WO2010137630A1 - 電力変換装置及び直流電力／交流電力変換システム - Google Patents

電力変換装置及び直流電力／交流電力変換システム Download PDF

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WO2010137630A1
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reverse conducting
conducting semiconductor
terminal
power
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隆一 嶋田
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株式会社MERSTech
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power converter that converts DC power to AC power, and to a power converter that uses a magnetic energy regenerative switch.
  • switching loss a loss caused by voltage ⁇ current (hereinafter simply referred to as “switching loss”) in an on / off transient state of a semiconductor element used for switching is less than a conduction loss of the semiconductor element. Is also much larger.
  • a capacitor is connected in parallel with the semiconductor element, and even if the semiconductor element is in the blocking state, the rising of the voltage is delayed by the charging operation of the capacitor.
  • the semiconductor element can be brought into a blocking state in a state where is substantially zero.
  • a current for short-circuiting the capacitor flows, and stress is applied to the semiconductor element and switching loss occurs.
  • phase shift type converter a full-bridge PWM inverter zero voltage switching converter
  • the phase shift converter uses a switching circuit / semiconductor element that does not have reverse blocking capability, that is, a reverse conduction type semiconductor element.
  • a reverse conduction type switching circuit / semiconductor element for example, a self-extinguishing element and a diode are connected, a positive side of the self-extinguishing element is connected to a negative side of the diode, and a negative side of the self-extinguishing element and a diode are connected.
  • a semiconductor element such as a power MOSFET having a built-in parasitic diode at the time of manufacture (hereinafter, these reverse conduction type switching circuits / semiconductor elements are simply referred to as “reverse conduction type”). "Semiconductor switch").
  • the phase shift converter includes a negative polarity side of the self-extinguishing element constituting the first reverse conduction type semiconductor switch (hereinafter simply referred to as “negative polarity side of the reverse conduction type semiconductor switch”) and a second reverse conduction type.
  • a second reverse conducting semiconductor switch leg having a second AC terminal at a point connecting the negative electrode side of the third reverse conducting semiconductor switch and the positive electrode side of the fourth reverse conducting semiconductor switch The positive electrode side of the reverse conducting semiconductor switch and the positive electrode side of the third reverse conducting semiconductor switch are connected to form a positive terminal, and the negative electrode side of the second reverse conducting semiconductor switch and the fourth reverse conducting semiconductor switch Connect the negative side to the negative side
  • a circuit in which the resonant capacitor and the inductive load are connected in series with the switching frequency set to a frequency slightly higher than the resonant frequency determined by the capacitance of the resonant capacitor and the inductance of the inductive load is an inductive circuit.
  • the self-extinguishing element constituting the first reverse conducting semiconductor switch is set to the blocking state (hereinafter simply referred to as “the reverse conducting semiconductor switch is turned off”), the current continues to flow through the circuit, A current flows through a diode constituting the second reverse conducting semiconductor switch.
  • the reverse conducting semiconductor switch is turned on in that state, the second reverse conducting is performed.
  • the voltage applied to the type semiconductor switch is substantially zero voltage, and the reverse conducting type semiconductor switch can be turned on.
  • the switching frequency when the switching frequency is lower than the resonance frequency, a spike-like current flows at the moment when the reverse conducting semiconductor switch is turned on.
  • it since it is a voltage source inverter, for example, if two reverse conducting semiconductor switches constituting the first reverse conducting semiconductor switch leg are simultaneously turned on, they are short-circuited. Since the switching frequency is much higher than the commercial frequency (several KHz), it is necessary to sufficiently consider the dead time in accordance with the operating characteristics of the reverse conducting semiconductor switch. As a result, the control becomes complicated. There remains a problem that it is difficult to control the power with the switching frequency and the pulse width (duty).
  • MERS uses a switching circuit / semiconductor element that does not have reverse blocking capability, that is, reverse conduction type.
  • a reverse conduction type switching circuit / semiconductor element for example, a self-extinguishing element and a diode are connected, the positive side of the self-extinguishing element is connected to the negative side of the diode, and the negative side of the self-extinguishing element is connected to the diode.
  • a circuit comprising a positive electrode connected, or a semiconductor element such as a power MOSFET incorporating a parasitic diode at the time of manufacturing (hereinafter, these reverse conduction type switching circuits / semiconductor elements are simply referred to as “reverse conduction type semiconductors”. Switch ”).
  • the MERS includes a negative electrode side of the self-extinguishing element constituting the first reverse conducting semiconductor switch (hereinafter simply referred to as “negative electrode side of the reverse conducting semiconductor switch”) and a second reverse conducting semiconductor switch.
  • the first reverse conducting semiconductor switch leg and the first reverse conducting semiconductor switch leg having the first AC terminal as a point where the positive electrode side of the constituting self-extinguishing element (hereinafter simply referred to as “the positive electrode side of the reverse conducting semiconductor switch”) is connected.
  • a second reverse conducting semiconductor switch leg having a second AC terminal at a point where the negative electrode side of the third reverse conducting semiconductor switch and the positive electrode side of the fourth reverse conducting semiconductor switch are connected to each other.
  • the positive electrode side of the third reverse conducting semiconductor switch and the positive electrode side of the third reverse conducting semiconductor switch are connected as a positive terminal, and the negative electrode side of the second reverse conducting semiconductor switch and the negative electrode side of the fourth reverse conducting semiconductor switch Connected as a negative terminal
  • a full bridge circuit that consists of a positive electrode terminal and a capacitor connected between the negative terminal of the full bridge circuit.
  • the circuit to be controlled by MERS is connected between the first AC terminal and the second AC terminal of the full bridge circuit.
  • the first reverse conduction type semiconductor switch and the fourth reverse conduction type semiconductor switch are used as a first pair
  • the second reverse conduction type semiconductor switch and the third reverse conduction type semiconductor switch are used as a second pair
  • the first pair When the self-extinguishing element constituting the two reverse conducting semiconductor switches of the pair is in the conducting state (hereinafter simply referred to as “the reverse conducting semiconductor switch is turned on”),
  • the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor switch is in a blocking state (hereinafter simply referred to as “the reverse conducting semiconductor switch is in an off state”), and the first pair is in an off state
  • the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch so as to turn on the pair of MERS, when the circuit current is interrupted, the MERS is connected to the full bridge circuit and the controlled object.
  • the capacitance of the capacitor is a capacitance that resonates with the inductance of the inductive load, and the capacitance is selected according to the purpose and range of control.
  • the reverse conduction semiconductor switch is turned on by selecting the capacitance of the capacitor so that the resonance frequency determined by the capacitance of the capacitor and the inductance of the inductive load is equal to or higher than the switching frequency of the reverse conduction semiconductor switch.
  • the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor switch is substantially zero voltage and substantially zero current, and when turning off, the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor switch is A soft switching operation with substantially zero voltage can be performed.
  • the first pair of reverse conducting semiconductor switches when the first pair of reverse conducting semiconductor switches is in an on state, the second pair is in an off state, and when the first pair is in an off state,
  • the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch is controlled so that the pair of 2 is turned on.
  • the time ratio (duty ratio) between the ON time and OFF time of the reverse conducting semiconductor switch is 0.5, that is, the ON time and OFF time are equal. If the control signal is a signal representing the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch on the time axis, the phase of the control signal is synchronized with the voltage phase of the AC power supply, and the phase of the control signal is the voltage phase of the AC power supply.
  • the control is performed so as to proceed from (a state in which the phase of the control signal changes first in time).
  • the AC power supplied to the inductive load can be controlled by changing the phase difference between the voltage phase of the control signal and the AC power supply according to the purpose and range of the control.
  • a power conversion circuit (hereinafter referred to as a “MERS resonant inverter” circuit) that makes use of features such as resonance of an inductive load and a capacitor, soft switching operation of a reverse conducting semiconductor element, and the like possessed by an AC control device using MERS.
  • MERS resonant inverter a power conversion circuit that makes use of features such as resonance of an inductive load and a capacitor, soft switching operation of a reverse conducting semiconductor element, and the like possessed by an AC control device using MERS.
  • the MERS resonant inverter circuit uses a direct current source as a power source and can provide an alternating vibration current to the inductive load. That is, it can be used as a DC power / AC power conversion circuit.
  • the MERS resonant inverter circuit includes a first reverse conducting semiconductor switch leg having a first AC terminal at a point where the negative electrode side of the first reverse conducting semiconductor switch and the positive electrode side of the second reverse conducting semiconductor switch are connected. And a second reverse conducting semiconductor switch leg having a second AC terminal at a point connecting the negative electrode side of the third reverse conducting semiconductor switch and the positive electrode side of the fourth reverse conducting semiconductor switch, The positive electrode side of the reverse conducting semiconductor switch and the positive electrode side of the third reverse conducting semiconductor switch are connected to form a positive terminal, and the negative electrode side of the second reverse conducting semiconductor switch and the fourth reverse conducting semiconductor switch Of the full bridge circuit configured as a negative terminal and a capacitor connected between the positive terminal and the negative terminal of the full bridge circuit.
  • the capacitance of the capacitor is a capacitance that resonates with the inductance of the inductive load, and the resonance frequency determined by the capacitance of the capacitor and the inductance of the inductive load is equal to or higher than the frequency of the target AC oscillation current.
  • the switching frequency of the reverse conducting semiconductor switch is set to a range equal to or lower than the frequency of the target AC oscillating current
  • the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor switch is When turned off at substantially zero voltage and substantially zero current, the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor switch can be in a soft switching operation at substantially zero voltage.
  • the direct current source is connected between the positive terminal and the negative terminal (both ends of the capacitor) of the full bridge circuit, and the inductive load is connected between the first AC terminal and the second AC terminal of the full bridge circuit.
  • a mode of connection is taken.
  • the time ratio (duty ratio) between the ON time and OFF time of the reverse conducting semiconductor switch is 0.5, that is, the ON time and OFF time are equal.
  • the direct current source can be realized by rectifying a commercial alternating current power supply and then connecting it via a smoothing direct current reactor or by connecting a direct current voltage source via a direct current reactor.
  • a current having the same phase as the voltage phase flows.
  • a DC current source is made from a commercial AC power supply
  • a circuit close to a power factor of 1 is connected from the commercial AC power supply.
  • the MERS resonant inverter circuit absorbs magnetic energy stored in the inductive load (capacitor is charged) due to resonance between the capacitor and the inductance component of the inductive load, and regenerates the inductive load (the capacitor is discharged). ) And reuse. Further, since the power supplied from the direct current source only needs to be consumed by the resistance component of the inductive load, there is a feature that the current capacity of the feeder line from the direct current source to the MERS resonant inverter circuit can be reduced. . It is important that the surge impedance determined by the capacitance of the capacitor and the inductance component of the inductive load is sufficiently smaller than the resistance component of the inductive load.
  • JP 2002-238257 A Japanese Patent No. 3634982 Japanese Patent No. 3735673 International Publication No. 2008/044512
  • the MERS resonant inverter circuit has high controllability and can perform stable operation. For example, even if the inductance of the inductive load changes suddenly and the resonance frequency changes suddenly, there is a function of maintaining resonance. In addition, the frequency of the AC oscillating current supplied to the inductive load can be varied below the resonance frequency.
  • the output power must be dynamically controlled.
  • the fluctuation of the inductive load suddenly changes (the inductance of the inductive load suddenly changes), a high-speed response is required.
  • the method of controlling the voltage or current of the DC current source supplied to the MERS resonant inverter circuit The response was difficult.
  • control of the current waveform is required, there is a problem that is difficult to cope with.
  • the output voltage is higher than the voltage of the direct current source, there is a problem that is difficult to cope with.
  • the present invention has been made in order to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to realize a high-speed response in controlling the voltage and current waveform of the output AC power in the MERS resonant inverter circuit. Furthermore, the other object of this invention is to provide the structure which makes the voltage which can be taken out higher.
  • the present invention relates to a power conversion device that converts direct current power to alternating current power.
  • a circuit in which a self-extinguishing element and a diode are connected, the positive electrode side of the self-extinguishing element and the negative electrode side of the diode, and the negative electrode side of the self-extinguishing element and the positive electrode side of the diode are connected, or an equivalent semiconductor element Is a reverse conduction type semiconductor switch (hereinafter simply referred to as “reverse conduction type semiconductor switch”), and is the negative side (hereinafter simply referred to as “reverse conduction type”) of the self-extinguishing element constituting the first reverse conduction type semiconductor switch.
  • the positive electrode side of the self-extinguishing element constituting the second reverse conducting semiconductor switch (hereinafter simply referred to as the “positive electrode side of the reverse conducting semiconductor switch”).
  • the first reverse conducting semiconductor switch leg having the above-mentioned point as the first AC terminal, the negative electrode side of the third reverse conducting semiconductor switch, and the positive electrode side of the fourth reverse conducting semiconductor switch are connected to the first 2nd AC terminal
  • the reverse conducting semiconductor switch leg is connected to the positive electrode side of the first reverse conducting semiconductor switch and the positive electrode side of the third reverse conducting semiconductor switch as a positive terminal, and the negative electrode of the second reverse conducting semiconductor switch.
  • Full bridge circuit comprising a full bridge circuit configured as a negative electrode terminal by connecting the negative electrode side of the fourth reverse conducting semiconductor switch and a capacitor connected between the positive electrode terminal and the negative electrode terminal of the full bridge circuit
  • An energy regenerative switch hereinafter, the magnetic energy regenerative switch is simply referred to as “MERS”) circuit;
  • a direct current source connected between the positive terminal and the negative terminal of the full-bridge MERS circuit;
  • Control means and The secondary side of the isolation transformer is an AC power output terminal,
  • the control means sets the first reverse conduction type semiconductor switch and the fourth reverse conduction type semiconductor switch as the first pair, and the second reverse conduction type semiconductor switch and the third reverse conduction type semiconductor switch as the second pair.
  • the control means is such that the on / off switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch is equal to or lower than the resonance frequency (fres) determined by the inductance (L) of the resonance inductor and the capacitance (C) of the capacitor.
  • the control means outputs a signal for controlling the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch as a gate control signal, and the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch and the duration of the on signal of the gate control signal.
  • a signal for controlling the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch as a gate control signal
  • the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch and the duration of the on signal of the gate control signal are longer than the minimum time required for the capacitor to discharge and the voltage across the capacitor to be approximately 0 [V]. This is achieved by a power conversion device characterized in that the switching frequency (fsw) of on / off of the reverse conducting semiconductor switch is changed.
  • the above object of the present invention is to In place of the direct current source of the above power converter, A DC voltage source; A DC reactor having one end connected to the positive electrode side of the DC voltage source; A diode connected between the other end of the DC reactor and the positive terminal of the full bridge type MERS circuit, a positive side connected to the other end of the DC reactor, and a negative side connected to the positive terminal of the full bridge type MERS circuit;
  • a power conversion device characterized in that
  • the above object of the present invention is to A first reverse conducting semiconductor switch leg having a first AC terminal at a point connecting the negative electrode side of the first reverse conducting semiconductor switch and the positive electrode side of the second reverse conducting semiconductor switch;
  • a second reverse conducting semiconductor switch leg is formed by connecting the negative electrode side of the reverse conducting semiconductor switch and the positive electrode side of the fourth reverse conducting semiconductor switch as a second AC terminal.
  • the positive side of the switch and the positive side of the third reverse conducting semiconductor switch are connected to form a positive terminal, and the negative side of the second reverse conducting semiconductor switch and the negative side of the fourth reverse conducting semiconductor switch are connected.
  • a full bridge circuit configured as a negative terminal, and a full bridge type MERS circuit including a capacitor connected between the positive terminal and the negative terminal of the full bridge circuit, A first DC current source connected between the first AC terminal and the negative terminal of the full-bridge MERS circuit; A second DC current source connected between the second AC terminal and the negative terminal of the full-bridge MERS circuit; A circuit connected between the first AC terminal and the second AC terminal of the full-bridge MERS circuit, the primary side of the resonant inductor and the isolation transformer being connected in series; Control means, and The secondary side of the isolation transformer is an AC power output terminal, The control means sets the first reverse conduction type semiconductor switch and the fourth reverse conduction type semiconductor switch as the first pair, and the second reverse conduction type semiconductor switch and the third reverse conduction type semiconductor switch as the second pair.
  • the control means is such that the on / off switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch is equal to or lower than the resonance frequency (fres) determined by the inductance (L) of the resonance inductor and the capacitance (C) of the capacitor.
  • the control means outputs a signal for controlling the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch as a gate control signal, and the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch and the duration of the on signal of the gate control signal.
  • a signal for controlling the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch as a gate control signal
  • the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch and the duration of the on signal of the gate control signal are longer than the minimum time required for the capacitor to discharge and the voltage across the capacitor to be approximately 0 [V]. This is achieved by a power conversion device characterized in that the switching frequency (fsw) of on / off of the reverse conducting semiconductor switch is changed.
  • the above object of the present invention is to In place of the first DC current source and the second DC current source of the power converter described above, A DC voltage source; A DC reactor having one end connected to the positive electrode side of the DC voltage source; A first diode connected between the other end of the DC reactor and the first AC terminal of the full-bridge MERS circuit, with the positive electrode connected to the other end of the DC reactor and the negative electrode connected to the first AC terminal When, A second diode connected between the other end of the DC reactor and the second AC terminal of the full-bridge MERS circuit, with the positive side connected to the other end of the DC reactor and the negative side connected to the second AC terminal When, This is achieved by a power conversion device characterized in that
  • the above object of the present invention is to This is achieved by a power converter characterized by using a polar capacitor as the capacitor of the power converter described above.
  • the above object of the present invention is to In place of one or a plurality of direct current sources of the above power converters, A DC voltage source; One or more DC reactors connected to a DC voltage source; This is achieved by a power conversion device characterized in that
  • the above object of the present invention is to Reverse the connection polarity of the DC voltage source of the above power converter, Reversing the connection polarity of each of the first to fourth reverse conducting semiconductor switches,
  • the capacitor is a polar capacitor, this is achieved by the power conversion device characterized in that the connection polarity is reversed.
  • the above object of the present invention is to Reversing the connection polarity of one or more of each of the above-described power converters, Reversing the connection polarity of each of the first to fourth reverse conducting semiconductor switches,
  • the capacitor is a polar capacitor, this is achieved by the power conversion device characterized in that the connection polarity is reversed.
  • the above object of the present invention is to When a field effect transistor or a semiconductor element having an equivalent structure is used as a self-extinguishing element constituting a reverse conducting semiconductor switch,
  • the control means is achieved by a power conversion device that controls a self-extinguishing element to be in a conductive state when the diode is conductive in a forward direction.
  • control means simultaneously changes the ON / OFF switching frequency of the reverse conducting semiconductor switch and the ON signal duration of the gate control signal, thereby changing the voltage waveform and current waveform of the output AC power, This is achieved by a power conversion device that changes every half cycle of the ON / OFF switching frequency of a reverse conducting semiconductor switch.
  • the above object of the present invention is to The above power converter,
  • the AC power output to the secondary side of the isolation transformer is converted into a DC pulse current through a rectifier circuit, and then input between DC terminals of the polarity switching means,
  • the control means switches the polarity of the polarity switching means from the AC terminal of the polarity switching means to the desired AC power by switching the polarity at a desired AC power frequency and at a timing synchronized with the gate control signal.
  • This is achieved by a DC power / AC power conversion system characterized by obtaining the following output.
  • the above object of the present invention is to In the DC power / AC power conversion system, Current detection means provided at the AC terminal of the polarity switching means for outputting a current detection result; An AC reference signal built in the control means, and The current detection result of the current detection means is input to the control means, The control means performs pulse density modulation (PDM) on the gate control signal according to the current detection result and the voltage amplitude of the AC reference signal, Further, the control means is achieved by switching the polarity of the polarity switching means at a timing synchronized with the voltage polarity of the AC reference signal.
  • PDM pulse density modulation
  • the above object of the present invention is to In the DC power / AC power conversion system, Current detection means provided at the AC terminal of the polarity switching means for outputting a current detection result; An output waveform reference signal built in the control means, and The current detection result of the current detection means is input to the control means, The control means performs pulse width modulation (PWM) on the gate control signal according to the current detection result and the voltage amplitude of the output waveform reference signal, Furthermore, the control means is achieved by a DC power / AC power conversion system that switches the polarity of the polarity switching means at a timing synchronized with the voltage polarity of the output waveform reference signal.
  • PWM pulse width modulation
  • the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor switch when the reverse conducting semiconductor switch is turned on, the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor switch is at substantially zero voltage and substantially zero current and is turned off.
  • the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor switch can perform a soft switching operation of substantially zero voltage.
  • the switching frequency and the time to turn on the reverse conducting semiconductor switch by changing the switching frequency and the time to turn on the reverse conducting semiconductor switch, the voltage and current waveforms of the output AC power can be controlled, and the fluctuation of the load is high with high linearity. It can be followed with a high-speed response.
  • the new method for supplying DC power supplied to the power conversion device has many effects that the device can be downsized and the output AC power can be increased.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram showing a configuration of a first embodiment according to the present invention. It is a circuit block diagram which shows another structure of the 1st Embodiment based on this invention. It is a circuit block diagram which shows the structure of 2nd Embodiment based on this invention. It is a circuit block diagram which shows another structure of the 2nd Embodiment which concerns on this invention.
  • the circuit block diagram shown in FIG. 1 it is a circuit block diagram which shows the structure which converts the output alternating current power into direct-current power.
  • the circuit block diagram shown in FIG. 1 shows the relationship between the switching frequency (fsw) and the voltage (load voltage) Vload applied to the load when the switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch is changed. It is a figure.
  • FIG. 3 is a circuit block diagram showing a configuration for converting output AC power into DC power in the circuit block diagram shown in FIG. 2.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram showing a configuration for converting output AC power into DC power in the circuit block diagram shown in FIG. 3.
  • FIG. 9 It is a figure which shows the computer simulation result of the circuit block diagram shown in FIG. 9, FIG. It is a figure which shows the computer simulation result of the circuit block diagram shown in FIG. In the circuit block diagram shown in FIG.
  • FIG. 4 it is a circuit block diagram which shows the structure which converts the output alternating current power into direct-current power. It is a figure which shows the computer simulation result of the circuit block diagram shown in FIG.
  • the circuit block diagram shown in FIG. 2 it is a circuit block diagram which shows the structure from which the connection polarity of a DC voltage source differs.
  • the circuit block diagram shown in FIG. 4 it is a circuit block diagram which shows the structure from which the connection polarity of a DC voltage source differs.
  • It is a figure which shows the computer simulation result of the circuit block diagram shown in FIG. It is a figure which shows the computer simulation result of the circuit block diagram shown in FIG.
  • a self-extinguishing element indicates an electronic component capable of controlling the forward conduction state / blocking state of the element by applying a control signal to the gate of the element.
  • the gate control signal is used as a signal for controlling the on / off state of the self-extinguishing element and the reverse conducting semiconductor switch, and the self-extinguishing element and the reverse conducting semiconductor switch are turned on. It is defined that the / off state coincides with the ON signal duration / OFF signal duration of the gate control signal.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram showing a configuration of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 shows a self-extinguishing element and a diode, the positive electrode side of the self-extinguishing element and the negative electrode side of the diode are connected, and the negative electrode side of the self-extinguishing element and the positive electrode side of the diode are connected.
  • the circuit or equivalent semiconductor element is formed as a reverse conduction type semiconductor switch (hereinafter simply referred to as “reverse conduction type semiconductor switch”), and the self-extinguishing element constituting the first reverse conduction type semiconductor switch SW1.
  • the negative electrode side (hereinafter simply referred to as “negative electrode side of reverse conducting semiconductor switch”) and the positive electrode side of the self-extinguishing element constituting the second reverse conducting semiconductor switch SW2 (hereinafter simply referred to as “reverse conducting semiconductor”).
  • the first reverse conduction type semiconductor switch leg having the first AC terminal AC1 as a connection point, and the negative polarity side of the third reverse conduction type semiconductor switch SW3 and the fourth reverse conduction.
  • Type semiconductor switch The second reverse conduction type semiconductor switch leg having the second AC terminal AC2 as a point where the positive side of W4 is connected is connected to the positive side of the first reverse conduction type semiconductor switch SW1 and the third reverse conduction type semiconductor switch SW3.
  • a full bridge type magnetic energy regenerative switch (hereinafter referred to simply as “MERS”) circuit 10 comprising a bridge circuit and a capacitor C connected between the positive terminal DCP and the negative terminal DCN of the full bridge circuit.
  • a direct current source 2 connected between the positive terminal DCP and the negative terminal DCN of the full-bridge MERS circuit 10
  • Control means 4 and
  • the secondary side of the insulation transformer 55 is an AC power output terminal,
  • the control means 4 sets the first reverse conduction type semiconductor switch SW1 and the fourth reverse conduction type semiconductor switch SW4 as the first pair, the second reverse conduction type semiconductor switch SW2 and the third reverse conduction type semiconductor switch SW3.
  • the reverse conducting semiconductor switch is in an on state
  • the self-extinguishing element constituting the two reverse conducting semiconductor switches of the second pair is set to the blocking state (hereinafter simply referred to as “the reverse conducting semiconductor switch is turned off”).
  • the control means 4 has a switching frequency (fsw) of the on / off of the reverse conducting semiconductor switch equal to or lower than a resonance frequency (fres) determined by the inductance (L) of the resonance inductor 5 and the capacitance (C) of the capacitor C. Control the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch so that Further, the control means 4 provides a signal for controlling the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch as the gate control signal, and the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch and the continuation of the on signal of the gate control signal.
  • the duration of the ON signal of the gate control signal is the minimum necessary for the capacitor C to discharge and the voltage across the capacitor C to become approximately 0 [V]. It is a feature that the switching frequency (fsw) of the reverse conduction type semiconductor switch is changed in a range that is equal to or longer than the above time.
  • FIG. 5 is a circuit block diagram shown in FIG. 1, in which the DC current source 2 is replaced with a DC voltage source 1 and a DC reactor Ldc, and a rectifier circuit RB is connected to the secondary side of the insulation transformer 55 which is an output terminal of AC power. And a smoothing capacitor Cdc are connected to convert AC power into DC power, and a resistive load R is further connected.
  • 6 shows the relationship between the switching frequency (fsw) and the voltage (load voltage) Vload applied to the resistive load R when the switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch in FIG. 5 is changed.
  • FIG. FIG. 7 is a block diagram of the circuit shown in FIG. 5 and shows a computer simulation result when the following circuit constants are used.
  • FIG. 7 ⁇ Circuit constants of FIG. 7> DC voltage source 1 voltage: 100V, Inductance (Ldc) of DC reactor Ldc: 5 mH, Capacitance of capacitor C (C): 0.2 micro F, Resonance inductor 5 inductance (L): 0.2 mH Capacitance (Cdc) of the smoothing capacitor Cdc: 10 micro F, Resistance value (R) of the resistive load R: 10 ohms, Switching frequency (fsw) of reverse conducting semiconductor switch: 20 KHz, On signal duration of the gate control signal: 20 microseconds.
  • FIG. 8 is a diagram showing a computer simulation result when the switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch is changed to 8 KHz in the circuit constants used in FIG.
  • FIGS. 7 and 8 show the current Iin supplied from the DC voltage source 1, the voltage Vc across the capacitor C, the voltage (load voltage) Vload supplied to the resistive load R, and output from the power converter.
  • Voltage Vout current Isw2 passing through the second reverse conducting semiconductor switch SW2, voltage Vsw2 applied to the second reverse conducting semiconductor switch, gates of the first and fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 and SW4
  • the waveforms of the control signal G1 and the gate control signal G2 of the second and third reverse conducting semiconductor switches SW2 and SW3 are shown.
  • the load voltage Vload is about 40 V.
  • the switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch is 8 KHz, It can be confirmed that the load voltage Vload has dropped to about 9V.
  • the reverse conducting semiconductor switch is turned on by the current Isw2 passing through the second reverse conducting semiconductor switch SW2 and the voltage Vsw2 applied to the second reverse conducting semiconductor switch SW2.
  • the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor switch is substantially zero voltage and substantially zero current, and when turned off, the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor switch is substantially zero voltage. It can be confirmed that the soft switching operation is performed.
  • FIG. 6 shows the relationship between the switching frequency (fsw) of the above-described reverse conducting semiconductor switch and the voltage (load voltage) Vload applied to the resistive load R.
  • the switching frequency (fsw) is increased, the load voltage Vload increases linearly.
  • the switching frequency (fsw) is higher than 18 KHz, the load voltage Vload is lowered.
  • increasing the load voltage Vload beyond this makes the capacitance (C) of the capacitor C smaller and the gate control signal. This can be achieved by shortening the duration of the ON signal.
  • the capacitance of the capacitor C may be a relatively small capacitance that only absorbs and releases the magnetic energy of the resonant inductor 5 due to resonance with the inductance (L) of the resonant inductor 5. That is, the capacity may be sufficient for absorbing and releasing magnetic energy corresponding to a half cycle of the AC oscillating current generated in the resonant inductor 5.
  • the capacitor C is completely different from the large-capacity smoothing capacitor for stably supplying the DC voltage used in the conventional voltage-type PWM inverter circuit in terms of its capacity and purpose. Since the polarity when the capacitor C charges and discharges is always constant with respect to the terminal of the capacitor C, a polarized capacitor can also be used.
  • control means 4 is configured such that when the diode becomes conductive in the forward direction, If the self-extinguishing element is controlled so as to be in a conductive state, a synchronous rectification method can be employed to reduce conduction loss.
  • the on / off switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch is set to the resonance frequency (fres, 1 / 2 ⁇ (LC) determined by the inductance (L) of the resonant inductor 5 and the capacitance (C) of the capacitor C. ))
  • the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor switch is: When turned off at substantially zero voltage and substantially zero current, the self-extinguishing element constituting the reverse conducting semiconductor element can be in a soft switching operation at substantially zero voltage.
  • the frequency of the AC oscillating current output to the secondary side of the insulating transformer 55 can be varied by controlling the switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch.
  • the on / off switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch when the on / off switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch is changed within the above range, the voltage of the AC power output to the secondary side of the insulating transformer 55, which is a resistive load in this embodiment,
  • the voltage (load voltage) Vload applied to R can be changed, and can be lowered to substantially zero voltage.
  • the relationship between the switching frequency (fsw) and the load voltage Vload is linear (linear), and the control of the load voltage Vload by the control means 4 can be facilitated.
  • the load voltage Vload can be changed every half cycle of the switching frequency (fsw), and a high-speed response is possible.
  • the ON signal duration of the gate control signal is set within a range in which the capacitor C is discharged and the voltage at both ends of the capacitor C is over a minimum time required until the voltage across the capacitor C becomes approximately 0 [V].
  • the duration is changed, the voltage of the AC power output to the secondary side of the insulating transformer 55, that is, the voltage (load voltage) Vload applied to the load R in this embodiment can be changed.
  • control means 4 is output to the secondary side of the isolation transformer 55 by simultaneously changing the ON / OFF switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch and the ON signal duration of the gate control signal.
  • the waveform of the AC power voltage and the waveform of the current can be changed every half cycle of the switching frequency (fsw).
  • AC power output to the secondary side of the insulating transformer 55 is converted into a DC pulse current via a rectifier circuit (not shown), and then input to polarity switching means (not shown).
  • the control unit 4 switches the polarity of the polarity switching unit at a desired AC power frequency and at a timing synchronized with the gate control signal, thereby changing the AC power output from the polarity switching unit to a desired voltage.
  • the self-extinguishing type elements and the switching elements constituting the reverse conduction type semiconductor switch have substantially zero voltage and When turning off with substantially zero current, the self-extinguishing element and the switching element constituting the reverse conducting semiconductor switch can be in a soft switching operation with substantially zero voltage.
  • control means 4 simultaneously controls the ON / OFF switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch and the ON signal duration of the gate control signal, so that it is output to the secondary side of the isolation transformer 55.
  • AC voltage and current waveforms can be generated according to the desired purpose.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram showing a configuration of a power conversion device having another configuration according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 shows the DC current source 2 of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1 connected to the DC voltage source 1 and one end to the positive electrode side of the DC voltage source 1.
  • the positive side is connected to the other end of the direct current reactor Ldc, and the negative side is a full bridge type MERS. It is characterized in that it is replaced with a diode D connected to the positive terminal DCP of the circuit 10.
  • the direct current source 2 is necessary.
  • the direct current source 2 can be replaced by a direct current voltage source 1 and a direct current reactor Ldc connected to the direct current voltage source 1.
  • the inductance (Ldc) of the DC reactor Ldc is larger than the inductance (L) of the resonant inductor 5 (about 5 to 10 times), the loss due to the resistance component of the DC reactor Ldc may increase.
  • FIG. 9 is a circuit block diagram shown in FIG. 2, in which a rectifier circuit RB and a smoothing capacitor Cdc are connected to the secondary side of the insulating transformer 55 that is an output terminal of AC power to convert AC power into DC power. Furthermore, it is a circuit block diagram in which a resistive load R is connected.
  • FIG. 11 is a circuit block diagram shown in FIG. 5 and FIG. 9 and shows a computer simulation result when the following circuit constants are used. ⁇ Circuit constants of FIG.
  • DC voltage source 1 voltage 100V
  • Inductance (Ldc) of DC reactor Ldc: 0.2 mH Capacitance of capacitor C (C): 0.1 micro F
  • Resistance value (R) of the resistive load R 10 ohms
  • Switching frequency (fsw) of reverse conducting semiconductor switch 10 KHz
  • On signal duration of the gate control signal 20 microseconds.
  • FIG. 11 shows the current Iin supplied from the DC voltage source 1, the voltage (load voltage) Vload supplied to the resistive load R, and the first and fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 in FIG. And SW4 gate control signal G1, second and third reverse conducting semiconductor switches SW2 and SW3 gate control signal G2, and the current Iin supplied from the DC voltage source 1 and the resistive load R in FIG. Waveform (load voltage) Vload, the gate control signal G1 of the first and fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 and SW4, and the waveform of the gate control signal G2 of the second and third reverse conducting semiconductor switches SW2 and SW3 Is shown.
  • the voltage (load voltage) Vload supplied to the resistive load R is about 35V when the diode D is present, and is about 2.3 times higher than about 15V when the diode D is not present. A sufficient effect can be confirmed.
  • the direct current source 2 can be replaced with a direct current voltage source 1 and a direct current reactor Ldc connected to the direct current voltage source 1.
  • the direction of the current Iin supplied from the DC voltage source 1 connected to the power converter is reversed by connecting the DC reactor Ldc to the positive terminal DCP of the full-bridge MERS circuit 10 via the diode D.
  • the power is prevented from returning to the DC voltage source 1 when the direction is reached. As a result, more AC power output to the secondary side of the insulating transformer 55 can be extracted.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram showing the configuration of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 shows a first AC terminal AC1 at which the negative electrode side of the first reverse conducting semiconductor switch SW1 and the positive electrode side of the second reverse conducting semiconductor switch SW2 are connected.
  • a second reverse terminal AC2 is a point where the negative conduction side semiconductor switch leg and the negative side of the third reverse conduction type semiconductor switch SW3 are connected to the positive side of the fourth reverse conduction type semiconductor switch SW4.
  • the conduction type semiconductor switch leg is connected to the positive side of the first reverse conduction type semiconductor switch SW1 and the positive side of the third reverse conduction type semiconductor switch SW3 as the positive terminal DCP, and the second reverse conduction type semiconductor switch A full bridge circuit configured as a negative terminal DCN by connecting the negative side of SW2 and the negative side of the fourth reverse conducting semiconductor switch SW4, and between the positive terminal DCP and the negative terminal DCN of the full bridge circuit
  • a full bridge MERS circuit 10 comprising a connection has been capacitor C,
  • a first DC current source 51 connected between the first AC terminal AC1 and the negative terminal DCN of the full-bridge MERS circuit 10,
  • a second DC current source 52 connected between the second AC terminal AC2 and the negative terminal DCN of the full-bridge MERS circuit 10
  • Control means 4 and
  • the secondary side of the insulation transformer 55 is
  • control means 4 has a switching frequency (fsw) of the on / off of the reverse conducting semiconductor switch equal to or lower than a resonance frequency (fres) determined by the inductance (L) of the resonance inductor 5 and the capacitance (C) of the capacitor C.
  • control the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch so that Further, the control means 4 provides a signal for controlling the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch as the gate control signal, and the on / off state of the reverse conducting semiconductor switch and the continuation of the on signal of the gate control signal.
  • the durations of the time / off signal coincide with each other, the duration of the ON signal of the gate control signal is the minimum necessary for the capacitor C to discharge and the voltage across the capacitor C to become approximately 0 [V]. It is a feature that the switching frequency (fsw) of the reverse conduction type semiconductor switch is changed in a range that is equal to or longer than the above time.
  • FIG. 10 is a circuit block diagram shown in FIG. 3 in which the first DC current source 51 and the second DC current source 52 are replaced with a DC voltage source 1, a first DC reactor Ldc1, and a second DC reactor Ldc2.
  • a circuit block in which a rectifier circuit RB and a smoothing capacitor Cdc are connected to the secondary side of the insulating transformer 55, which is an output terminal of AC power, to convert AC power into DC power, and a resistive load R is connected.
  • FIG. FIG. 12 is a block diagram of the circuit shown in FIG. 10 and shows a computer simulation result when the following circuit constants are used. ⁇ Circuit constants of FIG.
  • DC voltage source 1 voltage 100V
  • Resistance value (R) of the resistive load R 10 ohms
  • Switching frequency (fsw) of reverse conducting semiconductor switch 20 KHz
  • On signal duration of the gate control signal 20 microseconds.
  • FIG. 12 shows the current Iin supplied from the DC voltage source 1, the voltage Vc across the capacitor C, the voltage (load voltage) Vload supplied to the resistive load R, and the voltage Vout output from the power converter.
  • Current Isw2 passing through the second reverse conducting semiconductor switch SW2, voltage Vsw2 applied to the second reverse conducting semiconductor switch SW2, and gate control signals of the first and fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 and SW4 G1 shows the waveform of the gate control signal G2 of the second and third reverse conducting semiconductor switches SW2 and SW3.
  • the voltage (load voltage) Vload supplied to the resistive load R is about 80 V, and a high voltage can be taken out. This is due to the boosting function of the full-bridge MERS circuit 10.
  • the capacitance (C) of the capacitor C when the switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch is 20 KHz, the capacitance (C) of the capacitor C.
  • the inductance (L) of the resonant inductor 5 is decreased and the duration of the ON signal of the gate control signal is increased, a voltage higher than the voltage of the DC voltage source 1 can be output.
  • the following circuit constants are examples, and circuit constants not shown apply the values in FIG. ⁇ Example of circuit constants for obtaining a higher load voltage than the DC voltage source 1> Capacitance of capacitor C (C): 0.1 micro F, On signal duration of the gate control signal: 45 microseconds.
  • the full bridge Electric power is supplied from a second DC current source 52 connected between the second AC terminal AC2 and the negative terminal DCN of the MERS circuit 10.
  • the voltage of the AC power output to the secondary side of the insulation transformer 55 can be increased.
  • FIG. 4 is a circuit block diagram showing a configuration of a power conversion device having another configuration according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 shows a DC voltage source 1 in place of the first DC current source 51 and the second DC current source 52 of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention shown in FIG.
  • a DC reactor Ldc whose one end is connected to the positive electrode side of the DC voltage source 1, and the other end of the DC reactor Ldc and the first AC terminal AC1 of the full-bridge MERS circuit 10, with the positive electrode side connected to the DC reactor.
  • a characteristic is that the positive electrode side is connected to the other end of the DC reactor Ldc, and the negative electrode side is replaced with a second diode D2 connected to the second AC terminal AC2.
  • the first DC current source 51 and the second DC current source 52 are necessary.
  • the first DC current source 51 and the second DC current source 52 can be replaced with a DC voltage source 1, a first DC reactor Ldc 1 and a second DC reactor Ldc 2 connected to the DC voltage source 1.
  • the inductances (Ldc1, Ldc2) of the first DC reactor Ldc1 and the second DC reactor Ldc2 are larger than the inductance (L) of the resonant inductor 5 (about 5 to 10 times), In some cases, losses due to resistance components of the DC reactor Ldc1 and the second DC reactor Ldc2 increase. As shown in FIG.
  • the DC reactor Ldc is connected to the first AC terminal AC1 of the full-bridge MERS circuit 10 via the first diode D1, and the DC reactor Ldc is fully connected via the second diode D2.
  • the DC voltage source 1 It is possible to prevent the power from returning to the initial state. Also, only one DC reactor is required.
  • FIG. 13 is a circuit block diagram shown in FIG. 4, in which a rectifier circuit RB and a smoothing capacitor Cdc are connected to the secondary side of the insulating transformer 55 that is an output terminal of AC power to convert AC power into DC power. Furthermore, it is a circuit block diagram in which a resistive load R is connected.
  • FIG. 14 is a block diagram of the circuit shown in FIG. 13 and shows a computer simulation result when the following circuit constants are used. ⁇ Circuit Constants in FIG.
  • DC voltage source 1 voltage 100V
  • Inductance (Ldc) of DC reactor Ldc: 0.2 mH Capacitance of capacitor C (C): 0.2 micro F
  • Resistance value (R) of the resistive load R 10 ohms
  • Switching frequency (fsw) of reverse conducting semiconductor switch 20 KHz
  • On signal duration of the gate control signal 20 microseconds.
  • FIG. 14 shows the current Iin supplied from the DC voltage source 1, the voltage (load voltage) Vload supplied to the resistive load R, and the first and fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 in FIG.
  • the waveforms of the gate control signal G1 of SW4 and SW4 and the gate control signal G2 of the second and third reverse conducting semiconductor switches SW2 and SW3 are shown.
  • the load voltage Vload is about 130V, which is about 1.5 times higher than about 80V without the diode of FIG. The effect can be confirmed.
  • the first DC current source 51 and the second DC current source 52 are connected to the DC voltage source 1, one end is connected to the DC voltage source 1, and the other end is the first AC terminal AC 1 of the full-bridge MERS circuit 10.
  • a first DC reactor (not shown) connected to the second DC terminal, one end connected to the DC voltage source 1 and the other end connected to the second AC terminal AC2 of the full-bridge MERS circuit 10. Can be replaced with a direct current reactor (not shown).
  • the DC voltage source 1, the DC reactor Ldc having one end connected to the DC voltage source 1, the other end of the DC reactor Ldc, and the first AC terminal AC1 of the full-bridge MERS circuit 10 are connected to the positive electrode.
  • FIG. 15 and FIG. 16 show a DC voltage source in each of the power converter of another configuration of the second embodiment according to the present invention shown in FIG. 2 and the other configuration of the fourth embodiment shown in FIG. It is a circuit block diagram which shows the structure from which the connection polarity of 1 differs.
  • FIG. 15 and FIG. 16 show the connection polarities of the first to fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 to SW4 in FIG. 2 and FIG.
  • the connection polarities are reversed.
  • the capacitor C is a polar capacitor
  • the connection polarity is reversed.
  • FIG. 15 has the same functions, functions, and effects as FIG. 2 and FIG.
  • a reverse-conduction type semiconductor switch uses a P-channel power MOSFET, an antiparallel connection circuit of a PNP transistor and a diode, etc.
  • the same configuration can be used.
  • FIG. 17 is a circuit block diagram showing the configuration of the first embodiment according to the present invention.
  • FIG. 17 shows an example of an embodiment in which power conversion is performed from the DC voltage source 1 to the AC power source 3 simulating a power system.
  • FIG. 17 is a circuit block diagram shown in FIG. 3 in which a first DC current source 51 and a second DC current source 52 are replaced with a DC voltage source 1, a first DC reactor Ldc1, and a second DC reactor Ldc2. Further, the AC power output to the secondary side of the insulation transformer 55 is converted into a DC pulse current via the rectifier circuit RB, and then input between the DC terminals of the polarity switching means, and the AC terminal of the polarity switching means In the meantime, desired AC power is output.
  • the polarity switching unit is a configuration for obtaining single-phase AC power from DC power, and is connected to an AC power source 3 simulating a power system at the AC terminal of the polarity switching unit.
  • a current detection means is connected to the AC terminal of the polarity switching means.
  • the current detection result is obtained.
  • the control means 4 receives the current detection result of the current detection means, and the first to fourth gate control signals G1 to G4 of the first to fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 to SW4 and the polarity switching means.
  • the control means 4 applies the gate control signals G1 to G4 of the first to fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 to SW4 to the pulse density corresponding to the current detection result and the voltage amplitude of the AC reference signal in the control means 4.
  • Modulate (PDM) Further, the control means 4 synchronizes the gate control signals T1 to T4 of the first to fourth self-extinguishing elements Psw1 to Psw4 constituting the polarity switching means with the voltage polarity of the AC reference signal in the control means 4. It is an on / off signal and is a carrier signal with polarity switching.
  • FIG. 18 is a block diagram of the circuit shown in FIG. 17 and shows a computer simulation result when the following circuit constants are used.
  • FIG. 18 shows a current Iin supplied from the DC voltage source 1, a current (load current) Iload supplied to the AC power supply 3 (load), and a voltage (load voltage) applied to the AC power supply 3 (load).
  • Vload the voltage Vc across the capacitor C
  • the gate control signal G1 of the first reverse conducting semiconductor switch SW1 the gate control signal G2 of the second reverse conducting semiconductor switch SW2
  • the first self-extinguishing in the polarity switching means The waveforms of the gate control signal T1 of the arc-shaped element Psw1 and the gate control signal T2 of the second self-extinguishing element Psw2 are shown.
  • 19 and 20 respectively show the current Iin supplied from the DC voltage source 1, the current (load current) Iload supplied to the AC power supply 3, the voltage Vc across the capacitor C, and the first reverse conducting semiconductor switch SW1.
  • the waveforms of the gate control signal G1 and the gate control signal G2 of the second reverse conducting semiconductor switch SW2 are shown, and the time axis is enlarged and displayed.
  • the control means 4 causes the gate control signals G1 to G4 of the first to fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 to SW4 to be subjected to pulse density modulation (in accordance with the voltage amplitude of the AC reference signal in the control means 4).
  • PDM pulse density modulation
  • the load current Iload can be made a fundamental wave (sine wave). That is, it shows that the voltage waveform and the current waveform can be controlled.
  • the voltage Vc across the capacitor C is the maximum peak voltage in the half cycle, so that the resonant inductor 5 and the capacitor C are in a resonant state. Can be confirmed. Since the switching frequency (fsw) of the reverse conducting semiconductor switch is equal to or less than the resonance frequency (fres) determined by the inductance (L) of the resonant inductor 5 and the capacitance (C) of the capacitor C, the first to fourth inverses.
  • the self-extinguishing element constituting the conductive semiconductor switches SW1 to SW4 and the first to fourth self-quenching elements Psw1 to Psw4 constituting the polarity switching means are substantially zero voltage and substantially zero current when turned on. Thus, it can be seen that the soft switching operation is substantially zero voltage when turning off.
  • FIG. 21 is a circuit block diagram showing the configuration of the second embodiment according to the present invention.
  • FIG. 21 shows an example of an embodiment in which AC power supplied from the DC voltage source 1 to the inductive load is converted into AC power having a desired voltage waveform and current waveform.
  • FIG. 21 is a circuit block diagram shown in FIG. 3, in which the first DC current source 51 and the second DC current source 52 are replaced with the DC voltage source 1, the first DC reactor Ldc1 and the first diode D1.
  • the circuit connected in series is replaced with a circuit in which the second DC reactor Ldc2 and the second diode D2 are connected in series.
  • the AC power output to the secondary side of the insulating transformer 55 is converted via the rectifier circuit RB. After the direct current pulse current is obtained, it is input between the DC terminals of the polarity switching means, and desired AC power is output between the AC terminals of the polarity switching means.
  • FIG. 21 is a circuit block diagram shown in FIG. 3, in which the first DC current source 51 and the second DC current source 52 are replaced with the DC voltage source 1, the first DC reactor Ldc1 and the first diode D1.
  • the circuit connected in series is replaced with a circuit in which the second DC reactor Ldc2 and the second diode D2 are connected in series.
  • the polarity switching means is configured to obtain single-phase AC power from DC power, and is configured by a high-frequency filter reactor Lfl and a high-frequency filter capacitor Cfl at the AC terminal of the polarity switching means.
  • a current detection means is provided at the AC terminal of the polarity switching means to obtain a current detection result.
  • the control means 4 receives the current detection result of the current detection means, and the first to fourth gate control signals G1 to G4 of the first to fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 to SW4 and the polarity switching means.
  • the control means 4 also applies the gate control signals G1 to G4 of the first to fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 to SW4 to a pulse corresponding to the current detection result and the voltage amplitude of the output waveform reference signal in the control means 4.
  • Perform width modulation (PWM) Further, the control means 4 synchronizes the gate control signals T1 to T4 of the first to fourth self-extinguishing elements Psw1 to Psw4 constituting the polarity switching means with the voltage polarity of the output waveform reference signal in the control means 4.
  • the on / off signal is a carrier signal with polarity switching.
  • FIG. 21 is a circuit block diagram showing the configuration of the second embodiment according to the present invention.
  • FIG. 21 shows an example of an embodiment in which AC power supplied from the DC voltage source 1 to the inductive load is converted into an arbitrary current waveform.
  • FIG. 21 is a circuit block diagram shown in FIG. 3, in which a first DC current source 51 and a second DC current source 52 are connected in series, a DC voltage source 1, a first DC reactor Ldc1, and a first diode. Is replaced with a circuit in which the second DC reactor Ldc2 and the second diode are connected in series, and the polarity switching means is connected to the secondary side of the insulating transformer 55, which is an output terminal of AC power, via the rectifier circuit RB.
  • the output of the polarity switching means is connected to an inductive load via a circuit constituted by a current detection means, a high frequency filter reactor Lfl, and a high frequency filter capacitor Cfl.
  • the control means 4 receives the current detection result of the current detection means, and the first to fourth gate control signals G1 to G4 of the first to fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 to SW4 and the polarity switching means. Output the gate control signals T1 to T4 of the self-extinguishing elements Psw1 to Psw4, Further, the control means 4 applies pulse width modulation (PWM) to the gate control signals G1 to G4 of the first to fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 to SW4 according to the voltage amplitude of the output waveform reference signal in the control means 4.
  • PWM pulse width modulation
  • control means 4 synchronizes the gate control signals T1 to T4 of the first to fourth self-extinguishing elements Psw1 to Psw4 constituting the polarity switching means with the voltage polarity of the output waveform reference signal in the control means 4. It is a characteristic that the carrier signal is a polarity-switched carrier signal.
  • FIG. 22 is a block diagram of the circuit shown in FIG. 21, and shows a computer simulation result when the following circuit constants are used.
  • Voltage of DC voltage source 1 Three-phase 200 Vrms, 50 Hz AC power supply 3 is input to rectifier circuit RB via an AC reactor having an inductance of 3.185 mH for each phase, and electrostatic is applied between DC output terminals of rectifier circuit RB.
  • a smoothing capacitor Cdc having a capacitance (Cdc) of 200 micro F is connected and used as a DC voltage source (none is shown), Inductance (Ldc1) of first DC reactor Ldc1: 4 mH, Inductance (Ldc2) of second DC reactor Ldc2: 4 mH, Capacitance of capacitor C (C): 0.1 micro F, Resonance inductor 5 inductance (L): 1 mH, Inductance (Lfl) of the reactor Lfl for the high frequency filter: 1 mH, Capacitance (Cfl) of capacitor Cfl for high frequency filter: 20 micro F, Inductive load inductance (Ll): 3 mH, Inductive load resistance (Lr): 10 ohms, Frequency of triangular wave reference signal: 12KHz, Type and frequency of output waveform reference signal: rectangular wave, 100 Hz.
  • FIG. 22 shows the current Iin supplied from the DC voltage source 1, the current (load current) Iload supplied to the inductive load, the voltage (load voltage) Vload supplied to the inductive load, and the capacitor C
  • the waveforms of the both-end voltage Vc, the gate control signal T1 of the first self-extinguishing element Psw1 in the polarity switching means, and the gate control signal T2 of the second self-extinguishing element Psw2 are shown.
  • FIG. 23 shows waveforms of the gate control signal G1 of the first reverse conducting semiconductor switch SW1 and the gate control signal G2 of the second reverse conducting semiconductor switch SW2 when the circuit constants of FIG. 22 are used. The time axis is expanded.
  • the control means 4 uses the gate control signals G1 to G4 of the first to fourth reverse conducting semiconductor switches SW1 to SW4 as the voltage of the output waveform reference signal (rectangular wave) in the control means 4.
  • PWM pulse width modulation
  • FIG. 24 is a diagram showing a computer simulation result when the type of the output waveform reference signal in the control means 4 is a fundamental wave (sine wave) and the frequency is 200 Hz. More specifically, FIG. 24 shows the current Iin supplied from the DC voltage source 1, the current (load current) Iload supplied to the inductive load, the voltage (load voltage) Vload supplied to the inductive load, and the capacitor C The waveform of the both-ends voltage Vc is shown.
  • FIG. 25 is a diagram showing a computer simulation result when the type of the output waveform reference signal in the control means 4 is a triangular wave and the frequency is 200 Hz. More specifically, FIG. 24 shows the current Iin supplied from the DC voltage source 1, the current (load current) Iload supplied to the inductive load, the voltage (load voltage) Vload supplied to the inductive load, and the capacitor C The waveform of the both-ends voltage Vc is shown.
  • the voltage waveform of the load voltage Vload and the current waveform of the load current Iload can be changed according to the purpose and range of control. It can be changed.

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Abstract

　磁気エネルギー回生スイッチを構成する逆導通半導体スイッチをオン／オフするゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサＣが放電して、コンデンサＣの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数を、コンデンサの静電容量と共振インダクタ（５）のインダクタンスで決まる共振周波数以下の範囲で変化させることで、出力される交流電力の電圧波形と、電流波形の制御をする。また、電力変換装置に電力を供給する直流電流源を、ダイオードを介して接続することで、取り出せる電力を増すことができる。

Description

電力変換装置及び直流電力／交流電力変換システム
　本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、磁気エネルギー回生スイッチを用いた電力変換装置に関する。
　従来、直流電力から交流電力への電力変換は、様々な方式が実用化されている。装置の小形化と高効率化が望まれており、また、構成部品の少なさや、制御の簡潔さも求められている。絶縁トランスなどの部品の小形化のために、スイッチング周波数を高周波化すると、一般にスイッチングによる損失が増加する。スイッチング周波数が１０ＫＨｚを超える高速スイッチングでは、スイッチングに使用する半導体素子のオン／オフの過渡状態において、電圧×電流で生じる損失（以下、単に「スイッチング損失」という。）が、半導体素子の導通損失よりもはるかに大きくなっている。
　たとえば、半導体素子をスイッチング素子に用いた電圧源インバータにおいて、高周波の交流で結合する高周波接続の直流／直流変換回路においては、電圧の極性を切り換えるときに、半導体素子を導通状態とすると電流が即立ち上がる。また、半導体素子を阻止状態とすると電圧が即立ち上がり、所謂ハードスイッチング動作が要求される。ハードスイッチング動作は、スイッチング動作時にＥＭＩノイズやＲＦノイズを発生し、また、スイッチング素子で損失を増すことになっていた。
　スイッチング損失を低減させる為には、高速スイッチングに対応した半導体素子を採用する以外に、一方で回路技術として、スイッチングに使用する半導体素子のオン／オフ時に、半導体素子に印加される電圧または電流のどちらか、またはその両方を略ゼロにするソフトスイッチング技術は、重要な解決策である。
　上述の半導体素子を阻止状態としたときの電圧の立ち上がりを遅らせるために、半導体素子と並列にコンデンサを接続し、半導体素子を阻止状態にしても、コンデンサの充電動作により電圧の立ち上がりを遅らせ、電圧が略ゼロの状態で半導体素子を阻止状態にすることができる。しかしながら、コンデンサに電圧がある状態で、半導体素子を導通状態にすると、コンデンサを短絡する電流が流れ、半導体素子にストレスを加える上、スイッチング損失が発生する問題があった。
　さらに、上述の問題を解決する方法の１つに、フルブリッジ型ＰＷＭインバーターのゼロ電圧スイッチングコンバータ（以下、単に「位相シフト方式コンバーター」という。）がある（特許文献１参照）。
　位相シフト方式コンバーターは、半導体素子として、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通型のスイッチング回路／半導体素子を用いる。逆導通型のスイッチング回路／半導体素子としては、たとえば自己消弧形素子とダイオードを、自己消弧形素子の正極側とダイオードの負極側を接続し、かつ自己消弧形素子の負極側とダイオードの正極側を接続したものからなる回路、または製造時に寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子などがある（以下、これらの逆導通型のスイッチング回路／半導体素子を、単に、「逆導通型半導体スイッチ」という）。位相シフト方式コンバーターは、第１の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という）を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、それぞれの逆導通型半導体スイッチの両端に並列に接続したロスレススナバコンデンサと、第１の交流端子と第２の交流端子間に直列に接続され、共振コンデンサと誘導性負荷を直列に接続した回路と、さらに、第１の交流端子と第２の交流端子間に直列に接続され、電力を取り出すための高周波パルストランスと、正極端子と負極端子間に接続された直流電圧源とからなる。
　位相シフト方式コンバーターでは、スイッチング周波数を、共振コンデンサの静電容量と誘導性負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数よりわずかに高い周波数にして、共振コンデンサと誘導性負荷を直列に接続した回路が、誘導性となるようにする。たとえば、第１の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）にした瞬間、回路に電流が流れ続け、第２の逆導通型半導体スイッチを構成するダイオードに電流が流れる。その状態の時に、第２の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオンの状態」という。）にすると、第２の逆導通型半導体スイッチに印加される電圧が略ゼロ電圧で、逆導通型半導体スイッチをオンの状態にすることができる。
　しかしながら、位相シフト方式コンバーターにおいて、スイッチング周波数を共振周波数より低くすると、逆導通型半導体スイッチをオンの状態にした瞬間に、スパイク状の電流が流れてしまう。また、電圧源インバーターであるため、たとえば、第１の逆導通型半導体スイッチレグを構成する２つの逆導通型半導体スイッチを同時にオンの状態にすると短絡する。スイッチング周波数が商用周波数よりはるかに高い（数ＫＨｚ）ため、逆導通型半導体スイッチの動作特性に合わせて、デットタイムを十分に考慮する必要がある。結果として、制御が複雑になる。スイッチング周波数やパルス幅（デューティ）で電力を制御することが困難である問題が残っていた。
　また、もう一方で回路技術として、磁気エネルギー回生スイッチ（以下「ＭＥＲＳ」という）と呼ばれるものが提案され、既に特許として成立している（特許文献２参照）。
　ＭＥＲＳは、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通型のスイッチング回路／半導体素子を用いる。逆導通型のスイッチング回路／半導体素子として、たとえば自己消弧形素子とダイオードを、自己消弧形素子の正極側とダイオードの負極側を接続し、かつ自己消弧形素子の負極側とダイオードの正極側を接続したものからなる回路、または製造時に寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子などがある（以下、これらの逆導通型のスイッチング回路／半導体素子を、単に、「逆導通型半導体スイッチ」という）。ＭＥＲＳは、第１の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子と負極端子間に接続されたコンデンサとからなる。
　フルブリッジ回路の第１の交流端子と第２の交流端子間に、ＭＥＲＳの制御対象の回路を接続する。第１の逆導通型半導体スイッチと第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチと第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオンの状態」という。）のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態とするように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御することで、ＭＥＲＳは、回路の電流が遮断されたときに、コンデンサが、フルブリッジ回路と制御対象の回路の全体に蓄積されている「スナバーエネルギー」を吸収し、制御対象の回路に回生することのできる電流双方向のスイッチ回路として機能する。制御対象の回路に流れる電流の向きを制御の目的・範囲に応じて、順方向・逆方向と切り替えることができる。
　ＭＥＲＳの第１の交流端子と第２の交流端子間に、制御対象の回路として誘導性負荷と交流電源を直列に接続した回路を用いると、誘導性負荷に供給する交流電力を制御することができる。コンデンサと誘導性負荷のインダクタンス成分との共振により、コンデンサが、誘導性負荷のインダクタンス成分に蓄積されている「磁気エネルギー」を吸収（コンデンサは充電）し、誘導性負荷に回生（コンデンサは放電）することで実現している。これは、ＭＥＲＳを用いた交流電源装置として提案され、既に特許として成立している（特許文献３参照）。
　ＭＥＲＳを用いた交流電源装置において、コンデンサの静電容量は、誘導性負荷のインダクタンスと共振状態となる容量であって、制御の目的・範囲に応じてその容量を選択する。特に、コンデンサの静電容量を、コンデンサの静電容量と誘導性負荷のインダクタンスで決まる共振周波数が逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数以上となるように選択することで、逆導通型半導体スイッチをオンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
　ＭＥＲＳを用いた交流電源装置において、逆導通型半導体スイッチの第１のペアがオンの状態のときは、第２のペアをオフの状態に、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態とするように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する。逆導通型半導体スイッチのオンの時間とオフの時間の時間比（デューティ比）は０．５、すなわち、オンの時間とオフの時間は等しい。逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を時間軸で表現したものを制御信号とすると、制御信号の位相は、交流電源の電圧位相に同期させ、かつ制御信号の位相を交流電源の電圧位相から進み（時間的に制御信号の位相の変化が先となる状態）となる制御を行う。制御信号と交流電源の電圧位相の位相差を、制御の目的・範囲に応じて変化させることで、誘導性負荷に供給する交流電力を制御することができる。
　さらに、ＭＥＲＳを用いた交流制御装置が持つ、誘導性負荷とコンデンサの共振、逆導通型半導体素子のソフトスイッチング動作などの特徴を生かした電力変換回路（以下、「ＭＥＲＳ共振インバーター」回路という。）も提案、公開され、既に公知となっている（特許文献４参照）。
　ＭＥＲＳ共振インバーター回路は、電源として直流電流源を使用し、誘導性負荷に対して交流振動電流を与えることができる。すなわち、直流電力／交流電力変換回路として使用できる。
　ＭＥＲＳ共振インバーター回路は、第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と第２の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子と負極端子間に接続されたコンデンサとからなる。コンデンサの静電容量は、誘導性負荷のインダクタンスと共振状態となる容量であって、コンデンサの静電容量と、誘導性負荷のインダクタンスで決まる共振周波数が、目的とする交流振動電流の周波数以上となるようにその容量を選択する。第１の逆導通型半導体スイッチと第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチと第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、第１のペアがオンの状態のときは、第２ペアをオフの状態に、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態とするように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する。
　逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数を、目的とする交流振動電流の周波数以下の範囲とすると、逆導通型半導体スイッチをオンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
　ＭＥＲＳ共振インバーター回路において、直流電流源はフルブリッジ回路の正極端子と負極端子間（コンデンサの両端）に接続され、誘導性負荷はフルブリッジ回路の第１の交流端子と第２の交流端子間に接続する態様をとる。逆導通型半導体スイッチのオンの時間とオフの時間の時間比（デューティ比）は０．５、すなわち、オンの時間とオフの時間は等しい。
　ＭＥＲＳ共振インバーター回路において、直流電流源は、商用交流電源を整流した後に平滑用の直流リアクトルを介して接続したもの、または、直流電圧源を直流リアクトルを介して接続したものなどで実現できる。ＭＥＲＳ共振インバーター回路は、電圧位相と同相の電流が流れる。商用交流電源から直流電流源を作ると、商用交流電源からは力率１に近い回路が接続された状態になる特徴もある。
　ＭＥＲＳ共振インバーター回路は、コンデンサと誘導性負荷のインダクタンス成分との共振により、コンデンサが、誘導性負荷に蓄積されている磁気エネルギーを吸収（コンデンサは充電）し、誘導性負荷に回生（コンデンサは放電）して再利用する。また、直流電流源から供給される電力は、誘導性負荷の抵抗成分で消費される分だけでよいため、直流電流源からＭＥＲＳ共振インバーター回路への給電線の電流容量が小さくて済む特徴もある。コンデンサの静電容量と誘導性負荷のインダクタンス成分で決まるサージインピータンスが、誘導性負荷の抵抗成分より十分に小さいことが重要である。
特開２００２－２３８２５７号公報 特許第３６３４９８２号公報 特許第３７３５６７３号公報 国際公開第２００８／０４４５１２号
　ＭＥＲＳ共振インバーター回路は、制御性が高く安定した動作を行うことができる。たとえば、誘導性負荷のインダクタンスが急変し、共振周波数が急変しても、共振が保たれる機能がある。また、誘導性負荷に供給する交流振動電流の周波数を、共振周波数以下で可変することもできる。
　しかしながら、ＭＥＲＳ共振インバーター回路を電力変換装置として捉えると、出力される電力のダイナミックな制御をしなければならない。誘導性負荷の変動が急変（誘導性負荷のインダクタンスが急変）するような場合、高速な応答が求められるが、ＭＥＲＳ共振インバーター回路に供給する直流電流源の電圧、または電流を制御する方法では、対応が難しかった。また、電流波形の制御が求められる場合でも、対応が難しい課題があった。
　さらに、出力電圧が直流電流源の電圧より高い電圧を取り出すこと場合でも、対応が難しい課題もあった。
　本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、ＭＥＲＳ共振インバーター回路において、出力される交流電力の電圧、電流波形の制御の高速な応答を実現することを目的とする。さらに本発明の他の目的は、取り出せる電圧を、より高くする構成を提供することである。
　本発明は、直流電力から交流電力に変換する電力変換装置に関し、本発明の上記目的は、
　自己消弧形素子とダイオードを、自己消弧形素子の正極側とダイオードの負極側を接続し、かつ自己消弧形素子の負極側とダイオードの正極側を接続した回路、または等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチ（以下、単に、「逆導通型半導体スイッチ」という。）となし、第１の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子と負極端子間に接続されたコンデンサとからなるフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチ（以下、磁気エネルギー回生スイッチを、単に「ＭＥＲＳ」という。）回路と、
　フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の正極端子と負極端子間に接続される直流電流源と、
　フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第１の交流端子と第２の交流端子間に接続され、共振インダクタと絶縁トランスの１次側が直列に接続された回路と、
　制御手段と、を備えるとともに、
　絶縁トランスの２次側は、交流電力の出力端子であって、
　制御手段は、第１の逆導通型半導体スイッチと第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチと第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子が導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチがオンの状態」という。）のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態として、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
　さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が、共振インダクタのインダクタンス（Ｌ）とコンデンサの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）以下となるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
　さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサが放電して、コンデンサの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させることを特徴とする電力変換装置によって達成される。
　また、本発明の上記目的は、
　上述の電力変換装置の直流電流源に換えて、
　直流電圧源と、
　一端が直流電圧源の正極側に接続される直流リアクトルと、
　直流リアクトルの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の正極端子間に接続され、正極側を直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側をフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の正極端子に接続したダイオードと、
で置き換えたことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
　さらに、本発明の上記目的は、
　第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と、第２の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子と負極端子間に接続されたコンデンサとからなるフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路と、
　フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第１の交流端子と負極端子間に接続される第１の直流電流源と、
　フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第２の交流端子と負極端子間に接続される第２の直流電流源と、
　フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第１の交流端子と第２の交流端子間に接続され、共振インダクタと絶縁トランスの１次側が直列に接続された回路と、
　制御手段と、を備えるとともに、
　絶縁トランスの２次側は、交流電力の出力端子であって、
　制御手段は、第１の逆導通型半導体スイッチと第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチと第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態として、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
　さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が、共振インダクタのインダクタンス（Ｌ）とコンデンサの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）以下となるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
　さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサが放電して、コンデンサの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させることを特徴とする電力変換装置によって達成される。
　さらに、本発明の上記目的は、
　上述の電力変換装置の第１の直流電流源と第２の直流電流源に換えて、
　直流電圧源と、
　一端が直流電圧源の正極側に接続される直流リアクトルと、
　直流リアクトルの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第１の交流端子間に接続され、正極側を直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側を第１の交流端子に接続した第１のダイオードと、
　直流リアクトルの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第２の交流端子間に接続され、正極側を直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側を第２の交流端子に接続した第２のダイオードと、
で置き換えたことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
　さらに、本発明の上記目的は、
　上述の電力変換装置のコンデンサに、有極性のコンデンサを使用したことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
　さらに、本発明の上記目的は、
　上述の電力変換装置の１つ、または複数の直流電流源に換えて、
　直流電圧源と、
　直流電圧源に接続される１つ、または複数の直流リアクトルと、
で置き換えたことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
　さらに、本発明の上記目的は、
　上述の電力変換装置の直流電圧源の接続極性を逆にし、
　第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチのそれぞれの接続極性を逆にし、
　さらに、ダイオード、または第１のダイオードと第２のダイオードがあるときは、それぞれの接続極性を逆にし、
　さらに、コンデンサが有極性のコンデンサであるときは、接続極性を逆にしたことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
　さらに、本発明の上記目的は、
　上述の電力変換装置の１つ、または複数のそれぞれの直流電流源の接続極性を逆にし、
　第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチのそれぞれの接続極性を逆にし、
　さらに、ダイオード、または第１のダイオードと第２のダイオードがあるときは、それぞれの接続極性を逆にし、
　さらに、コンデンサが有極性のコンデンサであるときは、接続極性を逆にしたことを特徴とする電力変換装置によって達成される。
　さらに、本発明の上記目的は、
　逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子として電界効果トランジスタ、または同等の構造をもつ半導体素子を使用したとき、
　制御手段は、ダイオードが順方向で導通状態となるときに、自己消弧形素子を導通状態とするように制御することを特徴とする電力変換装置によって達成される。
　さらに、本発明の上記目的は、
　制御手段が、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、同時に変化させることで、出力される交流電力の電圧の波形と電流の波形を、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数の半周期毎に変更することを特徴とする電力変換装置によって達成される。
　さらに、本発明の上記目的は、
　上記の電力変換装置と、
　前記絶縁トランスの２次側に出力される前記交流電力を、整流回路を介して直流パルス電流とした後、極性切替手段の直流端子間に入力し、
　前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、所望の交流電力の周波数で、かつ前記ゲート制御信号に同期したタイミングで切り替えることにより、前記極性切替手段の交流端子から前記所望の交流電力の出力を得ることを特徴とする直流電力／交流電力変換システム、により達成される。
　さらに、本発明の上記目的は、
　上記直流電力／交流電力変換システムにおいて、
　前記極性切替手段の交流端子に設けられ、電流検出結果を出力する電流検出手段と、
　前記制御手段に内蔵された交流基準信号と、を備えるとともに、
　前記電流検出手段の前記電流検出結果は、前記制御手段に入力され、
　前記制御手段は、前記ゲート制御信号を、前記電流検出結果と前記交流基準信号の電圧振幅に応じたパルス密度変調（ＰＤＭ）を行い、
　さらに、前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、前記交流基準信号の電圧極性に同期したタイミングで切り替えること、により達成される。
　さらに、本発明の上記目的は、
　上記直流電力／交流電力変換システムにおいて、
　前記極性切替手段の交流端子に設けられ、電流検出結果を出力する電流検出手段と、
　前記制御手段に内蔵された出力波形基準信号と、を備えるとともに、
　前記電流検出手段の前記電流検出結果は、前記制御手段に入力され、
　前記制御手段は、前記ゲート制御信号を、前記電流検出結果と前記出力波形基準信号の電圧振幅に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、
　さらに、前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、前記出力波形基準信号の電圧極性に同期したタイミングで切り替えることを特徴とする直流電力／交流電力変換システム、により達成される。
　本発明に係る電力変換装置によれば、逆導通型半導体スイッチをオンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作をすることが可能である。
　また、スイッチング周波数と、逆導通型半導体スイッチをオンの状態にする時間を変化させることで、出力する交流電力の電圧と電流の波形が制御でき、かつ、リニアリティの高い、負荷の変動に対して高速な応答で追従させることができる。
　さらに、電力変換装置に供給する直流電力の新しい供給方法により、装置の小型化と出力する交流電力を増大できるという多くの効果がある。
本発明に係る第１の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。 本発明に係る第１の実施形態の別の構成を示す回路ブロック図である。 本発明に係る第２の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。 本発明に係る第２の実施形態の別の構成を示す回路ブロック図である。 図１で示した回路ブロック図において、出力の交流電力を直流電力に変換する構成を示す回路ブロック図である。 図１で示した回路ブロック図において、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させたときの、スイッチング周波数（ｆｓｗ）と負荷に印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄとの関係を示した図である。 図１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果（スイッチング周波数は２０ＫＨｚ）を示す図である。 図１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果（スイッチング周波数は８ＫＨｚ）を示す図である。 図２で示した回路ブロック図において、出力の交流電力を直流電力に変換する構成を示す回路ブロック図である。 図３で示した回路ブロック図において、出力の交流電力を直流電力に変換する構成を示す回路ブロック図である。 図９、図５で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。 図１０で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。 図４で示した回路ブロック図において、出力の交流電力を直流電力に変換する構成を示す回路ブロック図である。 図１３で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。 図２で示した回路ブロック図において、直流電圧源の接続極性が異なる構成を示す回路ブロック図である。 図４で示した回路ブロック図において、直流電圧源の接続極性が異なる構成を示す回路ブロック図である。 本発明に係る第１の応用例の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。 図１７で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。 図１７で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。（時間軸を拡大表示したもの。） 図１７で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。（時間軸を拡大表示したもの。） 本発明に係る第２の実施例の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。 図２１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。 図２１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。（ゲート制御信号について、時間軸で拡大表示したもの。） 図２１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。（出力波形基準信号を基本波（正弦波）とした場合。） 図２１で示した回路ブロック図の計算機シミュレーション結果を示す図である。（出力波形基準信号を三角波とした場合。）
　以下、本発明に係る実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には同一の符号を付与するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組合せは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
　また、以下の説明では、自己消弧形素子とは、素子のゲートに制御信号を印加することにより、素子の順方向の導通状態／阻止状態を制御できる能力のある電子部品を指し示している。
さらに、以下の説明では、自己消弧形素子、および逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、自己消弧形素子、および逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致すると定義している。
　図１は、本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。
　より詳しくは、図１は、自己消弧形素子とダイオードを、自己消弧形素子の正極側とダイオードの負極側を接続し、かつ自己消弧形素子の負極側とダイオードの正極側を接続した回路、または等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチ（以下、単に、「逆導通型半導体スイッチ」という。）となし、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１を構成する自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を構成する自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子ＡＣ１とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の負極側と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の正極側を接続した点を第２の交流端子ＡＣ２とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の正極側と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の正極側を接続して正極端子ＤＣＰとし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の負極側と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の負極側を接続して負極端子ＤＣＮとして構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間に接続されたコンデンサＣとからなるフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチ（以下、磁気エネルギー回生スイッチを、単に「ＭＥＲＳ」という。）回路１０と、
　フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間に接続される直流電流源２と、
　フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と第２の交流端子ＡＣ２間に接続され、共振インダクタ５と絶縁トランス５５の１次側が直列に接続された回路と、
制御手段４と、を備えるとともに、
　絶縁トランス５５の２次側は、交流電力の出力端子であって、
　制御手段４は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４を第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３を第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子が導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチがオンの状態」という。）のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態として、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
　さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）とコンデンサＣの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）以下となるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
　さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサＣが放電して、コンデンサＣの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させることが特徴である。
　次に、本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置の動作を、図５から図８に基づいて説明する。
　図５は、図１で示した回路ブロック図において、直流電流源２を、直流電圧源１と直流リアクトルＬｄｃで置き換え、交流電力の出力端子である絶縁トランス５５の２次側に、整流回路ＲＢと平滑コンデンサＣｄｃを接続して交流電力を直流電力に変換し、さらに、抵抗性負荷Ｒを接続した回路ブロック図である。
　図６は、図５において、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させたときの、スイッチング周波数（ｆｓｗ）と抵抗性負荷Ｒに印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄとの関係を示した図である。
　図７は、図５で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図７の回路定数＞
直流電圧源１の電圧：　１００Ｖ、
直流リアクトルＬｄｃのインダクタンス（Ｌｄｃ）：　５ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： 　０．２マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）：　０．２ｍＨ、
平滑コンデンサＣｄｃの静電容量（Ｃｄｃ）：　１０マイクロＦ、
抵抗性負荷Ｒの抵抗値（Ｒ）：　１０オーム、
逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）：　２０ＫＨｚ、
ゲート制御信号のオン信号の継続時間：　２０マイクロ秒。
　図８は、図７で用いた回路定数において、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を８ＫＨｚに変更したときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
　より詳しくは、図７と図８は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、電力変換装置から出力される電圧Ｖｏｕｔ、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を通過する電流Ｉｓｗ２、第２の逆導通型半導体スイッチに印加される電圧Ｖｓｗ２、第１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１、第２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ３のゲート制御信号Ｇ２の波形を示している。
　図７より、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が２０ＫＨｚのとき、負荷電圧Ｖｌｏａｄは約４０Ｖであるが、図８より、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を８ＫＨｚにすると、負荷電圧Ｖｌｏａｄは約９Ｖにまで降下していることが確認できる。
また、どちらの場合も、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を通過する電流Ｉｓｗ２と、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２より、逆導通型半導体スイッチをオンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作をしていることが確認できる。
　図６は、上述の逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）と抵抗性負荷Ｒに印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄとの関係を示している。スイッチング周波数（ｆｓｗ）を高くすると、負荷電圧Ｖｌｏａｄが直線的に高くなる。なお、スイッチング周波数（ｆｓｗ）を１８ＫＨｚより高くすると負荷電圧Ｖｌｏａｄが低くなるが、これ以上に負荷電圧Ｖｌｏａｄを高くすることは、コンデンサＣの静電容量（Ｃ）を小さくし、かつ、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を短くすることで可能となる。
　次に、本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置の特徴を説明する。
　コンデンサＣの静電容量は、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）との共振で、共振インダクタ５の磁気エネルギーを吸収、放出するだけの、比較的小さな容量でよい。すなわち、共振インダクタ５に発生させる交流振動電流の半周期分の磁気エネルギーを吸収、放出だけに見合う容量でよい。コンデンサＣが、従来の電圧型ＰＷＭインバーター回路で使用されている直流電圧を安定して供給するための大容量の平滑コンデンサと、その容量・目的が全く異なる点である。コンデンサＣは、コンデンサＣが充放電をする際の極性は、コンデンサＣの端子に対して常に一定になるため、有極性コンデンサを使用することもできる。
　また、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子として電界効果トランジスタ、または同等の構造をもつ半導体素子を使用したとき、制御手段４は、ダイオードが順方向で導通状態となるときに、自己消弧形素子を導通状態とするように制御すると、同期整流方式となって導通損失を減らすこともできる。
　さらに、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）とコンデンサＣの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ、１／２π√（ＬＣ））以下となるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御することで、逆導通型半導体スイッチをオンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体素子を構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。この条件を満たす範囲で、絶縁トランス５５の２次側に出力する交流振動電流の周波数を、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）の制御で可変とすることができる。
　さらに、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を上述の範囲内で変化させると、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力の電圧、本実施形態では抵抗性負荷Ｒに印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄを変化させることができ、略ゼロ電圧まで下げることができる。スイッチング周波数（ｆｓｗ）と負荷電圧Ｖｌｏａｄの関係は、一次関数的（直線的）であり、制御手段４による負荷電圧Ｖｌｏａｄの制御が容易にできる。負荷電圧Ｖｌｏａｄをスイッチング周波数（ｆｓｗ）の半周期毎に変更でき、高速な応答が可能である。
　さらに、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサＣが放電して、コンデンサＣの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で、オン信号の継続時間を変化させると、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力の電圧、本実施形態では負荷Ｒに印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄを変化させることができる。
　さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を同時に変化させることで、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力の電圧の波形と電流の波形を、スイッチング周波数（ｆｓｗ）の半周期毎に変更できる。
　さらに、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力を、整流回路（図示されていない）を介して直流パルス電流とした後、極性切替手段（図示されていない）に入力する。
　制御手段４は、極性切替手段の極性の切り替えを、所望の交流電力の周波数で、かつゲート制御信号に同期したタイミングで切り替えることにより、極性切替手段から出力される交流電力を、所望の電圧の波形と、電流の波形、周期の交流電力とすることができる。
　このとき、すべての逆導通型半導体スイッチと、極性切替手段内のすべてのスイッチング素子は、オンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子とスイッチング素子は、略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子とスイッチング素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
　さらに、制御手段４が、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を同時に制御することで、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力の電圧、電流波形を所望の目的に応じて作り出すことができる。
　図２は、本発明に係る第１の実施形態の別の構成の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。
　より詳しくは、図２は、図１で示した本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置の直流電流源２を、直流電圧源１と、一端が直流電圧源１の正極側に接続される直流リアクトルＬｄｃと、直流リアクトルＬｄｃの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰ間に接続され、正極側を直流リアクトルＬｄｃの他端に接続し、かつ負極側をフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰに接続したダイオードＤとで置き換えたことが特徴である。
　図１で示した本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置では、直流電流源２が必要である。直流電流源２は、直流電圧源１と、直流電圧源１に接続される直流リアクトルＬｄｃで置き換えることができる。しかしながら、直流リアクトルＬｄｃのインダクタンス（Ｌｄｃ）が共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）に比べて大きい（５から１０倍程度）ため、直流リアクトルＬｄｃの抵抗成分による損失が増加する場合があった。
　図２で示すとおり、直流リアクトルＬｄｃをダイオードＤを介してフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰに接続することで、電力変換装置に接続される直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎの向きが逆方向になったときに、直流電圧源１に電力が戻ることを防止できる。
　次に、本発明に係る第１の実施形態の別の構成の電力変換装置の動作を、図９と図１１に基づいて説明する。
　図９は、図２で示した回路ブロック図において、交流電力の出力端子である絶縁トランス５５の２次側に、整流回路ＲＢと平滑コンデンサＣｄｃを接続して交流電力を直流電力に変換し、さらに、抵抗性負荷Ｒを接続した回路ブロック図である。
　図１１は、図５と図９で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図１１の回路定数＞
直流電圧源１の電圧：　１００Ｖ、
直流リアクトルＬｄｃのインダクタンス（Ｌｄｃ）：　０．２ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： 　０．１マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）：　０．２ｍＨ、
平滑コンデンサＣｄｃの静電容量（Ｃｄｃ）：　１０マイクロＦ、
抵抗性負荷Ｒの抵抗値（Ｒ）：　１０オーム、
逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）：　１０ＫＨｚ、
ゲート制御信号のオン信号の継続時間：　２０マイクロ秒。
　より詳しくは、図１１は、図９において、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、第１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１、第２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ３のゲート制御信号Ｇ２と、図５において、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、第１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１、第２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ３のゲート制御信号Ｇ２の波形を示している。
　図１１より、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄは、ダイオードＤがある場合は約３５Ｖであり、ダイオードＤがない場合の約１５Ｖよりも、約２．３倍高くなり、十分な効果を確認することができる。
　次に、本発明に係る第１の実施形態の別の構成の電力変換装置の特徴を説明する。
　本発明に係る第１の実施形態の別の構成の電力変換装置の基本的な動作、特徴は、本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置と同様である。以下、本発明に係る第１の実施形態の別の構成の電力変換装置に特有の事項を説明する。
　直流電流源２を、直流電圧源１と、直流電圧源１に接続される直流リアクトルＬｄｃで置き換えることができる。その際に、直流リアクトルＬｄｃをダイオードＤを介してフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰに接続することで、電力変換装置に接続される直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎの向きが逆方向になったときに、直流電圧源１に電力が戻ることを防止している。結果、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力をより多く取り出すことができる。
　図４は、本発明に係る第２の実施形態の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。
　より詳しくは、図４は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の負極側と、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の正極側を接続した点を第１の交流端子ＡＣ１とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の負極側と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の正極側を接続した点を第２の交流端子ＡＣ２とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の正極側と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の正極側を接続して正極端子ＤＣＰとし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の負極側と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の負極側を接続して負極端子ＤＣＮとして構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間に接続されたコンデンサＣとからなるフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０と、
　フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と負極端子ＤＣＮ間に接続される第１の直流電流源５１と、
　フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２と負極端子ＤＣＮ間に接続される第２の直流電流源５２と、
　フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と第２の交流端子ＡＣ２間に接続され、共振インダクタ５と絶縁トランス５５の１次側が直列に接続された回路と、
　制御手段４と、を備えるとともに、
　絶縁トランス５５の２次側は、交流電力の出力端子であって、
　制御手段４は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４を第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３を第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態として、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
　さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）とコンデンサＣの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）以下となるように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
　さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、コンデンサＣが放電して、コンデンサＣの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数（ｆｓｗ）を変化させることが特徴である。
　次に、本発明に係る第２の実施形態の電力変換装置の動作を、図１０と図１２に基づいて説明する。
　図１０は、図３で示した回路ブロック図において、第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２を、直流電圧源１、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と、第２の直流リアクトルＬｄｃ２で置き換え、交流電力の出力端子である絶縁トランス５５の２次側に、整流回路ＲＢと平滑コンデンサＣｄｃを接続して交流電力を直流電力に変換し、さらに、抵抗性負荷Ｒを接続した回路ブロック図である。
　図１２は、図１０で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図１２の回路定数＞
直流電圧源１の電圧：　１００Ｖ、
第１の直流リアクトルＬｄｃ１のインダクタンス（Ｌｄｃ１）：　５ｍＨ、
第２の直流リアクトルＬｄｃ２のインダクタンス（Ｌｄｃ２）：　５ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： 　０．２マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）：　０．２ｍＨ、
平滑コンデンサＣｄｃの静電容量（Ｃｄｃ）：　１０マイクロＦ、
抵抗性負荷Ｒの抵抗値（Ｒ）：　１０オーム、
逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）：　２０ＫＨｚ、
ゲート制御信号のオン信号の継続時間：　２０マイクロ秒。
　より詳しくは、図１２は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、電力変換装置から出力される電圧Ｖｏｕｔ、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を通過する電流Ｉｓｗ２、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２に印加される電圧Ｖｓｗ２、第１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１、第２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ３のゲート制御信号Ｇ２の波形を示している。
　図１２より、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄは約８０Ｖと、高い電圧が取り出せる。これは、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の昇圧機能によるもので、図１０の回路ブロック図において、逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）が２０ＫＨｚとしたとき、コンデンサＣの静電容量（Ｃ）、または共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）を小さくし、ゲート制御信号のオン信号の継続時間を長くすると、直流電圧源１の電圧よりも高い電圧を出力することも可能である。以下の回路定数はその一例であり、提示のない回路定数は図１２での値を準用する。
＜直流電圧源１よりも高い負荷電圧を得るための回路定数の例＞
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： 　０．１マイクロＦ、
ゲート制御信号のオン信号の継続時間：　４５マイクロ秒。
　次に、本発明に係る第２の実施形態の構成の電力変換装置の特徴を説明する。
　本発明に係る第２の実施形態の構成の電力変換装置の基本的な動作、特徴は、本発明に係る第１の実施形態の電力変換装置と同様である。以下、本発明に係る第２の実施形態の構成の電力変換装置に特有の事項を説明する。
　本発明に係る第２の実施形態の構成の電力変換装置では、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１と負極端子ＤＣＮ間に接続される第１の直流電流源５１と、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２と負極端子ＤＣＮ間に接続される第２の直流電流源５２から電力を供給している。フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間から電力を供給する方法に比べて、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力の電圧を高くすることができる。これは、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０を昇圧回路として用いており、入力の直流電圧源１の電圧よりも高い電圧を出力することもできる。
　図４は、本発明に係る第２の実施形態の別の構成の電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。
　より詳しくは、図４は、図３で示した本発明に係る第２の実施形態の電力変換装置の第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２に換えて、直流電圧源１と、一端が直流電圧源１の正極側に接続される直流リアクトルＬｄｃと、直流リアクトルＬｄｃの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１間に接続され、正極側を直流リアクトルＬｄｃの他端に接続し、かつ負極側を第１の交流端子ＡＣ１に接続した第１のダイオードＤ１と、直流リアクトルＬｄｃの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２間に接続され、正極側を直流リアクトルＬｄｃの他端に接続し、かつ負極側を第２の交流端子ＡＣ２に接続した第２のダイオードＤ２とで置き換えたことが特徴である。
　図３で示した本発明に係る第２の実施形態の電力変換装置では、第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２が必要である。第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２は、直流電圧源１と、直流電圧源１に接続される第１の直流リアクトルＬｄｃ１と第２の直流リアクトルＬｄｃ２で置き換えることができる。しかしながら、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と第２の直流リアクトルＬｄｃ２のそれぞれのインダクタンス（Ｌｄｃ１、Ｌｄｃ２）が、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）に比べて大きい（５から１０倍程度）ため、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と第２の直流リアクトルＬｄｃ２のそれぞれの抵抗成分による損失が増加する場合があった。
　図４で示すとおり、直流リアクトルＬｄｃを第１のダイオードＤ１を介してフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１に接続し、かつ、直流リアクトルＬｄｃを第２のダイオードＤ２を介してフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２に接続することで、電力変換装置に接続される直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎの向きが逆方向になったときに、直流電圧源１に電力が戻ることを防止できる。また、直流リアクトルが１つで済む。
　次に、本発明に係る第２の実施形態の別の構成の電力変換装置の動作を、図１３と図１４に基づいて説明する。
　図１３は、図４で示した回路ブロック図において、交流電力の出力端子である絶縁トランス５５の２次側に、整流回路ＲＢと平滑コンデンサＣｄｃを接続して交流電力を直流電力に変換し、さらに、抵抗性負荷Ｒを接続した回路ブロック図である。
　図１４は、図１３で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図１４の回路定数＞
直流電圧源１の電圧：　１００Ｖ、
直流リアクトルＬｄｃのインダクタンス（Ｌｄｃ）：　０．２ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： 　０．２マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）：　０．２ｍＨ、
平滑コンデンサＣｄｃの静電容量（Ｃｄｃ）：　１０マイクロＦ、
抵抗性負荷Ｒの抵抗値（Ｒ）：　１０オーム、
逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）：　２０ＫＨｚ、
ゲート制御信号のオン信号の継続時間：　２０マイクロ秒。
　より詳しくは、図１４は、図１３において、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、抵抗性負荷Ｒに供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、第１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１、第２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ３のゲート制御信号Ｇ２の波形を示している。
　図１４の第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２がある場合、負荷電圧Ｖｌｏａｄは約１３０Ｖであり、図１２のダイオードがない場合の約８０Ｖよりも、約１．５倍高くなり、十分な効果を確認することができる。
　次に、本発明に係る第２の実施形態の別の構成の電力変換装置の特徴を説明する。
　本発明に係る第２の実施形態の別の構成の電力変換装置の基本的な動作、特徴は、本発明に係る第２の実施形態の電力変換装置と同様である。以下、本発明に係る第２の実施形態の別の構成の電力変換装置に特有の事項を説明する。
　第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２を、直流電圧源１と、一端が直流電圧源１に接続され、かつ他端がフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１に接続される第１の直流リアクトル（図示されていない）と、一端が直流電圧源１に接続され、かつ他端がフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２に接続される第２の直流リアクトル（図示されていない）で置き換えることができる。
　この際に、直流電圧源１と、一端が直流電圧源１に接続される直流リアクトルＬｄｃと、直流リアクトルＬｄｃの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１に接続され、正極が直流リアクトルＬｄｃの他端に、かつ負極がフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１に接続される第１のダイオードＤ１と、直流リアクトルＬｄｃの他端とフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ２に接続され、正極が直流リアクトルＬｄｃの他端に、かつ負極がフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第２の交流端子ＡＣ１に接続される第２のダイオードＤ２を接続することで、電力変換装置に接続される直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎの向きが逆方向になったときに、直流電圧源１に電力が戻ることを防止できる。また、直流リアクトルが１つで済む。
　図１５と図１６は、図２で示す本発明に係る第２の実施形態の別の構成と、図４で示す第４の実施形態の別の構成の電力変換装置のそれぞれにおいて、直流電圧源１の接続極性が異なる構成を示す回路ブロック図である。
　より詳しくは、図１５と図１６は、図２と図４のそれぞれにおいて、直流電圧源の接続極性を逆にし、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４のそれぞれの接続極性を逆にし、さらに、ダイオードＤ、または第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２があるときは、それぞれの接続極性を逆にし、さらに、コンデンサＣが有極性のコンデンサであるときは、接続極性を逆にした構成である。
　図１５は図２と、図１６は図４と、それぞれ同一の機能・作用・効果を持つ。
　また、逆導通型半導体スイッチに、ＰチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ、ＰＮＰトランジスタとダイオードの逆並列接続回路などを用いたときも、同様の構成により対応することができる。
　さらに、電力変換装置に接続される直流電流源２の接続極性が異なる場合も同様である。
＜第１の実施例＞
　図１７は、本発明に係る第１の実施例の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。
　図１７は、直流電圧源１から電力系統を模した交流電源３へ電力変換を行う実施形態の例を示している。
　図１７は、図３で示した回路ブロック図において、第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２を、直流電圧源１、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と、第２の直流リアクトルＬｄｃ２で置き換え、さらに、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力を、整流回路ＲＢを介して直流パルス電流とした後、極性切替手段の直流端子間に入力し、極性切替手段の交流端子間に、所望の交流電力を出力させるものである。
　また、図１７では、極性切替手段は、直流電力から単相交流電力を得るための構成であって、極性切替手段の交流端子に、電力系統を模した交流電源３に接続するために、高周波フィルター用リアクトルＬｆｌと、高周波フィルター用コンデンサＣｆｌと、交流リアクトルＬａｃで構成される回路を介して接続し、さらに、制御手段４での制御を行うために、極性切替手段の交流端子に電流検出手段を設け、電流検出結果を得ている。
　制御手段４は、電流検出手段の電流検出結果が入力され、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１～Ｇ４と、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１～Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１～Ｔ４と、を出力し、
　また、制御手段４は、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１～Ｇ４を、電流検出結果と制御手段４内の交流基準信号の電圧振幅に応じたパルス密度変調（ＰＤＭ）を行い、
　さらに、制御手段４は、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１～Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１～Ｔ４を、制御手段４内の交流基準信号の電圧極性に同期したオン／オフ信号であり、かつ極性切替のキャリア信号であることが特徴である。
　次に、本発明に係る第１の実施例の動作を、図１８から図２０に基づいて説明する。
　図１８は、図１７で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図１８の回路定数＞
直流電圧源１の電圧：　１００Ｖ、
第１の直流リアクトルＬｄｃ１のインダクタンス（Ｌｄｃ１）：　４ｍＨ、
第２の直流リアクトルＬｄｃ２のインダクタンス（Ｌｄｃ２）：　４ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： 　０．１マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）：　１ｍＨ、
高周波フィルター用リアクトルＬｆｌのインダクタンス（Ｌｆｌ）：　４ｍＨ、
高周波フィルター用コンデンサＣｆｌの静電容量（Ｃｆｌ）：　２マイクロＦ、
交流リアクトルＬａｃのインダクタンス（Ｌａｃ）：　６ｍＨ
ゲート制御信号のオン信号の継続時間：　３０マイクロ秒、
交流基準信号の周波数：　５０Ｈｚ。
　より詳しくは、図１８は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、交流電源３（負荷）に供給される電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、交流電源３（負荷）に印加される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のゲート制御信号Ｇ１、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲート制御信号Ｇ２、極性切替手段内の第１の自己消弧形素子Ｐｓｗ１のゲート制御信号Ｔ１、第２の自己消弧形素子Ｐｓｗ２のゲート制御信号Ｔ２の波形を示している。
　図１９と図２０は、それぞれ直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、交流電源３に供給される電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のゲート制御信号Ｇ１、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲート制御信号Ｇ２の波形を示しており、時間軸を拡大して表示したものである。
　図１８より、制御手段４で、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１～Ｇ４を、制御手段４内の交流基準信号の電圧振幅に応じたパルス密度変調（ＰＤＭ）を行うことで、負荷電流Ｉｌｏａｄを基本波（正弦波）にすることができる。すなわち、電圧の波形と、電流の波形の制御ができることを示している。
　図１９と図２０より、負荷電流Ｉｌｏａｄが略ゼロとなるとき、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃが、その半周期での最大尖頭電圧であることから、共振インダクタ５とコンデンサＣが共振状態であることが確認できる。
　逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数（ｆｓｗ）は、共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）とコンデンサＣの静電容量（Ｃ）で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）以下であるので、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４を構成する自己消弧形素子と、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弦形素子Ｐｓｗ１～Ｐｓｗ４は、オンにするとき略ゼロ電圧かつ略ゼロ電流で、オフにするとき略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作であることが分かる。
　図２１は、本発明に係る第２の実施例の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。
　図２１は、直流電圧源１から誘導性負荷に供給する交流電力を、所望の電圧の波形と、電流の波形の交流電力に電力変換を行う実施形態の例を示している。
　図２１は、図３で示した回路ブロック図において、第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２を、直流電圧源１と、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と第１のダイオードＤ１を直列に接続した回路と、第２の直流リアクトルＬｄｃ２と第２のダイオードＤ２を直列に接続した回路で置き換え、さらに、絶縁トランス５５の２次側に出力される交流電力を、整流回路ＲＢを介して直流パルス電流とした後、極性切替手段の直流端子間に入力し、極性切替手段の交流端子間に、所望の交流電力を出力させるものである。
　また、図２１では、極性切替手段は、直流電力から単相交流電力を得るための構成であって、極性切替手段の交流端子に、高周波フィルター用リアクトルＬｆｌと、高周波フィルター用コンデンサＣｆｌで構成される回路を介して誘導性負荷を接続し、さらに、制御手段４での制御を行うために、極性切替手段の交流端子に電流検出手段を設け、電流検出結果を得ている。
　制御手段４は、電流検出手段の電流検出結果が入力され、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１～Ｇ４と、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１～Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１～Ｔ４と、を出力し、
　また、制御手段４は、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１～Ｇ４を、電流検出結果と制御手段４内の出力波形基準信号の電圧振幅に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、
　さらに、制御手段４は、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１～Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１～Ｔ４を、制御手段４内の出力波形基準信号の電圧極性に同期したオン／オフ信号であり、かつ極性切替のキャリア信号であることが特徴である。
＜第２の実施例＞
　図２１は、本発明に係る第２の実施例の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。
　図２１は、直流電圧源１から誘導性負荷に供給する交流電力を、任意の電流波形に電力変換を行う実施形態の例を示している。
　図２１は、図３で示した回路ブロック図において、第１の直流電流源５１と第２の直流電流源５２を、直流電圧源１と、第１の直流リアクトルＬｄｃ１と第１のダイオードを直列に接続した回路、第２の直流リアクトルＬｄｃ２と第２のダイオードを直列に接続した回路で置き換え、交流電力の出力端子である絶縁トランス５５の２次側に、整流回路ＲＢを介して極性切替手段に接続し、さらに、極性切替手段の出力を、電流検出手段、高周波フィルター用リアクトルＬｆｌと、高周波フィルター用コンデンサＣｆｌで構成される回路を介して、誘導性負荷に接続したものである。
　制御手段４は、電流検出手段の電流検出結果が入力され、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１～Ｇ４と、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１～Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１～Ｔ４と、を出力し、
　さらに、制御手段４は、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１～Ｇ４を、制御手段４内の出力波形基準信号の電圧振幅に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、
　さらに、制御手段４は、極性切替手段を構成する第１乃至第４の自己消弧形素子Ｐｓｗ１～Ｐｓｗ４のゲート制御信号Ｔ１～Ｔ４が、制御手段４内の出力波形基準信号の電圧極性に同期した極性切替のキャリア信号であることが特徴である。
　次に、本発明に係る第２の実施例の動作を、図２２から図２５に基づいて説明する。
　図２２は、図２１で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
＜図２２の回路定数＞
直流電圧源１の電圧：　三相２００Ｖｒｍｓ、５０Ｈｚの交流電源３を、各相にインダクタンスが３．１８５ｍＨの交流リアクトルを介して整流回路ＲＢに入力し、整流回路ＲＢの直流出力端子間に静電容量（Ｃｄｃ）が２００マイクロＦの平滑コンデンサＣｄｃを接続し、直流電圧源としたもの（いずれも図示されていない）、
第１の直流リアクトルＬｄｃ１のインダクタンス（Ｌｄｃ１）：　４ｍＨ、
第２の直流リアクトルＬｄｃ２のインダクタンス（Ｌｄｃ２）：　４ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： 　０．１マイクロＦ、
共振インダクタ５のインダクタンス（Ｌ）：　１ｍＨ、
高周波フィルター用リアクトルＬｆｌのインダクタンス（Ｌｆｌ）：　１ｍＨ、
高周波フィルター用コンデンサＣｆｌの静電容量（Ｃｆｌ）：　２０マイクロＦ、
誘導性負荷のインダクタンス（Ｌｌ）：　３ｍＨ、
誘導性負荷の抵抗値（Ｌｒ）：　１０オーム、
三角波基準信号の周波数：　１２ＫＨｚ、
出力波形基準信号の種類と周波数：　矩形波、１００Ｈｚ。
　より詳しくは、図２２は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、誘導性負荷に供給される電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、誘導性負荷に供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、極性切替手段内の第１の自己消弧形素子Ｐｓｗ１のゲート制御信号Ｔ１、第２の自己消弧形素子Ｐｓｗ２のゲート制御信号Ｔ２の波形を示している。
　図２３は、図２２の回路定数を用いたときの、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のゲート制御信号Ｇ１、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲート制御信号Ｇ２の波形を示しており、時間軸を拡大したものである。
　図２２と図２３より、制御手段４で、第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１～ＳＷ４のゲート制御信号Ｇ１～Ｇ４を、制御手段４内の出力波形基準信号（矩形波）の電圧振幅に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うことで、負荷電圧Ｖｌｏａｄと負荷電流Ｉｌｏａｄを矩形波にすることができる。すなわち、電圧の波形と、電流の波形の制御ができることを示している。
　図２４は、制御手段４内の出力波形基準信号の種類を基本波（正弦波）、周波数を２００Ｈｚとしたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
　より詳しくは、図２４は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、誘導性負荷に供給される電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、誘導性負荷に供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃの波形を示している。
　図２５は、制御手段４内の出力波形基準信号の種類を三角波、周波数を２００Ｈｚとしたときの、計算機シミュレーション結果を示す図である。
　より詳しくは、図２４は、直流電圧源１から供給される電流Ｉｉｎ、誘導性負荷に供給される電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、誘導性負荷に供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃの波形を示している。
　図２４と図２５より、制御手段４内の出力波形基準信号の種類と周波数を変えることで、負荷電圧Ｖｌｏａｄの電圧の波形と、負荷電流Ｉｌｏａｄの電流の波形を、制御の目的・範囲に応じて変化させることができることを示している。
　本出願は、２００９年５月２９日に出願された特願２００９－１３１６３７に基づく。本明細書中に特願２００９－１３１６３７の明細書、特許請求の範囲、図面全体を参照として取り込むものとする。
１ 直流電圧源
２ 直流電流源
３ 交流電源
４ 制御手段
５ 共振インダクタ

１０ フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路

５１ 第１の直流電流源
５２ 第２の直流電流源
５５ 絶縁トランス

ＡＣ１ 第１の交流端子
ＡＣ２ 第２の交流端子
ＤＣＰ 正極端子
ＤＣＮ 負極端子

Ｄ ダイオード
Ｄ１ 第１のダイオード
Ｄ２ 第２のダイオード

Ｇ１ 第１の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号
Ｇ２ 第２の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号
Ｇ３ 第３の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号
Ｇ４ 第４の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号

ＳＷ１ 第１の逆導通型半導体スイッチ
ＳＷ２ 第２の逆導通型半導体スイッチ
ＳＷ３ 第３の逆導通型半導体スイッチ
ＳＷ４ 第４の逆導通型半導体スイッチ

Ｔ１ 第１の自己消弧形素子のゲート制御信号
Ｔ２ 第２の自己消弧形素子のゲート制御信号
Ｔ３ 第３の自己消弧形素子のゲート制御信号
Ｔ４ 第４の自己消弧形素子のゲート制御信号

Ｐｓｗ１ 第１の自己消弧形素子
Ｐｓｗ２ 第２の自己消弧形素子
Ｐｓｗ３ 第３の自己消弧形素子
Ｐｓｗ４ 第４の自己消弧形素子

Ｌａｃ 交流リアクトル
Ｌｆｌ 高周波フィルター用リアクトル

Ｌｄｃ 直流リアクトル
Ｌｄｃ１ 第１の直流リアクトル
Ｌｄｃ２ 第２の直流リアクトル

Ｌｌ 誘導性負荷のインダクタンス成分
Ｌｒ 誘導性負荷の抵抗成分

Ｃ コンデンサ
Ｃｄｃ 平滑コンデンサ
Ｃｆｌ 高周波フィルター用コンデンサ

Ｌ 共振インダクタのインダクタンス成分

ＲＢ 整流回路
Ｒ 抵抗性負荷

Ｉｉｎ 　電力変換装置に接続される電源から供給される電流
Ｉｓｗ２　第２の逆導通型半導体スイッチを通過する電流
Ｉｌｏａｄ　負荷を流れる電流（負荷電流）

Ｖｃ コンデンサの両端電圧
Ｖｉｎ 電力変換装置に供給される電源から供給される電圧
Ｖｏｕｔ 電力変換装置から出力される電圧
Ｖｌｏａｄ 負荷に印加される電圧（負荷電圧）

Ｖｓｗ２　第２の逆導通型半導体スイッチに印加される電圧

（ｆｓｗ）　逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数
（ｆｒｅｓ）共振周波数
（Ｃ）　コンデンサの静電容量
（Ｃｄｃ） 平滑コンデンサの静電容量
（Ｒ）　抵抗性負荷の抵抗値
（Ｌ）　共振インダクタのインダクタンス
（Ｌｄｃ） 　直流リアクトルのインダクタンス
（Ｌｄｃ１） 　第１の直流リアクトルのインダクタンス
（Ｌｄｃ２） 　第２の直流リアクトルのインダクタンス

（Ｌｌ） 誘導性負荷のインダクタンス
（Ｌｒ） 誘導性負荷の抵抗値

Claims (13)

  1. 　直流電力から交流電力に変換する電力変換装置であって、該電力変換装置は、
    　自己消弧形素子とダイオードを、前記自己消弧形素子の正極側と前記ダイオードの負極側を接続し、かつ前記自己消弧形素子の負極側と前記ダイオードの正極側を接続した回路、または等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチ（以下、単に、「逆導通型半導体スイッチ」という。）となし、第１の前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと第３の前記逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の前記逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の前記逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の前記逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の前記逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の前記逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路の前記正極端子と前記負極端子間に接続されたコンデンサとからなるフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチ（以下、磁気エネルギー回生スイッチを、単に「ＭＥＲＳ」という。）回路と、
    　前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記正極端子と前記負極端子間に接続される直流電流源と、
    　前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子と前記第２の交流端子間に接続され、共振インダクタと絶縁トランスの１次側が直列に接続された回路と、
    　制御手段と、を備えるとともに、
    　前記絶縁トランスの２次側は、交流電力の出力端子であって、
    　前記制御手段は、前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、前記第２の逆導通型半導体スイッチと前記第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、前記第１のペアの２つの前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子が導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチがオンの状態」という。）のときは、前記第２のペアの２つの前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、前記第１のペアがオフの状態のときは、前記第２のペアをオンの状態として、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
    　さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数が、前記共振インダクタのインダクタンスと前記コンデンサの静電容量で決まる共振周波数以下となるように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
    　さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、前記コンデンサが放電して、前記コンデンサの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの前記スイッチング周波数を変化させることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記電力変換装置の前記直流電流源に換えて、
    　直流電圧源と、
    　一端が前記直流電圧源の正極側に接続される直流リアクトルと、
    　前記直流リアクトルの他端と前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記正極端子間に接続され、正極側を前記直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側を前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記正極端子に接続したダイオードと、
    で置き換えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と、第２の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、前記第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と前記第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ前記第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と前記第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路の前記正極端子と前記負極端子間に接続されたコンデンサとからなるフルブリッジ型ＭＥＲＳ回路と、
    　前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子と前記負極端子間に接続される第１の直流電流源と、
    　前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第２の交流端子と前記負極端子間に接続される第２の直流電流源と、
    　前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子と前記第２の交流端子間に接続され、共振インダクタと絶縁トランスの１次側が直列に接続された回路と、
    　制御手段と、を備えるとともに、
    　前記絶縁トランスの２次側は、交流電力の出力端子であって、
    　前記制御手段は、前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、前記第２の逆導通型半導体スイッチと前記第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、前記第１のペアの２つの前記逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、前記第２のペアの２つの前記逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、前記第１のペアがオフの状態のときは、前記第２のペアをオンの状態として、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
    　さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数が、共振インダクタのインダクタンスとコンデンサの静電容量で決まる共振周波数以下となるように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
    　さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、前記コンデンサが放電して、前記コンデンサの両端電圧が略０［Ｖ］になるまでに必要な最低限の時間以上となる範囲で変化させ、かつ前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数を変化させることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　前記電力変換装置の前記第１の直流電流源と前記第２の直流電流源に換えて、
    　直流電圧源と、
    　一端が前記直流電圧源の正極側に接続される直流リアクトルと、
    　前記直流リアクトルの他端と前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子間に接続され、正極側を前記直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側を前記第１の交流端子に接続した第１のダイオードと、
    　前記直流リアクトルの他端と前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第２の交流端子間に接続され、正極側を前記直流リアクトルの他端に接続し、かつ負極側を前記第２の交流端子に接続した第２のダイオードと、
    で置き換えたことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電力変換装置の前記コンデンサに、有極性のコンデンサを使用したことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記電力変換装置の１つ、または複数の前記直流電流源に換えて、
    　前記直流電圧源と、
    　前記直流電圧源に接続される１つ、または複数の前記直流リアクトルと、
    で置き換えたことを特徴とする請求項１、または請求項３のいずれかに記載の電力変換装置。
  7. 　前記電力変換装置の前記直流電圧源の接続極性を逆にし、
    　前記第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチのそれぞれの接続極性を逆にし、
    　さらに、前記ダイオード、または前記第１のダイオードと前記第２のダイオードがあるときは、それぞれの接続極性を逆にし、
    　さらに、前記コンデンサが有極性のコンデンサであるときは、接続極性を逆にしたことを特徴とする請求項２、請求項４、請求項５、または請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記電力変換装置の１つ、または複数のそれぞれの前記直流電流源の接続極性を逆にし、
    　前記第１乃至第４の逆導通型半導体スイッチのそれぞれの接続極性を逆にし、
    　さらに、前記ダイオード、または前記第１のダイオードと前記第２のダイオードがあるときは、それぞれの接続極性を逆にし、
    　さらに、前記コンデンサが有極性のコンデンサであるときは、接続極性を逆にしたことを特徴とする請求項１、請求項３、または請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子として電界効果トランジスタ、または同等の構造をもつ半導体素子を使用したとき、
    　前記制御手段は、前記ダイオードが順方向で導通状態となるときに、前記自己消弧形素子を導通状態とするように制御することを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 　前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数と、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間を、同時に変化させることで、出力される前記交流電力の電圧の波形と電流の波形を、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフのスイッチング周波数の半周期毎に変更することを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 　請求項１乃至請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    　前記絶縁トランスの２次側に出力される前記交流電力を、整流回路を介して直流パルス電流とした後、極性切替手段の直流端子間に入力し、
    　前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、所望の交流電力の周波数で、かつ前記ゲート制御信号に同期したタイミングで切り替えることにより、前記極性切替手段の交流端子から前記所望の交流電力の出力を得ることを特徴とする直流電力／交流電力変換システム。
  12. 　請求項１１に記載の直流電力／交流電力変換システムにおいて、
    　前記極性切替手段の交流端子に設けられ、電流検出結果を出力する電流検出手段と、
    　前記制御手段に内蔵された交流基準信号と、を備えるとともに、
    　前記電流検出手段の前記電流検出結果は、前記制御手段に入力され、
    　前記制御手段は、前記ゲート制御信号を、前記電流検出結果と前記交流基準信号の電圧振幅に応じたパルス密度変調（ＰＤＭ）を行い、
    　さらに、前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、前記交流基準信号の電圧極性に同期したタイミングで切り替えることを特徴とする直流電力／交流電力変換システム。
  13. 　請求項１１に記載の直流電力／交流電力変換システムにおいて、
    　前記極性切替手段の交流端子に設けられ、電流検出結果を出力する電流検出手段と、
    　前記制御手段に内蔵された出力波形基準信号と、を備えるとともに、
    　前記電流検出手段の前記電流検出結果は、前記制御手段に入力され、
    　前記制御手段は、前記ゲート制御信号を、前記電流検出結果と前記出力波形基準信号の電圧振幅に応じたパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い、
    　さらに、前記制御手段は、前記極性切替手段の極性の切り替えを、前記出力波形基準信号の電圧極性に同期したタイミングで切り替えることを特徴とする直流電力／交流電力変換システム。
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