 따라서, 도 1의 전원회로로, 전력손실을 대략 4.4W로 감소시키는 것이 가능해진다.

이것을 교류입력전력으로 변환할 때, 대략 4.8W 감소시킴으로써, 그에 대응하는 양의 에너지를 절약하는 것이 가능해진다.

게다가, 도 1에 나타낸 전원회로는 직류출력전압(E04, E05)을 제공하기 위한3단자 직렬 레귤레이터를 필요로 하지 않음으로써, 방사체를 3단자 직렬레귤레이터에 부착할 필요도 없게 된다.

도 8에 나타낸 종래의 전원회로의 직류출력전압(E06)을 제공하기 위한 DC-DC컨버터(11)는 장방형 동작파형을 가짐으로써, 스위칭 동작의 스위칭노이즈를 발생시킨다. 그러므로, 도 8에 나타낸 종래의 전원회로는 스위칭노이즈를 억제하기 위한 부품과 고주파 리플전압을 제거하기 위한 π필터회로가 필요하다.

한편, 도 1에 나타낸 전원회로의 각부의 동작파형은 평활 공진파형이므로, 스위칭 동작의 스위칭 노이즈를 억제하는 것을 가능하게 한다. 따라서, 도 1에 나타낸 전원회로는 스위칭노이즈를 억제하기 위한 부품과 고주파 리플전압을 제거하기 위한 π필터회로가 필요없다.

그러므로, 도 8에 나타낸 종래의 전원회로는 여섯 개의 평활 전해콘덴서를 필요로 하고, 도 1에 나타낸 전원회로는 단지 세 개의 평활 전해콘덴서를 필요로 하므로, 대응하여 부품수와 부품비용을 감소시키는 것이 가능해진다

본 발명에 의한 전원회로는 도 1에 나타낸 회로구성에 한정되지 않는다.

도 6은 본 발명의 제 2실시예에 의한 스위칭 전원회로의 이차측 구성을 나타낸다. 도 1의 전원회로와 동일한 부분은 동일한 도면부호로 나타내고, 그 설명은 생략한다. 일차측 회로의 구성은 도 1에 나타낸 바와 같은 자려전압공진컨버터와 동일하므로, 도 6에 나타내지 않는다.

도 6에 나타낸 스위칭 전원회로의 병렬공진콘덴서(C32, C33, C34)의 정극측은 각각 인덕터(L12, L13, L14)를 거쳐서 이차권선(N5B)의 시작점에 접속되어 있다. 액티브 클램프회로(6a, 6b, 6c)는 각각 병렬공진콘덴서(C32 내지 C34)와 병렬로 접속되어 있다. 따라서, 도 1에 나타낸 전원회로의 액티브 클램프회로(6a 내지 6c)는 이차권선(N5A)에 접속되어 있고, 이 경우의 액티브 클램프회로(6a 내지 6c)는 이차권선(N5B)에 접속되어 있다.

따라서, 도 6에 나타낸 스위칭 전원회로는 도 1에 나타낸 스위칭 전원회로의 경우와 같이 액티브 클램프회로(6a 내지 6c)를 사용하여 직류출력전압(E04 내지 E06)을 일정하게 할 때, 종래의 전원회로와 비교하여 전력손실을 대략 4.4W감소시키는 것이 가능하다. 이것을 교류입력전력으로 변환할 때, 대략 4.8W 감소시킴으로써 대응하는 양의 에너지를 절약하는 것이 가능해진다.

또한, 이 경우의 전원회로는 3단자 직렬 레귤레이터를 필요로 하지 않기 때문에, 전원회로는 3단자 직렬 레귤레이터에 방사체를 부착할 필요가 없고, 또한 스위칭 노이즈와 고주파 리플전압을 억제하기 위한 부품이 필요없으므로, 대응하여 부품수와 부품비용을 감소시키는 것이 가능해진다.

여기까지 설명한 실시예에 의하면 전원회로의 일차측 회로의 구성은 자려식 전압공진컨버터를 예로 들고 있으나, 그것은 단지 예시이고, 본 발명은 예를 들면, 타려식 전압공진컨버터로 구성될 수도 있다.

본 실시예에서는, 직교형 제어트란스(PRT)가 일차측에 자려공진컨버터를 갖춘 회로구성의 정전압 제어를 행하기 위해 제어트란스로서 사용되나, 도 7에 나타낸 제어트란스는 직교형 제어트란스(PRT)대신에 사용될 수도 있다.

도 7에 나타낸 바와 같이, 제어트란스의 구조는 예를 들면, 직교형 제어트란스의 경우와 같이, 각각 네 개의 자각을 갖는 더블유형 코어를 서로 결합하여 구성되는 입체형 코어이다. 제어권선(NC1)과 구동권선(NB)은 서로 비스듬하게 교차하는 권선관계로 입체형 코어에 감겨 있다. 특히, 제어권선(NC1)이나 구동권선(NB) 중 어느 것은 입체형 코어의 네 개의 자각 중 인접한 두 개의 자각에 감겨 있고, 다른 권선은 서로 대각선의 위치관계에 있는 두 개의 자각에 감겨 있다.

제어트란스는 구동권선을 통해 흐르는 교류전류가 부의 전류레벨로부터 정의 전류레벨로 변화하더라도 구동권선의 인덕턴스가 증가하는 식으로 동작한다. 따라서, 스위칭소자를 턴오프하기 위한 부방향으로 전류레벨이 증가함으로써, 스위칭소자의 축적시간이 단축된다. 이 결과, 스위칭소자의 턴오프시의 하강시간도 단축되어, 스위칭소자의 전력손실을 보다 감소시킬 수 있다.

상기와 같은 구성을 갖는 본 발명의 스위칭 전원회로는 절연컨버터트란스의 제 2이차권선에 발생하는 교류전압으로부터 제 2 내지 제 4직류출력전압을 얻을 때, 액티브클램프회로에 의해 형성된 제 2정전압제어수단에 의해 제 2 내지 제 4직류출력전압의 정전압화를 도모할 수 있다.

이와 같은 구성으로 된 경우에, 제 2 내지 제 4직류출력전압의 정전압화에 따른 전력손실을 종래의 전원회로에 비하여 저감할 수 있기 때문에, 교류입력전력을 저감하는 것도 가능해지며, 에너지를 절약할 수 있다.

또, 종래의 전원회로와 같이, 정전압화한 제 2 내지 제 4직류출력전압을 얻기 위해 3단자 직렬 레귤레이터나 DC-DC컨버터를 설치할 필요가 없기 때문에, 3단자 직렬 레귤레이터에 방사체를 부착할 필요가 없고, DC-DC컨버터에 있어서 발생하는 스위칭 노이즈나 고주파 리플전압을 억제하기 위한 부품이 필요없게 된다. 따라서, 종래의 전원회로에 비하여 부품수와 부품비용을 감소시킬 수 있다.

Claims

입력된 직류입력전압을 단속하여 출력하기 위한 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 수단과,

일차권선과 적어도 제 1 및 제 2이차권선을 포함하며, 상기 스위칭 수단의 상기 일차권선에서 얻어지는 출력을 상기 이차권선에 전송하고 상기 일차권선과 상기 이차권선을 서로에 대하여 느슨하게 결합하기 위해 바람직한 결합도를 가지도록 되어 있는 절연컨버터트란스와,

상기 일차권선과 일차측 병렬공진콘덴서로 구성되며, 상기 스위칭 수단의 동작을 전압공진형 동작으로 변환하기 위해 설치되어 있는 일차측 병렬공진회로와,

이차측 공진콘덴서를 상기 제 1이차권선에 접속하여 구성되는 이차측 공진회로와,

상기 이차측 병렬공진회로를 포함하여 구성되며, 상기 제 1이차권선으로부터 얻어진 교류전압에서 정류동작을 실행함으로써 제 1직류출력전압을 공급하도록 되어 있는 제 1직류출력전압 생성수단과,

상기 제 2이차권선으로부터 얻어진 교류전압에서 정류동작을 실행하기 위한 정류회로가 설치되어 있고, 제 2직류출력전압을 공급하도록 되어 있는 제 2직류출력전압 생성수단과,

상기 제 2직류출력전압을 공급하기 위해 설치되어 있는 정류회로를 구성하는 정류다이오드의 양극과 이차측 기준접지(reference ground)와의 사이에 배치되어있는 콘덴서와, 적어도 클램프 콘덴서와 보조 스위칭소자를 직렬로 접속하여 구성되고 상기 콘덴서와 병렬로 배치되어 있는 액티브 클램프회로를 포함하고 있으며, 상기 제 2직류출력전압의 레벨에 따라서 상기 보조스위칭소자의 도통각(conduction angle)을 제어하여 상기 제 2직류출력전압의 정전압제어를 행하도록 되어 있는 정전압 제어수단을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
입력된 직류입력전압을 단속하여 출력하기 위한 스위칭소자를 포함하는 스위칭수단과,

일차권선과 적어도 제 1 및 제 2이차권선을 포함하며, 상기 스위칭 수단의 상기 일차권선에서 얻어지는 출력을 상기 제 1 및 제 2이차권선에 전송하고 상기 일차권선과 상기 제 1 및 제 2이차권선을 서로에 대하여 느슨하게 결합하기 위해 바람직한 결합도를 가지도록 되어 있는 절연컨버터트란스와,

상기 일차권선과 상기 일차측 병렬공진콘덴서로 구성되며, 상기 스위칭 수단의 동작을 전압공진형 동작으로 변환하기 위해 설치되어 있는 일차측 병렬공진회로와,

이차측 공진콘덴서를 상기 제 1이차권선에 접속하여 구성되는 이차측 공진회로와,

상기 이차측 병렬공진회로를 포함하여 구성되며, 상기 제 1이차권선으로부터 얻어진 교류전압에서 정류동작을 실행함으로써 제 1직류출력전압을 공급하도록 되어 있는 제 1직류출력전압 생성수단과,

상기 제 2이차권선으로부터 얻어진 교류전압에서 정류동작을 실행하기 위한 정류회로가 설치되어 있고, 제 2직류출력전압을 공급하도록 되어 있는 제 2직류출력전압 생성수단과,

상기 제 2이차권선으로부터 얻어진 교류전압을 분기 및 정류하기 위한 정류회로가 설치되어 있고 적어도 제 3직류출력전압을 공급하도록 되어 있는 제 3직류출력전압 생성수단과,

상기 제 3직류출력전압을 공급하기 위해 설치되어 있는 정류회로를 구성하는 정류다이오드의 양극과 이차측 기준접지와의 사이에 배치되어 있는 콘덴서와, 적어도 클램프 콘덴서와 보조 스위칭소자를 직렬로 접속하여 구성되고 상기 콘덴서와 병렬로 배치되어 있는 액티브 클램프회로를 포함하고 있으며, 상기 제 3직류출력전압의 레벨에 따라서 상기 보조스위칭소자의 도통각을 제어하여 상기 제 3직류출력전압의 정전압제어를 행하도록 되어 있는 정전압 제어수단을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

상기 제 1이차권선은 상기 제 2이차권선의 와이어를 감아서 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

상기 스위칭소자의 스위칭 주기내의 오프기간이 고정되고 상기 스위칭소자의온기간이 변화하는 동안에, 상기 제 1직류출력전압의 레벨에 따라서 상기 스위칭소자의 스위칭주파수를 가변제어하는 식으로 동작을 스위칭하기 위한 상기 스위칭소자를 구동하여 정전압 제어를 행하기 위한 제 2정전압제어수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 4항에 있어서,

상기 제 2정전압제어수단은 제어트란스를 포함하며, 상기 제어트란스는 공진전류를 검출하기 위한 상기 절연컨버터트란스의 상기 일차권선과 직렬로 접속되어 있는 검출권선과, 상기 스위칭수단을 구동하기 위한 구동권선과, 상기 이차측 직류출력전압의 레벨에 따라서 제어전류가 가변됨으로써 상기 구동권선의 인덕턴스를 가변하기 위한 두 개의 권선에 대하여 직교방향이나 사선방향으로 감긴 제어권선을 가짐으로써, 상기 제 2정전압제어수단은 상기 스위칭소자의 스위칭주파수를 가변제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

상기 보조스위칭소자는 상기 이차권선에 탭을 제공하여 구성된 구동권선과 콘덴서를 적어도 서로 직렬로 접속함으로써 구성되는 자려발진구동회로로 구동되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.