WO2013118678A1 - 電力変換装置及びその駆動方法 - Google Patents

電力変換装置及びその駆動方法 Download PDF

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WO2013118678A1
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inductor
switch element
output
voltage
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達広 鈴木
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日産自動車株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device and a driving method thereof.
  • a power conversion device such as a converter is generally used as one of power conversion means.
  • the power conversion device is composed of components such as switching elements such as MOSFETs and IGBTs, diodes, capacitors, inductors, and transformers, and has various functions.
  • Soft switching technology has been developed as a technique for improving efficiency and reducing noise.
  • Soft switching is a technique for reducing the loss and noise generated during switching by setting the voltage applied to the switching element or the current flowing through the switching element to zero when the switching element switches.
  • Non-Patent Document 1 a power conversion device described in Non-Patent Document 1 has been proposed.
  • This power conversion device is a booster circuit, and an insulated power factor correction circuit is realized by soft switching.
  • the turn-on of the switch element is a zero current switch, and the turn-off is a zero voltage switch (see Non-Patent Document 1).
  • the input circuit is AC 90V to 240Vrms (126V to 336Vpeak) considering the world-wide input, and the output circuit varies in voltage depending on the charging state of the high voltage battery, and the reference voltage is set to DC 300V, for example 200V It will fluctuate in the range of ⁇ 400V. For this reason, in such a case, the power conversion device needs to be able to perform a step-up operation and a step-down operation.
  • Non-Patent Document 1 when trying to realize this step-up operation and step-down operation, there is nothing that suppresses an increase in output current when attempting step-down operation. Since the current flows rapidly, there is a concern that a voltage significantly exceeding the withstand voltage of the switch elements is applied, and the semiconductor elements are destroyed.
  • Non-Patent Document 1 when the technique described in Non-Patent Document 1 is applied to the charging circuit, it is necessary to add a step-down power converter to the step-up power converter that improves the power factor to form a two-stage configuration. For this reason, there was a limit to cost reduction due to an increase in the number of parts. In the two-stage configuration, two power converters are connected in series, so there is a limit in reducing loss, size, and cost.
  • An object of the present invention is to provide a power converter and a driving method thereof capable of reducing loss, size, and cost, and capable of suppressing the possibility of destruction of a semiconductor element and deterioration of power factor. It is in.
  • a power converter of the present invention includes a primary circuit having a first inductor, a switch unit having an input terminal connected to the first inductor, a primary winding of a transformer connected to an output terminal of the switch unit, A secondary circuit is provided when energy generated on the secondary winding side by energization of the primary winding is supplied to the load.
  • the switch unit is interposed between the first and second diodes having an anode connected to the input terminal side and a cathode connected to the output terminal side and connected in parallel to each other, and the cathode and the output terminal of the first diode.
  • a first switch element; and a second switch element interposed between the input terminal and the anode of the second diode.
  • the secondary circuit includes a second inductor between the secondary winding and the load. .
  • the secondary circuit since the secondary circuit has the second inductor between the secondary winding and the load, the second inductor suppresses an increase in output current during the step-down operation, and the current flows rapidly. Therefore, it is possible to prevent a situation in which a voltage significantly exceeding the withstand voltage of the switch elements is not applied and the semiconductor elements are destroyed. Further, since destruction of the semiconductor element is prevented, it is not necessary to use a high breakdown voltage element, and it is possible to prevent a situation in which the loss in the semiconductor element increases. Furthermore, since the step-up and step-down can be realized by a single-stage circuit using the second inductor, the two power converters are not connected in series, and loss, size, and cost can be reduced. .
  • 6 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 2 according to the second embodiment and the current waveforms of the switch elements S21 to S24. It is a graph which shows the correlation with the drive signal of the power converter device 2 which concerns on 2nd Embodiment, and the current waveform of the output inductor Lo. 6 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 2 according to the second embodiment and the current waveforms of the switch elements S21 to S24. It is a graph which shows the correlation with the drive signal of the power converter device 2 which concerns on 2nd Embodiment, and the current waveform of the resonant inductor Lr.
  • FIG. 6 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 2 according to the second embodiment and the voltage waveforms of the switch elements S21 to S24, where (a) shows the voltages of the first and second switch elements S21 and S22; (B) has shown the voltage of 3rd and 4th switch element S23, S24. It is a graph which shows the correlation with the drive signal with respect to switch element S21, S22 of the power converter device 2 which concerns on 2nd Embodiment, and the voltage waveform of resonance capacitor Cr1. It is a graph which shows the current waveform of the drive signal and output inductor Lo when obtaining 1 kW output power in the case of boosting from a DC power supply DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V.
  • FIG. 5 is a graph showing a drive signal and a current waveform of switch elements S21 to S24 when obtaining an output power of 1 kW when boosting from a DC power supply DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V.
  • FIG. 6 is a graph showing a drive signal and voltage waveforms of switch elements S21 to S24 when obtaining an output power of 1 kW when boosting from a DC power supply DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V, (a) is a switch The voltage of element S21, S22 is shown, (b) has shown the voltage of switch element S23, S24.
  • 7 is a graph showing a drive signal and a current waveform of switch elements S21 to S24 when an output power of 2 kW is obtained in the case of boosting from a DC power supply DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V.
  • FIG. 7 is a graph showing a drive signal and voltage waveforms of switch elements S21 to S24 when an output power of 2 kW is obtained when boosting from a DC power supply DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V
  • (a) is a switch The voltage of element S21, S22 is shown
  • (b) has shown the voltage of switch element S23, S24.
  • It is a graph which shows the correlation with the drive signal and voltage waveform of resonance capacitor Cr1, Cr2 in the pressure
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a power conversion device 1 according to the present embodiment.
  • a power conversion device 1 shown in FIG. 1 includes a primary circuit 1a and a secondary circuit 1b.
  • the primary circuit 1a includes a DC power source DC and a resonant inductor (first side) connected to a positive terminal of the DC power source DC.
  • DC power source DC shown in the following embodiments is not limited to the DC power source itself, but also includes those that operate in the same manner as the DC power source with a rectifier circuit added to the AC power source.
  • the power conversion device 1 includes a DC element capacitor Ct between the output terminal SUB of the switch unit SU and the primary winding Tra of the transformer Tr. Furthermore, the power converter 1 has a configuration in which an energy storage inductor Lt is connected in parallel to the DC blocking capacitor Ct and the primary winding Tra of the transformer Tr.
  • the secondary circuit 1b of the power conversion device 1 includes two secondary windings Trb and Trc of the transformer Tr, output rectifier diodes Do1 and Do2, and an output capacitor Co.
  • the two secondary windings Trb and Trc of the transformer Tr are connected in series, and one end side of the first secondary winding Trb is connected to the anode of the first output rectifier diode Do1.
  • the other end of the second secondary winding Trc is connected to the anode of the second output rectifier diode Do2.
  • the cathodes of the first and second output rectifier diodes Do1 and Do2, and the two secondary windings Trb and Trc center taps are connected to a load Vo to form a closed circuit.
  • the output capacitor Co is connected in parallel with the load Vo.
  • the switch unit SU includes first and second diodes D1 and D2, first and second switch elements S1 and S2, and a resonance capacitor Cr.
  • the first and second diodes D1 and D2 have an anode connected to the input terminal SUA side, a cathode connected to the output terminal SUB side, and are connected in parallel to each other.
  • the first switch element S1 is interposed between the cathode of the first diode D1 and the output terminal SUB, and conducts the first diode D1 and the output terminal SUB when an ON signal is input.
  • the second switch element S2 is interposed between the input terminal SUA and the anode of the second diode D2, and makes the input terminal SUA and the second diode D2 conductive when an ON signal is input.
  • the resonance capacitor Cr is provided between the connection point a between the cathode of the first diode D1 and the first switch element S1 and the connection point b between the switch element S2 and the second diode D2.
  • the secondary circuit 1b of the power conversion device 1 includes an output inductor (second inductor) Lo.
  • the output inductor Lo is connected between the first and second output rectifier diodes Do1 and Do2 and the output capacitor Co.
  • one end side of the output inductor Lo is connected to the cathodes of the first and second output rectifier diodes Do1 and Do2, and the other end side is connected to one terminal of the load Vo and the output capacitor Co.
  • the power conversion device 1 can realize a step-up operation and a step-down operation by controlling on / off of the switch elements S1, S2 by a control unit (not shown). First, a basic driving method in the step-up operation and the step-down operation will be described.
  • switch elements S1 and S2 are off, and the resonance capacitor Cr is in a charged state. And a control part outputs an ON signal with respect to switch element S1, S2, and turns on switch element S1, S2. At this time, since the phase of the current is delayed by the resonant inductor Lr, a zero current switch is achieved in the switch elements S1 and S2.
  • the voltage applied to the primary winding Tra of the transformer Tr is transmitted to the secondary side, rectified by the output rectifier diodes Do1 and Do2, and applied to the output inductor Lo and the output capacitor Co.
  • the resonant inductor Lr, the energy storage inductor Lt, and the output inductor Lo are charged. Further, when the resonance capacitor Cr is being discharged, since the voltage remains in the resonance capacitor Cr, the first and second diodes D1 and D2 are reversely biased, so that no current flows.
  • the DC power source DC applies a voltage to the primary winding Tra of the resonant inductor Lr, the energy storage inductor Lt, and the transformer Tr, and continues to charge them.
  • the control unit turns off the switch elements S1 and S2.
  • the energy accumulated in the resonant inductor Lr moves to the resonant capacitor Cr through the first and second diodes D1 and D2, and increases its voltage.
  • the maximum voltage applied to the first and second switch elements S1 and S2 is the voltage of the resonant capacitor Cr, assuming that the forward drop voltage of the first and second diodes D1 and D2 during conduction is substantially zero.
  • the voltage increase of the resonance capacitor Cr is delayed with respect to the turn-off of the first and second switch elements S1 and S2. For this reason, a zero voltage switch can be achieved in the first and second switch elements S1, S2.
  • the energy storage inductor Lt applies a voltage / current to the primary winding Tra of the transformer Tr in the opposite direction, so that the transformer Tr is not saturated. It will be.
  • energy is supplied to the load Vo by the energy storage inductor Lt and the output inductor Lo, and current continues to flow.
  • the energy stored in the resonance capacitor Cr is held until the next first and second switch elements S1 and S2 are turned on.
  • step-down step-down is realized by shortening the time during which the switch elements S1 and S2 are turned on.
  • the above is the basic driving method. Next, the boosting operation of the power conversion device 1 will be described.
  • the power converter 1 performs either one of the pulse width modulation control and the pulse density modulation control in order to increase the ON time per unit time of the first and second switch elements S1 and S2.
  • the pulse width modulation control is a method for controlling the pulse width of the drive signals of the first and second switch elements S1 and S2 (that is, the pulse width at which the first and second switch elements S1 and S2 are turned on).
  • the pulse density modulation control is a control method for modulating the density per time of the pulses of the drive signal (that is, the pulses that turn on the first and second switch elements S1 and S2).
  • FIG. 2 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 1 according to this embodiment and the current waveforms of the switch elements S1 and S2.
  • the power conversion device 1 according to this embodiment includes the resonant inductor Lr in the primary circuit 1a, a current phase delay occurs. For this reason, as shown in FIG. 2, the current gradually rises from the turning on of the drive signal. Since the current is zero at the time of turning on, a zero current switch is achieved and the switching loss is reduced.
  • the zero current switch will be described in detail.
  • the simulation was performed under the conditions of an input voltage of 80 VDC, an output voltage of 200 V, an output power of 1 kW, a duty ratio of 0.64, and an operating frequency of 75 kHz.
  • the power conversion device 1 of the present embodiment is assumed to have a maximum output current under these operating conditions. In this simulation, the condition 3 shown in Table 2 is satisfied.
  • FIG. 3 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 1 according to this embodiment and the current waveform of the resonant inductor Lr.
  • FIG. 4 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 1 according to this embodiment and the current waveforms of the switch elements S1 and S2.
  • the current of the resonant inductor Lr is zero when the drive signal is on. Therefore, as shown in FIG. 4, when the drive signal is on, the currents of the switch elements S1 and S2 become zero, and a zero current switch can be realized even under operating conditions where the output current is maximum. .
  • FIG. 5 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 1 according to this embodiment and the current waveform of the output inductor Lo.
  • a current always flows through the output inductor Lo, and the current exceeds 0 when the drive signal is on.
  • the current of the resonant inductor Lr is zero when the drive signal is on, a zero current switch is achieved.
  • the capacitance of the resonance capacitor Cr and the switch elements S1, S2 are set so that the current of the resonance inductor Lr becomes at least zero when the switch elements S1, S2 are turned on.
  • the operating frequency is set.
  • the capacitance and operating frequency of the resonant capacitor Cr are set so that the current of the resonant inductor Lr becomes critical discontinuity.
  • the capacitance of the resonant capacitor Cr is 56 nF as shown in Table 1, and the operating frequency of the switch elements S1 and S2 is 75 kHz. In other operation regions, the operation frequency is controlled to 75 kHz or less so that the current of the resonant inductor Lr is surely discontinuous.
  • FIG. 6 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 1 according to this embodiment and the voltage waveforms of the switch elements S1 and S2.
  • the power conversion device 1 according to this embodiment includes the resonance capacitor Cr in the primary circuit 1a. For this reason, as shown in FIG. 6, the voltage gradually rises from the turning-off of the drive signal, and since the voltage is zero at the turning-off time, a zero voltage switch is achieved and the switching loss is reduced.
  • FIG. 7 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 1 according to this embodiment and the voltage waveform of the resonant capacitor Cr.
  • the resonance capacitor Cr starts discharging. For this reason, as shown in FIG. 7, when the drive signal is turned on at time T0, the voltage of the resonance capacitor Cr decreases. At time T1, discharging of the resonant capacitor Cr is completed. For this reason, the switch elements S1 and S2 must be on for at least the time from the start to the end of the discharge of the resonance capacitor Cr.
  • the switch elements S1 and S2 only need to be on for the above time or longer. However, in consideration of the off period of the switch elements S1 and S2, the switch elements S1 and S2 are within the range up to half of the operation cycle of the on / off control of the switch elements S1 and S2. In this case, the on-time of the switching is adjusted. Thereby, in the power converter device 1 which concerns on this embodiment, output power will be controlled.
  • the pulse width of the drive signal needs to be longer than the time from time T0 to time T1. For this reason, the pulse width having the ON time from time T0 to time T1 is the minimum pulse width from which a zero voltage switch can be obtained.
  • the minimum pulse width is set to one pulse, and the number of pulses per unit time (that is, density) is adjusted. The output power can be controlled by adjusting the number of pulses.
  • the pulse density modulation control is effective when the voltage of the DC power source DC is high. This is because, even when the same output power is obtained, the pulse width needs to be narrowed as the input voltage increases.
  • FIG. 8 is a graph showing a drive signal and a current waveform of the output inductor Lo when an output power of 1 kW is obtained when boosting from a DC power source DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V.
  • the current of the output inductor Lo gradually increases during the period in which the drive signal is turned on, and gradually decreases when the drive signal is turned off.
  • FIG. 9 is a graph showing a drive signal and a current waveform of the resonant inductor Lr when an output power of 1 kW is obtained when boosting from a DC power source DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V.
  • the current of the resonant inductor Lr gradually increases during the period when the drive signal is turned on, and decreases to zero when the drive signal is turned off.
  • FIG. 10 is a graph showing a drive signal and a voltage waveform of the switch elements S1 and S2 when an output power of 1 kW is obtained when boosting from a DC power supply DC of 336VDC to a DC constant voltage load Vo of 400V.
  • the voltages of the switch elements S1 and S2 gradually increase when the drive signal is turned off, and then stabilize at the charging voltage of the resonance capacitor Cr.
  • FIG. 11 is a graph showing a drive signal and a current waveform of the output inductor Lo when obtaining an output power of 2 kW when boosting from a DC power supply DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V.
  • the drive signal is turned on twice during the same period as in FIG. 8, the current of the output inductor Lo repeatedly rises and falls twice during this period.
  • FIG. 12 is a graph showing a drive signal and a current waveform of the resonant inductor Lr when an output power of 2 kW is obtained when boosting from a DC power supply DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V.
  • the drive signal since the drive signal is turned on twice during the same period as in FIG. 9, as in FIG. 11, the drive signal gradually rises during the period when the drive signal is turned on, and reaches zero when the drive signal is turned off. Two current waveforms of the decreasing resonant inductor Lr are obtained.
  • FIG. 13 is a graph showing a drive signal and a voltage waveform of the switch elements S1 and S2 when an output power of 2 kW is obtained when boosting from a DC power supply DC of 336VDC to a DC constant voltage load Vo of 400V.
  • the drive signal since the drive signal is turned on twice during the same period as in FIG. 10, the drive signal gradually rises when the drive signal is turned off, and thereafter the switch elements S1 and S2 that are stabilized by the charging voltage of the resonance capacitor Cr. Two voltage waveforms are obtained.
  • the operating frequency is 31 kHz when the output power is 1 kW, and 62 kHz when the output power is 2 kW.
  • the boosting operation can be performed by adjusting the number of pulses per unit time. Further, as shown in FIG. 11, the number of current pulses flowing through the output inductor Lo is doubled, so that the output power can be doubled. That is, the output power can be controlled by increasing and decreasing the number of pulses per unit time.
  • the pulse density modulation control a phase delay of the current is caused by the resonant inductor Lr, and a zero current switch is achieved as shown in FIGS. Furthermore, in the pulse density modulation control, the ON time of one pulse has the minimum pulse width shown in FIG. 7, so that a zero voltage switch is achieved as shown in FIGS.
  • FIG. 14 is a graph showing the correlation between the ratio of the inductance value of the primary winding Tra of the transformer Tr to the inductance value of the resonant inductor Lr, and the output power and the voltage of the resonant capacitor Cr.
  • FIG. 14 the output power when the exciting inductance value of the transformer Tr is changed with respect to the inductance value of the resonant inductor Lr when boosted from the DC power source DC of 80 VDC to the DC constant voltage load R of 400 VDC, and The simulation result with the voltage of the resonance capacitor Cr is shown.
  • the duty ratio of the switch elements S1 and S2 is constant at 0.5
  • the solid line indicates the output power
  • the broken line indicates the voltage of the resonance capacitor Cr.
  • the ratio when the ratio is reduced, that is, when the inductance value of the primary winding Tra of the transformer Tr is reduced, a larger output power can be obtained even with the same duty ratio. Further, when the ratio is approximately 10 times or less, the output power is increased by 10% or more compared to the 20 times condition, and the effect is increased. This is because if the inductance value of the primary winding Tra is reduced, the current flowing through the primary winding Tra is increased, and the output power is increased by moving this current energy to the secondary side.
  • the voltage applied to the resonance capacitor Cr also increases. Since the voltage of the resonant capacitor Cr is applied to the switch elements S1 and S2 and the diodes D1 and D2, a lower one is desirable. In particular, when the ratio is less than 2 times, the voltage applied to the resonance capacitor Cr is increased to 3 times or more compared to the case of 20 times. For this reason, it is desirable that the ratio is twice or more.
  • the inductance value of the primary winding Tra of the transformer Tr be 2 to 10 times the inductance value of the resonant inductor Lr. This is because when the inductance value of the primary winding Tra of the transformer Tr is 10 times or less than the inductance value of the resonant inductor Lr, it is possible to prevent a situation in which sufficient output power cannot be obtained.
  • the inductance value of the primary winding Tra of the transformer Tr is set to be twice or more the inductance value of the resonance inductor Lr, the voltage applied to the resonance capacitor Cr is increased, and it is not necessary to use a switch element having an excellent withstand voltage. It is.
  • the ratio is more preferably 5 times or more. This is because the voltage applied to the resonance capacitor Cr is further reduced, and a semiconductor device having a withstand voltage similar to that of the prior art can be used.
  • the step-down operation of the power conversion device 1 according to this embodiment realizes a zero current switch and a zero voltage switch even in the step-down operation.
  • the basic driving method is the same as that of the step-up operation.
  • the step-down operation if the period during which the switch elements S1 and S2 are on is shortened, the time for charging the energy storage inductor Lt and the output inductor Lo is also shortened. Thus, the power moved to the load Vo is also reduced. Note that during the period when the switch elements S1 and S2 are off, the energy accumulated in the energy storage inductor Lt and the output inductor Lo by the output rectifier diodes Do1 and Do2 circulates the current to the load Vo.
  • FIG. 15 is a graph showing the correlation between the drive signal and the voltage waveform of the resonance capacitor Cr in the step-down operation of the power conversion device 1 according to this embodiment.
  • FIG. 16 is a graph showing the correlation between the drive signal and the current waveform of the resonant inductor Lr in the step-down operation of the power conversion device 1 according to this embodiment.
  • the switch elements S1 and S2 when the switch elements S1 and S2 are turned on in the step-down operation, the voltage of the resonance capacitor Cr gradually decreases, and when the switch elements S1 and S2 are turned off, the voltage of the resonance capacitor Cr is gradually increased. I will do it. At this time, the voltage of the resonance capacitor Cr was suppressed to 849V.
  • switch elements S1 and S2 and diodes D1 and D2 having a withstand voltage of 1200 V or 1500 V can be applied and can be operated without being destroyed. Also, as shown in FIG. 16, the current of the resonant inductor Lr at this time was about 23 A at the maximum.
  • FIG. 17 is a graph showing the correlation between the drive signal and the current waveforms of the switch elements S1 and S2 in the step-down operation of the power conversion device 1 according to this embodiment.
  • the current of the switch elements S1 and S2 gradually rises from the turning on of the drive signal, and since the current is zero at the time of turning on, the zero current switch is achieved and the switching loss is reduced. It becomes.
  • FIG. 18 is a graph showing the correlation between the drive signal and the voltage waveforms of the switch elements S1 and S2 in the step-down operation of the power conversion device 1 according to this embodiment.
  • the voltage of the switch elements S1 and S2 gradually rises from the OFF of the drive signal. Since the voltage is zero at the OFF time, a zero voltage switch is achieved and the switching loss is reduced. It becomes.
  • the voltage of the resonant capacitor Cr affects the voltages of the switch elements S1 and S2 connected in parallel, and therefore it is preferable that the voltage be as small as possible.
  • An increase in current in the resonant inductor Lr can be suppressed by increasing the inductance value of the resonant inductor Lr or increasing the inductance value of the output inductor Lo.
  • the power conversion device 1 includes the output inductor Lo on the secondary side. For this reason, an increase in current can be suppressed by increasing the inductance value of the output inductor Lo.
  • the inductance value of the output inductor Lo is increased, the current energy in the output inductor Lo is also increased. However, this energy is returned to the load side by the output rectifier diodes Do1 and Do2 without contributing to the charging of the resonance capacitor Cr. Therefore, in the present embodiment, the step-down operation can be performed while preventing the voltage increase of the resonance capacitor Cr.
  • the output inductor Lo serves as a filter that reduces the change in the output current at the time of step-down and step-up, noise generation can also be suppressed.
  • FIG. 19 is a circuit configuration diagram showing a power conversion device 100 according to a comparative example.
  • the power conversion device 100 shown in FIG. 19 does not include the output inductor Lo unlike the one shown in FIG. 1, the output current rapidly increases at the time of step-down. Details will be described below. In the following description, a step-down operation in which the DC power supply 336 VDC, the load R voltage is 200 VDC, the operating frequency is 39 kHz, and the output power is 1 kW will be described as an example.
  • FIG. 20 is a graph showing the correlation between the drive signal and the current waveform at point A in the step-down operation of the power conversion device 100 according to the comparative example.
  • FIG. 21 is a graph showing the correlation between the drive signal and the current waveform of the resonant inductor Lr in the step-down operation of the power conversion device 100 according to the comparative example.
  • the comparative example there is nothing that suppresses an increase in current during the step-down operation, and the current flows rapidly to the load R. Even when the switch elements S1 and S2 are operated with the duty ratio extremely lowered to 0.01 in order to perform a step-down operation with the knowledge that the current suddenly increases, the current suddenly becomes short-circuited. And a current of 509 A flows at the peak.
  • the current of the resonant inductor Lr also becomes large, and the current energy of the resonant inductor Lr becomes large.
  • This current energy moves to the resonance capacitor Cr when the switch elements S1 and S2 are turned off, and the voltage thereof is extremely increased.
  • the voltage is about 61 kV at maximum, and it is practically difficult to step down.
  • FIG. 22 is a graph showing the correlation between the drive signal and the voltage waveform of the resonance capacitor Cr in the step-down operation of the power conversion device 100 according to the comparative example. As shown in FIG. 22, there is a similar concern at start-up starting from a state where the output capacitor Co is not charged. That is, there is a concern that the output capacitor Co is charged to the power supply voltage or higher and the step-up operation is started until the step-up operation is started, an excessive current flows in the circuit, and an excessive voltage is generated in the resonance capacitor Cr. there were.
  • the power conversion device 1 since the power conversion device 1 according to this embodiment includes the output inductor Lo, the output inductor Lo suppresses an increase in output current during the step-down operation, and the above-described problem does not occur.
  • the DC power source DC is used.
  • the DC power source DC includes the DC power source itself and operates in the same manner as the DC power source by adding a rectifier circuit to the AC power source. It is a concept that also includes
  • the output inductor Lo since the output inductor Lo is provided, the output inductor Lo suppresses an increase in output current during the step-down operation, and the current does not flow suddenly and the switch A voltage that significantly exceeds the breakdown voltage of the elements S1 and S2 is not applied, and a situation in which these semiconductor elements are destroyed can be prevented. Further, since the destruction of the semiconductor element is prevented, it is not necessary to use a high breakdown voltage element, and it is possible to prevent a situation in which the loss in the semiconductor element increases. Furthermore, boosting and stepping down can be realized by a single-stage circuit by the output inductor Lo, so that the two power converters are not connected in series, and loss, size, and cost can be reduced. .
  • the inductance value of the primary winding Tra of the transformer Tr is set to be not less than 2 times and not more than 10 times the inductance value of the resonance inductor Lr.
  • the inductance value of the primary winding Tra of the transformer Tr is 10 times or less than the inductance value of the resonant inductor Lr, it is possible to prevent a situation in which sufficient output power cannot be obtained.
  • the inductance value of the primary winding Tra of the transformer Tr is twice or more than the inductance value of the resonant inductor Lr, the voltage applied to the resonant capacitor Cr is increased, and it is not necessary to use a switch element having an excellent breakdown voltage.
  • the resonant capacitor Cr is switched between the resonant inductor Lr and the output inductor when the switch elements S1 and S2 that are turned off during the discharge of the resonant capacitor Cr are turned on. Since at least one current of Lo has a capacity that becomes zero, the current that flows when the switch elements S1 and S2 are turned on can be surely zero, and a zero current switch is realized to reduce switching loss. be able to.
  • switching elements S1 and S2 operate at an operating frequency at which the current of the output inductor Lo becomes discontinuous, a zero current switch can be realized by turning on in this discontinuous period, thereby reducing switching loss. can do.
  • the switching is performed within the range from the time when the discharge of the resonant capacitor Cr starts and ends when the corresponding switch elements S1 and S2 are conducted to the half of the operation cycle of the on / off control of the switch elements S1 and S2.
  • the output power is controlled by adjusting the ON time of S1 and S2.
  • the switch elements S1 and S2 can be turned on up to half of the operation cycle of the on / off control. For this reason, by adjusting the ON time within the above range, it is possible to adjust the output power while achieving a zero voltage switch and reducing the switching loss.
  • the output power can be reduced by adjusting the number of switching pulses per unit time at which the switching elements S1 and S2 are turned off at the same time as the discharging of the resonant capacitor Cr starts and ends when the switching elements S1 and S2 are turned on. Control.
  • the output power can be adjusted while achieving a zero voltage switch and reducing the switching loss.
  • the power converter according to the second embodiment is the same as that of the first embodiment, but the configuration and a part of the driving method are different from those of the first embodiment.
  • differences from the first embodiment will be described.
  • FIG. 23 is a circuit configuration diagram showing the power conversion device 2 according to the second embodiment.
  • the same components as those in FIG. First in the first embodiment, one switch unit SU is provided.
  • the power conversion device 2 according to the second embodiment includes two switch units SU1 and SU2.
  • connection point c the other end of the resonant inductor Lr is connected to the connection point c.
  • the connection point c is branched, one of the branches is connected to the input terminal SU1A of the first switch unit SU1, and the other of the branches is connected to the input terminal SU2A of the second switch unit SU2.
  • the first and second switch units SU1, SU2 are the same as those in the first embodiment.
  • the transformer Tr2 includes a first primary winding Tr2a and a second primary winding Tr2b.
  • One end of the first primary winding Tr2a is connected to the output terminal SU1B of the first switch unit SU1, and the other end is connected to the negative terminal of the DC power source DC via a center tap.
  • the second secondary winding Tr2b has one end connected to the output terminal SU2B of the second switch unit SU2, and the other end connected to the negative terminal of the DC power source DC via a center tap.
  • the secondary circuit 2b is formed with a full-wave rectifier circuit composed of first to fourth output rectifier diodes Do21 to Do24.
  • the power conversion device 2 according to the second embodiment also operates with a push-pull rectifier circuit similar to that of the first embodiment, but the full-wave rectifier circuit can reduce the voltage applied to the diode, the rated voltage is low, and the resistance This is because a low diode can be used.
  • the power conversion device 2 according to the second embodiment does not include the energy storage inductor Lt and the DC blocking capacitor Ct in the primary circuit 2a.
  • the energy storage inductor Lt and the DC blocking capacitor Ct can be made unnecessary.
  • the energy storage inductor Lt uses a value of 400 ⁇ H to supply power to the transformer Tr2 during the switch-off period. If this inductor is removed, the weight can be effectively reduced.
  • the switch elements S21 to S24 are initially turned off, and the resonance capacitors Cr1 and Cr2 of the switch units SU1 and SU2 are charged.
  • a control part outputs an ON signal with respect to switch element S21, S22, and turns on switch element S21, S22. At this time, since the phase of the current is delayed by the resonant inductor Lr, a zero current switch is achieved in the switch elements S21 and S22.
  • the voltage applied to the first primary winding Tr2a of the transformer Tr2 is transmitted to the secondary side, rectified by the first to fourth output rectifier diodes Do21 to Do24, and applied to the output inductor Lo and the output capacitor Co.
  • the resonant inductor Lr and the output inductor Lo are charged. Furthermore, when the resonant capacitor Cr1 is discharging, since the voltage remains in the resonant capacitor Cr1, the first and second diodes D21 and D22 are reverse-biased, so that no current flows.
  • the DC power source DC applies a voltage to the resonant inductor Lr and the first primary winding Tr2a of the transformer Tr2, and continues to charge them.
  • the control unit turns off the switch elements S1 and S2.
  • the energy accumulated in the resonant inductor Lr moves to the resonant capacitor Cr1 through the first and second diodes D21 and D22, and increases its voltage.
  • the maximum voltage applied to the first and second switch elements S21 and S22 is the voltage of the resonant capacitor Cr1 when the forward drop voltage of the first and second diodes D21 and D22 during conduction is substantially zero.
  • the voltage increase of the resonance capacitor Cr1 is delayed with respect to the turn-off of the first and second switch elements S21 and S22. For this reason, a zero voltage switch can be achieved in the first and second switch elements S21 and S22.
  • the second switch unit SU2 When the first switch unit SU1 is on / off controlled as described above, the second switch unit SU2 is in a standby state in which on / off control is not performed.
  • the third and fourth switch elements S23 and S24 of the second switch unit SU2 are on / off controlled in the same manner as the first switch unit SU1.
  • the first switch unit SU1 is in a standby state without being turned on / off.
  • the operation during the on / off control of the second switch unit SU2 is the same as that of the first switch unit SU1.
  • the switch unit SU1 and the switch unit SU2 alternately pass currents through the different primary windings Tr2a and Tr2b of the transformer Tr2.
  • step-down is realized by shortening the time during which the switch elements S21 to S24 are turned on.
  • the power converter 2 performs either one of the pulse width modulation control and the pulse density modulation control as in the first embodiment.
  • FIG. 24 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 2 according to the second embodiment and the current waveforms of the switch elements S21 to S24.
  • the power conversion device 2 according to the second embodiment includes the resonant inductor Lr in the primary circuit 2a, a current phase delay occurs. For this reason, as shown in FIG. 24, the currents of the switch elements S21 to S24 gradually rise from the ON of the drive signals of the switch elements S21 to S24, respectively. Is achieved and switching loss is reduced.
  • the zero current switch will be described in detail.
  • an example is shown in which a simulation is performed using the power conversion device 2 having the circuit constants shown in Table 3 under the conditions of an input voltage of 80 VDC, an output voltage of 200 V, an output power of 1 kW, and a duty ratio of 0.49.
  • the description will be given with reference.
  • the power conversion device 2 of the second embodiment assumes that the output current is maximized under these operating conditions. In this simulation, the condition 2 shown in Table 4 is satisfied.
  • FIG. 25 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power converter 2 according to the second embodiment and the current waveform of the output inductor Lo.
  • FIG. 26 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 2 according to the second embodiment and the current waveforms of the switch elements S21 to S24.
  • the current of the output inductor Lo becomes zero
  • the drive signals of the switch elements S23 and S24 are on, the current of the output inductor Lo is zero. It has become a critical discontinuity. Therefore, as shown in FIG. 26, when the drive signal is turned on, the currents of the switch elements S21 to S24 become zero, and a zero current switch can be realized even under operating conditions where the output current is maximum. .
  • FIG. 27 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 2 according to the second embodiment and the current waveform of the resonant inductor Lr.
  • a current always flows through the resonant inductor Lr, and the current exceeds 0 when the drive signal is on.
  • the current of the output inductor Lo is zero when the drive signal is turned on, a zero current switch is achieved.
  • the capacitance of the resonant capacitor Cr and the operating frequency of the switch elements S21 to S24 are set so that the current of the output inductor Lo becomes at least zero when the switch elements S21 to S24 are turned on. It will be.
  • the capacity and operating frequency of the output inductor Lo are set so that the current of the output inductor Lo becomes a critical discontinuity.
  • the capacitance of the resonant capacitor Cr is 56 nF as shown in Table 3, and the operating frequency of the switch elements S21 to S24 is 37 kHz. In other operation regions, the operation frequency is controlled to be 37 kHz or less to ensure that the current of the output inductor Lo is discontinuous.
  • FIG. 28 is a graph showing the correlation between the drive signal of the power conversion device 2 according to the second embodiment and the voltage waveforms of the switch elements S21 to S24.
  • FIG. 28A shows the correlation between the first and second switch elements S21 and S22. The voltage is shown, and (b) shows the voltages of the third and fourth switch elements S23 and S24.
  • the power conversion device 2 according to the second embodiment includes the resonance capacitors Cr1 and Cr2 in the primary circuit 2a. For this reason, as shown in FIGS.
  • the voltages of the switch elements S21 and S22 gradually rise from the turn-off of the drive signal, and the voltages of the switch elements S23 and S24 gradually increase from the turn-off of the drive signal. Will stand up. Therefore, since the voltage is zero at the off time, a zero voltage switch is achieved, and the switching loss is reduced.
  • FIG. 29 is a graph showing the correlation between the drive signal for the switch elements S21 and S22 of the power conversion device 2 according to the second embodiment and the voltage waveform of the resonance capacitor Cr1.
  • the resonance capacitor Cr1 starts discharging. For this reason, as shown in FIG. 29, when the drive signal is turned on at time T20, the voltage of the resonant capacitor Cr1 decreases. At time T21, the discharge of the resonance capacitor Cr1 is completed. For this reason, the switch elements S21 and S22 must be on for at least the time from when the discharge of the resonance capacitor Cr1 starts to when it ends.
  • the switch elements S21 and S22 need only be on for the above-mentioned time. However, in consideration of the off period of the switch elements S21 and S22, the switch elements S21 and S22 are within a range up to half of the operation cycle of the on / off control of the switch elements S21 and S22. In this case, the on-time of the switching is adjusted. Thereby, in the power converter device 2 which concerns on 2nd Embodiment, output power will be controlled. Furthermore, the first and second switch elements S21 and S22 have been described above as an example, but the same applies to the third and fourth switch elements S23 and S24.
  • the pulse width of the drive signal needs to be equal to or longer than the time from time T20 to time T21.
  • the pulse width of the on-time from time T20 to time T21 is the minimum pulse width from which a zero voltage switch can be obtained.
  • the minimum pulse width is set to one pulse, and the number of pulses per unit time (that is, density) is adjusted.
  • the output power can be controlled by adjusting the number of pulses.
  • the pulse density modulation control is effective when the voltage of the DC power source DC is high. This is because, even when the same output power is obtained, the pulse width needs to be narrowed as the input voltage increases.
  • FIG. 30 is a graph showing a drive signal and a current waveform of the output inductor Lo when an output power of 1 kW is obtained when boosting from a DC power source DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V.
  • the current of the output inductor Lo gradually increases during the period when the drive signals of the first and second switch elements S21 and S22 are turned on, and gradually decreases when the drive signal is turned off.
  • the current of the output inductor Lo gradually increases during the period when the drive signals of the third and fourth switch elements S23 and S24 are turned on, and gradually decreases when the drive signal is turned off.
  • FIG. 31 is a graph showing a drive signal and a current waveform of the switch elements S21 to S24 when an output power of 1 kW is obtained when boosting from a DC power supply DC of 336VDC to a DC constant voltage load Vo of 400V.
  • the currents of the switch elements S21 and S22 gradually increase when the drive signal is turned on, and become zero when the drive signal is turned off.
  • the currents of the switch elements S23 and S24 gradually increase when the drive signal is turned on and become zero when the drive signal is turned off.
  • FIG. 32 is a graph showing drive signals and voltage waveforms of the switch elements S21 to S24 when an output power of 1 kW is obtained when boosting from a DC power supply DC of 336VDC to a DC constant voltage load Vo of 400V.
  • a) shows the voltages of the switch elements S21 and S22
  • (b) shows the voltages of the switch elements S23 and S24.
  • the voltages of the switch elements S21 and S22 gradually increase when the drive signal is turned off, and then stabilize near the charging voltage of the resonance capacitor Cr1.
  • the voltages of the switch elements S23 and S24 also gradually increase when the drive signal is turned off, and thereafter stabilize near the charging voltage of the resonance capacitor Cr2.
  • FIG. 33 is a graph showing a drive signal and a current waveform of the output inductor Lo when obtaining an output power of 2 kW when boosting from a DC power supply DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V.
  • the drive signal since the drive signal is turned on twice in synchronization with FIG. 30, the current of the output inductor Lo repeatedly rises and falls four times during this period.
  • FIG. 34 is a graph showing a drive signal and a current waveform of the switch elements S21 to S24 when an output power of 2 kW is obtained when boosting from a DC power supply DC of 336 VDC to a DC constant voltage load Vo of 400 V.
  • the current of the switch elements S21 to S24 gradually increases when the drive signal is turned on and becomes zero when the drive signal is turned off. Four waveforms are obtained.
  • FIG. 35 is a graph showing a drive signal and a voltage waveform of the switch elements S21 to S24 when an output power of 2 kW is obtained when boosting from a DC power supply DC of 336VDC to a DC constant voltage load Vo of 400V.
  • a) shows the voltages of the switch elements S21 and S22
  • (b) shows the voltages of the switch elements S23 and S24.
  • FIG. 35 since the drive signal is turned on twice during the same period as in FIG. 32, FIG. 35 (a) also gradually increases when the drive signal is turned off, as in FIG. 32 (a). Thereafter, two voltage waveforms of the switching elements S21 and S22 that are stable near the charging voltage of the resonance capacitor Cr1 are obtained.
  • 35B as in FIG. 32B, the voltages of the switch elements S23 and S24 gradually increase when the drive signal is turned off and then stabilize near the charging voltage of the resonance capacitor Cr2. Two waveforms are obtained.
  • the operating frequency is 14 kHz when the output power is 1 kW, and 28 kHz when the output power is 2 kW.
  • the boosting operation can be performed by adjusting the number of pulses per unit time. Further, as shown in FIGS. 30 and 33, the number of current pulses flowing through the output inductor Lo is doubled, so that the output power can be doubled. That is, the output power can be controlled by increasing and decreasing the number of pulses per unit time.
  • the pulse density modulation control a phase delay of the current is generated by the resonant inductor Lr, and a zero current switch is achieved as shown in FIGS. Furthermore, in the pulse density modulation control, the ON time of one pulse has the minimum pulse width shown in FIG. 29, so that a zero voltage switch is achieved as shown in FIG. 32 and FIG.
  • the boost operation is the boost operation.
  • the relationship between the inductance values of the primary windings Tr2a and Tr2b of the transformer Tr2 and the inductance value of the resonant inductor Lr is important. This relationship is the same as that described with reference to FIG.
  • the step-down operation of the power conversion device 2 according to the second embodiment will be described.
  • the power conversion device 2 according to the second embodiment realizes the zero current switch and the zero voltage switch even in the step-down operation.
  • the basic driving method is the same as the step-up operation.
  • the step-down operation if the period during which the switch elements S21 to S24 are turned on is shortened, the time for charging the output inductor Lo is shortened and the load Vo is increased. The power that moves is also reduced.
  • FIG. 36 is a graph showing the correlation between the drive signal and the voltage waveforms of the resonant capacitors Cr1 and Cr2 in the step-down operation of the power conversion device 2 according to the second embodiment, (a) shows the voltage of the resonant capacitor Cr1, (B) shows the voltage of the resonance capacitor Cr2.
  • FIG. 37 is a graph showing the correlation between the drive signal and the current waveform of the resonant inductor Lr in the step-down operation of the power conversion device 2 according to the second embodiment.
  • switch elements S21, S22 and diodes D21, D22 having a withstand voltage of 1200 V or 1500 V can be applied, and can be operated without being destroyed. Further, as shown in FIG. 37, the current of the resonant inductor Lr at this time was about 28 A at the maximum.
  • FIG. 38 is a graph showing the correlation between the drive signal and the current waveforms of the switch elements S21 to S24 in the step-down operation of the power conversion device 2 according to the second embodiment.
  • the current of the switch elements S21 to S24 gradually rises from the turning on of the drive signal, and since the current is zero at the time of turning on, the zero current switch is achieved and the switching loss is reduced. It becomes.
  • FIG. 39 is a graph showing the correlation between the drive signal and the voltage waveforms of the switch elements S21 to S24 in the step-down operation of the power conversion device 2 according to the second embodiment, and (a) shows the voltages of the switch elements S21 and S22. (B) shows the voltages of the switch elements S23 and S24.
  • FIG. 39A the voltages of the switch elements S21 and S22 gradually rise from the turning-off of the drive signal, and the voltage is zero at the turning-off time.
  • the voltages of the switch elements S23 and S24 also gradually rise from the turn-off of the drive signal, and the voltage is zero at the time of turn-off. For this reason, a zero voltage switch is achieved and the switching loss is reduced.
  • the power conversion device 2 according to the second embodiment it is possible to prevent a situation in which the semiconductor element is destroyed as in the first embodiment. Also, the loss, size, and cost can be reduced without connecting the two power converters in series.
  • the voltage applied to the resonance capacitor Cr is increased, and it is not necessary to use a switch element having an excellent withstand voltage.
  • the resonant capacitors Cr1 and Cr2 are turned on when the switching elements S21 to S24 that are turned off when the resonant capacitors Cr1 and Cr2 are turned on are turned on. Since at least one of the currents of Lr and the output inductor Lo has a capacity that becomes zero, the current that flows when the switch elements S21 to S24 are turned on can be surely zero, and a zero current switch is realized and switched. Loss can be reduced.
  • a zero current switch can be realized by turning on in a discontinuous period, and switching loss can be reduced. Also, the output power can be adjusted while achieving a zero voltage switch to reduce switching loss.
  • the effective operating frequency can be doubled by alternately operating them, and the charging period of the resonant inductor Lr can be halved. Therefore, the voltage generated in the switch elements S21 to S24 at the time of boosting can be reduced to about half.
  • the on / off control of the first switch unit SU1 and the on / off control of the second switch unit SU2 are executed alternately, the current flowing in the primary windings Tr2a and Tr2b of the transformer Tr2 for each alternately executed cycle Can be canceled, and the bias of the transformer Tr2 can be easily prevented and the reliability can be improved.
  • the power conversion device 3 according to the third embodiment is the same as that of the first embodiment, but the configuration and a part of the driving method are different from those of the first embodiment. Hereinafter, differences from the first embodiment will be described.
  • FIG. 40 is a circuit configuration diagram showing the power conversion device 3 according to the third embodiment.
  • the power converter 3 according to the third embodiment includes an AC power supply AC instead of the DC power supply DC.
  • the switch unit SU3 includes first to fourth switch elements S31 to S34, first to fourth reverse conducting diodes D31 to D34, and a resonance capacitor Cr.
  • the switch unit SU3 has two signal lines connected in parallel from the input terminal SU3A to the output terminal SU3B, and the first and third switch elements S31 and S33 are connected in series to one of the two signal lines. And is turned on when an ON signal is input.
  • the second and fourth switch elements S32 and S34 are provided in series with the other of the two signal lines, and are turned on when an ON signal is input.
  • the resonance capacitor Cr is provided between a connection point a between the first switch element S31 and the third switch element S33 and a connection point b between the second switch element S32 and the fourth switch element S34. .
  • the first reverse conducting diode D31 has an anode connected to the input terminal SU3A side and a cathode connected to the output terminal SU3B side, and is connected in parallel to the first switch element S31.
  • the second reverse conducting diode D32 has a cathode connected to the input terminal SU3A side and an anode connected to the output terminal SU3B side, and is connected in parallel to the second switch element S32.
  • the third reverse conducting diode D33 has a cathode connected to the input terminal SU3A side and an anode connected to the output terminal SU3B side, and is connected in parallel to the third switch element S33.
  • the fourth reverse conducting diode D34 has an anode connected to the input terminal SU3A side and a cathode connected to the output terminal SU3B side, and is connected in parallel to the fourth switch element S34.
  • the reverse conducting diodes D31 to D34 are built in the switch elements S31 to S34 connected in parallel to form an integral switch element.
  • the power conversion device 3 according to the third embodiment includes the AC power supply AC, and thus operates as follows.
  • the control unit drives the second and third switch elements S32 and S33 on and off in the same manner as the switches S1 and S2 of the first embodiment.
  • the control unit keeps the first and fourth switch elements S31 and S34 in the off state.
  • no current flows through the first and fourth switching elements S31 and S34 and the second and third reverse conducting diodes D32 and D33, and the same circuit configuration as that of the first embodiment is used in operation. Can do. Therefore, power conversion can be performed similarly to the first embodiment, and the same advantages can be obtained.
  • the controller turns on the switch elements S31 and S34 by transmitting an on signal to the first and fourth switch elements S31 and S34 in synchronization with the conduction timing.
  • the resistance when the reverse conducting diodes D31 and D34 are conducted can be a parallel resistance with the switch elements S31 and S34, and the loss during conduction is reduced.
  • the control unit drives the first and fourth switch elements S31 and S34 on and off, and turns off the second and third switch elements S32 and S33. Keep in state. Thus, no current flows through the second and third switch elements S32, S33 and the first and fourth reverse conducting diodes D31, D34, except that the primary current direction is reversed.
  • the operation is the same as that of the first embodiment.
  • the second and third switch elements S32 and S33 are turned on in synchronization with the timing when the reverse bias state is canceled and the second and third reverse conducting diodes D32 and D33 are switched from non-conducting to conducting. It is the same.
  • the power conversion device 3 according to the third embodiment, it is possible to prevent a situation in which the semiconductor element is destroyed as in the first embodiment. Also, the loss, size, and cost can be reduced without connecting the two power converters in series.
  • the voltage applied to the resonance capacitor Cr is increased, and it is not necessary to use a switch element having an excellent withstand voltage.
  • a switching loss can be reduced by realizing a zero current switch.
  • a zero current switch can be realized by turning on in a discontinuous period, and switching loss can be reduced.
  • the output power can be adjusted while reducing the switching loss by achieving the zero voltage switch.
  • bidirectional current switching can be performed by the four switch elements S31 to S34 and the reverse conducting diodes D31 to D34, so that it is necessary to use a rectifier circuit as an input for AC-DC conversion.
  • the loss generated in the rectifier circuit can be reduced.
  • reverse conducting diodes D31 to D34 are used as an integrated switching element built in the switching elements S31 to S34, it is possible to contribute to a reduction in size and cost.
  • the switching elements S31 to S34 are reversed to the conduction.
  • the diodes D31 to D34 are connected in parallel, and the resistance when the reverse conducting diodes D31 to D34 are conducted can be set as the parallel resistance with the switch elements S31 to S34, thereby reducing the loss during conduction.
  • the power conversion device according to the fourth embodiment is the same as that of the above embodiment, but part of the configuration and the driving method is different from that of the above embodiment. Hereinafter, differences from the above embodiment will be described.
  • FIG. 41 is a circuit configuration diagram showing the power conversion device 4 according to the fourth embodiment.
  • the power conversion device 4 according to the fourth embodiment includes an AC power source AC instead of the DC power source DC, as in the third embodiment.
  • the fourth embodiment includes two switch units SU31 and SU32 as in the second embodiment.
  • the first switch unit SU31 is the same as that of the third embodiment, and includes first to fourth switch elements S41 to S44, first to fourth reverse conducting diodes D41 to D44, and a resonance capacitor Cr1.
  • the second switch unit SU32 is the same as that of the third embodiment, and includes fifth to eighth switch elements S45 to S48, fifth to eighth reverse conducting diodes D45 to D48, and a resonant capacitor Cr2. Has been.
  • the control unit performs on / off control of the first switch unit SU31.
  • the control unit drives the second and third switch elements S42 and S43 on and off in the same manner as the switches S1 and S2 of the first embodiment.
  • the control unit keeps the first and fourth switch elements S41 and S44 in the off state.
  • the second switch unit SU32 is in a standby state.
  • the control unit performs on / off control of the second switch unit SU32.
  • the control unit drives the sixth and seventh switch elements S46 and S47 on and off in the same manner as the switches S1 and S2 of the first embodiment.
  • the control unit keeps the fifth and eighth switch elements S45 and S48 in the off state.
  • the first switch unit SU31 is in a standby state.
  • the control unit performs on / off control of the first switch unit SU31.
  • the controller drives the first and fourth switch elements S41 and S44 on and off, and keeps the second and third switch elements S42 and S43 in the off state.
  • the second switch unit SU32 is in a standby state.
  • control unit performs on / off control of the second switch unit SU32.
  • control unit drives the fifth and eighth switch elements S45, S48 on and off, and keeps the sixth and seventh switch elements S46, S47 off.
  • the first switch unit SU31 is in a standby state.
  • the power conversion device 4 according to the fourth embodiment it is possible to prevent a situation in which the semiconductor element is destroyed as in the above embodiment. Also, the loss, size, and cost can be reduced without connecting the two power converters in series.
  • the voltage generated in the switch elements S41 to S48 at the time of boosting can be suppressed to about half.
  • reverse conducting diodes D41 to D48 are used as an integrated switching element built in the switching elements S41 to S48, it is possible to contribute to reduction in size and cost.
  • the voltage applied to the resonance capacitors Cr1 and Cr2 is increased, and it is not necessary to use a switch element having an excellent breakdown voltage.
  • a zero current switch can be realized to reduce switching loss.
  • the resistance when the reverse conducting diodes D41 to D48 are conducted can be a parallel resistance with the switch elements S41 to S48, and loss during conduction can be reduced.
  • a zero current switch can be realized by turning on in a discontinuous period, and switching loss can be reduced. Also, the output power can be adjusted while achieving a zero voltage switch to reduce switching loss.

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Abstract

　電力変換装置１は、共振インダクタＬｒ、スイッチユニットＳＵ、及び、トランスＴｒの一次巻線Ｔｒａを有する一次回路１ａと、トランスＴｒの一次巻線Ｔｒａへの通電により二次巻線Ｔｒｂ，Ｔｒｃ側に発生するエネルギーを負荷に供給する二次回路１ｂとを備えている。スイッチユニットＳＵは、互いに並列接続された第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２と、第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２と、共振キャパシタＣｒとを有している。さらに、二次回路１ｂは、二次巻線Ｔｒｂ，Ｔｒｃと負荷Ｖｏとの間に出力インダクタＬｏを有する。この構成により、損失、サイズ、コストの低減を図ると共に、半導体素子の破壊の可能性及び力率の悪化を抑制することが可能となる。

Description

電力変換装置及びその駆動方法
　本発明は、電力変換装置及びその駆動方法に関する。
　従来、コンバータ等の電力変換装置が電力変換手段の１つとして一般的に使用されている。電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のスイッチ素子、ダイオード、キャパシタ、インダクタ、トランス等の部品で構成されており、様々な機能を有している。
　また、一般に直流負荷の電力を電源コンセントから得る場合、交流を直流に変換する必要がある。その際、高い力率が求められており、電力変換装置の制御によって高い力率を得ている。また、安全性の観点から電力変換装置の入出力間の絶縁が装置内部のトランスにより実現されている。
　このような電力変換装置には、高効率化、小型化、低ノイズ化が求められている。高効率化及び低ノイズ化の手法として、ソフトスイッチング技術が開発されている。ソフトスイッチングとは、スイッチ素子がスイッチする際に、スイッチ素子にかかる電圧、もしくはスイッチ素子に流れる電流をゼロにして、スイッチ時に発生する損失やノイズを軽減する技術である。
　このソフトスイッチングの実現のため、非特許文献１に記載の電力変換装置が提案されている。この電力変換装置は、昇圧回路で、絶縁型の力率改善回路をソフトスイッチングで実現している。スイッチ素子のターンオンはゼロ電流スイッチになり、ターンオフはゼロ電圧スイッチとなっている（非特許文献１参照）。
　近年、電気自動車やプラグインハイブリッド車は、例えば高電圧バッテリーの充電回路などで、このような電力変換装置を車両に搭載する必要がある。充電回路において入力回路はワールドワイド入力を考えると交流９０Ｖ～２４０Ｖｒｍｓ（１２６Ｖ～３３６Ｖｐｅａｋ）、出力回路は高電圧バッテリーの充電状況によって電圧が変動し、基準電圧を直流３００Ｖとした場合においても、例えば２００Ｖ～４００Ｖの範囲で変動することになる。このため、このような場合において、電力変換装置は昇圧動作及び降圧動作をできる必要がある。
　しかし、非特許文献１に記載の構成を用いて１ステージの電力変換装置で、この昇圧動作及び降圧動作を実現しようとした場合、降圧動作させようとすると出力電流の上昇を抑制するものがなく、急激に電流が流れるため、スイッチ素子の耐圧を大幅に超える電圧が印加され、それらの半導体素子を破壊してしまう懸念があった。
　また、半導体素子の破壊を防止するために、高耐圧のスイッチ素子及びダイオードを使用すると、半導体の耐圧がオン抵抗と比例関係にあるため、オン抵抗が高くなり、半導体素子中の損失が増加してしまうという問題がある。
　そのため、非特許文献１に記載の技術を充電回路に適用する場合、力率の改善を行う昇圧電力変換装置に降圧電力変換装置を追加して、２ステージの構成にする必要があった。このことから、部品点数の増加によりコストの低減に限界があった。また、２ステージ構成では２つの電力変換装置が直列につながるので損失、サイズ、コストの低減に限界があった。
平成２２年電気学会全国大会公演集４－０３５磁気エネルギー回生スイッチを用いた絶縁型ソフトスイッチングＰＦＣコンバータ
　本発明の目的とするところは、損失、サイズ、コストの低減を図ると共に、半導体素子の破壊の可能性及び力率の悪化を抑制することが可能な電力変換装置及びその駆動方法を提供することにある。
　本発明の電力変換装置は、第１インダクタと、第１インダクタに入力端子が接続されたスイッチユニットと、スイッチユニットの出力端子に接続されたトランスの一次巻線とを有する一次回路と、トランスの一次巻線への通電により二次巻線側に発生するエネルギーを負荷に供給すると二次回路と、を備えている。また、スイッチユニットは、アノードが前記入力端子側に接続されカソードが出力端子側に接続され互いに並列接続された第１及び第２ダイオードと、第１ダイオードのカソードと出力端子との間に介在した第１スイッチ素子と、入力端子と第２ダイオードのアノードとの間に介在した第２スイッチ素子とを備えており、二次回路は、二次巻線と負荷との間に第２インダクタを有する。
　本発明によれば、二次回路が二次巻線と負荷との間に第２インダクタを有するため、降圧動作時において第２インダクタが出力電流の上昇を抑制することとなり、急激に電流が流れずスイッチ素子の耐圧を大幅に超える電圧が印加されなくなり、それらの半導体素子を破壊してしまう事態を防止することができる。また、半導体素子の破壊が防止されることから、高耐圧の素子を用いる必要がなく半導体素子中の損失が増加してしまう事態についても防止できる。さらには、第２インダクタにより昇圧及び降圧を１ステージの回路により実現することができるため、２つの電力変換装置が直列に接続されることもなく、損失、サイズ、コストの低減を図ることもできる。
本実施形態に係る電力変換装置を示す回路構成図である。 本実施形態に係る電力変換装置の駆動信号とスイッチ素子の電流波形との相関を示すグラフである。 本実施形態に係る電力変換装置の駆動信号と共振インダクタの電流波形との相関を示すグラフである。 本実施形態に係る電力変換装置の駆動信号とスイッチ素子の電流波形との相関を示すグラフである。 本実施形態に係る電力変換装置の駆動信号と出力インダクタの電流波形との相関を示すグラフである。 本実施形態に係る電力変換装置の駆動信号とスイッチ素子の電圧波形との相関を示すグラフである。 本実施形態に係る電力変換装置の駆動信号と共振キャパシタの電圧波形との相関を示すグラフである。 ３３６ＶＤＣの直流電源から４００Ｖの直流定電圧負荷に昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、出力インダクタの電流波形を示すグラフである。 ３３６ＶＤＣの直流電源から４００Ｖの直流定電圧負荷に昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、共振インダクタの電流波形を示すグラフである。 ３３６ＶＤＣの直流電源から４００Ｖの直流定電圧負荷に昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子の電圧波形を示すグラフである。 ３３６ＶＤＣの直流電源から４００Ｖの直流定電圧負荷に昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、出力インダクタの電流波形を示すグラフである。 ３３６ＶＤＣの直流電源から４００Ｖの直流定電圧負荷に昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、共振インダクタの電流波形を示すグラフである。 ３３６ＶＤＣの直流電源から４００Ｖの直流定電圧負荷に昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子の電圧波形を示すグラフである。 共振インダクタＬｒのインダクタンス値に対するトランスＴｒの一次巻線のインダクタンス値の比率と、出力電力及び共振キャパシタＣｒの電圧との相関を示すグラフである。 本実施形態に係る電力変換装置１の降圧動作における駆動信号と共振キャパシタＣｒの電圧波形との相関を示すグラフである。 本実施形態に係る電力変換装置１の降圧動作における駆動信号と共振インダクタＬｒの電流波形との相関を示すグラフである。 本実施形態に係る電力変換装置１の降圧動作における駆動信号とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電流波形との相関を示すグラフである。 本実施形態に係る電力変換装置１の降圧動作における駆動信号とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電圧波形との相関を示すグラフである。 比較例に係る電力変換装置１００を示す回路構成図である。 比較例に係る電力変換装置１００の降圧動作における駆動信号とＡ点における電流波形との相関を示すグラフである。 比較例に係る電力変換装置１００の降圧動作における駆動信号と共振インダクタＬｒの電流波形との相関を示すグラフである。 比較例に係る電力変換装置１００の降圧動作における駆動信号と共振キャパシタＣｒの電圧波形との相関を示すグラフである。 第２実施形態に係る電力変換装置２を示す回路構成図である。 第２実施形態に係る電力変換装置２の駆動信号とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流波形との相関を示すグラフである。 第２実施形態に係る電力変換装置２の駆動信号と出力インダクタＬｏの電流波形との相関を示すグラフである。 第２実施形態に係る電力変換装置２の駆動信号とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流波形との相関を示すグラフである。 第２実施形態に係る電力変換装置２の駆動信号と共振インダクタＬｒの電流波形との相関を示すグラフである。 第２実施形態に係る電力変換装置２の駆動信号とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電圧波形との相関を示すグラフであり、（ａ）は第１及び第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧を示し、（ｂ）は第３及び第４スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧を示している。 第２実施形態に係る電力変換装置２のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２に対する駆動信号と共振キャパシタＣｒ１の電圧波形との相関を示すグラフである。 ３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、出力インダクタＬｏの電流波形を示すグラフである。 ３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流波形を示すグラフである。 ３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電圧波形を示すグラフであり、（ａ）はスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧を示し、（ｂ）はスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧を示している。 ３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、出力インダクタＬｏの電流波形を示すグラフである。 ３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流波形を示すグラフである。 ３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電圧波形を示すグラフであり、（ａ）はスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧を示し、（ｂ）はスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧を示している。 第２実施形態に係る電力変換装置２の降圧動作における駆動信号と共振キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２の電圧波形との相関を示すグラフであり、（ａ）は共振キャパシタＣｒ１の電圧を示し、（ｂ）は共振キャパシタＣｒ２の電圧を示している。 第２実施形態に係る電力変換装置２の降圧動作における駆動信号と共振インダクタＬｒの電流波形との相関を示すグラフである。 第２実施形態に係る電力変換装置２の降圧動作における駆動信号とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流波形との相関を示すグラフである。 第２実施形態に係る電力変換装置２の降圧動作における駆動信号とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電圧波形との相関を示すグラフであり、（ａ）はスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧を示し、（ｂ）はスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧を示している。 第３実施形態に係る電力変換装置３を示す回路構成図である。 第４実施形態に係る電力変換装置４を示す回路構成図である。
　以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態に係る電力変換装置１を示す回路構成図である。図１に示す電力変換装置１は、一次回路１ａと二次回路１ｂとから構成され、一次回路１ａは、直流電源ＤＣと、直流電源ＤＣの正端子に一端側が接続された共振インダクタ（第１インダクタ）Ｌｒと、入力端子ＳＵＡ及び出力端子ＳＵＢを有し共振インダクタＬｒの他端側に入力端子ＳＵＡが接続されたスイッチユニットＳＵと、スイッチユニットＳＵの出力端子ＳＵＢに一端側が接続され他端側に直流電源ＤＣの負端子が接続されたトランスＴｒの一次巻線Ｔｒａとを備えている。なお、以下の実施形態において示す直流電源ＤＣは、直流電源そのものに限らず、交流電源に整流回路を付加して直流電源と同様に動作するものについても含む。
　また、電力変換装置１は、スイッチユニットＳＵの出力端子ＳＵＢとトランスＴｒの一次巻線Ｔｒａとの間に直流素子キャパシタＣｔを備えている。さらに、電力変換装置１は、直流阻止キャパシタＣｔ及びトランスＴｒの一次巻線Ｔｒａに対してエネルギー蓄積インダクタＬｔが並列接続された構成となっている。
　また、電力変換装置１の二次回路１ｂは、トランスＴｒの２つの二次巻線Ｔｒｂ，Ｔｒｃと、出力整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２と、出力キャパシタＣｏを備えている。トランスＴｒの２つの二次巻線Ｔｒｂ，Ｔｒｃは、直列接続され第１二次巻線Ｔｒｂの一端側は第１出力整流ダイオードＤｏ１のアノードに接続されている。また、第２二次巻線Ｔｒｃの他端側は第２出力整流ダイオードＤｏ２のアノードに接続されている。第１及び第２出力整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２のカソード、並びに、２つの二次巻線Ｔｒｂ，Ｔｒｃセンタータップは負荷Ｖｏに接続されて閉回路が形成されている。また、出力キャパシタＣｏは、負荷Ｖｏと並列接続されている。
　また、図１に示すようにスイッチユニットＳＵは、第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２と、第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２と、共振キャパシタＣｒとを備えている。
　第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２は、アノードが入力端子ＳＵＡ側に接続され、カソードが出力端子ＳＵＢ側に接続されると共に互いに並列接続されている。第１スイッチ素子Ｓ１は、第１ダイオードＤ１のカソードと出力端子ＳＵＢとの間に介在しオン信号の入力により第１ダイオードＤ１と出力端子ＳＵＢとを導通させるものである。第２スイッチ素子Ｓ２は、入力端子ＳＵＡと第２ダイオードＤ２のアノードとの間に介在しオン信号の入力により入力端子ＳＵＡと第２ダイオードＤ２とを導通させるものである。
　また、共振キャパシタＣｒは、第１ダイオードＤ１のカソードと第１スイッチ素子Ｓ１との接続点ａ、及び、スイッチ素子Ｓ２と第２ダイオードＤ２との接続点ｂとの間に設けられている。
　さらに、本実施形態において電力変換装置１の二次回路１ｂは、出力インダクタ（第２インダクタ）Ｌｏを備えている。出力インダクタＬｏは、第１及び第２出力整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２と出力キャパシタＣｏとの間に接続されている。具体的に出力インダクタＬｏの一端側は、第１及び第２出力整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２のカソードに接続され、他端側は負荷Ｖｏ及び出力キャパシタＣｏの一端子に接続されている。
　次に、本実施形態に係る電力変換装置１の駆動方法を説明する。この電力変換装置１は、制御部（図示せず）によりスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオンオフ制御することで、昇圧動作と降圧動作とを実現可能となっている。まず、昇圧動作及び降圧動作における基本的な駆動方法を説明する。
　初期的にスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２はオフとなっており、共振キャパシタＣｒは充電された状態となっている。そして、制御部はスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２に対してオン信号を出力してスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をターンオンさせる。このとき、電流は共振インダクタＬｒによって位相が遅れるので、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２においてゼロ電流スイッチが達成される。
　また、このとき、共振インダクタＬｒ、エネルギー蓄積インダクタＬｔ、及び直流阻止キャパシタＣｔとトランスＴｒの一次巻線Ｔｒａの直列回路には、直流電源ＤＣと共振キャパシタＣｒの電圧とを足し合わせた電圧が印加されることとなる。
　トランスＴｒの一次巻線Ｔｒａに印加された電圧は二次側へ伝達され、出力整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２によって整流され、出力インダクタＬｏ及び出力キャパシタＣｏに印加される。
　なお、上記動作中において共振インダクタＬｒ、エネルギー蓄積インダクタＬｔ、及び出力インダクタＬｏは充電されることとなる。さらに、共振キャパシタＣｒが放電中のときは、共振キャパシタＣｒに電圧が残っているため、第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２は逆バイアスとなることから、電流が流れないこととなる。
　その後、共振キャパシタＣｒの放電が終了したとすると、第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２の逆バイアス状態は解消され、第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２にも電流が流れ始める。直流電源ＤＣは、共振インダクタＬｒ、エネルギー蓄積インダクタＬｔ、及びトランスＴｒの一次巻線Ｔｒａに電圧を与え、それらを充電し続ける。
　次に、制御部は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をターンオフさせる。これにより、共振インダクタＬｒに溜まったエネルギーは第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２を通じて共振キャパシタＣｒに移動して、その電圧を上昇させる。ここで、第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２に印加される最大の電圧は、導通時の第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２の順方向降下電圧がほぼゼロだとすると、共振キャパシタＣｒの電圧と同じである。また、第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のターンオフに対して、共振キャパシタＣｒの電圧上昇が遅れる。このため、第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２において、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
　なお、第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオフ期間中では、エネルギー蓄積インダクタＬｔがトランスＴｒの一次巻線Ｔｒａに、これまでと逆方向に電圧・電流を与えるので、トランスＴｒは飽和しないこととなる。また、二次側においては、エネルギー蓄積インダクタＬｔと出力インダクタＬｏとによって、負荷Ｖｏにエネルギーが供給され、電流が流れ続けることとなる。共振キャパシタＣｒに蓄積されたエネルギーは、次の第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のターンオン時まで保持されることとなる。
　上記動作においてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオンされた場合、トランスＴｒの一次側には共振キャパシタＣｒの放電により、直流電源ＤＣよりも高い電圧が印加されるため、トランスＴｒの巻線比が１：１であったとしても、出力キャパシタＣｏに並列接続された負荷Ｖｏにおいて、直流電源ＤＣよりも高い電圧を印加することができ、昇圧動作を実現することができる。また、降圧動作においては、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオンされる時間を短くすることで、降圧を実現することとしている。
　上記が基本的な駆動方法である。次いで、電力変換装置１の昇圧動作について説明する。昇圧動作を行う場合、第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の単位時間あたりのオン時間を長くする。具体的に電力変換装置１は、第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の単位時間あたりのオン時間を長くするにあたり、パルス幅変調制御とパルス密度変調制御とのいずれか一方を行う。パルス幅変調制御とは、第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の駆動信号のパルス幅（すなわち、第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオンとなるパルスの幅）を制御する方法である。また、パルス密度変調制御とは、駆動信号のパルス（すなわち、第１及び第２スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオンとなるパルス）の時間当たりの密度を変調する制御方法である。
　電力変換装置１がパルス幅変調制御による昇圧動作を行った場合の例を説明する。なお、この例において各素子の回路定数は表１に示すものを採用している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　さらに、この例では８０ＶＤＣの直流電源ＤＣから昇圧して、バッテリー負荷を模擬した４００ＶＤＣの負荷Ｖｏに、１ｋＷの電力を供給する場合を示すものとする。このときのスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の動作条件は、動作周波数３７ｋＨｚでありデューティ比が０．７３である。
　まず、上記したように本実施形態ではゼロ電流スイッチ及びゼロ電圧スイッチを達成している。図２は、本実施形態に係る電力変換装置１の駆動信号とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電流波形との相関を示すグラフである。上記したように、本実施形態に係る電力変換装置１は一次回路１ａに共振インダクタＬｒを備えるため、電流の位相遅れが発生する。このため、図２に示すように、電流は駆動信号のオンから徐々に立ち上ることとなり、オン時点において電流はゼロであることからゼロ電流スイッチが達成され、スイッチング損失が低減されることとなる。
　なお、ゼロ電流スイッチが達成されるためには、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がターンオンする時点において、共振インダクタＬｒ及び出力インダクタＬｏの少なくとも一方の電流がゼロになっていることが必要である。すなわち、表２に示すようになっている必要がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
 なお、図１に示す回路構成では条件２は実現することができないため、表２では「－」で示した。
　以下、ゼロ電流スイッチを詳細に説明する。なお、ここでは、表１に示した回路定数の電力変換装置１を用いて、入力電圧を８０ＶＤＣ、出力電圧を２００Ｖ、出力電力を１ｋＷ、デューティ比０．６４、動作周波数７５ｋＨｚの条件でシミュレーションを行った例を参照して説明する。本実施形態の電力変換装置１はこの動作条件において、出力電流が最大になるとしている。このシミュレーションでは、表２に示す条件３に該当することとなる。
　図３は、本実施形態に係る電力変換装置１の駆動信号と共振インダクタＬｒの電流波形との相関を示すグラフである。また、図４は、本実施形態に係る電力変換装置１の駆動信号とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電流波形との相関を示すグラフである。図３に示すように、駆動信号のオン時において共振インダクタＬｒの電流はゼロである。このため、図４に示すように、駆動信号のオン時においてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電流はゼロとなり、たとえ出力電流が最大となる動作条件下であっても、ゼロ電流スイッチを実現できることとなる。
　なお、この場合における出力インダクタＬｏの電流は図５に示すようになっている。図５は、本実施形態に係る電力変換装置１の駆動信号と出力インダクタＬｏの電流波形との相関を示すグラフである。図５に示すように、出力インダクタＬｏには、常時電流が流れており、駆動信号のオン時において電流は０を超える値となっている。しかし、図４に示したように、共振インダクタＬｒの電流が駆動信号のオン時にゼロとなっているため、ゼロ電流スイッチが達成されることとなる。
　ここで、図３に示すように、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のターンオン時に共振インダクタＬｒの電流がゼロとなるかどうかは、共振キャパシタＣｒの容量と、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の動作周波数とが問題となる。
　共振キャパシタＣｒの容量を増やしていくと、出力電力を多く取り出せるようになるが、共振インダクタＬｒの電流がゼロになる時間が短くなっていき、ついには電流がゼロにならなくなってしまうからである。同様に、動作周波数を上昇させると、出力電力を多く取り出せるようになるが、共振インダクタＬｒの電流がゼロになる時間が短くなっていき、ついには電流がゼロにならなくなってしまうからである。
　このため、出力電力が最大、且つ入力電流が最大になる場合で、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のターンオン時に共振インダクタＬｒの電流が少なくともゼロになるように、共振キャパシタＣｒの容量及びスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の動作周波数を設定することとなる。特に、本実施形態においては共振インダクタＬｒの電流が臨界の不連続になるように、共振キャパシタＣｒの容量及び動作周波数を設定することとなる。具体的に本実施形態において共振キャパシタＣｒの容量は表１に示すように５６ｎＦであり、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の動作周波数は７５ｋＨｚであった。その他の動作領域においては、７５ｋＨｚ以下の動作周波数になるように制御して、共振インダクタＬｒの電流が確実に不連続になるようにしている。
　次いで、ゼロ電圧スイッチを詳細に説明する。図６は、本実施形態に係る電力変換装置１の駆動信号とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電圧波形との相関を示すグラフである。上記したように、本実施形態に係る電力変換装置１は一次回路１ａに共振キャパシタＣｒを備える。このため、図６に示すように、電圧は駆動信号のオフから徐々に立ち上ることとなり、オフ時点において電圧はゼロであることからゼロ電圧スイッチが達成され、スイッチング損失が低減されることとなる。
　なお、ゼロ電圧スイッチを達成するためには、駆動信号のオフ時点において共振キャパシタＣｒの放電が完了している必要がある。図７は、本実施形態に係る電力変換装置１の駆動信号と共振キャパシタＣｒの電圧波形との相関を示すグラフである。
　上記したように、駆動信号がオンとなると共振キャパシタＣｒは放電を開始する。このため、図７に示すように、時刻Ｔ０において駆動信号がオンとなると共振キャパシタＣｒの電圧が低下していく。そして、時刻Ｔ１において共振キャパシタＣｒの放電が完了する。このため、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２は、共振キャパシタＣｒの放電が開始してから終了する時間までの時間以上オンとなっていなければならない。
　なお、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２は、上記時間以上オンとなっていればよいが、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオフ期間も考慮すると、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオンオフ制御の動作周期の半分までの範囲内において、当該スイッチングのオン時間を調整することとなる。これにより、本実施形態に係る電力変換装置１では出力電力を制御することとなる。
　次に、パルス密度変調制御による昇圧動作を説明する。まず、図７を参照して説明したように、駆動信号のパルス幅は時刻Ｔ０から時刻Ｔ１までの時間以上とする必要がある。このため、時刻Ｔ０から時刻Ｔ１までのオン時間を有するパルス幅がゼロ電圧スイッチを得られる最小のパルス幅である。パルス密度変調制御では、上記最小のパルス幅を１パルスとし、単位時間当たりのパルス数（すなわち密度）を調整する。このパルス数の調整により出力電力を制御できることとなる。
　特に、パルス密度変調制御は、直流電源ＤＣの電圧が高い場合に有効である。同じ出力電力を得る場合でも、入力電圧が高くなると、パルス幅を狭める必要があるからである。
　本実施形態に係る電力変換装置１において３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において、１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、並びに電流及び電圧波形を説明する。
　図８は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、出力インダクタＬｏの電流波形を示すグラフである。図８に示すように、出力インダクタＬｏの電流は駆動信号がオンとなる期間において除々に上昇していき、駆動信号がオフとなると次第に低下していく。
　図９は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、共振インダクタＬｒの電流波形を示すグラフである。図９に示すように、共振インダクタＬｒの電流は、駆動信号がオンとなる期間において徐々に上昇していき、駆動信号がオフとなるとゼロまで低下する。
　図１０は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電圧波形を示すグラフである。図１０に示すように、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電圧は、駆動信号がオフとなると徐々に上昇していき、その後共振キャパシタＣｒの充電電圧で安定する。
　次に、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において、２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、並びに電流及び電圧波形を説明する。
　図１１は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、出力インダクタＬｏの電流波形を示すグラフである。図１１では図８と同期間において駆動信号が２回オンとなっているため、出力インダクタＬｏの電流は、この期間において２回上昇及び低下を繰り返すこととなる。
　図１２は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、共振インダクタＬｒの電流波形を示すグラフである。図１２では図９と同期間において駆動信号が２回オンとなっているため、図１１と同様に、駆動信号がオンとなる期間において徐々に上昇していき、駆動信号がオフとなるとゼロまで低下する共振インダクタＬｒの電流波形が２つ得られることとなる。
　図１３は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電圧波形を示すグラフである。図１３では図１０と同期間において駆動信号が２回オンとなっているため、駆動信号がオフとなると徐々に上昇していき、その後共振キャパシタＣｒの充電電圧で安定するスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電圧波形が２つ得られることとなる。
　なお、出力電力が１ｋＷの場合において動作周波数は３１ｋＨｚで、２ｋＷの場合においては６２ｋＨｚである。
　このように、パルス密度変調制御では、単位時間当たりのパルス数を調整して昇圧動作を行うことができる。また、図１１に示すように、出力インダクタＬｏに流れる電流パルスの数も２倍となることから、出力電力も２倍とすることができる。すなわち、単位時間当たりのパルスの数を増加及び減少させることにより、出力電力を制御できることとなる。
　また、パルス密度変調制御において共振インダクタＬｒにより電流の位相遅れが生じて図９及び図１２に示すようにゼロ電流スイッチが達成されることとなる。さらに、パルス密度変調制御において１つのパルスのオン時間は図７に示した最小のパルス幅を有しているため、図１０及び図１３に示すようにゼロ電圧スイッチが達成されることとなる。
　以上が昇圧動作である。ここで、昇圧動作においては、トランスＴｒの一次巻線Ｔｒａのインダクタンス値と共振インダクタＬｒのインダクタンス値との関係が重要となる。図１４は、共振インダクタＬｒのインダクタンス値に対するトランスＴｒの一次巻線Ｔｒａのインダクタンス値の比率と、出力電力及び共振キャパシタＣｒの電圧との相関を示すグラフである。
　なお、図１４では、８０ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００ＶＤＣの直流定電圧負荷Ｒへ昇圧したときの、共振インダクタＬｒのインダクタンス値に対する、トランスＴｒの励磁インダクタンス値を変化させたときの出力電力、及び、共振キャパシタＣｒの電圧とのシミュレーション結果を示している。また、このときのスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のデューティー比は０．５で一定であり、実線は出力電力を示し、破線は共振キャパシタＣｒの電圧を示している。
　図１４に示すように、比率を小さくすると、すなわちトランスＴｒの一次巻線Ｔｒａのインダクタンス値を小さくすると、同じデューティ比であってもより大きな出力電力を得ることができる。また、比率がおよそ１０倍以下になると２０倍の条件と比較して、出力電力が１０％以上上昇し、効果が大きくなる。これは、一次巻線Ｔｒａのインダクタンス値を小さくすると、一次巻線Ｔｒａに流れる電流が大きくなり、この電流エネルギーが二次側に移動することによって、出力電力が増すためである。
　但し、図１４に示すように、出力電力の上昇と共に共振キャパシタＣｒにかかる電圧も上昇してしまう。共振キャパシタＣｒの電圧はスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２及びダイオードＤ１，Ｄ２に印加されるため、低い方が望ましい。特に、比率が２倍未満になると、２０倍の場合と比較して、共振キャパシタＣｒにかかる電圧が３倍以上に上昇してしまう。このため、比率は２倍以上であることが望ましい。
　以上より、トランスＴｒの一次巻線Ｔｒａのインダクタンス値は、共振インダクタＬｒのインダクタンス値の２倍以上１０倍以下であることが望ましい。トランスＴｒの一次巻線Ｔｒａのインダクタンス値が共振インダクタＬｒのインダクタンス値の１０倍以下とすることにより、充分な出力電力を得られなくなってしまう事態を防止することができるからでる。また、トランスＴｒの一次巻線Ｔｒａのインダクタンス値が共振インダクタＬｒのインダクタンス値の２倍以上とすることで、共振キャパシタＣｒにかかる電圧が大きくなって耐圧に優れたスイッチ素子を用いる必要がなくなるからである。
　なお、より望ましくは比率を５倍以上にするとよい。これにより、共振キャパシタＣｒにかかる電圧を一層小さくすることとなり、従来技術と同様の耐圧の半導体素子を使用できるからである。
　次に、本実施形態に係る電力変換装置１の降圧動作について説明する。上記したように、本実施形態に係る電力変換装置１は、降圧動作においてもゼロ電流スイッチ及びゼロ電圧スイッチを実現している。この降圧動作において駆動方法の基本は昇圧動作と同じであるが、降圧動作では、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオンしている期間を短くすると、エネルギー蓄積インダクタＬｔ及び出力インダクタＬｏを充電する時間も短くなり、負荷Ｖｏに移動する電力も小さくなる。なお、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオフしている期間には、出力整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２によってエネルギー蓄積インダクタＬｔ及び出力インダクタＬｏに溜まったエネルギーが負荷Ｖｏへ電流を還流する。
　次に、電力変換装置１が降圧動作を行った場合の各素子の電流及び電圧波形を説明する。なお、この例において各素子の回路定数は表１に示すものを採用している。また、この例では３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから降圧して、２００ＶＤＣの負荷Ｖｏに、１ｋＷの電力を供給する場合を示すものとする。このときのスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の動作条件は、動作周波数３９ｋＨｚである。
　図１５は、本実施形態に係る電力変換装置１の降圧動作における駆動信号と共振キャパシタＣｒの電圧波形との相関を示すグラフである。また、図１６は、本実施形態に係る電力変換装置１の降圧動作における駆動信号と共振インダクタＬｒの電流波形との相関を示すグラフである。図１５に示すように、降圧動作においてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がターンオンすると、共振キャパシタＣｒの電圧は徐々に低下していき、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がターンオフすると、共振キャパシタＣｒの電圧は徐々に上昇していく。このとき、共振キャパシタＣｒの電圧は８４９Ｖに抑えられた。この電圧であれば、耐電圧１２００Ｖや１５００Ｖ級のスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２及びダイオードＤ１，Ｄ２を適用でき、それらを破壊せずに動作させることができる。また、図１６に示すように、このときの共振インダクタＬｒの電流は最大で２３Ａ程度であった。
　図１７は、本実施形態に係る電力変換装置１の降圧動作における駆動信号とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電流波形との相関を示すグラフである。図１７に示すように、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電流は駆動信号のオンから徐々に立ち上ることとなり、オン時点において電流はゼロであることからゼロ電流スイッチが達成され、スイッチング損失が低減されることとなる。
　図１８は、本実施形態に係る電力変換装置１の降圧動作における駆動信号とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電圧波形との相関を示すグラフである。図１８に示すように、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電圧は駆動信号のオフから徐々に立ち上ることとなり、オフ時点において電圧はゼロであることからゼロ電圧スイッチが達成され、スイッチング損失が低減されることとなる。
　ここで、上記したように、共振キャパシタＣｒの電圧は、並列接続されているスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の電圧に影響するため、なるべく小さい方がよい。そのためには、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のターンオフ前に、共振インダクタＬｒ中の電流エネルギーを小さくする必要がある。共振インダクタＬｒ中の電流増加は、共振インダクタＬｒのインダクタンス値を増加させるか、出力インダクタＬｏのインダクタンス値を増加させることで抑制できる。
　従来では出力インダクタＬｏを備えていないため、共振インダクタＬｒのインダクタンス値を増加させるしかない。しかし、共振インダクタＬｒのインダクタンス値を増加させると、インダクタンス値に比例して電流エネルギーも増加してしまい、かえって共振キャパシタＣｒへ移動する充電エネルギーを上昇させて、その電圧を上昇させてしまう。
　ところが、本実施形態に係る電力変換装置１は、二次側に出力インダクタＬｏを備えている。このため、出力インダクタＬｏのインダクタンス値を増やして電流増加を抑制することができる。ここで、出力インダクタＬｏのインダクタンス値を増加した場合、出力インダクタＬｏ中の電流エネルギーも増加することとなる。しかし、このエネルギーは共振キャパシタＣｒの充電に寄与することなく、出力整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２によって負荷側へ還流される。そのため、本実施形態においては、共振キャパシタＣｒの電圧上昇を防ぎつつ、降圧動作が可能になる。
　さらに、出力インダクタＬｏは、降圧時及び昇圧時に出力電流の変化を小さくするフィルタの役目を果たすため、ノイズの発生を抑制することもできる。
　以上が本実施形態に係る電力変換装置１の昇圧動作及び降圧動作である。次に、出力インダクタＬｏを備えない電力変換装置１００について説明する。図１９は、比較例に係る電力変換装置１００を示す回路構成図である。なお、図１９において図１と同じ構成については、同じ符号を付して説明を省略する。また、なお、図１９においては、図１に示す回路において出力インダクタＬｏがあった箇所をＡ点として図示している。また、負荷はＲとしている。
　図１９に示す電力変換装置１００は、図１に示すものと異なり、出力インダクタＬｏを備えていないため、降圧時において出力電流が急激に上昇することとなる。以下、詳細に説明する。なお、以下では、直流電源３３６ＶＤＣ、負荷Ｒの電圧を２００ＶＤＣ、動作周波数を３９ｋＨｚ、出力電力１ｋＷとする降圧動作を例に説明する。
　図２０は、比較例に係る電力変換装置１００の降圧動作における駆動信号とＡ点における電流波形との相関を示すグラフである。また、図２１は、比較例に係る電力変換装置１００の降圧動作における駆動信号と共振インダクタＬｒの電流波形との相関を示すグラフである。比較例においては、降圧動作時に電流の上昇を抑制するものがなく、負荷Ｒに急激に電流が流れる。急激に電流が増加するのを承知で降圧動作させるためにスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を極端に０．０１まで下げて動作させた場合であっても、ショートの状態になって電流が急激に増加し、ピークで５０９Ａの電流が流れることとなる。そのため、図２１に示すように、共振インダクタＬｒの電流も大電流になり、共振インダクタＬｒの電流エネルギーは大きくなる。この電流エネルギーはスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のターンオフ時に共振キャパシタＣｒに移動して、その電圧を極端に上昇させる。その電圧は最大６１ｋＶ程度になり、降圧させることが実用上困難となってしまう。
　図２２は、比較例に係る電力変換装置１００の降圧動作における駆動信号と共振キャパシタＣｒの電圧波形との相関を示すグラフである。図２２に示すように、出力キャパシタＣｏが充電されていない状態から始まるスタートアップ時にも同様の懸念がある。すなわち、出力キャパシタＣｏが電源電圧以上にまで充電されて、昇圧動作が開始するまでの間は降圧動作となり、回路に過大な電流が流れて、共振キャパシタＣｒに過大な電圧が発生するという懸念があった。
　しかし、本実施形態に係る電力変換装置１では、出力インダクタＬｏを有するため、降圧動作時において出力インダクタＬｏが出力電流の上昇を抑制することとなり、上記のような問題が発生しないこととなる。なお、本実施形態では直流電源ＤＣを用いているが、この直流電源ＤＣは、この直流電源ＤＣは直流電源そのものを含むと共に、交流電源に整流回路を付加して直流電源と同様に動作するものについても含む概念である。
　このようにして、本実施形態に係る電力変換装置１によれば、出力インダクタＬｏを有するため、降圧動作時において出力インダクタＬｏが出力電流の上昇を抑制することとなり、急激に電流が流れずスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の耐圧を大幅に超える電圧が印加されなくなり、それらの半導体素子を破壊してしまう事態を防止することができる。また、半導体素子の破壊が防止されることから、高耐圧の素子を用いる必要がなく半導体素子中の損失が増加してしまう事態についても防止できる。さらには、出力インダクタＬｏにより昇圧及び降圧を１ステージの回路により実現することができるため、２つの電力変換装置が直列に接続されることもなく、損失、サイズ、コストの低減を図ることもできる。
　また、トランスＴｒの一次巻線Ｔｒａのインダクタンス値は、共振インダクタＬｒのインダクタンス値の２倍以上１０倍以下とされている。ここで、トランスＴｒの一次巻線Ｔｒａのインダクタンス値が共振インダクタＬｒのインダクタンス値の１０倍以下であるため、充分な出力電力を得られなくなってしまう事態を防止することができる。さらに、トランスＴｒの一次巻線Ｔｒａのインダクタンス値が共振インダクタＬｒのインダクタンス値の２倍以上であるため、共振キャパシタＣｒにかかる電圧が大きくなって耐圧に優れたスイッチ素子を用いる必要もなくなる。
　また、出力インダクタＬｏに流れる出力電流が最大となる動作条件において、共振キャパシタＣｒは、共振キャパシタＣｒの放電時にオフとなっているスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がターンオンする際に、共振インダクタＬｒ及び出力インダクタＬｏの少なくとも一方の電流がゼロとなる容量を有するため、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がターンオンする際に流れる電流を確実にゼロとすることができることとなり、ゼロ電流スイッチを実現してスイッチング損失を低減することができる。
　また、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２は、出力インダクタＬｏの電流が不連続になる動作周波数で動作するため、この不連続の期間においてターンオンすることによりゼロ電流スイッチを実現することができ、スイッチング損失を低減することができる。
　また、該当するスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が導通することにより共振キャパシタＣｒの放電が開始して終了する時間から、当該スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオンオフ制御の動作周期の半分までの範囲内において、当該スイッチングＳ１，Ｓ２のオン時間を調整することで出力電力を制御する。ここで、スイッチング損失を低減すべくゼロ電圧スイッチを実現するためには、少なくとも共振キャパシタＣｒが放電を終了するまでの時間、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオンしている必要がある。また、オフ期間も考慮すると、オンオフ制御の動作周期の半分までであればスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオンさせることができる。このため、上記範囲内でオン時間を調整することで、ゼロ電圧スイッチを達成してスイッチング損失を低減しつつも、出力電力を調整することができる。
　また、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が導通することにより共振キャパシタＣｒの放電が開始して終了すると同時に当該スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオフされるスイッチングパルスの単位時間あたりの数を調整することで出力電力を制御する。ここで、スイッチング損失を低減すべくゼロ電圧スイッチを実現するためには、少なくとも共振キャパシタＣｒが放電を終了するまでの時間、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオンしている必要がある。このため、この時間だけスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオンし、その単位時間当たりの数を調整することで、ゼロ電圧スイッチを達成してスイッチング損失を低減しつつも、出力電力を調整することができる。
　次に、本発明に係る電力変換装置の第２実施形態を説明する。第２実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態のものと同様であるが、構成及び駆動方法の一部が第１実施形態のものと異なっている。以下、第１実施形態との相違点を説明する。
　図２３は、第２実施形態に係る電力変換装置２を示す回路構成図である。なお、図２３において図１を同じ構成については同じ符号を付して説明を省略する。まず、第１実施形態においては１つのスイッチユニットＳＵを有していたが、図２３に示すように第２実施形態に係る電力変換装置２は、２つのスイッチユニットＳＵ１，ＳＵ２を備えている。
　具体的に説明すると、第２実施形態において共振インダクタＬｒの他端は接続点ｃにつながっている。接続点ｃは分岐しており、分岐の一方が第１スイッチユニットＳＵ１の入力端子ＳＵ１Ａに接続されており、分岐の他方は第２スイッチユニットＳＵ２の入力端子ＳＵ２Ａに接続されている。なお、第１及び第２スイッチユニットＳＵ１，ＳＵ２は第１実施形態のものと同様である。
　また、第２実施形態においてトランスＴｒ２は第１一次巻線Ｔｒ２ａと第２一次巻線Ｔｒ２ｂとを備えている。第１一次巻線Ｔｒ２ａは、一端が第１スイッチユニットＳＵ１の出力端子ＳＵ１Ｂに接続され、他端がセンタータップを介して直流電源ＤＣの負端子に接続されている。また、第２二次巻線Ｔｒ２ｂは、一端が第２スイッチユニットＳＵ２の出力端子ＳＵ２Ｂに接続され、他端がセンタータップを介して直流電源ＤＣの負端子に接続されている。
　さらに、第２実施形態において二次回路２ｂは、第１～第４出力整流ダイオードＤｏ２１～Ｄｏ２４による全波整流回路が形成されている。第２実施形態に係る電力変換装置２は第１実施形態と同様なプッシュプル整流回路でも動作するが、全波整流回路にした方がダイオードにかかる電圧を低減でき、定格電圧が低く、抵抗の低いダイオードを使うことができるからである。
　なお、第２実施形態に係る電力変換装置２は、一次回路２ａにエネルギー蓄積インダクタＬｔと直流阻止キャパシタＣｔとを備えていない。なお、後述するが、第２実施形態に係る電力変換装置２では、第１スイッチユニットＳＵ１と第２スイッチユニットＳＵ２が交互に電流をトランスＴｒ２の異なる巻線方向に電流を流すため、トランスＴｒ２の偏磁を防ぐことができる。このため、第２実施形態に係る電力変換装置２ではエネルギー蓄積インダクタＬｔと直流阻止キャパシタＣｔとを不要とすることができる。エネルギー蓄積インダクタＬｔはスイッチのオフ期間中にトランスＴｒ２に電力を供給するために、４００μＨという値が用いられており、このインダクタを取り除くと効果的な軽量化になる。
　次に、第２実施形態に係る電力変換装置２の基本動作を説明する。まず、初期的にスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４はオフとなっており、各スイッチユニットＳＵ１，ＳＵ２の共振キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２は充電された状態となっている。
　そして、制御部はスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２に対してオン信号を出力してスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２をターンオンさせる。このとき、電流は共振インダクタＬｒによって位相が遅れるので、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２においてゼロ電流スイッチが達成される。
　また、このとき、共振インダクタＬｒ、トランスＴｒ２の第１一次巻線Ｔｒ２ａの直列回路には、直流電源ＤＣと共振キャパシタＣｒ１の電圧とを足し合わせた電圧が印加されることとなる。
　トランスＴｒ２の第１一次巻線Ｔｒ２ａに印加された電圧は二次側へ伝達され、第１～第４出力整流ダイオードＤｏ２１～Ｄｏ２４によって整流され、出力インダクタＬｏ及び出力キャパシタＣｏに印加される。
　なお、上記動作中において共振インダクタＬｒ、及び出力インダクタＬｏは充電されることとなる。さらに、共振キャパシタＣｒ１が放電中のときは、共振キャパシタＣｒ１に電圧が残っているため、第１及び第２ダイオードＤ２１，Ｄ２２は逆バイアスとなることから、電流が流れないこととなる。
　その後、共振キャパシタＣｒ１の放電が終了したとすると、第１及び第２ダイオードＤ２１，Ｄ２２の逆バイアス状態は解消され、第１及び第２ダイオードＤ２１，Ｄ２２にも電流が流れ始める。直流電源ＤＣは、共振インダクタＬｒ、及びトランスＴｒ２の第１一次巻線Ｔｒ２ａに電圧を与え、それらを充電し続ける。
　次に、制御部は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をターンオフさせる。これにより、共振インダクタＬｒに溜まったエネルギーは第１及び第２ダイオードＤ２１，Ｄ２２を通じて共振キャパシタＣｒ１に移動して、その電圧を上昇させる。ここで、第１及び第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２に印加される最大の電圧は、導通時の第１及び第２ダイオードＤ２１，Ｄ２２の順方向降下電圧がほぼゼロだとすると、共振キャパシタＣｒ１の電圧と同じである。また、第１及び第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２のターンオフに対して、共振キャパシタＣｒ１の電圧上昇が遅れる。このため、第１及び第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２において、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。
　なお、上記の如く第１スイッチユニットＳＵ１がオンオフ制御されている場合において、第２スイッチユニットＳＵ２はオンオフ制御されない待機状態となっている。
　以上が第２実施形態に係る電力変換装置２の半サイクルである。第２実施形態に係る電力変換装置２では、次の半サイクルにおいて第２スイッチユニットＳＵ２の第３及び第４スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４を第１スイッチユニットＳＵ１と同様にオンオフ制御する。この際、第１スイッチユニットＳＵ１はオンオフ制御されず待機状態となる。なお、第２スイッチユニットＳＵ２のオンオフ制御中における動作は第１スイッチユニットＳＵ１と同様である。
　このように、第２実施形態に係る電力変換装置２では、スイッチユニットＳＵ１とスイッチユニットＳＵ２が交互に電流をトランスＴｒ２の異なる一次巻線Ｔｒ２ａ，Ｔｒ２ｂに電流を流すこととなる。
　上記動作においてスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２がオンされた場合、及び、スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４がオンされた場合、トランスＴｒ２の一次側には共振キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２の放電により、直流電源ＤＣよりも高い電圧が印加されるため、トランスＴｒ２の巻線比が１：１であったとしても、出力キャパシタＣｏに並列接続された負荷Ｖｏにおいて、直流電源ＤＣよりも高い電圧を印加することができ、昇圧動作を実現することができる。また、降圧動作においては、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４がオンされる時間を短くすることで、降圧を実現することとしている。
　上記が基本的な駆動方法である。次いで、第２実施形態に係る電力変換装置２の昇圧動作について説明する。昇圧動作を行う場合、電力変換装置２は、第１実施形態と同様にパルス幅変調制御とパルス密度変調制御とのいずれか一方を行う。
　電力変換装置２がパルス幅変調制御による昇圧動作を行った場合の例を説明する。なお、この例において各素子の回路定数は表３に示すものを採用している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　さらに、この例では８０ＶＤＣの直流電源ＤＣから昇圧して、バッテリー負荷を模擬した４００ＶＤＣの負荷Ｖｏに、１ｋＷの電力を供給する場合を示すものとする。このときのスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の動作条件は、動作周波数３７ｋＨｚでありデューティ比が０．４６である。
　まず、第２実施形態ではゼロ電流スイッチ及びゼロ電圧スイッチを達成している。図２４は、第２実施形態に係る電力変換装置２の駆動信号とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流波形との相関を示すグラフである。上記したように、第２実施形態に係る電力変換装置２は一次回路２ａに共振インダクタＬｒを備えるため、電流の位相遅れが発生する。このため、図２４に示すように、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流はそれぞれスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の駆動信号のオンから徐々に立ち上ることとなり、オン時点において電流はゼロであることからゼロ電流スイッチが達成され、スイッチング損失が低減されることとなる。
　なお、ゼロ電流スイッチが達成されるためには、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４がターンオンする時点において、共振インダクタＬｒ及び出力インダクタＬｏの少なくとも一方の電流がゼロになっていることが必要である。すなわち、表４に示すようになっている必要がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　以下、ゼロ電流スイッチを詳細に説明する。なお、ここでは、表３に示した回路定数の電力変換装置２を用いて、入力電圧を８０ＶＤＣ、出力電圧を２００Ｖ、出力電力を１ｋＷ、デューティ比０．４９の条件でシミュレーションを行った例を参照して説明する。第２実施形態の電力変換装置２はこの動作条件において、出力電流が最大になるとしている。このシミュレーションでは、表４に示す条件２に該当することとなる。
　図２５は、第２実施形態に係る電力変換装置２の駆動信号と出力インダクタＬｏの電流波形との相関を示すグラフである。また、図２６は、第２実施形態に係る電力変換装置２の駆動信号とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流波形との相関を示すグラフである。図２５に示すように、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の駆動信号のオン時において出力インダクタＬｏの電流がゼロとなり、且つ、スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の駆動信号のオン時において出力インダクタＬｏの電流がゼロとなる臨界の不連続となっている。このため、図２６に示すように、駆動信号のオン時においてスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流はゼロとなり、たとえ出力電流が最大となる動作条件下であっても、ゼロ電流スイッチを実現できることとなる。
　なお、この場合における共振インダクタＬｒの電流は図２７に示すようになっている。図２７は、第２実施形態に係る電力変換装置２の駆動信号と共振インダクタＬｒの電流波形との相関を示すグラフである。図２７に示すように、共振インダクタＬｒには、常時電流が流れており、駆動信号のオン時において電流は０を超える値となっている。しかし、図２５に示したように、出力インダクタＬｏの電流が駆動信号のオン時にゼロとなっているため、ゼロ電流スイッチが達成されることとなる。
　ここで、図２５に示すように、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４のターンオン時に出力インダクタＬｏの電流がゼロとなるかどうかは、共振キャパシタＣｒの容量と、スイッチ素子２Ｓ１～Ｓ２４の動作周波数とが問題となる。
　共振キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２の容量を増やしていくと、出力電力を多く取り出せるようになるが、出力インダクタＬｏの電流がゼロになる時間が短くなっていき、ついには電流がゼロにならなくなってしまうからである。同様に、動作周波数を上昇させると、出力電力を多く取り出せるようになるが、出力インダクタＬｏの電流がゼロになる時間が短くなっていき、ついには電流がゼロにならなくなってしまうからである。
　このため、出力電流が最大となる場合で、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４のターンオン時に出力インダクタＬｏの電流が少なくともゼロになるように、共振キャパシタＣｒの容量及びスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の動作周波数を設定することとなる。特に、本実施形態においては出力インダクタＬｏの電流が臨界の不連続になるように、出力インダクタＬｏの容量及び動作周波数を設定することとなる。具体的に本実施形態において共振キャパシタＣｒの容量は表３に示すように５６ｎＦであり、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の動作周波数は３７ｋＨｚであった。その他の動作領域においては、３７ｋＨｚ以下の動作周波数になるように制御して、出力インダクタＬｏの電流が確実に不連続になるようにしている。
　次いで、ゼロ電圧スイッチを詳細に説明する。図２８は、第２実施形態に係る電力変換装置２の駆動信号とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電圧波形との相関を示すグラフであり、（ａ）は第１及び第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧を示し、（ｂ）は第３及び第４スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧を示している。上記したように、第２実施形態に係る電力変換装置２は一次回路２ａに共振キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２を備える。このため、図２８（ａ）及び（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧は駆動信号のオフから徐々に立ち上ると共に、スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧についても駆動信号のオフから徐々に立ち上ることとなる。よって、オフ時点において電圧はゼロであることからゼロ電圧スイッチが達成され、スイッチング損失が低減されることとなる。
　なお、ゼロ電圧スイッチを達成するためには、駆動信号のオフ時点において共振キャパシタＣｒの放電が完了している必要がある。図２９は、第２実施形態に係る電力変換装置２のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２に対する駆動信号と共振キャパシタＣｒ１の電圧波形との相関を示すグラフである。
　上記したように、駆動信号がオンとなると共振キャパシタＣｒ１は放電を開始する。このため、図２９に示すように、時刻Ｔ２０において駆動信号がオンとなると共振キャパシタＣｒ１の電圧が低下していく。そして、時刻Ｔ２１において共振キャパシタＣｒ１の放電が完了する。このため、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２は、共振キャパシタＣｒ１の放電が開始してから終了する時間までの時間以上オンとなっていなければならない。
　なお、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２は、上記時間以上オンとなっていればよいが、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２のオフ期間も考慮すると、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２のオンオフ制御の動作周期の半分までの範囲内において、当該スイッチングのオン時間を調整することとなる。これにより、第２実施形態に係る電力変換装置２では出力電力を制御することとなる。さらに、上記では第１及び第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２を例に説明したが、第３及び第４スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４も同様である。
　次に、パルス密度変調制御による昇圧動作を説明する。まず、図２９を参照して説明したように、駆動信号のパルス幅は時刻Ｔ２０から時刻Ｔ２１までの時間以上とする必要がある。このため、時刻Ｔ２０から時刻Ｔ２１までのオン時間のパルス幅がゼロ電圧スイッチを得られる最小のパルス幅である。このため、パルス密度変調制御では、上記最小のパルス幅を１パルスとし、単位時間当たりのパルス数（すなわち密度）を調整することとなる。このパルス数の調整により出力電力を制御できることとなる。
　特に、パルス密度変調制御は、直流電源ＤＣの電圧が高い場合に有効である。同じ出力電力を得る場合でも、入力電圧が高くなると、パルス幅を狭める必要があるからである。
　第２実施形態に係る電力変換装置２において３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において、１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、並びに電流及び電圧波形を説明する。
　図３０は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、出力インダクタＬｏの電流波形を示すグラフである。図３０に示すように、出力インダクタＬｏの電流は第１及び第２スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の駆動信号がオンとなる期間において除々に上昇していき、駆動信号がオフとなると次第に低下していく。また、出力インダクタＬｏの電流は第３及び第４スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の駆動信号がオンとなる期間において除々に上昇していき、駆動信号がオフとなると次第に低下していく。
　図３１は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流波形を示すグラフである。図３１に示すように、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電流は、駆動信号がオンとなると徐々に上昇していき、駆動信号がオフとなるとゼロとなる。同様に、スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電流は、駆動信号がオンとなると徐々に上昇していき、駆動信号がオフとなるとゼロとなる。
　図３２は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において１ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電圧波形を示すグラフであり、（ａ）はスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧を示し、（ｂ）はスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧を示している。図３２（ａ）に示すように、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧は、駆動信号がオフとなると徐々に上昇していき、その後共振キャパシタＣｒ１の充電電圧付近で安定する。また、図３２（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧についても、駆動信号がオフとなると徐々に上昇していき、その後共振キャパシタＣｒ２の充電電圧付近で安定する。
　次に、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において、２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、並びに電流及び電圧波形を説明する。
　図３３は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、出力インダクタＬｏの電流波形を示すグラフである。図３３では図３０と同期間において駆動信号が２回オンとなっているため、出力インダクタＬｏの電流は、この期間において４回上昇及び低下を繰り返すこととなる。
　図３４は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流波形を示すグラフである。図３４では図３１と同期間において駆動信号が２回オンとなっているため、駆動信号がオンとなると徐々に上昇していき、駆動信号がオフとなるとゼロとなるスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流波形が４つ得られることとなる。
　図３５は、３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから４００Ｖの直流定電圧負荷Ｖｏに昇圧する場合において２ｋＷの出力電力を得るときの駆動信号、及び、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電圧波形を示すグラフであり、（ａ）はスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧を示し、（ｂ）はスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧を示している。図３５では図３２と同期間において駆動信号が２回オンとなっているため、図３５（ａ）についても、図３２（ａ）と同様に、駆動信号がオフとなると徐々に上昇していき、その後共振キャパシタＣｒ１の充電電圧付近で安定するスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧波形が２つ得られる。また、図３５（ｂ）についても、図３２（ｂ）と同様に、駆動信号がオフとなると徐々に上昇していき、その後共振キャパシタＣｒ２の充電電圧付近で安定するスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧波形が２つ得られる。
　なお、出力電力が１ｋＷの場合において動作周波数は１４ｋＨｚで、２ｋＷの場合においては２８ｋＨｚである。
　このように、パルス密度変調制御では、単位時間当たりのパルス数を調整して昇圧動作を行うことができる。また、図３０及び図３３に示すように、出力インダクタＬｏに流れる電流パルスの数も２倍となることから、出力電力も２倍とできる。すなわち、単位時間当たりのパルスの数を増加及び減少させることにより、出力電力を制御できることとなる。
　また、パルス密度変調制御において共振インダクタＬｒにより電流の位相遅れが生じて図３１及び図３４に示すようにゼロ電流スイッチが達成されることとなる。さらに、パルス密度変調制御において１つのパルスのオン時間は図２９に示した最小のパルス幅を有しているため、図３２及び図３５に示すようにゼロ電圧スイッチが達成されることとなる。
　以上が昇圧動作である。ここで、昇圧動作においては、トランスＴｒ２の一次巻線Ｔｒ２ａ，Ｔｒ２ｂのインダクタンス値と共振インダクタＬｒのインダクタンス値との関係が重要となる。この関係については図１４を参照して説明したものと同様である。
　次に、第２実施形態に係る電力変換装置２の降圧動作について説明する。上記したように、第２実施形態に係る電力変換装置２は、降圧動作においてもゼロ電流スイッチ及びゼロ電圧スイッチを実現している。この降圧動作において駆動方法の基本は昇圧動作と同じであるが、降圧動作では、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４がオンしている期間を短くすると、出力インダクタＬｏを充電する時間も短くなり、負荷Ｖｏに移動する電力も小さくなる。
　次に、電力変換装置２が降圧動作を行った場合の各素子の電流及び電圧波形を説明する。なお、この例において各素子の回路定数は表３に示すものを採用している。また、この例では３３６ＶＤＣの直流電源ＤＣから降圧して、２００ＶＤＣの負荷Ｖｏに、１ｋＷの電力を供給する場合を示すものとする。このときのスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の動作周波数は１４ｋＨｚである。
　図３６は、第２実施形態に係る電力変換装置２の降圧動作における駆動信号と共振キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２の電圧波形との相関を示すグラフであり、（ａ）は共振キャパシタＣｒ１の電圧を示し、（ｂ）は共振キャパシタＣｒ２の電圧を示している。また、図３７は、第２実施形態に係る電力変換装置２の降圧動作における駆動信号と共振インダクタＬｒの電流波形との相関を示すグラフである。
　図３６（ａ）に示すように、降圧動作においてスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２がターンオンすると、共振キャパシタＣｒ１の電圧は徐々に低下していき、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２がターンオフすると、共振キャパシタＣｒ１の電圧は徐々に上昇していく。このとき、共振キャパシタＣｒ１の電圧は９７４Ｖに抑えられた。また、図３６（ｂ）についても同様に、スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４がターンオンすると、共振キャパシタＣｒ２の電圧は徐々に低下していき、スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４がターンオフすると、共振キャパシタＣｒ２の電圧は徐々に上昇していく。このとき、共振キャパシタＣｒ２の電圧は９７４Ｖに抑えられた。これらの電圧であれば、耐電圧１２００Ｖや１５００Ｖ級のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２及びダイオードＤ２１，Ｄ２２を適用でき、それらを破壊せずに動作させることができる。また、図３７に示すように、このときの共振インダクタＬｒの電流は最大で２８Ａ程度であった。
　図３８は、第２実施形態に係る電力変換装置２の降圧動作における駆動信号とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流波形との相関を示すグラフである。図３８に示すように、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電流は駆動信号のオンから徐々に立ち上ることとなり、オン時点において電流はゼロであることからゼロ電流スイッチが達成され、スイッチング損失が低減されることとなる。
　図３９は、第２実施形態に係る電力変換装置２の降圧動作における駆動信号とスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４の電圧波形との相関を示すグラフであり、（ａ）はスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧を示し、（ｂ）はスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧を示している。図３９（ａ）に示すように、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の電圧は駆動信号のオフから徐々に立ち上ることとなり、オフ時点において電圧はゼロである。また、図３９（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の電圧についても同様に駆動信号のオフから徐々に立ち上ることとなり、オフ時点において電圧はゼロである。このため、ゼロ電圧スイッチが達成され、スイッチング損失が低減されることとなる。
　このようにして、第２実施形態に係る電力変換装置２によれば、第１実施形態と同様に、半導体素子を破壊してしまう事態を防止することができる。また、２つの電力変換装置が直列に接続されることもなく、損失、サイズ、コストの低減を図ることもできる。
　さらに、第１実施形態と同様に、共振キャパシタＣｒにかかる電圧が大きくなって耐圧に優れたスイッチ素子を用いる必要もなくなる。
　また、出力インダクタＬｏに流れる出力電流が最大となる動作条件において、共振キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２は、共振キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２の放電時にオフとなっているスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４がターンオンする際に、共振インダクタＬｒ及び出力インダクタＬｏの少なくとも一方の電流がゼロとなる容量を有するため、スイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４がターンオンする際に流れる電流を確実にゼロとすることができることとなり、ゼロ電流スイッチを実現してスイッチング損失を低減することができる。
　また、不連続の期間においてターンオンすることによりゼロ電流スイッチを実現することができ、スイッチング損失を低減することができる。また、ゼロ電圧スイッチを達成してスイッチング損失を低減しつつも、出力電力を調整することができる。
　加えて、第２実施形態によれば、２つのスイッチユニットＳＵ１，ＳＵ２を備えるため、これらを交互に動作させることで実効の動作周波数を２倍にでき、共振インダクタＬｒの充電期間を半分にできることから、昇圧時にスイッチ素子Ｓ２１～Ｓ２４に発生する電圧を約半分に抑えることができる。
　また、第１スイッチユニットＳＵ１のオンオフ制御と第２スイッチユニットＳＵ２のオンオフ制御とは交互に実行されるため、交互に実行される１周期ごとに、トランスＴｒ２の一次巻線Ｔｒ２ａ，Ｔｒ２ｂに流れる電流をキャンセルでき、トランスＴｒ２の偏磁防止が容易となり信頼性を高めることができる。
　次に、本発明の第３実施形態を説明する。第３実施形態に係る電力変換装置３は、第１実施形態のものと同様であるが、構成及び駆動方法の一部が第１実施形態のものと異なっている。以下、第１実施形態との相違点を説明する。
　図４０は、第３実施形態に係る電力変換装置３を示す回路構成図である。図４０に示すように、第３実施形態に係る電力変換装置３は、直流電源ＤＣに代えて交流電源ＡＣを備えている。また、第３実施形態においてスイッチユニットＳＵ３は、第１～第４スイッチ素子Ｓ３１～Ｓ３４、第１～第４逆導通ダイオードＤ３１～Ｄ３４、及び共振キャパシタＣｒから構成されている。
　より詳細にスイッチユニットＳＵ３は、入力端子ＳＵ３Ａから出力端子ＳＵ３Ｂまで接続する並列の２本の信号線を有し、第１及び第３スイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３３は、２本の信号線の一方に直列に設けられオン信号の入力により導通するものである。また、第２及び第４スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３４は、２本の信号線の他方に直列に設けられオン信号の入力により導通するものである。
　また、共振キャパシタＣｒは、第１スイッチ素子Ｓ３１と第３スイッチ素子Ｓ３３との接続点ａ、及び、第２スイッチ素子Ｓ３２と第４スイッチ素子Ｓ３４との接続点ｂとの間に設けられている。
　第１逆導通ダイオードＤ３１は、アノードが入力端子ＳＵ３Ａ側に接続されカソードが出力端子ＳＵ３Ｂ側に接続されると共に、第１スイッチ素子Ｓ３１と並列接続されている。第２逆導通ダイオードＤ３２は、カソードが入力端子ＳＵ３Ａ側に接続されアノードが出力端子ＳＵ３Ｂ側に接続されると共に、第２スイッチ素子Ｓ３２と並列接続されている。
　第３逆導通ダイオードＤ３３は、カソードが入力端子ＳＵ３Ａ側に接続されアノードが出力端子ＳＵ３Ｂ側に接続されると共に、第３スイッチ素子Ｓ３３と並列接続されている。第４逆導通ダイオードＤ３４は、アノードが入力端子ＳＵ３Ａ側に接続されカソードが出力端子ＳＵ３Ｂ側に接続されると共に、第４スイッチ素子Ｓ３４と並列接続されている。
　なお、これら逆導通ダイオードＤ３１～Ｄ３４は、並列接続される各スイッチ素子Ｓ３１～Ｓ３４に内蔵されて一体型スイッチ素子を形成している。
　次に、第３実施形態に係る電力変換装置３の駆動方法を説明する。基本的な駆動方法は第１実施形態と同様であるが、第３実施形態に係る電力変換装置３では交流電源ＡＣを備えているため、以下のように動作することとなる。
　まず、交流電源ＡＣが共振インダクタＬｒに正電圧が印加する状態において、制御部は、第２及び第３スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３３を第１実施形態のスイッチＳ１，Ｓ２と同じようにオンオフ駆動する。一方、制御部は、第１及び第４スイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３４をオフ状態に保つ。これにより、第１及び第４スイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３４と、第２及び第３逆導通ダイオードＤ３２，Ｄ３３とには電流が流れることがなく、動作上、第１実施形態と同じ回路構成とすることができる。そのため、第１実施形態と同様に電力変換をすることができ、同じ利点を得ることができる。
　なお、この場合において、共振キャパシタＣｒの放電が完了すると、逆バイアス状態が解消されることにより第１及び第４逆導通ダイオードＤ３１，Ｄ３４は、非導通から導通に切り替わることとなる。第３実施形態において制御部は、この導通のタイミングに同期して第１及び第４スイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３４にオン信号を送信することにより、これらスイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３４をオンさせる。これにより、逆導通ダイオードＤ３１，Ｄ３４が導通する際の抵抗をスイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３４との並列抵抗とすることができ、導通時における損失を減らすようにしている。
　次に、交流電源ＡＣが共振インダクタＬｒに負電圧が印加する状態において、制御部は、第１及び第４スイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３４をオンオフ駆動し、第２及び第３スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３３をオフ状態に保つ。これにより、第２及び第３スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３３と、第１及び第４逆導通ダイオードＤ３１，Ｄ３４には電流が流れることがなく、１次側の電流方向が逆になったこと以外は第１実施形態と同様の動作になる。また、逆バイアス状態が解消され、第２及び第３逆導通ダイオードＤ３２，Ｄ３３が非導通から導通に切り替わるタイミングと同期させて、第２及び第３スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３３をオンさせる点についても上記と同様である。
　なお、２次側は整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２によって交流が整流されるので、出力電流方向が逆にならない。
　このようにして、第３実施形態に係る電力変換装置３によれば、第１実施形態と同様に、半導体素子を破壊してしまう事態を防止することができる。また、２つの電力変換装置が直列に接続されることもなく、損失、サイズ、コストの低減を図ることもできる。
　さらに、第１実施形態と同様に、共振キャパシタＣｒにかかる電圧が大きくなって耐圧に優れたスイッチ素子を用いる必要もなくなる。また、ゼロ電流スイッチを実現してスイッチング損失を低減することができる。
　また、不連続の期間においてターンオンすることによりゼロ電流スイッチを実現することができ、スイッチング損失を低減することができる。
　また、ゼロ電圧スイッチを達成してスイッチング損失を低減しつつも、出力電力を調整することができる。
　加えて、第３実施形態によれば、４つのスイッチ素子Ｓ３１～Ｓ３４及び逆導通ダイオードＤ３１～Ｄ３４により双方向の電流スイッチングが可能となるため、交流－直流変換にあたり入力に整流回路を用いる必要がなく整流回路にて発生する損失についても低減することができる。
　また、逆導通ダイオードＤ３１～Ｄ３４をスイッチ素子Ｓ３１～Ｓ３４に内蔵した一体型スイッチ素子として用いるため、サイズ及びコストの低減に寄与することができる。
　さらに、導通に切り替わる逆導通ダイオードＤ３１～Ｄ３４と並列接続されるスイッチ素子Ｓ３１～Ｓ３４を、逆導通ダイオードＤ３１～Ｄ３４が導通に切り替わるタイミングと同期してオンさせるため、スイッチ素子Ｓ３１～Ｓ３４と逆導通ダイオードＤ３１～Ｄ３４とは並列接続となり、逆導通ダイオードＤ３１～Ｄ３４が導通する際の抵抗をスイッチ素子Ｓ３１～Ｓ３４との並列抵抗とすることができ、導通時における損失を減らすことができる。
　次に、本発明の第４実施形態を説明する。第４実施形態に係る電力変換装置は、上記実施形態のものと同様であるが、構成及び駆動方法の一部が上記実施形態のものと異なっている。以下、上記実施形態との相違点を説明する。
　図４１は、第４実施形態に係る電力変換装置４を示す回路構成図である。図４１に示すように、第４実施形態に係る電力変換装置４は、第３実施形態と同様に、直流電源ＤＣに代えて交流電源ＡＣを備えている。
　また、第４実施形態では第２実施形態と同様に、２つのスイッチユニットＳＵ３１，ＳＵ３２を備えている。第１スイッチユニットＳＵ３１は、第３実施形態のものと同様であり、第１～第４スイッチ素子Ｓ４１～Ｓ４４、第１～第４逆導通ダイオードＤ４１～Ｄ４４、及び共振キャパシタＣｒ１から構成されている。また、第２スイッチユニットＳＵ３２についても、第３実施形態のものと同様であり、第５～第８スイッチ素子Ｓ４５～Ｓ４８、第５～第８逆導通ダイオードＤ４５～Ｄ４８、及び共振キャパシタＣｒ２から構成されている。
　他の構成については第２実施形態のものと同様である。
　次に、第４実施形態に係る電力変換装置４の駆動方法について説明する。まず、交流電源ＡＣが共振インダクタＬｒに正電圧が印加する状態において、制御部は、第１スイッチユニットＳＵ３１をオンオフ制御する。このとき、制御部は、第２及び第３スイッチ素子Ｓ４２，Ｓ４３を第１実施形態のスイッチＳ１，Ｓ２と同じようにオンオフ駆動する。一方、制御部は、第１及び第４スイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４４をオフ状態に保つ。なお、上記において第２スイッチユニットＳＵ３２は待機状態となっている。
　次いで、制御部は、第２スイッチユニットＳＵ３２をオンオフ制御する。このとき、制御部は、第６及び第７スイッチ素子Ｓ４６，Ｓ４７を第１実施形態のスイッチＳ１，Ｓ２と同じようにオンオフ駆動する。一方、制御部は、第５及び第８スイッチ素子Ｓ４５，Ｓ４８をオフ状態に保つ。なお、上記において第１スイッチユニットＳＵ３１は待機状態となっている。
　これにより、動作上、第２実施形態と同じ回路構成とすることができる。そのため、第２の実施の形態と同様に電力変換をすることができ、同じ利点を得ることができる。
　一方、交流電源ＡＣが共振インダクタＬｒに負電圧が印加する状態において、制御部は、第１スイッチユニットＳＵ３１をオンオフ制御する。このとき、制御部は、第１及び第４スイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４４をオンオフ駆動し、第２及び第３スイッチ素子Ｓ４２，Ｓ４３をオフ状態に保つ。なお、上記において第２スイッチユニットＳＵ３２は待機状態となっている。
　次いで、制御部は、第２スイッチユニットＳＵ３２をオンオフ制御する。このとき、制御部は、第５及び第８スイッチ素子Ｓ４５，Ｓ４８をオンオフ駆動し、第６及び第７スイッチ素子Ｓ４６，Ｓ４７オフ状態に保つ。なお、上記において第１スイッチユニットＳＵ３１は待機状態となっている。
　これにより、動作上、１次側の電流方向が逆になったこと以外は第２実施形態と同様に電力変換をすることができ、同じ利点を得ることができる。
　このようにして、第４実施形態に係る電力変換装置４によれば、上記実施形態と同様に、半導体素子を破壊してしまう事態を防止することができる。また、２つの電力変換装置が直列に接続されることもなく、損失、サイズ、コストの低減を図ることもできる。
　また、昇圧時にスイッチ素子Ｓ４１～Ｓ４８に発生する電圧を約半分に抑えることができる。
　また、交流－直流変換にあたり入力に整流回路を用いる必要がなく整流回路にて発生する損失についても低減することができる。
　また、逆導通ダイオードＤ４１～Ｄ４８をスイッチ素子Ｓ４１～Ｓ４８に内蔵した一体型スイッチ素子として用いるため、サイズ及びコストの低減に寄与することができる。
　さらに、共振キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２にかかる電圧が大きくなって耐圧に優れたスイッチ素子を用いる必要もなくなる。
　また、ゼロ電流スイッチを実現してスイッチング損失を低減することができる。また、トランスＴｒ２の偏磁防止が容易となり信頼性を高めることができる。
　さらに、逆導通ダイオードＤ４１～Ｄ４８が導通する際の抵抗をスイッチ素子Ｓ４１～Ｓ４８との並列抵抗とすることができ、導通時における損失を減らすことができる。
　また、不連続の期間においてターンオンすることによりゼロ電流スイッチを実現することができ、スイッチング損失を低減することができる。また、ゼロ電圧スイッチを達成してスイッチング損失を低減しつつも、出力電力を調整することができる。
　以上、実施形態に基づき本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限られるものでは無く、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更を加えてもよいし、各実施形態を組み合わせてもよい。

Claims (12)

  1. 　直流電源の正端子に一端側が接続された第１インダクタ、入力端子及び出力端子を有し前記第１インダクタの他端側に入力端子が接続されたスイッチユニット、及び、前記スイッチユニットの出力端子に一端側が接続され、他端側が直流電源の負端子に接続されたトランスの一次巻線、を有する一次回路と、
    　前記トランスの一次巻線への通電により二次巻線側に発生するエネルギーを負荷に供給する二次回路と、を備え、
    　前記スイッチユニットは、アノードが前記入力端子側に接続されカソードが出力端子側に接続され互いに並列接続された第１及び第２ダイオードと、前記第１ダイオードのカソードと前記出力端子との間に介在しオン信号の入力により前記第１ダイオードのカソードと出力端子とを導通させる第１スイッチ素子と、前記入力端子と前記第２ダイオードのアノードとの間に介在しオン信号の入力により前記入力端子と前記第２ダイオードとを導通させる第２スイッチ素子と、前記第１ダイオードのカソードと前記第１スイッチ素子との接続点及び前記第２スイッチ素子と前記第２ダイオードのアノードとの接続点との間に設けられた共振キャパシタと、を有し、
    　前記二次回路は、前記二次巻線と前記負荷との間に第２インダクタを有する電力変換装置。
  2. 　直流電源の正端子に一端側が接続された第１インダクタ、入力端子及び出力端子を有し前記第１インダクタの他端側に入力端子が接続され互いに並列接続された第１及び第２スイッチユニット、前記第１スイッチユニットの出力端子に一端側が接続され、他端側がセンタータップを介して直流電源の負端子に接続されたトランスの第１一次巻線、及び、前記第２スイッチユニットの出力端子に一端側が接続され、他端側が前記センタータップを介して直流電源の負端子に接続されたトランスの第２一次巻線、を有する一次回路と、
    　前記トランスの前記第１一次巻線及び前記第２一次巻線の少なくとも一方の一次巻線への通電により二次巻線側に発生するエネルギーを負荷に供給する二次回路と、を備え、
    　前記第１及び第２スイッチユニットは、アノードが前記入力端子側に接続されカソードが出力端子側に接続され互いに並列接続された第１及び第２ダイオードと、前記第１ダイオードのカソードと前記出力端子との間に介在しオン信号の入力により前記第１ダイオードのカソードと出力端子とを導通させる第１スイッチ素子と、前記入力端子と前記第２ダイオードのアノードとの間に介在しオン信号の入力により前記入力端子と前記第２ダイオードとを導通させる第２スイッチ素子と、前記第１ダイオードのカソードと前記第１スイッチ素子との接続点及び前記第２スイッチ素子と前記第２ダイオードのアノードとの接続点との間に設けられた共振キャパシタと、を有し、
    　前記二次回路は、前記二次巻線と前記負荷との間に第２インダクタを有する電力変換装置。
  3. 　直流電源の正端子又は交流電源の一端子をなす第１端子に一端側が接続された第１インダクタ、入力端子及び出力端子を有し前記第１インダクタの他端側に入力端子が接続されたスイッチユニット、及び、前記スイッチユニットの出力端子に一端側が接続され、他端側が前記第１端子と反対極性をなす第２端子に接続されたトランスの一次巻線、を有する一次回路と、
    　前記トランスの一次巻線への通電により二次巻線側に発生するエネルギーを負荷に供給すると二次回路と、を備え、
    　前記スイッチユニットは、前記入力端子から前記出力端子まで接続する並列の２本の信号線の一方に設けられオン信号の入力により導通する第１及び第３スイッチ素子と、前記２本の信号線の他方に設けられオン信号の入力により導通する第２及び第４スイッチ素子と、第１スイッチ素子と第３スイッチ素子との接続点、及び、第２スイッチ素子と第４スイッチ素子との接続点との間に設けられた共振キャパシタと、アノードが入力端子側に接続されカソードが出力端子側に接続されると共に前記第１スイッチ素子と並列接続された第１逆導通ダイオードと、カソードが入力端子側に接続されアノードが出力端子側に接続されると共に前記第２スイッチ素子と並列接続された第２逆導通ダイオードと、カソードが入力端子側に接続されアノードが出力端子側に接続されると共に前記第３スイッチ素子と並列接続された第３逆導通ダイオードと、アノードが入力端子側に接続されカソードが出力端子側に接続されると共に前記第４スイッチ素子と並列接続された第４逆導通ダイオードと、を有し、
    　前記二次回路は、前記二次巻線と前記負荷との間に第２インダクタを有する電力変換装置。
  4. 　直流電源の正端子又は交流電源の一端子をなす第１端子に一端側が接続された第１インダクタ、入力端子及び出力端子を有し前記第１インダクタの他端側に入力端子が接続され互いに並列接続された第１及び第２スイッチユニット、及び、前記第１スイッチユニットの出力端子に一端側が接続され、他端側が前記第１端子と反対極性をなす第２端子に接続されたトランスの第１一次巻線、及び、前記第２スイッチユニットの出力端子に一端側が接続され、他端側が前記第２端子に接続されたトランスの第２一次巻線、を有する一次回路と、
    　前記トランスの前記第１一次巻線及び前記第２一次巻線の少なくとも一方の一次巻線への通電により二次巻線側に発生するエネルギーを負荷に供給すると二次回路と、を備え、
    　前記第１及び第２スイッチユニットは、前記入力端子から前記出力端子まで接続する並列の２本の信号線の一方に設けられオン信号の入力により導通する第１及び第３スイッチ素子と、前記２本の信号線の他方に設けられオン信号の入力により導通する第２及び第４スイッチ素子と、第１スイッチ素子と第３スイッチ素子との接続点、及び、第２スイッチ素子と第４スイッチ素子との接続点との間に設けられた共振キャパシタと、アノードが入力端子側に接続されカソードが出力端子側に接続されると共に前記第１スイッチ素子と並列接続された第１逆導通ダイオードと、カソードが入力端子側に接続されアノードが出力端子側に接続されると共に前記第２スイッチ素子と並列接続された第２逆導通ダイオードと、カソードが入力端子側に接続されアノードが出力端子側に接続されると共に前記第３スイッチ素子と並列接続された第３逆導通ダイオードと、アノードが入力端子側に接続されカソードが出力端子側に接続されると共に前記第４スイッチ素子と並列接続された第４逆導通ダイオードと、を有し、
    　前記二次回路は、前記二次巻線と前記負荷との間に第２インダクタを有する電力変換装置。
  5. 　前記各スイッチ素子と並列接続される逆導通ダイオードは、当該スイッチ素子に内蔵されて当該スイッチ素子と一体型の一体型スイッチ素子として構成されている請求項３又は請求項４のいずれかに記載の電力変換装置。
  6. 　前記トランスの一次巻線のインダクタンス値は、前記第１インダクタのインダクタンス値の２倍以上１０倍以下とされている請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記第２インダクタに流れる出力電流が最大となる動作条件において、前記共振キャパシタは、当該共振キャパシタの放電時にオフとなっている前記スイッチ素子がターンオンする際に、前記第１インダクタ及び第２インダクタの少なくとも一方の電流がゼロとなる容量を有する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　請求項２又は請求項４のいずれかに記載の電力変換装置において、前記第１スイッチユニットのオンオフ制御と前記第２スイッチユニットのオンオフ制御とを交互に実行する電力変換装置の駆動方法。
  9. 　請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、導通に切り替わる逆導通ダイオードと並列接続されるスイッチ素子を、当該逆導通ダイオードが導通に切り替わるタイミングと同期してオンさせる電力変換装置の駆動方法。
  10. 　請求項７に記載の電力変換装置において、前記スイッチ素子は、前記第２インダクタの電流が不連続になる動作周波数で動作する電力変換装置の駆動方法。
  11. 　請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、該当するスイッチ素子が導通することにより前記共振キャパシタの放電が開始して終了する時間から、当該スイッチ素子のオンオフ制御の動作周期の半分までの範囲内において、当該スイッチングのオン時間を調整することで出力電力を制御する電力変換装置の駆動方法。
  12. 　請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、該当するスイッチ素子が導通することにより前記共振キャパシタの放電が開始して終了すると同時に当該スイッチ素子がオフされるスイッチングパルスの単位時間あたりの数を調整することで出力電力を制御する電力変換装置の駆動方法。
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