JP2010279209A - 電力変換装置及び直流電力／交流電力変換システム - Google Patents

電力変換装置及び直流電力／交流電力変換システム Download PDF

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Abstract

【課題】磁気エネルギー回生スイッチを使用した電力変換回路において、出力される交流電力の電圧波形と、電流波形の制御が高速な応答であり、さらに、取り出せる電力を増す構成を提供する。
【解決手段】磁気エネルギー回生スイッチを構成する逆導通半導体スイッチをオン／オフするゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサＣが放電して、コンデンサＣの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数を、コンデンサの静電容量と共振インダクタ５のインダクタンスで決まる共振周波数以下の範囲で変化させることで、出力される交流電力の電圧波形と、電流波形の制御をする。また、電力変換装置に電力を供給する直流電流源を、ダイオードを介して接続することで、取り出せる電力を増すことができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、磁気エネルギー回生スイッチを用いた電力変換装置に関する。
従来、直流電力から交流電力への電力変換は、様々な方式が実用化されている。装置の小形化と高効率化が望まれており、また、構成部品の少なさや、制御の簡潔さも求められている。絶縁トランスなどの部品の小形化のために、スイッチング周波数を高周波化すると、一般にスイッチングによる損失が増加する。スイッチング周波数が１０ＫＨｚを超える高速スイッチングでは、スイッチングに使用する半導体素子のオン／オフの過渡状態において、電圧×電流で生じる損失（以下、単に「スイッチング損失」という。）が、半導体素子の導通損失よりもはるかに大きくなっている。
たとえば、半導体素子をスイッチング素子に用いた電圧源インバータにおいて、高周波の交流で結合する高周波接続の直流／直流変換回路においては、電圧の極性を切り換えるときに、半導体素子を導通状態とすると電流が即立ち上がる。また、半導体素子を阻止状態とすると電圧が即立ち上がり、所謂ハードスイッチング動作が要求される。ハードスイッチング動作は、スイッチング動作時にＥＭＩノイズやＲＦノイズを発生し、また、スイッチング素子で損失を増すことになっていた。
スイッチング損失を低減させる為には、高速スイッチングに対応した半導体素子を採用する以外に、一方で回路技術として、スイッチングに使用する半導体素子のオン／オフ時に、半導体素子に印加される電圧または電流のどちらか、またはその両方を略ゼロにするソフトスイッチング技術は、重要な解決策である。
上述の半導体素子を阻止状態としたときの電圧の立ち上がりを遅らせるために、半導体素子と並列にコンデンサを接続し、半導体素子を阻止状態にしても、コンデンサの充電動作により電圧の立ち上がりを遅らせ、電圧が略ゼロの状態で半導体素子を阻止状態にすることができる。しかしながら、コンデンサに電圧がある状態で、半導体素子を導通状態にすると、コンデンサを短絡する電流が流れ、半導体素子にストレスを加える上、スイッチング損失が発生する問題があった。
さらに、上述の問題を解決する方法の１つに、フルブリッジ型ＰＷＭインバーターのゼロ電圧スイッチングコンバータ（以下、単に「位相シフト方式コンバーター」という。）がある（特許文献１参照）。
位相シフト方式コンバーターは、半導体素子として、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通型のスイッチング回路／半導体素子を用いる。逆導通型のスイッチング回路／半導体素子としては、たとえば自己消弧形素子とダイオードを、自己消弧形素子の正極側とダイオードの負極側を接続し、かつ自己消弧形素子の負極側とダイオードの正極側を接続したものからなる回路、または製造時に寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子などがある（以下、これらの逆導通型のスイッチング回路／半導体素子を、単に、「逆導通型半導体スイッチ」という）。位相シフト方式コンバーターは、第１の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という）を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、それぞれの逆導通型半導体スイッチの両端に並列に接続したロスレススナバコンデンサと、第１の交流端子と第２の交流端子間に直列に接続され、共振コンデンサと誘導性負荷を直列に接続した回路と、さらに、第１の交流端子と第２の交流端子間に直列に接続され、電力を取り出すための高周波パルストランスと、正極端子と負極端子間に接続された直流電圧源とからなる。
位相シフト方式コンバーターでは、スイッチング周波数を、共振コンデンサの静電容量と誘導性負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数よりわずかに高い周波数にして、共振コンデンサと誘導性負荷を直列に接続した回路が、誘導性となるようにする。たとえば、第１の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）にした瞬間、回路に電流が流れ続け、第２の逆導通型半導体スイッチを構成するダイオードに電流が流れる。その状態の時に、第２の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオンの状態」という。）にすると、第２の逆導通型半導体スイッチに印加される電圧が略ゼロ電圧で、逆導通型半導体スイッチをオンの状態にすることができる。
しかしながら、位相シフト方式コンバーターにおいて、スイッチング周波数を共振周波数より低くすると、逆導通型半導体スイッチをオンの状態にした瞬間に、スパイク状の電流が流れてしまう。また、電圧源インバーターであるため、たとえば、第１の逆導通型半導体スイッチレグを構成する２つの逆導通型半導体スイッチを同時にオンの状態にすると短絡する。スイッチング周波数が商用周波数よりはるかに高い（数ＫＨｚ）ため、逆導通型半導体スイッチの動作特性に合わせて、デットタイムを十分に考慮する必要がある。結果として、制御が複雑になる。スイッチング周波数やパルス幅（デューティ）で電力を制御することが困難である問題が残っていた。
また、もう一方で回路技術として、磁気エネルギー回生スイッチ（以下「ＭＥＲＳ」という）と呼ばれるものが提案され、既に特許として成立している（特許文献２参照）。
ＭＥＲＳは、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通型のスイッチング回路／半導体素子を用いる。逆導通型のスイッチング回路／半導体素子として、たとえば自己消弧形素子とダイオードを、自己消弧形素子の正極側とダイオードの負極側を接続し、かつ自己消弧形素子の負極側とダイオードの正極側を接続したものからなる回路、または製造時に寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子などがある（以下、これらの逆導通型のスイッチング回路／半導体素子を、単に、「逆導通型半導体スイッチ」という）。ＭＥＲＳは、第１の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子と負極端子間に接続されたコンデンサとからなる。
フルブリッジ回路の第１の交流端子と第２の交流端子間に、ＭＥＲＳの制御対象の回路を接続する。第１の逆導通型半導体スイッチと第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチと第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオンの状態」という。）のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態とするように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御することで、ＭＥＲＳは、回路の電流が遮断されたときに、コンデンサが、フルブリッジ回路と制御対象の回路の全体に蓄積されている「スナバーエネルギー」を吸収し、制御対象の回路に回生することのできる電流双方向のスイッチ回路として機能する。制御対象の回路に流れる電流の向きを制御の目的・範囲に応じて、順方向・逆方向と切り替えることができる。
ＭＥＲＳの第１の交流端子と第２の交流端子間に、制御対象の回路として誘導性負荷と交流電源を直列に接続した回路を用いると、誘導性負荷に供給する交流電力を制御することができる。コンデンサと誘導性負荷のインダクタンス成分との共振により、コンデンサが、誘導性負荷のインダクタンス成分に蓄積されている「磁気エネルギー」を吸収（コンデンサは充電）し、誘導性負荷に回生（コンデンサは放電）することで実現している。これは、ＭＥＲＳを用いた交流電源装置として提案され、既に特許として成立している（特許文献３参照）。
ＭＥＲＳを用いた交流電源装置において、コンデンサの静電容量は、誘導性負荷のインダクタンスと共振状態となる容量であって、制御の目的・範囲に応じてその容量を選択する。特に、コンデンサの静電容量を、コンデンサの静電容量と誘導性負荷のインダクタンスで決まる共振周波数が逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数以上となるように選択することで、逆導通型半導体スイッチをオンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
ＭＥＲＳを用いた交流電源装置において、逆導通型半導体スイッチの第１のペアがオンの状態のときは、第２のペアをオフの状態に、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態とするように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する。逆導通型半導体スイッチのオンの時間とオフの時間の時間比（デューティ比）は０．５、すなわち、オンの時間とオフの時間は等しい。逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を時間軸で表現したものを制御信号とすると、制御信号の位相は、交流電源の電圧位相に同期させ、かつ制御信号の位相を交流電源の電圧位相から進み（時間的に制御信号の位相の変化が先となる状態）となる制御を行う。制御信号と交流電源の電圧位相の位相差を、制御の目的・範囲に応じて変化させることで、誘導性負荷に供給する交流電力を制御することができる。
さらに、ＭＥＲＳを用いた交流制御装置が持つ、誘導性負荷とコンデンサの共振、逆導通型半導体素子のソフトスイッチング動作などの特徴を生かした電力変換回路（以下、「ＭＥＲＳ共振インバーター」回路という。）も提案、公開され、既に公知となっている（特許文献４参照）。
ＭＥＲＳ共振インバーター回路は、電源として直流電流源を使用し、誘導性負荷に対して交流振動電流を与えることができる。すなわち、直流電力／交流電力変換回路として使用できる。
ＭＥＲＳ共振インバーター回路は、第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と第２の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子と負極端子間に接続されたコンデンサとからなる。コンデンサの静電容量は、誘導性負荷のインダクタンスと共振状態となる容量であって、コンデンサの静電容量と、誘導性負荷のインダクタンスで決まる共振周波数が、目的とする交流振動電流の周波数以上となるようにその容量を選択する。第１の逆導通型半導体スイッチと第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチと第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、第１のペアがオンの状態のときは、第２ペアをオフの状態に、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態とするように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する。
逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数を、目的とする交流振動電流の周波数以下の範囲とすると、逆導通型半導体スイッチをオンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
ＭＥＲＳ共振インバーター回路において、直流電流源はフルブリッジ回路の正極端子と負極端子間（コンデンサの両端）に接続され、誘導性負荷はフルブリッジ回路の第１の交流端子と第２の交流端子間に接続する態様をとる。逆導通型半導体スイッチのオンの時間とオフの時間の時間比（デューティ比）は０．５、すなわち、オンの時間とオフの時間は等しい。
ＭＥＲＳ共振インバーター回路において、直流電流源は、商用交流電源を整流した後に平滑用の直流リアクトルを介して接続したもの、または、直流電圧源を直流リアクトルを介して接続したものなどで実現できる。ＭＥＲＳ共振インバーター回路は、電圧位相と同相の電流が流れる。商用交流電源から直流電流源を作ると、商用交流電源からは力率１に近い回路が接続された状態になる特徴もある。
ＭＥＲＳ共振インバーター回路は、コンデンサと誘導性負荷のインダクタンス成分との共振により、コンデンサが、誘導性負荷に蓄積されている磁気エネルギーを吸収（コンデンサは充電）し、誘導性負荷に回生（コンデンサは放電）して再利用する。また、直流電流源から供給される電力は、誘導性負荷の抵抗成分で消費される分だけでよいため、直流電流源からＭＥＲＳ共振インバーター回路への給電線の電流容量が小さくて済む特徴もある。コンデンサの静電容量と誘導性負荷のインダクタンス成分で決まるサージインピータンスが、誘導性負荷の抵抗成分より十分に小さいことが重要である。
特開２００２−２３８２５７号公報 特許第３６３４９８２号公報 特許第３７３５６７３号公報 国際出願公開番号ＷＯ２００８／０４４５１２号パンフレット
ＭＥＲＳ共振インバーター回路は、制御性が高く安定した動作を行うことができる。たとえば、誘導性負荷のインダクタンスが急変し、共振周波数が急変しても、共振が保たれる機能がある。また、誘導性負荷に供給する交流振動電流の周波数を、共振周波数以下で可変することもできる。
しかしながら、ＭＥＲＳ共振インバーター回路を電力変換装置として捉えると、出力される電力のダイナミックな制御をしなければならない。誘導性負荷の変動が急変（誘導性負荷のインダクタンスが急変）するような場合、高速な応答が求められるが、ＭＥＲＳ共振インバーター回路に供給する直流電流源の電圧、または電流を制御する方法では、対応が難しかった。また、電流波形の制御が求められる場合でも、対応が難しい課題があった。
さらに、出力電圧が直流電流源の電圧より高い電圧を取り出すこと場合でも、対応が難しい課題もあった。
本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、ＭＥＲＳ共振インバーター回路において、出力される交流電力の電圧、電流波形の制御の高速な応答を実現することを目的とする。さらに本発明の他の目的は、取り出せる電圧を、より高くする構成を提供することである。
本発明は、直流電力から交流電力に変換する電力変換装置に関し、本発明の上記目的は、
自己消弧形素子とダイオードを、自己消弧形素子の正極側とダイオードの負極側を接続し、かつ自己消弧形素子の負極側とダイオードの正極側を接続した回路、または等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチ（以下、単に、「逆導通型半導体スイッチ」という。）となし、第１の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子と負極端子間に接続されたコンデンサとからなるフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチ（以下、磁気エネルギー回生スイッチを、単に「ＭＥＲＳ」という。）回路と、
フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の正極端子と負極端子間に接続される直流電流源と、
フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第１の交流端子と第２の交流端子間に接続され、共振インダクタと絶縁トランスの１次側が直列に接続された回路と、
制御手段と、を備えるとともに、
絶縁トランスの２次側は、交流電力の出力端子であって、
制御手段は、第１の逆導通型半導体スイッチと第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチと第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子が導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチがオンの状態」という。）のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態として、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が、共振インダクタのインダクタンス（Ｌ）とコンデンサの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）以下となるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサが放電して、コンデンサの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させることを特徴とする電力変換装置によって達成される。
また、本発明の上記目的は、
上述の電力変換装置の直流電流源に換えて、
直流電圧源と、
一端が直流電圧源の正極側に接続される直流リアクトルと、
直流リアクトルの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の正極端子間に接続され、正極側を直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側をフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の正極端子に接続したダイオードと、
で置き換えたことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、
第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と、第２の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子と負極端子間に接続されたコンデンサとからなるフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路と、
フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第１の交流端子と負極端子間に接続される第１の直流電流源と、
フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第２の交流端子と負極端子間に接続される第２の直流電流源と、
フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第１の交流端子と第２の交流端子間に接続され、共振インダクタと絶縁トランスの１次側が直列に接続された回路と、
制御手段と、を備えるとともに、
絶縁トランスの２次側は、交流電力の出力端子であって、
制御手段は、第１の逆導通型半導体スイッチと第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチと第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態として、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が、共振インダクタのインダクタンス（Ｌ）とコンデンサの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）以下となるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサが放電して、コンデンサの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させることを特徴とする電力変換装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、
上述の電力変換装置の第１の直流電流源と第２の直流電流源に換えて、
直流電圧源と、
一端が直流電圧源の正極側に接続される直流リアクトルと、
直流リアクトルの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第１の交流端子間に接続され、正極側を直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側を第１の交流端子に接続した第１のダイオードと、
直流リアクトルの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第２の交流端子間に接続され、正極側を直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側を第２の交流端子に接続した第２のダイオードと、
で置き換えたことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、
上述の電力変換装置のコンデンサに、有極性のコンデンサを使用したことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、
上述の電力変換装置の１つ、または複数の直流電流源に換えて、
直流電圧源と、
直流電圧源に接続される１つ、または複数の直流リアクトルと、
で置き換えたことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、
上述の電力変換装置の直流電圧源の接続極性を逆にし、
第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチのそれぞれの接続極性を逆にし、
さらに、ダイオード、または第１のダイオードと第２のダイオードがあるときは、それぞれの接続極性を逆にし、
さらに、コンデンサが有極性のコンデンサであるときは、接続極性を逆にしたことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、
上述の電力変換装置の１つ、または複数のそれぞれの直流電流源の接続極性を逆にし、
第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチのそれぞれの接続極性を逆にし、
さらに、ダイオード、または第１のダイオードと第２のダイオードがあるときは、それぞれの接続極性を逆にし、
さらに、コンデンサが有極性のコンデンサであるときは、接続極性を逆にしたことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、
逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子として電界効果トランジスタ、または同等の構造をもつ半導体素子を使用したとき、
制御手段は、ダイオードが順方向で導通状態となるときに、自己消弧形素子を導通状態とするように制御することを特徴とする電力変換装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、
制御手段が、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、同時に変化させることで、出力される交流電力の電圧の波形と電流の波形を、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数の半周期毎に変更することを特徴とする電力変換装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、
上記の電力変換装置と、
前記絶縁トランスの２次側に出力される前記交流電力を、整流回路を介して直流パルス電流とした後、極性切替手段の直流端子間に入力し、
前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、所望の交流電力の周波数で、かつ前記ゲート制御信号に同期したタイミングで切り替えることにより、前記極性切替手段の交流端子から前記所望の交流電力の出力を得ることを特徴とする直流電力／交流電力変換システム、により達成される。
さらに、本発明の上記目的は、
上記直流電力／交流電力変換システムにおいて、
前記極性切替手段の交流端子に設けられ、電流検出結果を出力する電流検出手段と、
前記制御手段に内蔵された交流基準信号と、を備えるとともに、
前記電流検出手段の前記電流検出結果は、前記制御手段に入力され、
前記制御手段は、前記ゲート制御信号を、前記電流検出結果と前記交流基準信号の電圧振幅に応じたパルス密度変調（ＰＤＭ）を行い、
さらに、前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、前記交流基準信号の電圧極性に同期したタイミングで切り替えること、により達成される。
さらに、本発明の上記目的は、
上記直流電力／交流電力変換システムにおいて、
前記極性切替手段の交流端子に設けられ、電流検出結果を出力する電流検出手段と、
前記制御手段に内蔵された出力波形基準信号と、を備えるとともに、
前記電流検出手段の前記電流検出結果は、前記制御手段に入力され、
前記制御手段は、前記ゲート制御信号を、前記電流検出結果と前記出力波形基準信号の電圧振幅に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、
さらに、前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、前記出力波形基準信号の電圧極性に同期したタイミングで切り替えることを特徴とする直流電力／交流電力変換システム、により達成される。
本発明に係る電力変換装置によれば、逆導通型半導体スイッチをオンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作をすることが可能である。
また、スイッチング周波数と、逆導通型半導体スイッチをオンの状態にする時間を変化させることで、出力する交流電力の電圧と電流の波形が制御でき、かつ、リニアリティの高い、負荷の変動に対して高速な応答で追従させることができる。
さらに、電力変換装置に供給する直流電力の新しい供給方法により、装置の小型化と出力する交流電力を増大できるという多くの効果がある。
本発明に係る第１の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。 本発明に係る第１の実施形態の別の構成を示す回路ブロック図である。 本発明に係る第２の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。 本発明に係る第２の実施形態の別の構成を示す回路ブロック図である。 図１で示した回路ブロック図において、出力の交流電力を直流電力に変換する構成を示す回路ブロック図である。 図１で示した回路ブロック図において、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させたときの、スイッチング周波数（ｆｓｗ）と負荷に印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄとの関係を示した図である。 図１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果（スイッチング周波数は２０ＫＨｚ）を示す図である。 図１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果（スイッチング周波数は８ＫＨｚ）を示す図である。 図２で示した回路ブロック図において、出力の交流電力を直流電力に変換する構成を示す回路ブロック図である。 図３で示した回路ブロック図において、出力の交流電力を直流電力に変換する構成を示す回路ブロック図である。 図９、図５で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。 図１０で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。 図４で示した回路ブロック図において、出力の交流電力を直流電力に変換する構成を示す回路ブロック図である。 図１３で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。 図２で示した回路ブロック図において、直流電圧源の接続極性が異なる構成を示す回路ブロック図である。 図４で示した回路ブロック図において、直流電圧源の接続極性が異なる構成を示す回路ブロック図である。 本発明に係る第１の応用例の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。 図１７で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。 図１７で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。（時間軸を拡大表示したもの。） 図１７で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。（時間軸を拡大表示したもの。） 本発明に係る第２の実施例の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。 図２１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。 図２１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。（ゲート制御信号について、時間軸で拡大表示したもの。） 図２１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。（出力波形基準信号を基本波（正弦波）とした場合。） 図２１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。（出力波形基準信号を三角波とした場合。）
以下、本発明に係る実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には同一の符号を付与するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組合せは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
また、以下の説明では、自己消弧形素子とは、素子のゲートに制御信号を印加することにより、素子の順方向の導通状態／阻止状態を制御できる能力のある電子部品を指し示している。
さらに、以下の説明では、自己消弧形素子、および逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、自己消弧形素子、および逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致すると定義している。
図１は、本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、図１は、自己消弧形素子とダイオードを、自己消弧形素子の正極側とダイオードの負極側を接続し、かつ自己消弧形素子の負極側とダイオードの正極側を接続した回路、または等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチ（以下、単に、「逆導通型半導体スイッチ」という。）となし、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１を構成する自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を構成する自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子ＡＣ１とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の負極側と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の正極側を接続した点を第２の交流端子ＡＣ２とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の正極側と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の正極側を接続して正極端子ＤＣＰとし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の負極側と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の負極側を接続して負極端子ＤＣＮとして構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間に接続されたコンデンサＣとからなるフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチ（以下、磁気エネルギー回生スイッチを、単に「ＭＥＲＳ」という。）回路１０と、
フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間に接続される直流電流源２と、
フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と第２の交流端子ＡＣ２間に接続され、共振インダクタ５と絶縁トランス５５の１次側が直列に接続された回路と、
制御手段４と、を備えるとともに、
絶縁トランス５５の２次側は、交流電力の出力端子であって、
制御手段４は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４を第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３を第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子が導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチがオンの状態」という。）のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態として、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）とコンデンサＣの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）以下となるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサＣが放電して、コンデンサＣの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させることが特徴である。
次に、本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置の動作を、図５から図８に基づいて説明する。
図５は、図１で示した回路ブロック図において、直流電流源２を、直流電圧源１と直流リアクトルＬｄｃで置き換え、交流電力の出力端子である絶縁トランス５５の２次側に、整流回路ＲＢと平滑コンデンサＣｄｃを接続して交流電力を直流電力に変換し、さらに、抵抗性負荷Ｒを接続した回路ブロック図である。
図６は、図５において、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させたときの、スイッチング周波数（ｆｓｗ）と抵抗性負荷Ｒに印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄとの関係を示した図である。
図７は、図５で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図７の回路定数＞
直流電圧源１の電圧： １００Ｖ、
直流リアクトルＬｄｃのインダクタンス（Ｌｄｃ）： ５ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： ０．２マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）： ０．２ｍＨ、
平滑コンデンサＣｄｃの静電容量（Ｃｄｃ）： １０マイクロＦ、
抵抗性負荷Ｒの抵抗値（Ｒ）： １０オーム、
逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）： ２０ＫＨｚ、
ゲート制御信号のオン信号の継続時間： ２０マイクロ秒。
図８は、図７で用いた回路定数において、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を８ＫＨｚに変更したときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
より詳しくは、図７と図８は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、電力変換装置から出力される電圧Ｖｏｕｔ、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を通過する電流Ｉｓｗ２、第２の逆導通型半導体スイッチに印加される電圧Ｖｓｗ２、第１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１、第２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ３のゲート制御信号Ｇ２の波形を示している。
図７より、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が２０ＫＨｚのとき、負荷電圧Ｖｌｏａｄは約４０Ｖであるが、図８より、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を８ＫＨｚにすると、負荷電圧Ｖｌｏａｄは約９Ｖにまで降下していることが確認できる。
また、どちらの場合も、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を通過する電流Ｉｓｗ２と、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２より、逆導通型半導体スイッチをオンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作をしていることが確認できる。
図６は、上述の逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）と抵抗性負荷Ｒに印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄとの関係を示している。スイッチング周波数（ｆｓｗ）を高くすると、負荷電圧Ｖｌｏａｄが直線的に高くなる。なお、スイッチング周波数（ｆｓｗ）を１８ＫＨｚより高くすると負荷電圧Ｖｌｏａｄが低くなるが、これ以上に負荷電圧Ｖｌｏａｄを高くすることは、コンデンサＣの静電容量（Ｃ）を小さくし、かつ、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を短くすることで可能となる。
次に、本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置の特徴を説明する。
コンデンサＣの静電容量は、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）との共振で、共振インダクタ５の磁気エネルギーを吸収、放出するだけの、比較的小さな容量でよい。すなわち、共振インダクタ５に発生させる交流振動電流の半周期分の磁気エネルギーを吸収、放出だけに見合う容量でよい。コンデンサＣが、従来の電圧型ＰＷＭインバーター回路で使用されている直流電圧を安定して供給するための大容量の平滑コンデンサと、その容量・目的が全く異なる点である。コンデンサＣは、コンデンサＣが充放電をする際の極性は、コンデンサＣの端子に対して常に一定になるため、有極性コンデンサを使用することもできる。
また、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子として電界効果トランジスタ、または同等の構造をもつ半導体素子を使用したとき、制御手段４は、ダイオードが順方向で導通状態となるときに、自己消弧形素子を導通状態とするように制御すると、同期整流方式となって導通損失を減らすこともできる。
さらに、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）とコンデンサＣの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ、１／２π√（ＬＣ））以下となるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御することで、逆導通型半導体スイッチをオンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体素子を構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。この条件を満たす範囲で、絶縁トランス５５の２次側に出力する交流振動電流の周波数を、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）の制御で可変とすることができる。
さらに、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を上述の範囲内で変化させると、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力の電圧、本実施形態では抵抗性負荷Ｒに印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄを変化させることができ、略ゼロ電圧まで下げることができる。スイッチング周波数（ｆｓｗ）と負荷電圧Ｖｌｏａｄの関係は、一次関数的（直線的）であり、制御手段４による負荷電圧Ｖｌｏａｄの制御が容易にできる。負荷電圧Ｖｌｏａｄをスイッチング周波数（ｆｓｗ）の半周期毎に変更でき、高速な応答が可能である。
さらに、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサＣが放電して、コンデンサＣの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で、オン信号の継続時間を変化させると、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力の電圧、本実施形態では負荷Ｒに印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄを変化させることができる。
さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を同時に変化させることで、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力の電圧の波形と電流の波形を、スイッチング周波数（ｆｓｗ）の半周期毎に変更できる。
さらに、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力を、整流回路（図示されていない）を介して直流パルス電流とした後、極性切替手段（図示されていない）に入力する。
制御手段４は、極性切替手段の極性の切り替えを、所望の交流電力の周波数で、かつゲート制御信号に同期したタイミングで切り替えることにより、極性切替手段から出力される交流電力を、所望の電圧の波形と、電流の波形、周期の交流電力とすることができる。
このとき、すべての逆導通型半導体スイッチと、極性切替手段内のすべてのスイッチング素子は、オンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子とスイッチング素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子とスイッチング素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
さらに、制御手段４が、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を同時に制御することで、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力の電圧、電流波形を所望の目的に応じて作り出すことができる。
図２は、本発明に係る第１の実施形態の別の構成の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、図２は、図１で示した本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置の直流電流源２を、直流電圧源１と、一端が直流電圧源１の正極側に接続される直流リアクトルＬｄｃと、直流リアクトルＬｄｃの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰ間に接続され、正極側を直流リアクトルＬｄｃの他端に接続し、かつ負極側をフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰに接続したダイオードＤとで置き換えたことが特徴である。
図１で示した本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置では、直流電流源２が必要である。直流電流源２は、直流電圧源１と、直流電圧源１に接続される直流リアクトルＬｄｃで置き換えることができる。しかしながら、直流リアクトルＬｄｃのインダクタンス（Ｌｄｃ）が共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）に比べて大きい（５から１０倍程度）ため、直流リアクトルＬｄｃの抵抗成分による損失が増加する場合があった。
図２で示すとおり、直流リアクトルＬｄｃをダイオードＤを介してフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰに接続することで、電力変換装置に接続される直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎの向きが逆方向になったときに、直流電圧源１に電力が戻ることを防止できる。
次に、本発明に係る第１の実施形態の別の構成の電力変換装置の動作を、図９と図１１に基づいて説明する。
図９は、図２で示した回路ブロック図において、交流電力の出力端子である絶縁トランス５５の２次側に、整流回路ＲＢと平滑コンデンサＣｄｃを接続して交流電力を直流電力に変換し、さらに、抵抗性負荷Ｒを接続した回路ブロック図である。
図１１は、図５と図９で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図１１の回路定数＞
直流電圧源１の電圧： １００Ｖ、
直流リアクトルＬｄｃのインダクタンス（Ｌｄｃ）： ０．２ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： ０．１マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）： ０．２ｍＨ、
平滑コンデンサＣｄｃの静電容量（Ｃｄｃ）： １０マイクロＦ、
抵抗性負荷Ｒの抵抗値（Ｒ）： １０オーム、
逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）： １０ＫＨｚ、
ゲート制御信号のオン信号の継続時間： ２０マイクロ秒。
より詳しくは、図１１は、図９において、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、第１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１、第２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ３のゲート制御信号Ｇ２と、図５において、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、第１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１、第２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ３のゲート制御信号Ｇ２の波形を示している。
図１１より、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄは、ダイオードＤがある場合は約３５Ｖであり、ダイオードＤがない場合の約１５Ｖよりも、約２．３倍高くなり、十分な効果を確認することができる。
次に、本発明に係る第１の実施形態の別の構成の電力変換装置の特徴を説明する。
本発明に係る第１の実施形態の別の構成の電力変換装置の基本的な動作、特徴は、本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置と同様である。以下、本発明に係る第１の実施形態の別の構成の電力変換装置に特有の事項を説明する。
直流電流源２を、直流電圧源１と、直流電圧源１に接続される直流リアクトルＬｄｃで置き換えることができる。その際に、直流リアクトルＬｄｃをダイオードＤを介してフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰに接続することで、電力変換装置に接続される直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎの向きが逆方向になったときに、直流電圧源１に電力が戻ることを防止している。結果、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力をより多く取り出すことができる。
図４は、本発明に係る第２の実施形態の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、図４は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の負極側と、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の正極側を接続した点を第１の交流端子ＡＣ１とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の負極側と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の正極側を接続した点を第２の交流端子ＡＣ２とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の正極側と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の正極側を接続して正極端子ＤＣＰとし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の負極側と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の負極側を接続して負極端子ＤＣＮとして構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間に接続されたコンデンサＣとからなるフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０と、
フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と負極端子ＤＣＮ間に接続される第１の直流電流源５１と、
フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２と負極端子ＤＣＮ間に接続される第２の直流電流源５２と、
フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と第２の交流端子ＡＣ２間に接続され、共振インダクタ５と絶縁トランス５５の１次側が直列に接続された回路と、
制御手段４と、を備えるとともに、
絶縁トランス５５の２次側は、交流電力の出力端子であって、
制御手段４は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４を第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３を第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態として、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）とコンデンサＣの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）以下となるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサＣが放電して、コンデンサＣの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させることが特徴である。
次に、本発明に係る第２の実施形態の電力変換装置の動作を、図１０と図１２に基づいて説明する。
図１０は、図３で示した回路ブロック図において、第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２を、直流電圧源１、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と、第２の直流リアクトルＬｄｃ２で置き換え、交流電力の出力端子である絶縁トランス５５の２次側に、整流回路ＲＢと平滑コンデンサＣｄｃを接続して交流電力を直流電力に変換し、さらに、抵抗性負荷Ｒを接続した回路ブロック図である。
図１２は、図１０で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図１２の回路定数＞
直流電圧源１の電圧： １００Ｖ、
第１の直流リアクトルＬｄｃ１のインダクタンス（Ｌｄｃ１）： ５ｍＨ、
第２の直流リアクトルＬｄｃ２のインダクタンス（Ｌｄｃ２）： ５ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： ０．２マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）： ０．２ｍＨ、
平滑コンデンサＣｄｃの静電容量（Ｃｄｃ）： １０マイクロＦ、
抵抗性負荷Ｒの抵抗値（Ｒ）： １０オーム、
逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）： ２０ＫＨｚ、
ゲート制御信号のオン信号の継続時間： ２０マイクロ秒。
より詳しくは、図１２は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、電力変換装置から出力される電圧Ｖｏｕｔ、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を通過する電流Ｉｓｗ２、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２、第１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１、第２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ３のゲート制御信号Ｇ２の波形を示している。
図１２より、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄは約８０Ｖと、高い電圧が取り出せる。これは、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の昇圧機能によるもので、図１０の回路ブロック図において、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が２０ＫＨｚとしたとき、コンデンサＣの静電容量（Ｃ）、または共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）を小さくし、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を長くすると、直流電圧源１の電圧よりも高い電圧を出力することも可能である。以下の回路定数はその一例であり、提示のない回路定数は図１２での値を準用する。
＜直流電圧源１よりも高い負荷電圧を得るための回路定数の例＞
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： ０．１マイクロＦ、
ゲート制御信号のオン信号の継続時間： ４５マイクロ秒。
次に、本発明に係る第２の実施形態の構成の電力変換装置の特徴を説明する。
本発明に係る第２の実施形態の構成の電力変換装置の基本的な動作、特徴は、本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置と同様である。以下、本発明に係る第２の実施形態の構成の電力変換装置に特有の事項を説明する。
本発明に係る第２の実施形態の構成の電力変換装置では、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と負極端子ＤＣＮ間に接続される第１の直流電流源５１と、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２と負極端子ＤＣＮ間に接続される第２の直流電流源５２から電力を供給している。フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間から電力を供給する方法に比べて、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力の電圧を高くすることができる。これは、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０を昇圧回路として用いており、入力の直流電圧源１の電圧よりも高い電圧を出力することもできる。
図４は、本発明に係る第２の実施形態の別の構成の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、図４は、図３で示した本発明に係る第２の実施形態の電力変換装置の第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２に換えて、直流電圧源１と、一端が直流電圧源１の正極側に接続される直流リアクトルＬｄｃと、直流リアクトルＬｄｃの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１間に接続され、正極側を直流リアクトルＬｄｃの他端に接続し、かつ負極側を第１の交流端子ＡＣ１に接続した第１のダイオードＤ１と、直流リアクトルＬｄｃの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２間に接続され、正極側を直流リアクトルＬｄｃの他端に接続し、かつ負極側を第２の交流端子ＡＣ２に接続した第２のダイオードＤ２とで置き換えたことが特徴である。
図３で示した本発明に係る第２の実施形態の電力変換装置では、第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２が必要である。第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２は、直流電圧源１と、直流電圧源１に接続される第１の直流リアクトルＬｄｃ１と第２の直流リアクトルＬｄｃ２で置き換えることができる。しかしながら、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と第２の直流リアクトルＬｄｃ２のそれぞれのインダクタンス（Ｌｄｃ１、Ｌｄｃ２）が、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）に比べて大きい（５から１０倍程度）ため、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と第２の直流リアクトルＬｄｃ２のそれぞれの抵抗成分による損失が増加する場合があった。
図４で示すとおり、直流リアクトルＬｄｃを第１のダイオードＤ１を介してフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１に接続し、かつ、直流リアクトルＬｄｃを第２のダイオードＤ２を介してフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２に接続することで、電力変換装置に接続される直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎの向きが逆方向になったときに、直流電圧源１に電力が戻ることを防止できる。また、直流リアクトルが１つで済む。
次に、本発明に係る第２の実施形態の別の構成の電力変換装置の動作を、図１３と図１４に基づいて説明する。
図１３は、図４で示した回路ブロック図において、交流電力の出力端子である絶縁トランス５５の２次側に、整流回路ＲＢと平滑コンデンサＣｄｃを接続して交流電力を直流電力に変換し、さらに、抵抗性負荷Ｒを接続した回路ブロック図である。
図１４は、図１３で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図１４の回路定数＞
直流電圧源１の電圧： １００Ｖ、
直流リアクトルＬｄｃのインダクタンス（Ｌｄｃ）： ０．２ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： ０．２マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）： ０．２ｍＨ、
平滑コンデンサＣｄｃの静電容量（Ｃｄｃ）： １０マイクロＦ、
抵抗性負荷Ｒの抵抗値（Ｒ）： １０オーム、
逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）： ２０ＫＨｚ、
ゲート制御信号のオン信号の継続時間： ２０マイクロ秒。
より詳しくは、図１４は、図１３において、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、第１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１、第２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ３のゲート制御信号Ｇ２の波形を示している。
図１４の第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２がある場合、負荷電圧Ｖｌｏａｄは約１３０Ｖであり、図１２のダイオードがない場合の約８０Ｖよりも、約１．５倍高くなり、十分な効果を確認することができる。
次に、本発明に係る第２の実施形態の別の構成の電力変換装置の特徴を説明する。
本発明に係る第２の実施形態の別の構成の電力変換装置の基本的な動作、特徴は、本発明に係る第２の実施形態の電力変換装置と同様である。以下、本発明に係る第２の実施形態の別の構成の電力変換装置に特有の事項を説明する。
第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２を、直流電圧源１と、一端が直流電圧源１に接続され、かつ他端がフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１に接続される第１の直流リアクトル（図示されていない）と、一端が直流電圧源１に接続され、かつ他端がフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２に接続される第２の直流リアクトル（図示されていない）で置き換えることができる。
この際に、直流電圧源１と、一端が直流電圧源１に接続される直流リアクトルＬｄｃと、直流リアクトルＬｄｃの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１に接続され、正極が直流リアクトルＬｄｃの他端に、かつ負極がフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１に接続される第１のダイオードＤ１と、直流リアクトルＬｄｃの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２に接続され、正極が直流リアクトルＬｄｃの他端に、かつ負極がフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ１に接続される第２のダイオードＤ２を接続することで、電力変換装置に接続される直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎの向きが逆方向になったときに、直流電圧源１に電力が戻ることを防止できる。また、直流リアクトルが１つで済む。
図１５と図１６は、図２で示す本発明に係る第２の実施形態の別の構成と、図４で示す第４の実施形態の別の構成の電力変換装置のそれぞれにおいて、直流電圧源１の接続極性が異なる構成を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、図１５と図１６は、図２と図４のそれぞれにおいて、直流電圧源の接続極性を逆にし、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のそれぞれの接続極性を逆にし、さらに、ダイオードＤ、または第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２があるときは、それぞれの接続極性を逆にし、さらに、コンデンサＣが有極性のコンデンサであるときは、接続極性を逆にした構成である。
図１５は図２と、図１６は図４と、それぞれ同一の機能・作用・効果を持つ。
また、逆導通型半導体スイッチに、ＰチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ、ＰＮＰトランジスタとダイオードの逆並列接続回路などを用いたときも、同様の構成により対応することができる。
さらに、電力変換装置に接続される直流電流源２の接続極性が異なる場合も同様である。
＜第１の実施例＞
図１７は、本発明に係る第１の実施例の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。
図１７は、直流電圧源１から電力系統を模した交流電源３へ電力変換を行う実施形態の例を示している。
図１７は、図３で示した回路ブロック図において、第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２を、直流電圧源１、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と、第２の直流リアクトルＬｄｃ２で置き換え、さらに、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力を、整流回路ＲＢを介して直流パルス電流とした後、極性切替手段の直流端子間に入力し、極性切替手段の交流端子間に、所望の交流電力を出力させるものである。
また、図１７では、極性切替手段は、直流電力から単相交流電力を得るための構成であって、極性切替手段の交流端子に、電力系統を模した交流電源３に接続するために、高周波フィルター用リアクトルＬｆｌと、高周波フィルター用コンデンサＣｆｌと、交流リアクトルＬａｃで構成される回路を介して接続し、さらに、制御手段４での制御を行うために、極性切替手段の交流端子に電流検出手段を設け、電流検出結果を得ている。
制御手段４は、電流検出手段の電流検出結果が入力され、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１〜Ｇ４と、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１〜Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１〜Ｔ４と、を出力し、
また、制御手段４は、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１〜Ｇ４を、電流検出結果と制御手段４内の交流基準信号の電圧振幅に応じたパルス密度変調（ＰＤＭ）を行い、
さらに、制御手段４は、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１〜Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１〜Ｔ４を、制御手段４内の交流基準信号の電圧極性に同期したオン／オフ信号であり、かつ極性切替のキャリア信号であることが特徴である。
次に、本発明に係る第１の実施例の動作を、図１８から図２０に基づいて説明する。
図１８は、図１７で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図１８の回路定数＞
直流電圧源１の電圧： １００Ｖ、
第１の直流リアクトルＬｄｃ１のインダクタンス（Ｌｄｃ１）： ４ｍＨ、
第２の直流リアクトルＬｄｃ２のインダクタンス（Ｌｄｃ２）： ４ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： ０．１マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）： １ｍＨ、
高周波フィルター用リアクトルＬｆｌのインダクタンス（Ｌｆｌ）： ４ｍＨ、
高周波フィルター用コンデンサＣｆｌの静電容量（Ｃｆｌ）： ２マイクロＦ、
交流リアクトルＬａｃのインダクタンス（Ｌａｃ）： ６ｍＨ
ゲート制御信号のオン信号の継続時間： ３０マイクロ秒、
交流基準信号の周波数： ５０Ｈｚ。
より詳しくは、図１８は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、交流電源３（負荷）に供給される電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、交流電源３（負荷）に印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のゲート制御信号Ｇ１、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲート制御信号Ｇ２、極性切替手段内の第１の自己消弧形素子Ｐｓｗ１のゲート制御信号Ｔ１、第２の自己消弧形素子Ｐｓｗ２のゲート制御信号Ｔ２の波形を示している。
図１９と図２０は、それぞれ直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、交流電源３に供給される電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のゲート制御信号Ｇ１、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲート制御信号Ｇ２の波形を示しており、時間軸を拡大して表示したものである。
図１８より、制御手段４で、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１〜Ｇ４を、制御手段４内の交流基準信号の電圧振幅に応じたパルス密度変調（ＰＤＭ）を行うことで、負荷電流Ｉｌｏａｄを基本波（正弦波）にすることができる。すなわち、電圧の波形と、電流の波形の制御ができることを示している。
図１９と図２０より、負荷電流Ｉｌｏａｄが略ゼロとなるとき、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃが、その半周期での最大尖頭電圧であることから、共振インダクタ５とコンデンサＣが共振状態であることが確認できる。
逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）は、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）とコンデンサＣの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）以下であるので、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を構成する自己消弧形素子と、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弦形素子Ｐｓｗ１〜Ｐｓｗ４は、オンにするとき略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、オフにするとき略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作であることが分かる。
図２１は、本発明に係る第２の実施例の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。
図２１は、直流電圧源１から誘導性負荷に供給する交流電力を、所望の電圧の波形と、電流の波形の交流電力に電力変換を行う実施形態の例を示している。
図２１は、図３で示した回路ブロック図において、第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２を、直流電圧源１と、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と第１のダイオードＤ１を直列に接続した回路と、第２の直流リアクトルＬｄｃ２と第２のダイオードＤ２を直列に接続した回路で置き換え、さらに、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力を、整流回路ＲＢを介して直流パルス電流とした後、極性切替手段の直流端子間に入力し、極性切替手段の交流端子間に、所望の交流電力を出力させるものである。
また、図２１では、極性切替手段は、直流電力から単相交流電力を得るための構成であって、極性切替手段の交流端子に、高周波フィルター用リアクトルＬｆｌと、高周波フィルター用コンデンサＣｆｌで構成される回路を介して誘導性負荷を接続し、さらに、制御手段４での制御を行うために、極性切替手段の交流端子に電流検出手段を設け、電流検出結果を得ている。
制御手段４は、電流検出手段の電流検出結果が入力され、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１〜Ｇ４と、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１〜Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１〜Ｔ４と、を出力し、
また、制御手段４は、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１〜Ｇ４を、電流検出結果と制御手段４内の出力波形基準信号の電圧振幅に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、
さらに、制御手段４は、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１〜Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１〜Ｔ４を、制御手段４内の出力波形基準信号の電圧極性に同期したオン／オフ信号であり、かつ極性切替のキャリア信号であることが特徴である。
＜第２の実施例＞
図２１は、本発明に係る第２の実施例の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。
図２１は、直流電圧源１から誘導性負荷に供給する交流電力を、任意の電流波形に電力変換を行う実施形態の例を示している。
図２１は、図３で示した回路ブロック図において、第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２を、直流電圧源１と、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と第１のダイオードを直列に接続した回路、第２の直流リアクトルＬｄｃ２と第２のダイオードを直列に接続した回路で置き換え、交流電力の出力端子である絶縁トランス５５の２次側に、整流回路ＲＢを介して極性切替手段に接続し、さらに、極性切替手段の出力を、電流検出手段、高周波フィルター用リアクトルＬｆｌと、高周波フィルター用コンデンサＣｆｌで構成される回路を介して、誘導性負荷に接続したものである。
制御手段４は、電流検出手段の電流検出結果が入力され、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１〜Ｇ４と、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１〜Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１〜Ｔ４と、を出力し、
さらに、制御手段４は、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１〜Ｇ４を、制御手段４内の出力波形基準信号の電圧振幅に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、
さらに、制御手段４は、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１〜Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１〜Ｔ４が、制御手段４内の出力波形基準信号の電圧極性に同期した極性切替のキャリア信号であることが特徴である。
次に、本発明に係る第２の実施例の動作を、図２２から図２５に基づいて説明する。
図２２は、図２１で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図２２の回路定数＞
直流電圧源１の電圧： 三相２００Ｖｒｍｓ、５０Ｈｚの交流電源３を、各相にインダクタンスが３．１８５ｍＨの交流リアクトルを介して整流回路ＲＢに入力し、整流回路ＲＢの直流出力端子間に静電容量（Ｃｄｃ）が２００マイクロＦの平滑コンデンサＣｄｃを接続し、直流電圧源としたもの（いずれも図示されていない）、
第１の直流リアクトルＬｄｃ１のインダクタンス（Ｌｄｃ１）： ４ｍＨ、
第２の直流リアクトルＬｄｃ２のインダクタンス（Ｌｄｃ２）： ４ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： ０．１マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）： １ｍＨ、
高周波フィルター用リアクトルＬｆｌのインダクタンス（Ｌｆｌ）： １ｍＨ、
高周波フィルター用コンデンサＣｆｌの静電容量（Ｃｆｌ）： ２０マイクロＦ、
誘導性負荷のインダクタンス（Ｌｌ）： ３ｍＨ、
誘導性負荷の抵抗値（Ｌｒ）： １０オーム、
三角波基準信号の周波数： １２ＫＨｚ、
出力波形基準信号の種類と周波数： 矩形波、１００Ｈｚ。
より詳しくは、図２２は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、誘導性負荷に供給される電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、誘導性負荷に供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、極性切替手段内の第１の自己消弧形素子Ｐｓｗ１のゲート制御信号Ｔ１、第２の自己消弧形素子Ｐｓｗ２のゲート制御信号Ｔ２の波形を示している。
図２３は、図２２の回路定数を用いたときの、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のゲート制御信号Ｇ１、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲート制御信号Ｇ２の波形を示しており、時間軸を拡大したものである。
図２２と図２３より、制御手段４で、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１〜Ｇ４を、制御手段４内の出力波形基準信号（矩形波）の電圧振幅に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うことで、負荷電圧Ｖｌｏａｄと負荷電流Ｉｌｏａｄを矩形波にすることができる。すなわち、電圧の波形と、電流の波形の制御ができることを示している。
図２４は、制御手段４内の出力波形基準信号の種類を基本波（正弦波）、周波数を２００Ｈｚとしたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
より詳しくは、図２４は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、誘導性負荷に供給される電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、誘導性負荷に供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃの波形を示している。
図２５は、制御手段４内の出力波形基準信号の種類を三角波、周波数を２００Ｈｚとしたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
より詳しくは、図２４は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、誘導性負荷に供給される電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、誘導性負荷に供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃの波形を示している。
図２４と図２５より、制御手段４内の出力波形基準信号の種類と周波数を変えることで、負荷電圧Ｖｌｏａｄの電圧の波形と、負荷電流Ｉｌｏａｄの電流の波形を、制御の目的・範囲に応じて変化させることができることを示している。
１ 直流電圧源
２ 直流電流源
３ 交流電源
４ 制御手段
５ 共振インダクタ

１０ フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路

５１ 第１の直流電流源
５２ 第２の直流電流源
５５ 絶縁トランス

ＡＣ１ 第１の交流端子
ＡＣ２ 第２の交流端子
ＤＣＰ 正極端子
ＤＣＮ 負極端子

Ｄ ダイオード
Ｄ１ 第１のダイオード
Ｄ２ 第２のダイオード

Ｇ１ 第１の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号
Ｇ２ 第２の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号
Ｇ３ 第３の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号
Ｇ４ 第４の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号

ＳＷ１ 第１の逆導通型半導体スイッチ
ＳＷ２ 第２の逆導通型半導体スイッチ
ＳＷ３ 第３の逆導通型半導体スイッチ
ＳＷ４ 第４の逆導通型半導体スイッチ

Ｔ１ 第１の自己消弧形素子のゲート制御信号
Ｔ２ 第２の自己消弧形素子のゲート制御信号
Ｔ３ 第３の自己消弧形素子のゲート制御信号
Ｔ４ 第４の自己消弧形素子のゲート制御信号

Ｐｓｗ１ 第１の自己消弧形素子
Ｐｓｗ２ 第２の自己消弧形素子
Ｐｓｗ３ 第３の自己消弧形素子
Ｐｓｗ４ 第４の自己消弧形素子

Ｌａｃ 交流リアクトル
Ｌｆｌ 高周波フィルター用リアクトル

Ｌｄｃ 直流リアクトル
Ｌｄｃ１ 第１の直流リアクトル
Ｌｄｃ２ 第２の直流リアクトル

Ｌｌ 誘導性負荷のインダクタンス成分
Ｌｒ 誘導性負荷の抵抗成分

Ｃ コンデンサ
Ｃｄｃ 平滑コンデンサ
Ｃｆｌ 高周波フィルター用コンデンサ

Ｌ 共振インダクタのインダクタンス成分

ＲＢ 整流回路
Ｒ 抵抗性負荷

Ｉｉｎ 電力変換装置に接続される電源から供給される電流
Ｉｓｗ２ 第２の逆導通型半導体スイッチを通過する電流
Ｉｌｏａｄ 負荷を流れる電流（負荷電流）

Ｖｃ コンデンサの両端電圧
Ｖｉｎ 電力変換装置に供給される電源から供給される電圧
Ｖｏｕｔ 電力変換装置から出力される電圧
Ｖｌｏａｄ 負荷に印加される電圧（負荷電圧）

Ｖｓｗ２ 第２の逆導通型半導体スイッチに印加される電圧

（ｆｓｗ） 逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数
（ｆｒｅｓ）共振周波数
（Ｃ） コンデンサの静電容量
（Ｃｄｃ） 平滑コンデンサの静電容量
（Ｒ） 抵抗性負荷の抵抗値
（Ｌ） 共振インダクタのインダクタンス
（Ｌｄｃ） 直流リアクトルのインダクタンス
（Ｌｄｃ１） 第１の直流リアクトルのインダクタンス
（Ｌｄｃ２） 第２の直流リアクトルのインダクタンス

（Ｌｌ） 誘導性負荷のインダクタンス
（Ｌｒ） 誘導性負荷の抵抗値

Claims (13)

  1. 直流電力から交流電力に変換する電力変換装置であって、該電力変換装置は、
    自己消弧形素子とダイオードを、前記自己消弧形素子の正極側と前記ダイオードの負極側を接続し、かつ前記自己消弧形素子の負極側と前記ダイオードの正極側を接続した回路、または等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチ（以下、単に、「逆導通型半導体スイッチ」という。）となし、第１の前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと第３の前記逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の前記逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の前記逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の前記逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の前記逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の前記逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路の前記正極端子と前記負極端子間に接続されたコンデンサとからなるフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチ（以下、磁気エネルギー回生スイッチを、単に「ＭＥＲＳ」という。）回路と、
    前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記正極端子と前記負極端子間に接続される直流電流源と、
    前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子と前記第２の交流端子間に接続され、共振インダクタと絶縁トランスの１次側が直列に接続された回路と、
    制御手段と、を備えるとともに、
    前記絶縁トランスの２次側は、交流電力の出力端子であって、
    前記制御手段は、前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、前記第２の逆導通型半導体スイッチと前記第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、前記第１のペアの２つの前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子が導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチがオンの状態」という。）のときは、前記第２のペアの２つの前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、前記第１のペアがオフの状態のときは、前記第２のペアをオンの状態として、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
    さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数が、前記共振インダクタのインダクタンスと前記コンデンサの静電容量で決まる共振周波数以下となるように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
    さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、前記コンデンサが放電して、前記コンデンサの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの前記スイッチング周波数を変化させることを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記電力変換装置の前記直流電流源に換えて、
    直流電圧源と、
    一端が前記直流電圧源の正極側に接続される直流リアクトルと、
    前記直流リアクトルの他端と前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記正極端子間に接続され、正極側を前記直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側を前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記正極端子に接続したダイオードと、
    で置き換えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と、第２の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、前記第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と前記第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ前記第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と前記第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路の前記正極端子と前記負極端子間に接続されたコンデンサとからなるフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路と、
    前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子と前記負極端子間に接続される第１の直流電流源と、
    前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第２の交流端子と前記負極端子間に接続される第２の直流電流源と、
    前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子と前記第２の交流端子間に接続され、共振インダクタと絶縁トランスの１次側が直列に接続された回路と、
    制御手段と、を備えるとともに、
    前記絶縁トランスの２次側は、交流電力の出力端子であって、
    前記制御手段は、前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、前記第２の逆導通型半導体スイッチと前記第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、前記第１のペアの２つの前記逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、前記第２のペアの２つの前記逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、前記第１のペアがオフの状態のときは、前記第２のペアをオンの状態として、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
    さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数が、共振インダクタのインダクタンスとコンデンサの静電容量で決まる共振周波数以下となるように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
    さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、前記コンデンサが放電して、前記コンデンサの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数を変化させることを特徴とする電力変換装置。
  4. 前記電力変換装置の前記第１の直流電流源と前記第２の直流電流源に換えて、
    直流電圧源と、
    一端が前記直流電圧源の正極側に接続される直流リアクトルと、
    前記直流リアクトルの他端と前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子間に接続され、正極側を前記直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側を前記第１の交流端子に接続した第１のダイオードと、
    前記直流リアクトルの他端と前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第２の交流端子間に接続され、正極側を前記直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側を前記第２の交流端子に接続した第２のダイオードと、
    で置き換えたことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記電力変換装置の前記コンデンサに、有極性のコンデンサを使用したことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記電力変換装置の１つ、または複数の前記直流電流源に換えて、
    前記直流電圧源と、
    前記直流電圧源に接続される１つ、または複数の前記直流リアクトルと、
    で置き換えたことを特徴とする請求項１、または請求項３のいずれかに記載の電力変換装置。
  7. 前記電力変換装置の前記直流電圧源の接続極性を逆にし、
    前記第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチのそれぞれの接続極性を逆にし、
    さらに、前記ダイオード、または前記第１のダイオードと前記第２のダイオードがあるときは、それぞれの接続極性を逆にし、
    さらに、前記コンデンサが有極性のコンデンサであるときは、接続極性を逆にしたことを特徴とする請求項２、請求項４、請求項５、または請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 前記電力変換装置の１つ、または複数のそれぞれの前記直流電流源の接続極性を逆にし、
    前記第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチのそれぞれの接続極性を逆にし、
    さらに、前記ダイオード、または前記第１のダイオードと前記第２のダイオードがあるときは、それぞれの接続極性を逆にし、
    さらに、前記コンデンサが有極性のコンデンサであるときは、接続極性を逆にしたことを特徴とする請求項１、請求項３、または請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子として電界効果トランジスタ、または同等の構造をもつ半導体素子を使用したとき、
    前記制御手段は、前記ダイオードが順方向で導通状態となるときに、前記自己消弧形素子を導通状態とするように制御することを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数と、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、同時に変化させることで、出力される前記交流電力の電圧の波形と電流の波形を、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数の半周期毎に変更することを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 請求項１乃至請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    前記絶縁トランスの２次側に出力される前記交流電力を、整流回路を介して直流パルス電流とした後、極性切替手段の直流端子間に入力し、
    前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、所望の交流電力の周波数で、かつ前記ゲート制御信号に同期したタイミングで切り替えることにより、前記極性切替手段の交流端子から前記所望の交流電力の出力を得ることを特徴とする直流電力／交流電力変換システム。
  12. 請求項１１に記載の直流電力／交流電力変換システムにおいて、
    前記極性切替手段の交流端子に設けられ、電流検出結果を出力する電流検出手段と、
    前記制御手段に内蔵された交流基準信号と、を備えるとともに、
    前記電流検出手段の前記電流検出結果は、前記制御手段に入力され、
    前記制御手段は、前記ゲート制御信号を、前記電流検出結果と前記交流基準信号の電圧振幅に応じたパルス密度変調（ＰＤＭ）を行い、
    さらに、前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、前記交流基準信号の電圧極性に同期したタイミングで切り替えることを特徴とする直流電力／交流電力変換システム。
  13. 請求項１１に記載の直流電力／交流電力変換システムにおいて、
    前記極性切替手段の交流端子に設けられ、電流検出結果を出力する電流検出手段と、
    前記制御手段に内蔵された出力波形基準信号と、を備えるとともに、
    前記電流検出手段の前記電流検出結果は、前記制御手段に入力され、
    前記制御手段は、前記ゲート制御信号を、前記電流検出結果と前記出力波形基準信号の電圧振幅に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、
    さらに、前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、前記出力波形基準信号の電圧極性に同期したタイミングで切り替えることを特徴とする直流電力／交流電力変換システム。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
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