JPH06245538A - デッドタイムによる出力電圧への影響を防止した直流交流電力変換装置およびその駆動方式 - Google Patents
デッドタイムによる出力電圧への影響を防止した直流交流電力変換装置およびその駆動方式Info
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- JPH06245538A JPH06245538A JP5070690A JP7069093A JPH06245538A JP H06245538 A JPH06245538 A JP H06245538A JP 5070690 A JP5070690 A JP 5070690A JP 7069093 A JP7069093 A JP 7069093A JP H06245538 A JPH06245538 A JP H06245538A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 インバータの出力電圧に、デッドタイムによ
る波形ひずみが発生しない回路方式を得ること。また、
本発明によるインバータの効率を高くするための駆動方
式を得ること。 【構成】 インバータの主アーム端子間に、インダクタ
ＬおよびコンデンサＣからなる回路を接続し、このイン
ダクタＬおよびコンデンＣの値を、インバータの主スイ
ッチ素子がオンする毎に、前記主スイッチ素子に流れる
電流が、ある時間経過後ゼロより流れ始めるように設定
する。また、搬送波の周波数を周波数変調し、この周波
数変調された搬送波ｅｃＦＭ入力信号ｅｉとを比較して
得られた駆動信号で本発明によるインバータを駆動す
る。 【効果】 低ひずみの出力電圧を得るためのインバータ
の実現に効果があり、また、搬送波の周波数を高くする
ことができるためインバータ装置の小型・軽量化に効果
がある。
る波形ひずみが発生しない回路方式を得ること。また、
本発明によるインバータの効率を高くするための駆動方
式を得ること。 【構成】 インバータの主アーム端子間に、インダクタ
ＬおよびコンデンサＣからなる回路を接続し、このイン
ダクタＬおよびコンデンＣの値を、インバータの主スイ
ッチ素子がオンする毎に、前記主スイッチ素子に流れる
電流が、ある時間経過後ゼロより流れ始めるように設定
する。また、搬送波の周波数を周波数変調し、この周波
数変調された搬送波ｅｃＦＭ入力信号ｅｉとを比較して
得られた駆動信号で本発明によるインバータを駆動す
る。 【効果】 低ひずみの出力電圧を得るためのインバータ
の実現に効果があり、また、搬送波の周波数を高くする
ことができるためインバータ装置の小型・軽量化に効果
がある。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流交流電力変換装置
（以下インバータという）において、上下主スイッチ素
子のオン・オフ切り換え時に発生する短絡現象を防止す
るために、主スイッチ素子を駆動するための信号に設け
られたデッドタイムによる、インバータの出力電圧の波
形ひずみを無くすための回路方式とその駆動方式に関す
る。
（以下インバータという）において、上下主スイッチ素
子のオン・オフ切り換え時に発生する短絡現象を防止す
るために、主スイッチ素子を駆動するための信号に設け
られたデッドタイムによる、インバータの出力電圧の波
形ひずみを無くすための回路方式とその駆動方式に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のインバータにおいては、主スイッ
チ素子のオン期間に比べ、デッドタイムの長さをできる
だけ短く設定した駆動信号により、インバータを駆動し
ており、本質的にはデッドタイムによる波形ひずみを残
したままインバータは使用されていた。
チ素子のオン期間に比べ、デッドタイムの長さをできる
だけ短く設定した駆動信号により、インバータを駆動し
ており、本質的にはデッドタイムによる波形ひずみを残
したままインバータは使用されていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】周波数が低い入力信号
と周波数が高い搬送波とを比較して得られた信号に、デ
ッドタイムを設け、この駆動信号により、インバータの
主スイッチ素子を駆動する従来のインバータにおいて、
搬送波の周波数を高周波化する場合、デッドタイムの長
さが無視できなくなり、これが原因で出力電圧の波形ひ
ずみの増大や、不安定現象の発生等の問題を引き起こ
す。このため、搬送波の周波数の高周波化がはかりにく
く、装置の小型・軽量化や周波数特性の広帯域化が達成
しにくいという問題があった。
と周波数が高い搬送波とを比較して得られた信号に、デ
ッドタイムを設け、この駆動信号により、インバータの
主スイッチ素子を駆動する従来のインバータにおいて、
搬送波の周波数を高周波化する場合、デッドタイムの長
さが無視できなくなり、これが原因で出力電圧の波形ひ
ずみの増大や、不安定現象の発生等の問題を引き起こ
す。このため、搬送波の周波数の高周波化がはかりにく
く、装置の小型・軽量化や周波数特性の広帯域化が達成
しにくいという問題があった。
【０００４】本発明は、インバータの駆動信号にデッド
タイムが設けられても、インバータの出力電圧には、原
理的にデッドタイムによる波形ひずみが発生しない回路
方式を提供することを目的としており、これにより搬送
波の周波数の高周波化による装置の小型・軽量化や、周
波数特性の広帯域化が可能なインバータが実現できる。
タイムが設けられても、インバータの出力電圧には、原
理的にデッドタイムによる波形ひずみが発生しない回路
方式を提供することを目的としており、これにより搬送
波の周波数の高周波化による装置の小型・軽量化や、周
波数特性の広帯域化が可能なインバータが実現できる。
【０００５】また、周波数が一定な搬送波を用いた従来
の駆動方式により本発明によるインバータを駆動した場
合、効率が従来方式のインバータに比べて低くなる。こ
のため、本発明によるインバータの効率を高くするため
の駆動方式を提供することを目的としている。
の駆動方式により本発明によるインバータを駆動した場
合、効率が従来方式のインバータに比べて低くなる。こ
のため、本発明によるインバータの効率を高くするため
の駆動方式を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】ここでは理解を容易にす
るため、主スイッチ素子にＩＧＢＴを用いた基本的な回
路の実施例により説明を行う。
るため、主スイッチ素子にＩＧＢＴを用いた基本的な回
路の実施例により説明を行う。
【０００７】図１は、本発明による単相出力を得る場合
のインバータの実施例である。図２は、本発明によるイ
ンバータの動作原理を説明するための図であり、入力信
号ｅｉが正の場合の、時間軸ｔを拡大した各部の電圧お
よび電流波形例を示している。
のインバータの実施例である。図２は、本発明によるイ
ンバータの動作原理を説明するための図であり、入力信
号ｅｉが正の場合の、時間軸ｔを拡大した各部の電圧お
よび電流波形例を示している。
【０００８】前記目的を達成するために、図１の本発明
のインバータにおいては、主アーム端子ｕ、ｖ間にイン
ダクタＬおよびコンデンサＣを接続する。出力電圧ｖｏ
は主アーム端子ｕ、ｖ間より得ている。
のインバータにおいては、主アーム端子ｕ、ｖ間にイン
ダクタＬおよびコンデンサＣを接続する。出力電圧ｖｏ
は主アーム端子ｕ、ｖ間より得ている。
【０００９】上記インダクタＬの値およびコンデンサＣ
の値は、主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’、あるいは主
スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’がそれぞれオンする毎
に、主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’に流れる電流
ｉＣ、あるいは主スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’に流れ
る電流ｉＣ’が、ある時間経過後、ゼロより流れ始める
ように設定する。
の値は、主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’、あるいは主
スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’がそれぞれオンする毎
に、主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’に流れる電流
ｉＣ、あるいは主スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’に流れ
る電流ｉＣ’が、ある時間経過後、ゼロより流れ始める
ように設定する。
【００１０】また、ｎ相の出力を得る本発明によるイン
バータにおいては、ｎ相インバータの主アーム端子間に
ｎ個のインダクタＬおよびｎ個のコンデンサＣを接続
し、上記単相インバータと同様に、主スイッチ素子がオ
ンする毎に、前記主スイッチ素子に流れる電流が、ある
時間経過後、常にゼロより流れ始めるようにインダクタ
Ｌの値およびコンデンサＣの値を設定する。
バータにおいては、ｎ相インバータの主アーム端子間に
ｎ個のインダクタＬおよびｎ個のコンデンサＣを接続
し、上記単相インバータと同様に、主スイッチ素子がオ
ンする毎に、前記主スイッチ素子に流れる電流が、ある
時間経過後、常にゼロより流れ始めるようにインダクタ
Ｌの値およびコンデンサＣの値を設定する。
【００１１】さらに、本発明によるインバータの効率を
改善するために、例えば、図３に示すように、搬送波ｅ
ｃの周波数を入力信号ｅｉが高い部分は低く、ゼロ付近
では高くなるように周波数変調し、この周波数変調され
た搬送波ｅｃＦＭと入力信号ｅｉとを比較して得られた
駆動信号で本発明によるインバータを駆動する。
改善するために、例えば、図３に示すように、搬送波ｅ
ｃの周波数を入力信号ｅｉが高い部分は低く、ゼロ付近
では高くなるように周波数変調し、この周波数変調され
た搬送波ｅｃＦＭと入力信号ｅｉとを比較して得られた
駆動信号で本発明によるインバータを駆動する。
【００１２】
【作用】上記のようにインダクタＬとコンデンサＣの値
を設定し、これらを用いてインバータを図１のように構
成し、このインバータを、入力信号ｅｉと搬送波ｅｃと
を比較して得られた信号にデッドタイムｔｄを設けた駆
動信号ｖＧおよびｖＧ’で駆動する。この場合、図２に
示すように、状態ＩＩＩでインダクタＬに蓄積されたエ
ネルギーが、主スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’の駆動信
号ｖＧ’がゼロとなる時点ｔ０ ｋ＋１より、ダイオード
Ｄ１−電源ＥＤ−ダイオードＤ２’を通して環流するた
め、主アーム端子間電圧ｖｕｖの極性も時点ｔ０ ｋ＋１
で反転する。この結果、デッドタイムｔｄの期間、主ス
イッチ素子Ｑ１およびＱ２’に駆動信号ｖＧが印加され
ないにもかかわらず、その影響が主アーム端子間電圧ｖ
ｕｖに表れない。
を設定し、これらを用いてインバータを図１のように構
成し、このインバータを、入力信号ｅｉと搬送波ｅｃと
を比較して得られた信号にデッドタイムｔｄを設けた駆
動信号ｖＧおよびｖＧ’で駆動する。この場合、図２に
示すように、状態ＩＩＩでインダクタＬに蓄積されたエ
ネルギーが、主スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’の駆動信
号ｖＧ’がゼロとなる時点ｔ０ ｋ＋１より、ダイオード
Ｄ１−電源ＥＤ−ダイオードＤ２’を通して環流するた
め、主アーム端子間電圧ｖｕｖの極性も時点ｔ０ ｋ＋１
で反転する。この結果、デッドタイムｔｄの期間、主ス
イッチ素子Ｑ１およびＱ２’に駆動信号ｖＧが印加され
ないにもかかわらず、その影響が主アーム端子間電圧ｖ
ｕｖに表れない。
【００１３】以上の動作を、入力信号ｅｉの正負に関わ
らず、主スイッチ素子がオンする毎に繰り返すため、主
アーム端子間電圧ｖｕｖにはデッドタイムｔｄによる波
形ひずみが発生しない。従って、出力電圧ｖｏにもその
影響が表れず波形ひずみが発生しない。
らず、主スイッチ素子がオンする毎に繰り返すため、主
アーム端子間電圧ｖｕｖにはデッドタイムｔｄによる波
形ひずみが発生しない。従って、出力電圧ｖｏにもその
影響が表れず波形ひずみが発生しない。
【００１４】ただし、デッドタイムｔｄによる影響が出
力電圧に表れないようにするには、主スイッチ素子がオ
フしてから、前記主スイッチ素子とは別の主スイッチ素
子がオンし、この主スイッチ素子に電流が流れ始める迄
の期間内に、デッドタイムｔｄを設定する必要がある。
例えば、図２の例では状態ＩＶの発生期間Ｔ１１ ｋ内に
デッドタイムｔｄを設定する。
力電圧に表れないようにするには、主スイッチ素子がオ
フしてから、前記主スイッチ素子とは別の主スイッチ素
子がオンし、この主スイッチ素子に電流が流れ始める迄
の期間内に、デッドタイムｔｄを設定する必要がある。
例えば、図２の例では状態ＩＶの発生期間Ｔ１１ ｋ内に
デッドタイムｔｄを設定する。
【００１５】ｎ相インバータによりｎ相の出力を得る場
合も、上記に述べた単相の場合と同様の原理で動作し、
ｎ相の主アーム間電圧にはデッドタイムによる波形ひず
みが発生しない。従って、出力電圧にもその影響が表れ
ず波形ひずみが発生しない。
合も、上記に述べた単相の場合と同様の原理で動作し、
ｎ相の主アーム間電圧にはデッドタイムによる波形ひず
みが発生しない。従って、出力電圧にもその影響が表れ
ず波形ひずみが発生しない。
【００１６】また、ｎ相出力を得る場合にも、デッドタ
イムは上述した単相インバータの場合と同様に設定され
る必要がある。
イムは上述した単相インバータの場合と同様に設定され
る必要がある。
【００１７】以上の原理で本発明によるインバータは動
作するため、従来のインバータに比べ主スイッチ素子に
流れる電流のピーク値が高くなり、効率の低下を引き起
こす。特に、前記電流のピーク値は入力信号ｅｉのゼロ
近傍で高い。従って、この電流のピーク値を抑制するた
め、入力信号ｅｉのゼロ近傍で、搬送波ｅｃの周波数が
高くなるように搬送波ｅｃの周波数を変調し、主スイッ
チ素子のオン期間を短くする。これにより効率が高くな
る。
作するため、従来のインバータに比べ主スイッチ素子に
流れる電流のピーク値が高くなり、効率の低下を引き起
こす。特に、前記電流のピーク値は入力信号ｅｉのゼロ
近傍で高い。従って、この電流のピーク値を抑制するた
め、入力信号ｅｉのゼロ近傍で、搬送波ｅｃの周波数が
高くなるように搬送波ｅｃの周波数を変調し、主スイッ
チ素子のオン期間を短くする。これにより効率が高くな
る。
【００１８】
【実施例】図４は、図１の実施例において出力電圧ｖｏ
をコンデンサ端子ｕ’、ｖ’間より取り出す場合の実施
例である。
をコンデンサ端子ｕ’、ｖ’間より取り出す場合の実施
例である。
【００１９】図５あるいは図６あるいは図７は三相出力
を得るために、図１あるいは図４のの回路方式をそれぞ
れ三相インバータに拡張した実施例を示したもので、３
個のインダクタＬおよび３個のコンデンサＣを各主アー
ムｕ、ｖ、ｗ間に接続する。
を得るために、図１あるいは図４のの回路方式をそれぞ
れ三相インバータに拡張した実施例を示したもので、３
個のインダクタＬおよび３個のコンデンサＣを各主アー
ムｕ、ｖ、ｗ間に接続する。
【００２０】図１あるいは図５あるいは図６に示す実施
例においては、インダクタＬの変わりに可飽和インダク
タＬｓを用いても本発明によるインバータを実現でき
る。この場合、可飽和インダクタＬｓに流れる電流は、
主アーム間の電圧ｖｕｖの極正が反転する前後に流れ、
図２に示すインダクタ電流ｉＬの波形とは異なる。
例においては、インダクタＬの変わりに可飽和インダク
タＬｓを用いても本発明によるインバータを実現でき
る。この場合、可飽和インダクタＬｓに流れる電流は、
主アーム間の電圧ｖｕｖの極正が反転する前後に流れ、
図２に示すインダクタ電流ｉＬの波形とは異なる。
【００２１】また、図４から図７に示すインバータ１あ
るいは２あるいは可飽和インダクタＬｓを用いたインバ
ータを駆動するための駆動信号を作製する場合は、図１
の場合と同様に、従来のように周波数が一定の搬送波ｅ
ｃを用いてもよいし、あるいは本発明による周波数変調
された搬送波ｅｃＦＭを用いてもよい。
るいは２あるいは可飽和インダクタＬｓを用いたインバ
ータを駆動するための駆動信号を作製する場合は、図１
の場合と同様に、従来のように周波数が一定の搬送波ｅ
ｃを用いてもよいし、あるいは本発明による周波数変調
された搬送波ｅｃＦＭを用いてもよい。
【００２２】以上の実施例においては、半導体スイッチ
素子としてＩＧＢＴを用いているが、ＩＧＢＴにかわり
ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等の制御端子を有
する半導体スイッチ素子を用いてもよい。
素子としてＩＧＢＴを用いているが、ＩＧＢＴにかわり
ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等の制御端子を有
する半導体スイッチ素子を用いてもよい。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
従来のインバータ回路の出力端子にインダクタとコンデ
ンサを接続するのみの簡単な回路構成により、インバー
タの出力電圧はインバータの主スイッチ素子の駆動信号
に設けられたデッドタイムの影響を受けないため、出力
電圧にはデッドタイムによる波形ひずみが発生しない。
従来のインバータ回路の出力端子にインダクタとコンデ
ンサを接続するのみの簡単な回路構成により、インバー
タの出力電圧はインバータの主スイッチ素子の駆動信号
に設けられたデッドタイムの影響を受けないため、出力
電圧にはデッドタイムによる波形ひずみが発生しない。
【００２４】この結果、搬送波の周波数を高くすること
ができ、インバータ装置の小型・軽量化を計ることが可
能となる。
ができ、インバータ装置の小型・軽量化を計ることが可
能となる。
【００２５】また、インバータの出力周波数も高くする
ことができるため、低ひずみの音声増幅器あるいは高速
電動機の駆動装置としても使用できるようになる。
ことができるため、低ひずみの音声増幅器あるいは高速
電動機の駆動装置としても使用できるようになる。
【図１】出力を主アーム端子間より得る場合の本発明に
よる単相インバータ回路の実施例である。
よる単相インバータ回路の実施例である。
【図２】本発明によるインバータの動作原理を説明する
ための電圧および電流の波形図である。
ための電圧および電流の波形図である。
【図３】本発明による周波数変調された搬送波を用いる
インバータの駆動方式を説明するための波形図である。
インバータの駆動方式を説明するための波形図である。
【図４】出力をコンデンサの端子間より得る場合の本発
明による単相インバータ回路の実施例である。
明による単相インバータ回路の実施例である。
【図５】出力を主アーム端子間より得る場合のＹ形結線
を持つ本発明による三相インバータ回路の実施例であ
る。
を持つ本発明による三相インバータ回路の実施例であ
る。
【図６】出力を主アーム端子間より得る場合のΔ形結線
を持つ本発明による三相インバータ回路の実施例であ
る。
を持つ本発明による三相インバータ回路の実施例であ
る。
【図７】出力をコンデンサ端子間より得る場合の本発明
による三相インバータ回路の実施例である。
による三相インバータ回路の実施例である。
１；単相インバータ回路 ２；三相インバータ回路 ｎ；インバータの相数 ｋ；主スイッチ素子のスイッチング回数 ｔｄ；デッドタイム Ｔ１１ ｋ；スイッチング回数がｋ回目の状態ＩＶの発生
期間 ｕ、ｖ、ｗ；インバータ回路の主アーム端子 ｕ’、ｖ’、ｗ’；インバータ回路の出力端子 ＥＤ；電源電圧 Ｌ；インダクタ Ｌｓ；可飽和インダクタ Ｃ；コンデンサ Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ１’、Ｑ２’、Ｑ３’；インバー
タの主スイッチ素子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ１’、Ｄ２’、Ｄ３’；インバー
タのダイオード ｖｏ；インバータ１の出力電圧 ｖｕｖ；インバータ１の主アーム間の電圧 ｉＬ；インダクタＬに流れる電流 ｅｉ；入力信号 ｅｃ；搬送波 ｅｃＦＭ；周波数変調をうけた搬送波 ｖＧ；インバータ１の主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’
の駆動信号 ｖＧ’；インバータ１の主スイッチ素子Ｑ２およびＱ
１’の駆動信号
期間 ｕ、ｖ、ｗ；インバータ回路の主アーム端子 ｕ’、ｖ’、ｗ’；インバータ回路の出力端子 ＥＤ；電源電圧 Ｌ；インダクタ Ｌｓ；可飽和インダクタ Ｃ；コンデンサ Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ１’、Ｑ２’、Ｑ３’；インバー
タの主スイッチ素子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ１’、Ｄ２’、Ｄ３’；インバー
タのダイオード ｖｏ；インバータ１の出力電圧 ｖｕｖ；インバータ１の主アーム間の電圧 ｉＬ；インダクタＬに流れる電流 ｅｉ；入力信号 ｅｃ；搬送波 ｅｃＦＭ；周波数変調をうけた搬送波 ｖＧ；インバータ１の主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’
の駆動信号 ｖＧ’；インバータ１の主スイッチ素子Ｑ２およびＱ
１’の駆動信号
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年３月２４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】追加
【補正内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】発明の詳細な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流交流電力変換装置
（以下インバータという）において、上下主スイッチ素
子のオン・オフ切り換え時に発生する短絡現象を防止す
るために、主スイッチ素子を駆動するための信号に設け
られたデッドタイムによる、インバータの出力電圧の波
形ひずみを無くすための回路方式とその駆動方式に関す
る。
（以下インバータという）において、上下主スイッチ素
子のオン・オフ切り換え時に発生する短絡現象を防止す
るために、主スイッチ素子を駆動するための信号に設け
られたデッドタイムによる、インバータの出力電圧の波
形ひずみを無くすための回路方式とその駆動方式に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のインバータにおいては、主スイッ
チ素子のオン期間に比べ、デッドタイムの長さをできる
だけ短く設定した駆動信号により、インバータを駆動し
ており、本質的にはデッドタイムによる波形ひずみを残
したままインバータは使用されていた。
チ素子のオン期間に比べ、デッドタイムの長さをできる
だけ短く設定した駆動信号により、インバータを駆動し
ており、本質的にはデッドタイムによる波形ひずみを残
したままインバータは使用されていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】周波数が低い入力信号
と周波数が高い搬送波とを比較して得られた信号に、デ
ッドタイムを設け、この駆動信号により、インバータの
主スイッチ素子を駆動する従来のインバータにおいて、
搬送波の周波数を高周波化する場合、デッドタイムの長
さが無視できなくなり、これが原因で出力電圧の波形ひ
ずみの増大や、不安定現象の発生等の問題を引き起こ
す。このため、搬送波の周波数の高周波化がはかりにく
く、装置の小型・軽量化や周波数特性の広帯域化が達成
しにくいという問題があった。
と周波数が高い搬送波とを比較して得られた信号に、デ
ッドタイムを設け、この駆動信号により、インバータの
主スイッチ素子を駆動する従来のインバータにおいて、
搬送波の周波数を高周波化する場合、デッドタイムの長
さが無視できなくなり、これが原因で出力電圧の波形ひ
ずみの増大や、不安定現象の発生等の問題を引き起こ
す。このため、搬送波の周波数の高周波化がはかりにく
く、装置の小型・軽量化や周波数特性の広帯域化が達成
しにくいという問題があった。
【０００４】本発明は、インバータの駆動信号にデッド
タイムが設けられても、インバータの出力電圧には、原
理的にデッドタイムによる波形ひずみが発生しない回路
方式を提供することを目的としており、これにより搬送
波の周波数の高周波化による装置の小型・軽量化や、周
波数特性の広帯域化が可能なインバータが実現できる。
タイムが設けられても、インバータの出力電圧には、原
理的にデッドタイムによる波形ひずみが発生しない回路
方式を提供することを目的としており、これにより搬送
波の周波数の高周波化による装置の小型・軽量化や、周
波数特性の広帯域化が可能なインバータが実現できる。
【０００５】また、周波数が一定な搬送波を用いた従来
の駆動方式により本発明によるインバータを駆動した場
合、効率が従来方式のインバータに比べて低くなる。こ
のため、本発明によるインバータの効率を高くするため
の駆動方式を提供することを目的としている。
の駆動方式により本発明によるインバータを駆動した場
合、効率が従来方式のインバータに比べて低くなる。こ
のため、本発明によるインバータの効率を高くするため
の駆動方式を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】ここでは理解を容易にす
るため、主スイッチ素子にＩＧＢＴを用いた基本的な回
路の実施例により説明を行う。
るため、主スイッチ素子にＩＧＢＴを用いた基本的な回
路の実施例により説明を行う。
【０００７】図１は、本発明による単相出力を得る場合
のインバータの実施例である。図２は、本発明によるイ
ンバータの動作原理を説明するための図であり、入力信
号ｅｉが正の場合の、時間軸ｔを拡大した各部の電圧お
よび電流波形例を示している。
のインバータの実施例である。図２は、本発明によるイ
ンバータの動作原理を説明するための図であり、入力信
号ｅｉが正の場合の、時間軸ｔを拡大した各部の電圧お
よび電流波形例を示している。
【０００８】前記目的を達成するために、図１の本発明
のインバータにおいては、主アーム端子ｕ、ｖ間にイン
ダクタＬおよびコンデンサＣを接続する。出力電圧ｖｏ
は主アーム端子ｕ、ｖ間より得ている。
のインバータにおいては、主アーム端子ｕ、ｖ間にイン
ダクタＬおよびコンデンサＣを接続する。出力電圧ｖｏ
は主アーム端子ｕ、ｖ間より得ている。
【０００９】上記インダクタＬの値およびコンデンサＣ
の値は、主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’、あるいは主
スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’がそれぞれオンする毎
に、主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’に流れる電流ｉ
Ｃ、あるいは主スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’に流れる
電流ｉＣ’が、ある時間経過後、ゼロより流れ始めるよ
うに設定する。
の値は、主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’、あるいは主
スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’がそれぞれオンする毎
に、主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’に流れる電流ｉ
Ｃ、あるいは主スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’に流れる
電流ｉＣ’が、ある時間経過後、ゼロより流れ始めるよ
うに設定する。
【００１０】また、ｎ相の出力を得る本発明によるイン
バータにおいては、ｎ相インバータの主アーム端子間に
ｎ個のインダクタＬおよびｎ個のコンデンサＣを接続
し、上記単相インバータと同様に、主スイッチ素子がオ
ンする毎に、前記主スイッチ素子に流れる電流が、ある
時間経過後、常にゼロより流れ始めるようにインダクタ
Ｌの値およびコンデンサＣの値を設定する。
バータにおいては、ｎ相インバータの主アーム端子間に
ｎ個のインダクタＬおよびｎ個のコンデンサＣを接続
し、上記単相インバータと同様に、主スイッチ素子がオ
ンする毎に、前記主スイッチ素子に流れる電流が、ある
時間経過後、常にゼロより流れ始めるようにインダクタ
Ｌの値およびコンデンサＣの値を設定する。
【００１１】さらに、本発明によるインバータの効率を
改善するために、例えば、図３に示すように、搬送波ｅ
ｃの周波数を入力信号ｅｉが高い部分は低く、ゼロ付近
では高くなるように周波数変調し、この周波数変調され
た搬送波ｅｃＦＭと入力信号ｅｉとを比較して得られた
駆動信号で本発明によるインバータを駆動する。
改善するために、例えば、図３に示すように、搬送波ｅ
ｃの周波数を入力信号ｅｉが高い部分は低く、ゼロ付近
では高くなるように周波数変調し、この周波数変調され
た搬送波ｅｃＦＭと入力信号ｅｉとを比較して得られた
駆動信号で本発明によるインバータを駆動する。
【００１２】
【作用】上記のようにインダクタＬとコンデンサＣの値
を設定し、これらを用いてインバータを図１のように構
成し、このインバータを、入力信号ｅｉと搬送波ｅｃと
を比較して得られた信号にデッドタイムｔｄを設けた駆
動信号ｖＧおよびｖＧ’で駆動する。この場合、図２に
示すように、状態ＩＩＩでインダクタＬに蓄積されたエ
ネルギーが、主スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’の駆動信
号ｖＧ’がゼロとなる時点ｔｏｋ＋１より、ダイオード
Ｄ１−電源ＥＤ−ダイオードＤ２’を通して環流するた
め、主アーム端子間電圧ｖｕｖの極性も時点ｔｏｋ＋１
で反転する。この結果、デッドタイムｔｄの期間、主ス
イッチ素子Ｑ１およびＱ２’に駆動信号ｖＧが印加され
ないにもかかわらず、その影響が主アーム端子間電圧ｖ
ｕｖに表れない。
を設定し、これらを用いてインバータを図１のように構
成し、このインバータを、入力信号ｅｉと搬送波ｅｃと
を比較して得られた信号にデッドタイムｔｄを設けた駆
動信号ｖＧおよびｖＧ’で駆動する。この場合、図２に
示すように、状態ＩＩＩでインダクタＬに蓄積されたエ
ネルギーが、主スイッチ素子Ｑ２およびＱ１’の駆動信
号ｖＧ’がゼロとなる時点ｔｏｋ＋１より、ダイオード
Ｄ１−電源ＥＤ−ダイオードＤ２’を通して環流するた
め、主アーム端子間電圧ｖｕｖの極性も時点ｔｏｋ＋１
で反転する。この結果、デッドタイムｔｄの期間、主ス
イッチ素子Ｑ１およびＱ２’に駆動信号ｖＧが印加され
ないにもかかわらず、その影響が主アーム端子間電圧ｖ
ｕｖに表れない。
【００１３】以上の動作を、入力信号ｅｉの正負に関わ
らず、主スイッチ素子がオンする毎に繰り返すため、主
アーム端子間電圧ｖｕｖにはデッドタイムｔｄによる波
形ひずみが発生しない。従って、出力電圧ｖｏにもその
影響が表れず波形ひずみが発生しない。
らず、主スイッチ素子がオンする毎に繰り返すため、主
アーム端子間電圧ｖｕｖにはデッドタイムｔｄによる波
形ひずみが発生しない。従って、出力電圧ｖｏにもその
影響が表れず波形ひずみが発生しない。
【００１４】ただし、デッドタイムｔｄによる影響が出
力電圧に表れないようにするには、主スイッチ素子がオ
フしてから、前記主スイッチ素子とは別の主スイッチ素
子がオンし、この主スイッチ素子に電流が流れ始める迄
の期間内に、デッドタイムｔｄを設定する必要がある。
例えば、図２の例では状態ＩＶの発生期間Ｔ１１ｋ内に
デッドタイムｔｄを設定する。
力電圧に表れないようにするには、主スイッチ素子がオ
フしてから、前記主スイッチ素子とは別の主スイッチ素
子がオンし、この主スイッチ素子に電流が流れ始める迄
の期間内に、デッドタイムｔｄを設定する必要がある。
例えば、図２の例では状態ＩＶの発生期間Ｔ１１ｋ内に
デッドタイムｔｄを設定する。
【００１５】ｎ相インバータによりｎ相の出力を得る場
合も、上記に述べた単相の場合と同様の原理で動作し、
ｎ相の主アーム間電圧にはデッドタイムによる波形ひず
みが発生しない。従って、出力電圧にもその影響が表れ
ず波形ひずみが発生しない。
合も、上記に述べた単相の場合と同様の原理で動作し、
ｎ相の主アーム間電圧にはデッドタイムによる波形ひず
みが発生しない。従って、出力電圧にもその影響が表れ
ず波形ひずみが発生しない。
【００１６】また、ｎ相出力を得る場合にも、デッドタ
イムは上述した単相インバータの場合と同様に設定され
る必要がある。
イムは上述した単相インバータの場合と同様に設定され
る必要がある。
【００１７】以上の原理で本発明によるインバータは動
作するため、従来のインバータに比べ主スイッチ素子に
流れる電流のピーク値が高くなり、効率の低下を引き起
こす。特に、前記電流のピーク値は入力信号ｅｉのゼロ
近傍で高い。従って、この電流のピーク値を抑制するた
め、入力信号ｅｉのゼロ近傍で、搬送波ｅｃの周波数が
高くなるように搬送波ｅｃの周波数を変調し、主スイッ
チ素子のオン期間を短くする。これにより効率が高くな
る。
作するため、従来のインバータに比べ主スイッチ素子に
流れる電流のピーク値が高くなり、効率の低下を引き起
こす。特に、前記電流のピーク値は入力信号ｅｉのゼロ
近傍で高い。従って、この電流のピーク値を抑制するた
め、入力信号ｅｉのゼロ近傍で、搬送波ｅｃの周波数が
高くなるように搬送波ｅｃの周波数を変調し、主スイッ
チ素子のオン期間を短くする。これにより効率が高くな
る。
【００１８】
【実施例】図４は、図１の実施例において出力電圧ｖｏ
をコンデンサ端子ｕ’、ｖ’間より取り出す場合の実施
例である。
をコンデンサ端子ｕ’、ｖ’間より取り出す場合の実施
例である。
【００１９】図５あるいは図６あるいは図７は三相出力
を得るために、図１あるいは図４の回路方式をそれぞれ
三相インバータに拡張した実施例を示したもので、３個
のインダクタＬおよび３個のコンデンサＣを各主アーム
ｕ、ｖ、ｗ間に接続する。
を得るために、図１あるいは図４の回路方式をそれぞれ
三相インバータに拡張した実施例を示したもので、３個
のインダクタＬおよび３個のコンデンサＣを各主アーム
ｕ、ｖ、ｗ間に接続する。
【００２０】図８あるいは図９は、本発明を実現するた
めのインダクタＬおよびコンデンサＣを主アーム端子ｕ
と直流電源ＥＤの中性点ｏ間に接続した実施例である。
めのインダクタＬおよびコンデンサＣを主アーム端子ｕ
と直流電源ＥＤの中性点ｏ間に接続した実施例である。
【００２１】図１あるいは図４から図９に示す実施例に
おいては、インダクタＬの変わりに可飽和インダクタＬ
ｓを用いても本発明によるインバータを実現できる。こ
の場合、可飽和インダクタＬｓに流れる電流は、主アー
ム間の電圧ｖｕｖの極正が反転する前後に流れ、図２に
示すインダクタ電流ｉＬの波形とは異なる。
おいては、インダクタＬの変わりに可飽和インダクタＬ
ｓを用いても本発明によるインバータを実現できる。こ
の場合、可飽和インダクタＬｓに流れる電流は、主アー
ム間の電圧ｖｕｖの極正が反転する前後に流れ、図２に
示すインダクタ電流ｉＬの波形とは異なる。
【００２２】また、図４から図９に示すインバータ１あ
るいは２あるいは３、または可飽和インダクタＬｓを用
いたインバータを駆動するための駆動信号を作製する場
合は、図１の場合と同様に、従来のように周波数が一定
の搬送波ｅｃを用いてもよいし、あるいは本発明のよう
に周波数変調された搬送波ｅｃＦＭを用いてもよい。
るいは２あるいは３、または可飽和インダクタＬｓを用
いたインバータを駆動するための駆動信号を作製する場
合は、図１の場合と同様に、従来のように周波数が一定
の搬送波ｅｃを用いてもよいし、あるいは本発明のよう
に周波数変調された搬送波ｅｃＦＭを用いてもよい。
【００２３】以上の実施例においては、半導体スイッチ
素子としてＩＧＢＴを用いているが、ＩＧＢＴにかわり
ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等の制御端子を有
する半導体スイッチ素子を用いてもよい。
素子としてＩＧＢＴを用いているが、ＩＧＢＴにかわり
ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等の制御端子を有
する半導体スイッチ素子を用いてもよい。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
従来のインバータ回路の主アーム端子間に、あるいは主
アーム端子とインバータの電源の中性点間に、インダク
タとコンデンサを接続するのみの簡単な回路構成によ
り、インバータの出力電圧はインバータの主スイッチ素
子の駆動信号に設けられたデッドタイムの影響を受けな
いため、出力電圧にはデッドタイムによる波形ひずみが
発生しない。
従来のインバータ回路の主アーム端子間に、あるいは主
アーム端子とインバータの電源の中性点間に、インダク
タとコンデンサを接続するのみの簡単な回路構成によ
り、インバータの出力電圧はインバータの主スイッチ素
子の駆動信号に設けられたデッドタイムの影響を受けな
いため、出力電圧にはデッドタイムによる波形ひずみが
発生しない。
【００２５】この結果、搬送波の周波数を高くすること
ができ、インバータ装置の小型・軽量化を計ることが可
能となる。
ができ、インバータ装置の小型・軽量化を計ることが可
能となる。
【００２６】また、インバータの出力周波数も高くする
ことができるため、低ひずみの音声増幅器あるいは高速
電動機の駆動装置としても使用できるようになる。
ことができるため、低ひずみの音声増幅器あるいは高速
電動機の駆動装置としても使用できるようになる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図８
【補正方法】追加
【補正内容】
【図８】インダクタとコンデンサを主アーム端子と電源
の中性点間に接続し、出力を主アーム端子と中性点間よ
り得る場合の本発明による単相ハーフブリッジインバー
タ回路の実施例である。
の中性点間に接続し、出力を主アーム端子と中性点間よ
り得る場合の本発明による単相ハーフブリッジインバー
タ回路の実施例である。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図９
【補正方法】追加
【補正内容】
【図９】インダクタとコンデンサを主アーム端子と電源
の中性点間に接続し、出力をコンデンサの端子間より得
る場合の本発明による単相ハーフブリッジインバータ回
路の実施例である。
の中性点間に接続し、出力をコンデンサの端子間より得
る場合の本発明による単相ハーフブリッジインバータ回
路の実施例である。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】符号の説明
【補正方法】追加
【補正内容】
【符号の説明】 １；単相インバータ回路 ２；三相インバータ回路３；単相ハーフブリッジインバータ回路 ｎ；インバータの相数 ｋ；主スイッチ素子のスイッチング回数 ｔｄ；デッドタイム Ｔ１１ｋ；スイッチング回数がｋ回目の状態ＩＶの発生
期間 ｕ、ｖ、ｗ；インバータ回路の主アーム端子 ｕ’、ｖ’、ｗ’；インバータ回路の出力端子 ＥＤ；電源電圧ｏ；直流電源ＥＤの中性点 Ｌ；インダクタ Ｌｓ；可飽和インダクタ Ｃ；コンデンサ Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ１’、Ｑ２’、Ｑ３’；インバー
タの主スイッチ素子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ１’、Ｄ２’、Ｄ３’；インバー
タのダイオード ｖｏ；インバータ１の出力電圧 ｖｕｖ；インバータ１の主アーム間の電圧 ｉＬ；インダクタＬに流れる電流 ｅｉ；入力信号 ｅｃ；搬送波 ｅｃＦＭ；周波数変調をうけた搬送波 ｖＧ；インバータ１の主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’
の駆動信号 ｖＧ’；インバータ１の主スイッチ素子Ｑ２およびＱ
１’の駆動信号
期間 ｕ、ｖ、ｗ；インバータ回路の主アーム端子 ｕ’、ｖ’、ｗ’；インバータ回路の出力端子 ＥＤ；電源電圧ｏ；直流電源ＥＤの中性点 Ｌ；インダクタ Ｌｓ；可飽和インダクタ Ｃ；コンデンサ Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ１’、Ｑ２’、Ｑ３’；インバー
タの主スイッチ素子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ１’、Ｄ２’、Ｄ３’；インバー
タのダイオード ｖｏ；インバータ１の出力電圧 ｖｕｖ；インバータ１の主アーム間の電圧 ｉＬ；インダクタＬに流れる電流 ｅｉ；入力信号 ｅｃ；搬送波 ｅｃＦＭ；周波数変調をうけた搬送波 ｖＧ；インバータ１の主スイッチ素子Ｑ１およびＱ２’
の駆動信号 ｖＧ’；インバータ１の主スイッチ素子Ｑ２およびＱ
１’の駆動信号
【手続補正６】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図８
【補正方法】追加
【補正内容】
【図８】
【手続補正７】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図９
【補正方法】追加
【補正内容】
【図９】
Claims (2)
- 【請求項１】 直流交流電力変換装置（１あるいは２）
の主アーム端子（ｕ、ｖあるいはｕ、ｖ、ｗ）間にイン
ダクタ（Ｌ）とコンデンサ（Ｃ）よりなる直列回路を接
続し、直流交流電力変換装置（１あるいは２）の主スイ
ッチ素子を駆動するための信号に設けられたデッドタイ
ム（ｔｄ）の影響が、出力電圧に表われないようにした
直流交流電力変換装置。 - 【請求項２】 搬送波（ｅｃ）を周波数変調し、この周
波数変調をうけた搬送波（ｅｃＦＭ）と入力信号
（ｅｉ）とを比較して得られた信号により、請求項１記
載の直流交流電力変換装置を駆動するための駆動方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5070690A JPH06245538A (ja) | 1993-02-20 | 1993-02-20 | デッドタイムによる出力電圧への影響を防止した直流交流電力変換装置およびその駆動方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5070690A JPH06245538A (ja) | 1993-02-20 | 1993-02-20 | デッドタイムによる出力電圧への影響を防止した直流交流電力変換装置およびその駆動方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06245538A true JPH06245538A (ja) | 1994-09-02 |
Family
ID=13438895
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5070690A Pending JPH06245538A (ja) | 1993-02-20 | 1993-02-20 | デッドタイムによる出力電圧への影響を防止した直流交流電力変換装置およびその駆動方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06245538A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006180675A (ja) * | 2004-12-24 | 2006-07-06 | Yaskawa Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2007228745A (ja) * | 2006-02-24 | 2007-09-06 | Daihen Corp | インバータ装置のパルス幅変調制御方法。 |
| EP3657652A1 (en) * | 2018-11-26 | 2020-05-27 | LG Electronics Inc. | Photovoltaic module |
-
1993
- 1993-02-20 JP JP5070690A patent/JPH06245538A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006180675A (ja) * | 2004-12-24 | 2006-07-06 | Yaskawa Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP4656298B2 (ja) * | 2004-12-24 | 2011-03-23 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置 |
| JP2007228745A (ja) * | 2006-02-24 | 2007-09-06 | Daihen Corp | インバータ装置のパルス幅変調制御方法。 |
| EP3657652A1 (en) * | 2018-11-26 | 2020-05-27 | LG Electronics Inc. | Photovoltaic module |
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