JPH07222493A - 電力用電子機器における直流アクチュエータの制御装置 - Google Patents
電力用電子機器における直流アクチュエータの制御装置Info
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- JPH07222493A JPH07222493A JP6323344A JP32334494A JPH07222493A JP H07222493 A JPH07222493 A JP H07222493A JP 6323344 A JP6323344 A JP 6323344A JP 32334494 A JP32334494 A JP 32334494A JP H07222493 A JPH07222493 A JP H07222493A
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- H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/33—Bridge form coupled amplifiers; H-form coupled amplifiers
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ガンマ線の環境下で使用でき、かつ効率の高
い、Ｈ型ブリッジによる直流電動機の制御装置を提供す
る。 【構成】 パルス幅変調に基づく、電力用電子機器にお
ける直流アクチュエータの制御装置であって、バイポー
ラトランジスタ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４）およびその
エミッタ・コレクタ間に逆並列に接続されるダイオード
（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）をそれぞれ含む４個のスイ
ッチのＨ型ブリッジと、前記トランジスタの制御回路
（１１）とを備える。前記制御回路（１１）は４信号
（Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４）を供給してこれらの４個の
トランジスタ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４）の切り替え時
間をずらし、その中の１個の切り替え中は、前記ブリッ
ジの横の２辺に属するトランジスタに関しても、前記ブ
リッジの向かい合う辺に属するトランジスタに関して
も、どの１対のトランジスタも同時に導通することがな
いようにする。
い、Ｈ型ブリッジによる直流電動機の制御装置を提供す
る。 【構成】 パルス幅変調に基づく、電力用電子機器にお
ける直流アクチュエータの制御装置であって、バイポー
ラトランジスタ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４）およびその
エミッタ・コレクタ間に逆並列に接続されるダイオード
（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）をそれぞれ含む４個のスイ
ッチのＨ型ブリッジと、前記トランジスタの制御回路
（１１）とを備える。前記制御回路（１１）は４信号
（Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４）を供給してこれらの４個の
トランジスタ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４）の切り替え時
間をずらし、その中の１個の切り替え中は、前記ブリッ
ジの横の２辺に属するトランジスタに関しても、前記ブ
リッジの向かい合う辺に属するトランジスタに関して
も、どの１対のトランジスタも同時に導通することがな
いようにする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電力用電子機器における
直流アクチュエータの制御装置に関する。
直流アクチュエータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】直流アクチュエータの制御の分野で広く
用いられている方式(procedure) はパルス幅変調すなわ
ちＰＷＭである。ＰＷＭは線形増幅方式に比べて増幅器
の効率がかなり優れている。しかし電力用要素の切り替
え挙動のためにこの方式を実行するのは困難である。か
なり複雑な電子回路が用いられ、大量のエネルギーが消
散器で失われる。
用いられている方式(procedure) はパルス幅変調すなわ
ちＰＷＭである。ＰＷＭは線形増幅方式に比べて増幅器
の効率がかなり優れている。しかし電力用要素の切り替
え挙動のためにこの方式を実行するのは困難である。か
なり複雑な電子回路が用いられ、大量のエネルギーが消
散器で失われる。
【０００３】ユニトロード(Unitrode)マニュアル「線形
および集積回路のデータおよび応用ハンドブック」（１
９９０年４月）は、４個のスイッチをＨ型ブリッジに接
続して負荷をＨ型の中心に置いた直流アクチュエータの
制御装置について記述している。これらのスイッチには
ＭＯＳトランジスタが用いられ、その端子にはダイオー
ドが逆並列に接続される。パルス幅変調の原理は、１発
振周期中に、ある時間（所望の方式によって変わる）ブ
リッジの対角にある２個のトランジスタを、次に他の２
個のトランジスタを、順次に閉じるものである。
および集積回路のデータおよび応用ハンドブック」（１
９９０年４月）は、４個のスイッチをＨ型ブリッジに接
続して負荷をＨ型の中心に置いた直流アクチュエータの
制御装置について記述している。これらのスイッチには
ＭＯＳトランジスタが用いられ、その端子にはダイオー
ドが逆並列に接続される。パルス幅変調の原理は、１発
振周期中に、ある時間（所望の方式によって変わる）ブ
リッジの対角にある２個のトランジスタを、次に他の２
個のトランジスタを、順次に閉じるものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】核の分野では、現場で
チョッパ増幅器を用いるので電力用電子機器が核の放射
線に曝される。要素の選択にこの制限があることと上に
述べた効率の要求とは必ずしも両立しない。
チョッパ増幅器を用いるので電力用電子機器が核の放射
線に曝される。要素の選択にこの制限があることと上に
述べた効率の要求とは必ずしも両立しない。
【０００５】また本発明は、必要な要素の数を最小にす
ることにより、また１０６から１０７ラドのガンマ線の
蓄積線量に耐えるようにすることにより、チョッパ増幅
器の効率を最適化する装置に関する。
ることにより、また１０６から１０７ラドのガンマ線の
蓄積線量に耐えるようにすることにより、チョッパ増幅
器の効率を最適化する装置に関する。
【０００６】本発明は、パルス幅変調方式による直流ア
クチュエータの制御に関するもので、４個のトランジス
タをブリッジの対角に設け、負荷すなわちアクチュエー
タを第２の対角に接続するブリッジにより行う。ブリッ
ジの向かい合う２個のトランジスタを同期制御し、次の
他の２個のトランジスタを同期制御することにより、ア
クチュエータの平均電流を、従ってそのトルクを変える
ことができる。このアクチュエータは、前記平均電流を
測定するセンサを用いることによりトルク制御をするこ
とができる。
クチュエータの制御に関するもので、４個のトランジス
タをブリッジの対角に設け、負荷すなわちアクチュエー
タを第２の対角に接続するブリッジにより行う。ブリッ
ジの向かい合う２個のトランジスタを同期制御し、次の
他の２個のトランジスタを同期制御することにより、ア
クチュエータの平均電流を、従ってそのトルクを変える
ことができる。このアクチュエータは、前記平均電流を
測定するセンサを用いることによりトルク制御をするこ
とができる。
【０００７】本発明は、放射線の環境内にあるアクチュ
エータの制御に関する。この目的のために本発明は、放
射線に十分耐えるバイポーラトランジスタを用いてブリ
ッジを形成すること、トランジスタの制御パルスの前端
の間の最小時間を用いた前記パルスの特殊なシーケンス
により、電源端子に直列に接続されたトランジスタの制
御とブリッジの向かい合うトランジスタの制御とを行う
ことを特徴とする。これによりトランジスタが放散する
電力が減少し、装置効率が改善される。
エータの制御に関する。この目的のために本発明は、放
射線に十分耐えるバイポーラトランジスタを用いてブリ
ッジを形成すること、トランジスタの制御パルスの前端
の間の最小時間を用いた前記パルスの特殊なシーケンス
により、電源端子に直列に接続されたトランジスタの制
御とブリッジの向かい合うトランジスタの制御とを行う
ことを特徴とする。これによりトランジスタが放散する
電力が減少し、装置効率が改善される。
【０００８】ＵＳ−Ａ−４，９６４，１５８の図８は、
電話ベルの電源用のＤＣ・ＤＣ変換器について述べてい
る。これは４個のバイポーラトランジスタの同じブリッ
ジと同じ制御パルスシーケンスを用いているが、パルス
幅変調制御装置を構成せず、出力信号は疑似択一波であ
って全く固定されており、サーボ制御はできない。
電話ベルの電源用のＤＣ・ＤＣ変換器について述べてい
る。これは４個のバイポーラトランジスタの同じブリッ
ジと同じ制御パルスシーケンスを用いているが、パルス
幅変調制御装置を構成せず、出力信号は疑似択一波であ
って全く固定されており、サーボ制御はできない。
【０００９】ＵＳ−Ａ−４，５２３，１３４は、パルス
幅変調を用いた直流電動機用の電源装置について述べて
いる。制御パルスのシーケンスは、ブリッジの向かい合
うトランジスタに関するパルスを回復できるようになっ
ている。
幅変調を用いた直流電動機用の電源装置について述べて
いる。制御パルスのシーケンスは、ブリッジの向かい合
うトランジスタに関するパルスを回復できるようになっ
ている。
【００１０】ＥＰ−Ａ−５７８，５５５は、非バイポー
ラのＩＧＢＴ型トランジスタを用いる３相同期電動機の
電源装置について述べている。制御はＩＧＢＴを制御で
きる簡単なパルスにより行われるが、バイポーラトラン
ジスタには適用できない。
ラのＩＧＢＴ型トランジスタを用いる３相同期電動機の
電源装置について述べている。制御はＩＧＢＴを制御で
きる簡単なパルスにより行われるが、バイポーラトラン
ジスタには適用できない。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の直流電動機制御
装置は、Ｈ型に接続された４個のバイポーラトランジス
タのブリッジを用いて、ブリッジの１つの対角のトラン
ジスタの開閉を移動することにより行うパルス幅変調方
式に基づいて、装置の効率を改善し、ガンマ線の下で用
いる要素のパラメータがずれないようにするものであ
る。
装置は、Ｈ型に接続された４個のバイポーラトランジス
タのブリッジを用いて、ブリッジの１つの対角のトラン
ジスタの開閉を移動することにより行うパルス幅変調方
式に基づいて、装置の効率を改善し、ガンマ線の下で用
いる要素のパラメータがずれないようにするものであ
る。
【００１２】本発明はパルス幅変調に基づく電力用電子
機器における直流アクチュエータの制御装置を提案する
ものであって、トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４お
よび前記トランジスタに逆並列に接続されるダイオード
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４をそれぞれ含む４個のスイッチ
のＨ型ブリッジと、前記トランジスタの制御回路とを備
え、その特徴は、各トランジスタがバイポーラ型である
ことと、制御回路は４信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４を供
給してこれらの４個のトランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３、
Ｔ４の切り替えの時間をずらし、その中の１個の切り替
え中は、ブリッジの２つの横の辺（すなわちブリッジの
２つの直流電源端子の間にある２辺）に属するトランジ
スタに関しても、前記ブリッジの向かい合う２辺に属す
るトランジスタに関しても、どの１対のトランジスタも
同時に導通することがないようにすることである。
機器における直流アクチュエータの制御装置を提案する
ものであって、トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４お
よび前記トランジスタに逆並列に接続されるダイオード
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４をそれぞれ含む４個のスイッチ
のＨ型ブリッジと、前記トランジスタの制御回路とを備
え、その特徴は、各トランジスタがバイポーラ型である
ことと、制御回路は４信号Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４を供
給してこれらの４個のトランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３、
Ｔ４の切り替えの時間をずらし、その中の１個の切り替
え中は、ブリッジの２つの横の辺（すなわちブリッジの
２つの直流電源端子の間にある２辺）に属するトランジ
スタに関しても、前記ブリッジの向かい合う２辺に属す
るトランジスタに関しても、どの１対のトランジスタも
同時に導通することがないようにすることである。
【００１３】ブリッジの下側を形成する２個のトランジ
スタＴ２とＴ３を制御するため、前記制御回路はプッシ
ュプル回路によりレベルと電力を適合させて２つの第１
信号Ｖ２とＶ３をこれらの２個のトランジスタの各ベー
スにそれぞれ供給し、ブリッジの上側を形成する２個の
トランジスタＴ１とＴ４を制御するため、制御変圧器を
用いて直流絶縁により２つの第２信号をこれらの２個の
トランジスタの各ベースにそれぞれ供給することが望ま
しい。
スタＴ２とＴ３を制御するため、前記制御回路はプッシ
ュプル回路によりレベルと電力を適合させて２つの第１
信号Ｖ２とＶ３をこれらの２個のトランジスタの各ベー
スにそれぞれ供給し、ブリッジの上側を形成する２個の
トランジスタＴ１とＴ４を制御するため、制御変圧器を
用いて直流絶縁により２つの第２信号をこれらの２個の
トランジスタの各ベースにそれぞれ供給することが望ま
しい。
【００１４】既知のパルス幅変調原理を用いるが、本発
明の装置はバイポーラトランジスタを用いる。これによ
り、前記装置の特性はＭＯＳトランジスタで動作するＨ
型スイッチとは異なる。
明の装置はバイポーラトランジスタを用いる。これによ
り、前記装置の特性はＭＯＳトランジスタで動作するＨ
型スイッチとは異なる。
【００１５】ブリッジの上側のトランジスタを制御する
ため、本発明の装置は本線の変圧器を駆動する発信器に
より動作する切り替え電源を備える。前記変圧器の二次
側で信号を整流しフィルタリングして、電圧＋Ｖａと−
Ｖａを供給する。各第２信号は同じ発信器と変調論理に
より過変調されて制御変圧器を駆動する。ブリッジの対
応するバイポーラトランジスタを駆動するため、前記信
号は整流器により復調され増幅されてレベルが適合され
る。
ため、本発明の装置は本線の変圧器を駆動する発信器に
より動作する切り替え電源を備える。前記変圧器の二次
側で信号を整流しフィルタリングして、電圧＋Ｖａと−
Ｖａを供給する。各第２信号は同じ発信器と変調論理に
より過変調されて制御変圧器を駆動する。ブリッジの対
応するバイポーラトランジスタを駆動するため、前記信
号は整流器により復調され増幅されてレベルが適合され
る。
【００１６】望ましい実施態様では、本発明の装置は４
個の駆動器と、電流サーボループを閉じるためのホール
効果電流測定手段と、電流の測定を確実にするための抵
抗器とを備える。
個の駆動器と、電流サーボループを閉じるためのホール
効果電流測定手段と、電流の測定を確実にするための抵
抗器とを備える。
【００１７】論理変調モジュールのクロックは、シュミ
ットトリガ発信器と、２進スケーラとして接続されかつ
変圧器内のＤＣ成分を除くために５０％の循環比を持つ
Ｄフリップフロップにより形成される。変調は論理ＡＮ
Ｄゲートで行われる。
ットトリガ発信器と、２進スケーラとして接続されかつ
変圧器内のＤＣ成分を除くために５０％の循環比を持つ
Ｄフリップフロップにより形成される。変調は論理ＡＮ
Ｄゲートで行われる。
【００１８】切り替え電源の一次側は、フリップフロッ
プと直列のプッシュプル型トランジスタ段からの同じク
ロックで与えられる。変圧器は上側の辺の各駆動器の２
つの切り替え電源用だけであり、二次側は二重化され独
立である。
プと直列のプッシュプル型トランジスタ段からの同じク
ロックで与えられる。変圧器は上側の辺の各駆動器の２
つの切り替え電源用だけであり、二次側は二重化され独
立である。
【００１９】本発明の装置は２個の上側の駆動器を備え
る。切り替え電源の二次側の一方は電圧降下を制限する
ための４個のショットキーダイオードを用いた整流で構
成され、他方は電源段階に供給する２つの対称電圧を得
るための２個のコンデンサを用いたフィルタリングで構
成される。この電力段はパルス変圧器で構成して、論理
変調モジュールからの変調された信号を、整流器の形で
中点に接続される２個のショットキーダイオードにより
復調し、整流された信号はプッシュプル型トランジスタ
増幅器を駆動し、電源の浮遊接地は電力用トランジスタ
のエミッタに接続される。
る。切り替え電源の二次側の一方は電圧降下を制限する
ための４個のショットキーダイオードを用いた整流で構
成され、他方は電源段階に供給する２つの対称電圧を得
るための２個のコンデンサを用いたフィルタリングで構
成される。この電力段はパルス変圧器で構成して、論理
変調モジュールからの変調された信号を、整流器の形で
中点に接続される２個のショットキーダイオードにより
復調し、整流された信号はプッシュプル型トランジスタ
増幅器を駆動し、電源の浮遊接地は電力用トランジスタ
のエミッタに接続される。
【００２０】本発明の装置は次のように多くの利点を持
つ。効率は最適であり、切り替え動作中の短絡は起こり
得ず、トランジスタは最大まで飽和して、その効率の性
能特性はＭＯＳトランジスタと同等である。
つ。効率は最適であり、切り替え動作中の短絡は起こり
得ず、トランジスタは最大まで飽和して、その効率の性
能特性はＭＯＳトランジスタと同等である。
【００２１】放射線耐性のある要素を用いているのでガ
ンマ線（１０6 ラドを超える）の耐性は最適である。動
作原理が簡単で、動作に要する要素の数は少ない。
ンマ線（１０6 ラドを超える）の耐性は最適である。動
作原理が簡単で、動作に要する要素の数は少ない。
【００２２】特に通過帯域に関して、非常に高性能の電
力用トランジスタを必要としない。単にトランジスタを
変えるだけで原理を変えずに、電流と電圧を適合させる
ことができる。
力用トランジスタを必要としない。単にトランジスタを
変えるだけで原理を変えずに、電流と電圧を適合させる
ことができる。
【００２３】Ｈの１辺で継続的に動作することができ
る。これは他の動作原理では必ずしもできない。遮断周
波数が高い（３５ＫＨｚ）ため低インピーダンスの直流
電動機の制御に理想的である。
る。これは他の動作原理では必ずしもできない。遮断周
波数が高い（３５ＫＨｚ）ため低インピーダンスの直流
電動機の制御に理想的である。
【００２４】原理は、他の型の電動機、特に自動制御さ
れる同期電動機にも用いることができる。市販されてい
る標準要素を用いるので製造原価が低い。
れる同期電動機にも用いることができる。市販されてい
る標準要素を用いるので製造原価が低い。
【００２５】
【実施例】電力用電子機器では、いかなる変換でも基本
的な考え方は効率である。電流と電圧降下の積である損
失が効率を非常に悪くするので、基本要素は変調により
動作することはできない。従って、スイッチとして動作
する電力用半導体を基本要素として、切り替えにより動
作させる必要がある。「スイッチ」が開のときは、たと
え高電圧がかかっていても流れる電流は無視できる。従
って消費電力は非常に小さい。同様に「スイッチ」が閉
のときは、流れる電流は大きいが内部の電圧降下が非常
に小さいので、損失は名目電力に比べて無視できる。
的な考え方は効率である。電流と電圧降下の積である損
失が効率を非常に悪くするので、基本要素は変調により
動作することはできない。従って、スイッチとして動作
する電力用半導体を基本要素として、切り替えにより動
作させる必要がある。「スイッチ」が開のときは、たと
え高電圧がかかっていても流れる電流は無視できる。従
って消費電力は非常に小さい。同様に「スイッチ」が閉
のときは、流れる電流は大きいが内部の電圧降下が非常
に小さいので、損失は名目電力に比べて無視できる。
【００２６】静的には、電力用半導体は機械的スイッチ
と同じ働きをする。すなわち、閉すなわちオンのときは
電流を流して電圧降下は最低になり、開すなわちオフの
ときは端子に電圧がかかるが電流は流さない。
と同じ働きをする。すなわち、閉すなわちオンのときは
電流を流して電圧降下は最低になり、開すなわちオフの
ときは端子に電圧がかかるが電流は流さない。
【００２７】電子的電力回路に与えられる制御信号は、
「スイッチ」がオンになる時間を決める役目をするだけ
である。これらのオフ信号に対応する電力は、回路に電
流が流れるときの電力に比べて非常に低い。
「スイッチ」がオンになる時間を決める役目をするだけ
である。これらのオフ信号に対応する電力は、回路に電
流が流れるときの電力に比べて非常に低い。
【００２８】図１は既知の制御装置を示す。スイッチは
Ｈ型ブリッジに接続されるＭＯＳトランジスタＴ１、Ｔ
２、Ｔ３、Ｔ４で、負荷１０はＨの中心にある。発振周
期は固定であり、その周波数は数ｋＨｚから数十ｋＨｚ
である。この周期中のパルス幅変調原理は、ある時間
（所望の方式Ｖosc によって変わる）、まずトランジス
タＴ１とＴ３を、次にＴ２とＴ４を続いて閉じるもので
ある。
Ｈ型ブリッジに接続されるＭＯＳトランジスタＴ１、Ｔ
２、Ｔ３、Ｔ４で、負荷１０はＨの中心にある。発振周
期は固定であり、その周波数は数ｋＨｚから数十ｋＨｚ
である。この周期中のパルス幅変調原理は、ある時間
（所望の方式Ｖosc によって変わる）、まずトランジス
タＴ１とＴ３を、次にＴ２とＴ４を続いて閉じるもので
ある。
【００２９】２個のインバータ１２と１３で信号ＶＡと
ＶＡを反転して、トランジスタＴ２とＴ３のベースを制
御する。制御回路１１は、トランジスタ制御信号を発生
する。この回路は市販されている（例えばトムソン社の
Ｌ２９２、シリコン・ゼネラル社のＳＧ１７３１、ユニ
トロード社のＵＤＮ１６３７）。
ＶＡを反転して、トランジスタＴ２とＴ３のベースを制
御する。制御回路１１は、トランジスタ制御信号を発生
する。この回路は市販されている（例えばトムソン社の
Ｌ２９２、シリコン・ゼネラル社のＳＧ１７３１、ユニ
トロード社のＵＤＮ１６３７）。
【００３０】ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４は各ト
ランジスタに逆並列に接続され、フリーホイーリングダ
イオードと呼ばれる。その機能はスイッチ内に逆電流を
通すことで、これは電動機が電流を流す誘導的要素なの
で各増幅器は可逆的であることが必要だからである。
ランジスタに逆並列に接続され、フリーホイーリングダ
イオードと呼ばれる。その機能はスイッチ内に逆電流を
通すことで、これは電動機が電流を流す誘導的要素なの
で各増幅器は可逆的であることが必要だからである。
【００３１】図２に示すように、制御回路には最初にの
こぎり波信号Ｖosc があり、トランジスタの制御信号に
対応する２つの信号ＶＡとＶＢが生成され、Ｈの辺の２
つの切り替え動作の間に「遊び時間」がある。方式の変
更はのこぎり波Ｖosc に直流成分を加えることによって
行われ、これによりパルスＶＡとＶＢの幅が変わり、従
って負荷を流れる電流が変わる。
こぎり波信号Ｖosc があり、トランジスタの制御信号に
対応する２つの信号ＶＡとＶＢが生成され、Ｈの辺の２
つの切り替え動作の間に「遊び時間」がある。方式の変
更はのこぎり波Ｖosc に直流成分を加えることによって
行われ、これによりパルスＶＡとＶＢの幅が変わり、従
って負荷を流れる電流が変わる。
【００３２】詳しくいうと、信号ＶＡは直接トランジス
タＴ１をまたインバータ１２を通してトランジスタＴ２
を制御し、また信号ＶＢは直接トランジスタＴ４をまた
インバータ１３を通してトランジスタＴ３を制御する。
この装置は、ブリッジの２辺の間の切り替えを確実にす
ることができる（遊び時間があるため）が、一方ではト
ランジスタＴ１とＴ２の間で、他方ではトランジスタＴ
３とＴ４の間で電源が短絡する恐れがある。従ってこれ
らのトランジスタは開と閉が同時に制御される。従っ
て、設計者は切り替え時間を速くし、また高速度の電力
用要素を用いることを望む。
タＴ１をまたインバータ１２を通してトランジスタＴ２
を制御し、また信号ＶＢは直接トランジスタＴ４をまた
インバータ１３を通してトランジスタＴ３を制御する。
この装置は、ブリッジの２辺の間の切り替えを確実にす
ることができる（遊び時間があるため）が、一方ではト
ランジスタＴ１とＴ２の間で、他方ではトランジスタＴ
３とＴ４の間で電源が短絡する恐れがある。従ってこれ
らのトランジスタは開と閉が同時に制御される。従っ
て、設計者は切り替え時間を速くし、また高速度の電力
用要素を用いることを望む。
【００３３】増幅器の設計ではＭＯＳトランジスタを用
いると利点が多く、特に制御が容易であると考えられて
いる。しかしＭＯＳトランジスタは放射線の耐性に大き
な問題がある（１００Ｋラド以下の蓄積線量で破壊す
る）。
いると利点が多く、特に制御が容易であると考えられて
いる。しかしＭＯＳトランジスタは放射線の耐性に大き
な問題がある（１００Ｋラド以下の蓄積線量で破壊す
る）。
【００３４】ＩＧＢＴトランジスタは入力にＭＯＳトラ
ンジスタを、出力にバイポーラトランジスタを用いる組
立体であるが、放射線耐性の問題は解決されない。ＩＧ
ＢＴトランジスタは高電圧での高電力用である。
ンジスタを、出力にバイポーラトランジスタを用いる組
立体であるが、放射線耐性の問題は解決されない。ＩＧ
ＢＴトランジスタは高電圧での高電力用である。
【００３５】バイポーラトランジスタを用いると、上に
説明した２つのモードで動作する。バイポーラトランジ
スタを用いて設計された電力用スイッチは高電力を切り
替えることができる。導通状態のトランジスタは飽和状
態で動作する、すなわち端子での電圧降下は最小にな
る。この状態を得るため、必要な基礎電流が流れる（メ
ーカーのデータによる）。そうでない場合はトランジス
タは非導通で、基礎電流はゼロである。
説明した２つのモードで動作する。バイポーラトランジ
スタを用いて設計された電力用スイッチは高電力を切り
替えることができる。導通状態のトランジスタは飽和状
態で動作する、すなわち端子での電圧降下は最小にな
る。この状態を得るため、必要な基礎電流が流れる（メ
ーカーのデータによる）。そうでない場合はトランジス
タは非導通で、基礎電流はゼロである。
【００３６】動的な観点からは、トランジスタの非導通
の状態から飽和状態まで、短絡しないようにできるだけ
速く通過する必要がある。トランジスタの設計者は導通
と非導通に遅れを持たせるがこれは好ましくないので、
切り替え補助装置を用いる必要がある。
の状態から飽和状態まで、短絡しないようにできるだけ
速く通過する必要がある。トランジスタの設計者は導通
と非導通に遅れを持たせるがこれは好ましくないので、
切り替え補助装置を用いる必要がある。
【００３７】切り替えを補助する線図と回路はいろいろ
あり、いくつかの例を以下に示す。立ち上がり時間を減
らすためには、基礎電流をできるだけ速く増加させなけ
ればならない。このために飽和に必要な値より高い電流
ピークを流す。
あり、いくつかの例を以下に示す。立ち上がり時間を減
らすためには、基礎電流をできるだけ速く増加させなけ
ればならない。このために飽和に必要な値より高い電流
ピークを流す。
【００３８】導通中は確実に飽和させるために基礎電流
を十分流す必要があるが、導通相の終わりの蓄積時間が
増えるので、過飽和は避けなければならない。このた
め、ベースとコレクタの間にいわゆる「飽和防止」ダイ
オードが用いられる。
を十分流す必要があるが、導通相の終わりの蓄積時間が
増えるので、過飽和は避けなければならない。このた
め、ベースとコレクタの間にいわゆる「飽和防止」ダイ
オードが用いられる。
【００３９】非導通にする時間を減らすには、基礎電流
の減少速度を制限しながらベースから逆電流を引き出す
必要がある。このためトランジスタは負電圧で非導通に
し、ベースに蓄積された電荷をできるだけ速く消散させ
る。
の減少速度を制限しながらベースから逆電流を引き出す
必要がある。このためトランジスタは負電圧で非導通に
し、ベースに蓄積された電荷をできるだけ速く消散させ
る。
【００４０】各トランジスタは特に比較的複雑でかさば
った回路を必要とするので、特定の市販されている集積
回路が用いられる。
った回路を必要とするので、特定の市販されている集積
回路が用いられる。
【００４１】前記トランジスタの駆動は一般に浮遊状態
でなければならないので、このため光カプラや変圧器な
どの絶縁要素が用いられる。
でなければならないので、このため光カプラや変圧器な
どの絶縁要素が用いられる。
【００４２】本発明はガンマ線に対して特に耐性が大き
いバイポーラトランジスタを用いるもので、制御には放
射線の下の挙動が分かっていない複雑な市販の要素は用
いず、最小の離散要素を用いる。
いバイポーラトランジスタを用いるもので、制御には放
射線の下の挙動が分かっていない複雑な市販の要素は用
いず、最小の離散要素を用いる。
【００４３】本発明は、パルス幅変調の原理だけを用い
て電動機を制御し、電力用トランジスタをより高速に切
り替えるものであるが、前記スイッチをより速く切り替
えることができないと考えるので、スイッチは速い必要
はない。本発明は、パルス幅変調の原理を用いながら、
制御に関して新規な装置を提案する。
て電動機を制御し、電力用トランジスタをより高速に切
り替えるものであるが、前記スイッチをより速く切り替
えることができないと考えるので、スイッチは速い必要
はない。本発明は、パルス幅変調の原理を用いながら、
制御に関して新規な装置を提案する。
【００４４】従来の装置の主な問題は、トランジスタを
対で切り替えることである。一方は非導通の状態から飽
和状態に、他方は飽和状態から非導通状態に、瞬時に通
過する。
対で切り替えることである。一方は非導通の状態から飽
和状態に、他方は飽和状態から非導通状態に、瞬時に通
過する。
【００４５】本発明の考え方は、４個のトランジスタの
切り替え時間をずらし、切り替え動作中に短絡が起こら
ないようにすることである。前記切り替え動作を、必要
な程度、すなわちトランジスタの最大切り替え時間より
長い時間ずらすことができる。その方式を図３に示す。
切り替え時間をずらし、切り替え動作中に短絡が起こら
ないようにすることである。前記切り替え動作を、必要
な程度、すなわちトランジスタの最大切り替え時間より
長い時間ずらすことができる。その方式を図３に示す。
【００４６】ここで、既知の制御回路を用いる。再び、
のきぎり波信号Ｖosc と、前述のＶＡおよびＶＢと同等
の２つの制御信号Ｖ２およびＶ３がある。後者はトラン
ジスタＴ２およびＴ３のベースを駆動する。「遊び時
間」を作るしきい値＋Ｖおよび−Ｖは簡単に調整するこ
とができ、遊び時間をトランジスタの最大切り替え時間
（ｔｃ）の２倍にする。第３の電圧ゼロのしきい値を外
部回路（比較器）で作って、トランジスタＴ１およびＴ
４を駆動する信号Ｖ１およびＶ４を作る。従って４個の
トランジスタは、時間ｔｃだけずれた異なる時刻に切り
替えられる。
のきぎり波信号Ｖosc と、前述のＶＡおよびＶＢと同等
の２つの制御信号Ｖ２およびＶ３がある。後者はトラン
ジスタＴ２およびＴ３のベースを駆動する。「遊び時
間」を作るしきい値＋Ｖおよび−Ｖは簡単に調整するこ
とができ、遊び時間をトランジスタの最大切り替え時間
（ｔｃ）の２倍にする。第３の電圧ゼロのしきい値を外
部回路（比較器）で作って、トランジスタＴ１およびＴ
４を駆動する信号Ｖ１およびＶ４を作る。従って４個の
トランジスタは、時間ｔｃだけずれた異なる時刻に切り
替えられる。
【００４７】切り替えシーケンスは次のように行われ
る。トランジスタＴ１は導通するが他のトランジスタが
導通せず、負荷に電流が流れない、トランジスタＴ３が
導通し、電流が負荷に流れる、トランジスタＴ３のイン
ピーダンスが高くなり、電流が負荷に流れない、トラン
ジスタＴ１のインピーダンスが高くなり、Ｔ４は導通す
るが電流が負荷に流れない、トランジスタＴ２が導通し
て電流が負荷に流れる、トランジスタＴ２のインピーダ
ンスが高くなり、電流が負荷に流れない。
る。トランジスタＴ１は導通するが他のトランジスタが
導通せず、負荷に電流が流れない、トランジスタＴ３が
導通し、電流が負荷に流れる、トランジスタＴ３のイン
ピーダンスが高くなり、電流が負荷に流れない、トラン
ジスタＴ１のインピーダンスが高くなり、Ｔ４は導通す
るが電流が負荷に流れない、トランジスタＴ２が導通し
て電流が負荷に流れる、トランジスタＴ２のインピーダ
ンスが高くなり、電流が負荷に流れない。
【００４８】トランジスタに電流が流れるかどうかは、
導通時の装置の状態にもよる。これが、導通または非導
通状態と電流が流れる可能性について述べた理由であ
る。この制御は回路の非対称性に関連するが、これは図
１の従来の装置にはないものである。
導通時の装置の状態にもよる。これが、導通または非導
通状態と電流が流れる可能性について述べた理由であ
る。この制御は回路の非対称性に関連するが、これは図
１の従来の装置にはないものである。
【００４９】電力用スイッチはフリーホイーリングダイ
オードを備えるバイポーラトランジスタで構成される。
切り替えを改善する方策の中で、ベースの逆極性だけが
用いられる。
オードを備えるバイポーラトランジスタで構成される。
切り替えを改善する方策の中で、ベースの逆極性だけが
用いられる。
【００５０】図４において、トランジスタＴ２とＴ３の
ベースの制御は、制御回路１９からの直接の出力として
得られる信号Ｖ２とＶ３を用いて行われ、レベルと電力
を適応させるためにプッシュプル型回路２０、２１を途
中に挿入する。
ベースの制御は、制御回路１９からの直接の出力として
得られる信号Ｖ２とＶ３を用いて行われ、レベルと電力
を適応させるためにプッシュプル型回路２０、２１を途
中に挿入する。
【００５１】上側のトランジスタＴ１とＴ４を制御する
ために、信号Ｖ１およびＶ４と対象とするトランジスタ
との間に直流絶縁が挿入される。この絶縁は制御変圧器
により与えられる。直流絶縁を設けることは駆動増幅器
に浮遊電源を用いることに関連する。駆動増幅器は変圧
器２３を駆動するための１５０ＫＨｚ発振器２２によっ
て動作する切り替え電源である。
ために、信号Ｖ１およびＶ４と対象とするトランジスタ
との間に直流絶縁が挿入される。この絶縁は制御変圧器
により与えられる。直流絶縁を設けることは駆動増幅器
に浮遊電源を用いることに関連する。駆動増幅器は変圧
器２３を駆動するための１５０ＫＨｚ発振器２２によっ
て動作する切り替え電源である。
【００５２】変圧器２３の二次側の信号を整流しフィル
タリングして（回路２４と５５）、一方で電圧＋Ｖａと
−Ｖａを、他方で電圧＋Ｖｂと−Ｖｂを供給する。信号
Ｖ１（またはＶ４）は制御変圧器２７（または２８）を
駆動するために変調論理２５（または２６）内で過変調
される。これは変圧器の直流成分を除くために必要であ
る。この過変調は、同じ発振器２２と前記変調論理によ
り得られる。トランジスタを駆動するには、整流器２９
（または３０）と増幅器３１（または３２）を用いて、
信号レベルを適応させて復調すればよい。
タリングして（回路２４と５５）、一方で電圧＋Ｖａと
−Ｖａを、他方で電圧＋Ｖｂと−Ｖｂを供給する。信号
Ｖ１（またはＶ４）は制御変圧器２７（または２８）を
駆動するために変調論理２５（または２６）内で過変調
される。これは変圧器の直流成分を除くために必要であ
る。この過変調は、同じ発振器２２と前記変調論理によ
り得られる。トランジスタを駆動するには、整流器２９
（または３０）と増幅器３１（または３２）を用いて、
信号レベルを適応させて復調すればよい。
【００５３】従来の装置では、ガンマ線の下で電力用電
子機器を用いると、電離媒体内での電力要素の挙動の問
題が発生した。直流電動機の制御の場合は、４個のトラ
ンジスタをＨ型に組んで中央に負荷を接続したブリッジ
を用いるのが普通である（図１を参照）。工業用ではＭ
ＯＳまたはＩＧＢＴトランジスタを用いることが多い
が、本件の場合は、ガンマ線の蓄積線量の耐性が大きい
バイポーラトランジスタだけが対象になる。
子機器を用いると、電離媒体内での電力要素の挙動の問
題が発生した。直流電動機の制御の場合は、４個のトラ
ンジスタをＨ型に組んで中央に負荷を接続したブリッジ
を用いるのが普通である（図１を参照）。工業用ではＭ
ＯＳまたはＩＧＢＴトランジスタを用いることが多い
が、本件の場合は、ガンマ線の蓄積線量の耐性が大きい
バイポーラトランジスタだけが対象になる。
【００５４】Ｈ型ブリッジの制御は、以下の原理に従っ
て行われる（図２を参照）。トランジスタＴ１とＴ３が
同時に導通し、続いてトランジスタＴ２とＴ４が導通す
る。周期を一定に保ちながら、ブリッジの一方の対角の
導通時間を他方の対角に比べて変える（パルス幅変調の
原理）。どのトランジスタも導通しない時間ｔｃがあ
り、一方ではＴ１とＴ２により、他方ではＴ３とＴ４に
より、電源が短絡しないようにする。
て行われる（図２を参照）。トランジスタＴ１とＴ３が
同時に導通し、続いてトランジスタＴ２とＴ４が導通す
る。周期を一定に保ちながら、ブリッジの一方の対角の
導通時間を他方の対角に比べて変える（パルス幅変調の
原理）。どのトランジスタも導通しない時間ｔｃがあ
り、一方ではＴ１とＴ２により、他方ではＴ３とＴ４に
より、電源が短絡しないようにする。
【００５５】２個のトランジスタＴ１とＴ３により消散
する電力（ＳＰＩＣＥシミュレーション）を図５に示
す。ここで、信号６１はＴ１の電力、信号６２はＴ３の
電力、信号６３はＶＡがＴ１を制御、信号６４はＶＢが
Ｔ３を制御、信号６５はコレクタ電流。
する電力（ＳＰＩＣＥシミュレーション）を図５に示
す。ここで、信号６１はＴ１の電力、信号６２はＴ３の
電力、信号６３はＶＡがＴ１を制御、信号６４はＶＢが
Ｔ３を制御、信号６５はコレクタ電流。
【００５６】消散する電力は２個のトランジスタに等し
く分布していることが分かる。電力は更に、トランジス
タの飽和電圧による継続的な静的電力と、切り替え時間
による動的電力に分かれる。
く分布していることが分かる。電力は更に、トランジス
タの飽和電圧による継続的な静的電力と、切り替え時間
による動的電力に分かれる。
【００５７】このような回路の効率の改善は、トランジ
スタの損失を最適化することにより行われる。静的な観
点からはトランジスタの飽和を最大にすることが必要で
あり、動的な観点からは切り替え動作の加速を最大にす
ることが必要である。トランジスタを過飽和にすると切
り替え時間が長くなるので、妥協が必要である。
スタの損失を最適化することにより行われる。静的な観
点からはトランジスタの飽和を最大にすることが必要で
あり、動的な観点からは切り替え動作の加速を最大にす
ることが必要である。トランジスタを過飽和にすると切
り替え時間が長くなるので、妥協が必要である。
【００５８】前に述べたように、切り替え動作を加速す
るためにいろいろの複雑さの回路が一般に用いられる。
切り替え動作は設定の仕方によって速くなり、要素の可
能な限界で動作し、トランジスタの飽和電圧のため静的
電力を増加させる。
るためにいろいろの複雑さの回路が一般に用いられる。
切り替え動作は設定の仕方によって速くなり、要素の可
能な限界で動作し、トランジスタの飽和電圧のため静的
電力を増加させる。
【００５９】このような回路はガンマ線の下で用いるの
は困難である。というのは、使用する要素のパラメータ
が大きく変化しやすく、増幅器の性能に破局的な結果を
もたらすからである。詳しくいうと、トランジスタの飽
和電圧（Ｖcesat ）はガンマ線の下では増加しやすい。
は困難である。というのは、使用する要素のパラメータ
が大きく変化しやすく、増幅器の性能に破局的な結果を
もたらすからである。詳しくいうと、トランジスタの飽
和電圧（Ｖcesat ）はガンマ線の下では増加しやすい。
【００６０】本発明が提案する解決法では、スイッチの
駆動段を簡単化し、また静的な面を重視してトランジス
タを完全に飽和させた。その結果、本発明の装置の切り
替え時間が長くなった。
駆動段を簡単化し、また静的な面を重視してトランジス
タを完全に飽和させた。その結果、本発明の装置の切り
替え時間が長くなった。
【００６１】動的損失を最小にするため、トランジスタ
を導通にするシーケンスを以下に説明するように修正し
た（図３を参照）。
を導通にするシーケンスを以下に説明するように修正し
た（図３を参照）。
【００６２】どのトランジスタも導通していない時間ｔ
ｃはそのままであるが、従来の装置とは異なり、本発明
の装置は一方では信号Ｖ１とＶ３を受けるトランジスタ
Ｔ１とＴ３を、他方では信号Ｖ２とＶ４を受けるトラン
ジスタＴ２とＴ４を、同時には導通させない。まずＴ１
またはＴ４を導通させ、用いるトランジスタの回復時間
より長い時間ｔｃの後で、トランジスタＴ２またはＴ３
を導通させて電流を流し始める。ある時間（所望の制御
によって変わる）の後、トランジスタＴ２またはＴ３を
非導通にして電流を止める。時間ｔｃの後、トランジス
タＴ１またはＴ４を非導通にする。
ｃはそのままであるが、従来の装置とは異なり、本発明
の装置は一方では信号Ｖ１とＶ３を受けるトランジスタ
Ｔ１とＴ３を、他方では信号Ｖ２とＶ４を受けるトラン
ジスタＴ２とＴ４を、同時には導通させない。まずＴ１
またはＴ４を導通させ、用いるトランジスタの回復時間
より長い時間ｔｃの後で、トランジスタＴ２またはＴ３
を導通させて電流を流し始める。ある時間（所望の制御
によって変わる）の後、トランジスタＴ２またはＴ３を
非導通にして電流を止める。時間ｔｃの後、トランジス
タＴ１またはＴ４を非導通にする。
【００６３】２個のトランジスタＴ１とＴ３が消散する
電力（ＳＰＩＣＥシミュレーション）を図６に示す。た
だし、信号７０はＶ３がＴ３を制御、信号７１はコレク
タ電流、信号７２はＴ３の電力、信号７３はＴ１の電
力、信号７４はＶ１がＴ１を制御。
電力（ＳＰＩＣＥシミュレーション）を図６に示す。た
だし、信号７０はＶ３がＴ３を制御、信号７１はコレク
タ電流、信号７２はＴ３の電力、信号７３はＴ１の電
力、信号７４はＶ１がＴ１を制御。
【００６４】トランジスタＴ１には消散する動的電力が
なく、静的電力だけであることが分かる。トランジスタ
Ｔ３だけが動的および静的電力を持つ。消散する電力が
全体でバランスしているので、増幅器の効率を改善する
ことができる。
なく、静的電力だけであることが分かる。トランジスタ
Ｔ３だけが動的および静的電力を持つ。消散する電力が
全体でバランスしているので、増幅器の効率を改善する
ことができる。
【００６５】一実施態様では、有害な環境で動作するロ
ボットの直流電動機を制御する増幅器は、６０Ｖの電圧
で１０Ａの電流を供給することができる。これは電流制
御であって、電動機の速度を制御することができる。こ
れは工業用として使える効率を持つ。
ボットの直流電動機を制御する増幅器は、６０Ｖの電圧
で１０Ａの電流を供給することができる。これは電流制
御であって、電動機の速度を制御することができる。こ
れは工業用として使える効率を持つ。
【００６６】本発明の一部を構成しない増幅器の速度制
御の部分はここには説明しない。図７の模擬線図は前記
増幅器を形成する異なるモジュールを示す。
御の部分はここには説明しない。図７の模擬線図は前記
増幅器を形成する異なるモジュールを示す。
【００６７】Ｈ型ブリッジを、実際は電力用スイッチで
ある４個の駆動器３１、３２、３３、３４で示す。負荷
１０はＨ型の水平な線の上にある。ホール効果電流測定
手段３５により電流サーボループを閉じる。抵抗器Ｒに
より、安定した条件で電流を測定することができる。
ある４個の駆動器３１、３２、３３、３４で示す。負荷
１０はＨ型の水平な線の上にある。ホール効果電流測定
手段３５により電流サーボループを閉じる。抵抗器Ｒに
より、安定した条件で電流を測定することができる。
【００６８】サーボ制御モジュール（図示せず）から電
流方式を受ける制御回路３６が設けられる。これは一方
では上に定義した信号Ｖ２とＶ３と同等の信号Ｂ１とＢ
２を、他方では比較器３７を通した後で信号Ｖosc と同
等の「ＴＲＩＡＮＧＬＥ」信号を供給する。信号Ｂ１と
Ｂ２は２個の下側の駆動器を駆動する。
流方式を受ける制御回路３６が設けられる。これは一方
では上に定義した信号Ｖ２とＶ３と同等の信号Ｂ１とＢ
２を、他方では比較器３７を通した後で信号Ｖosc と同
等の「ＴＲＩＡＮＧＬＥ」信号を供給する。信号Ｂ１と
Ｂ２は２個の下側の駆動器を駆動する。
【００６９】また、上側の駆動器に駆動信号を与える
「論理変調」モジュール３８が設けられる。
「論理変調」モジュール３８が設けられる。
【００７０】制御回路３６は増幅器の「知能的な」部分
で、例えばユニトロードの回路ＵＤＮ３６３７で構成さ
れる。数個の離散要素により、前記回路は下側の駆動器
を駆動する信号Ｂ１とＢ２を生成し、また次の信号を受
ける。 ＣＯＮＳ： サーボ制御電流方式信号、 ＩＲ： 電流制御のための、測定電流信号の戻り、 ＲＭＥＳ： 電流制限のための、測定電流信号の戻り、 ＩＮＨ： 増幅器禁止入力。
で、例えばユニトロードの回路ＵＤＮ３６３７で構成さ
れる。数個の離散要素により、前記回路は下側の駆動器
を駆動する信号Ｂ１とＢ２を生成し、また次の信号を受
ける。 ＣＯＮＳ： サーボ制御電流方式信号、 ＩＲ： 電流制御のための、測定電流信号の戻り、 ＲＭＥＳ： 電流制限のための、測定電流信号の戻り、 ＩＮＨ： 増幅器禁止入力。
【００７１】回路３６によりユーザは信号Ｖosc を用い
ることができる。ここでは、比較器３７により作られる
「ＴＲＩＡＮＧＬＥ」信号を作るのに用いられる。
ることができる。ここでは、比較器３７により作られる
「ＴＲＩＡＮＧＬＥ」信号を作るのに用いられる。
【００７２】図８に示す論理変調モジュール３８は、変
調される信号である「ＴＲＩＡＮＧＬＥ」信号を受け
る。変調クロックはシュミットトリガ発振器４０（図
８）と２進スケーラとして接続されるＤフリップフロッ
プ４１により生成される。
調される信号である「ＴＲＩＡＮＧＬＥ」信号を受け
る。変調クロックはシュミットトリガ発振器４０（図
８）と２進スケーラとして接続されるＤフリップフロッ
プ４１により生成される。
【００７３】変圧器の直流成分を除くために、Ｄフリッ
プフロップ４１の循環比は５０％でなければならない。
変調は論理ＡＮＤゲート４２で行われる。論理ＡＮＤゲ
ート４２は、一方では変調する「ＴＲＩＡＮＧＬＥ」信
号とその逆を受け、他方ではクロックを受ける。２出力
は上側の駆動器３１の変圧器を駆動し、２出力は上側の
駆動器３２の変圧器を駆動する。
プフロップ４１の循環比は５０％でなければならない。
変調は論理ＡＮＤゲート４２で行われる。論理ＡＮＤゲ
ート４２は、一方では変調する「ＴＲＩＡＮＧＬＥ」信
号とその逆を受け、他方ではクロックを受ける。２出力
は上側の駆動器３１の変圧器を駆動し、２出力は上側の
駆動器３２の変圧器を駆動する。
【００７４】切り替え電源の一次側はフリップフロップ
４１と直列のプッシュプル型トランジスタ段４３からの
同じクロックで実現される。変圧器４４は上側の各駆動
器の２つの切り替え電源用だけであり、その二次側は二
重化され独立である。
４１と直列のプッシュプル型トランジスタ段４３からの
同じクロックで実現される。変圧器４４は上側の各駆動
器の２つの切り替え電源用だけであり、その二次側は二
重化され独立である。
【００７５】ある例示の実施態様では、要素は次の値を
持つ。 Ｒ２５＝Ｒ２７＝Ｒ２８＝４７０Ω Ｒ２６＝４．７ＫΩ Ｃ８＝４．７ｎＦ。
持つ。 Ｒ２５＝Ｒ２７＝Ｒ２８＝４７０Ω Ｒ２６＝４．７ＫΩ Ｃ８＝４．７ｎＦ。
【００７６】図９に示す下側の駆動器は、単にプッシュ
プル型トランジスタ増幅段４７と実際の電力用スイッチ
により構成される。電力用スイッチは、モトローラ社の
電力用トランジスタＢＵＳ３６型や、同じメーカーのフ
リーホイーリングダイオードＭＵＲ４６０を用いること
ができる。駆動信号は点Ｂ１から入り、接地に対する基
準を与える。
プル型トランジスタ増幅段４７と実際の電力用スイッチ
により構成される。電力用スイッチは、モトローラ社の
電力用トランジスタＢＵＳ３６型や、同じメーカーのフ
リーホイーリングダイオードＭＵＲ４６０を用いること
ができる。駆動信号は点Ｂ１から入り、接地に対する基
準を与える。
【００７７】ある例示の実施態様では、要素は次の値を
持つ。 Ｒ１２＝３８０Ω Ｒ１０＝２２０Ω Ｒ７＝１２Ω Ｃ３２＝Ｃ３３＝０．１μＦ。
持つ。 Ｒ１２＝３８０Ω Ｒ１０＝２２０Ω Ｒ７＝１２Ω Ｃ３２＝Ｃ３３＝０．１μＦ。
【００７８】図１０に示す上側の駆動器は２つの重要な
部分から構成される。切り替え電源の二次側は、一方で
は電圧降下を制限するための４個のショットキーダイオ
ード、例えば１Ｎ５８１８型、で実現される整流器５０
により、他方では２個のコンデンサで実現されるフィル
タリング手段５１により構成される。従って電源段に供
給する２つの対称な電圧＋４Ｖと−４Ｖがある。
部分から構成される。切り替え電源の二次側は、一方で
は電圧降下を制限するための４個のショットキーダイオ
ード、例えば１Ｎ５８１８型、で実現される整流器５０
により、他方では２個のコンデンサで実現されるフィル
タリング手段５１により構成される。従って電源段に供
給する２つの対称な電圧＋４Ｖと−４Ｖがある。
【００７９】電力段はパルス変圧器５２により構成さ
れ、「論理変調」モジュールからの変調された信号を回
復することができる。復調は、整流器の形で中点に接続
される２個のショットキーダイオード５３により行われ
る。整流された電流はプッシュプル型トランジスタ増幅
器５４を駆動する。電源の浮遊接地は電力用トランジス
タのエミッタに接続される。
れ、「論理変調」モジュールからの変調された信号を回
復することができる。復調は、整流器の形で中点に接続
される２個のショットキーダイオード５３により行われ
る。整流された電流はプッシュプル型トランジスタ増幅
器５４を駆動する。電源の浮遊接地は電力用トランジス
タのエミッタに接続される。
【００８０】フリーホイーリングダイオードは下側の駆
動器用とは同じでなく、モトローラ社のＭＢＲ１０１０
０型のダイオードでよい。従って回路は対称でないこと
を忘れてはならない。上側の駆動器ではトランジスタの
導通相がより短いのでダイオードの導通時間が増え、従
ってより強力な要素が使用される。
動器用とは同じでなく、モトローラ社のＭＢＲ１０１０
０型のダイオードでよい。従って回路は対称でないこと
を忘れてはならない。上側の駆動器ではトランジスタの
導通相がより短いのでダイオードの導通時間が増え、従
ってより強力な要素が使用される。
【００８１】ある例示の実施態様では、次の値を持つ要
素を用いることができる。 Ｒ２＝４７Ω Ｒ１＝５６０Ω Ｒ３＝３．９Ω Ｃ１＝Ｃ２＝１５μＦ。
素を用いることができる。 Ｒ２＝４７Ω Ｒ１＝５６０Ω Ｒ３＝３．９Ω Ｃ１＝Ｃ２＝１５μＦ。
【００８２】このような装置は次の２つの分野に応用で
きる可能性がある。 エレクトロニクスの分野：民間の核の領域では、この原
理は検査用のアクチュエータや、可搬でコンパクトで高
性能の介入機械(intervention machine)の電源として理
想的である。前記増幅器は効率が高いので、これらの装
置の制御性(autonomy)を増すことができ、容積が小さい
ので装置に搭載することが容易である。
きる可能性がある。 エレクトロニクスの分野：民間の核の領域では、この原
理は検査用のアクチュエータや、可搬でコンパクトで高
性能の介入機械(intervention machine)の電源として理
想的である。前記増幅器は効率が高いので、これらの装
置の制御性(autonomy)を増すことができ、容積が小さい
ので装置に搭載することが容易である。
【００８３】同じ核の領域で、この原理はテレマニピュ
レータの腕のアクチュエータの電源として用いることが
できる。増幅器は腕の付け根の「ホットな」部分に設け
てよい。蓄積線量が１０6 ラドを超えても、ほとんどパ
ラメータがずれることなく動作する。従って、セルと外
部との間で大きな問題を起こす、断面の大きいケーブル
を通す必要がなくなる。
レータの腕のアクチュエータの電源として用いることが
できる。増幅器は腕の付け根の「ホットな」部分に設け
てよい。蓄積線量が１０6 ラドを超えても、ほとんどパ
ラメータがずれることなく動作する。従って、セルと外
部との間で大きな問題を起こす、断面の大きいケーブル
を通す必要がなくなる。
【００８４】民間の核の領域以外では、この原理は電離
放射線が存在する他の分野、例えば宇宙や軍や医療の分
野で用いることができる。
放射線が存在する他の分野、例えば宇宙や軍や医療の分
野で用いることができる。
【００８５】工業の分野：この原理は性能特性やコスト
（他の工業用増幅器より高くない）の面で工業用製品の
要求を満たす。またこの原理は、一方では電源スイッチ
を変えることにより他の電流と電圧に、他方では自動制
御される同期電動機などの他の型の電動機に適合でき
る。
（他の工業用増幅器より高くない）の面で工業用製品の
要求を満たす。またこの原理は、一方では電源スイッチ
を変えることにより他の電流と電圧に、他方では自動制
御される同期電動機などの他の型の電動機に適合でき
る。
【図１】従来の制御装置を示す図。
【図２】図１の装置の制御信号。
【図３】本発明の装置の制御信号。
【図４】本発明の装置。
【図５】従来の装置の動作を表す曲線。
【図６】本発明の制御装置の動作を表す曲線。
【図７】本発明の装置の一実施態様。
【図８】本発明の装置の一実施態様。
【図９】本発明の装置の一実施態様。
【図１０】本発明の装置の一実施態様。
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４ トランジスタ ＶＡ，ＶＢ，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４ 制御信号 Ｖosc のこぎり波信号 ｔc トランジスタの最大切り替え時間 １０ 負荷 １１ 制御回路 １２，１３ インバータ １９ 制御回路 ２０，２１ プッシュプル型回路 ２２ 発振器 ２３ 変圧器 ２４，５５ 整流器、フィルタ ２５，２６ 変調論理 ２７，２８ 制御変圧器 ２９，３０ 整流器 ３１，３２ 増幅器 ３１，３２，３３，３４ 駆動器 ３５ ホール効果電流測定手段 ３６ 制御回路 ３７ 比較器 ３８ 論理変調モジュール ４０ シュミットトリガ発振器 ４１ Ｄフリップフロップ ４２ 論理ＡＮＤゲート ４３ プッシュプル型トランジスタ ４４ 変圧器 ５０ 整流器 ５１ フィルタ ５２ パルス変圧器 ５３ ショットキーダイオード ５４ プッシュプル型トランジスタ増幅器
Claims (8)
- 【請求項１】 パルス幅変調に基づく、電力用電子機器
における直流アクチュエータの制御装置であって、トラ
ンジスタおよびそのエミッタ・コレクタ間に逆並列に接
続されるダイオードをそれぞれ含む４個のスイッチのＨ
型ブリッジと、前記トランジスタの制御回路とを備え、
各トランジスタはバイポーラ型であり、前記制御回路は
４信号を供給してこれらの４個のトランジスタの切り替
え時間をずらし、その中の１個の切り替え中は、前記ブ
リッジの横の２辺に属するトランジスタに関しても、前
記ブリッジの向かい合う辺に属するトランジスタに関し
ても、どの１対のトランジスタも同時に導通することが
ないようにする、制御装置。 - 【請求項２】 前記ブリッジの下側を形成する前記２個
のトランジスタを制御するため、プッシュプル回路によ
りレベルと電力を適合させて２つの第１信号をこれらの
２個のトランジスタの各ベースにそれぞれ供給する、請
求項１記載の装置。 - 【請求項３】 前記ブリッジの上側を形成する前記２個
のトランジスタを制御するため、制御変圧器を用いて直
流絶縁(galvanic isolation)により２つの第２信号をこ
れらの２個のトランジスタの各ベースにそれぞれ供給す
る、請求項１記載の装置。 - 【請求項４】 前記ブリッジの上側のトランジスタを制
御するため、本線の変圧器を駆動する発信器により動作
する２つの切り替え電源を備え、前記変圧器の二次側で
信号を整流しフィルタリングして、電圧＋Ｖａおよび−
Ｖａと＋Ｖｂおよび−Ｖｂを供給し、前記各第２信号は
同じ発信器と変調論理により過変調されて制御変圧器を
駆動し、また前記ブリッジの対応するバイポーラトラン
ジスタを駆動するため、前記信号は整流器により復調さ
れ増幅されてレベルが適合される、請求項１記載の装
置。 - 【請求項５】 ４個の駆動器と、電流サーボループを閉
じるためのホール効果電流測定手段と、電流の測定を確
実にするための抵抗器とを備える、請求項１記載の装
置。 - 【請求項６】 前記論理変調モジュールのクロックは、
シュミットトリガ発信器と、２進スケーラ(scaler)とし
て接続されかつ変圧器内のＤＣ成分を除くために５０％
の循環比(cyclic ratio)を持つＤフリップフロップによ
り形成され、また変調は論理ＡＮＤゲートで行われる、
請求項５記載の装置。 - 【請求項７】 前記切り替え電源の一次側は、フリップ
フロップと直列のプッシュプル型トランジスタ段からの
同じクロックで与えられ、また前記変圧器は前記上側の
各駆動器の２つの切り替え電源用だけであり、前記二次
側は二重化され独立である、請求項６記載の装置。 - 【請求項８】 ２個の上側の駆動器を備え、前記切り替
え電源の二次側の一方は電圧降下を制限するための４個
のショットキーダイオードを用いた整流で構成され、他
方は電源段階に供給する２つの対称電圧を得るための２
個のコンデンサを用いたフィルタリングで構成され、前
記電力段は前記パルス変圧器で構成して、前記論理変調
モジュールからの前記変調された信号を、整流器の形で
中点に接続される２個のショットキーダイオードにより
復調し、整流された信号はプッシュプル型トランジスタ
増幅器を駆動し、前記電源の浮遊接地は前記電力用トラ
ンジスタのエミッタに接続される、請求項５記載の装
置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9315564A FR2714547B1 (fr) | 1993-12-23 | 1993-12-23 | Système de commande d'actionneurs à courant continu en électronique de puissance. |
| FR9315564 | 1993-12-23 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07222493A true JPH07222493A (ja) | 1995-08-18 |
Family
ID=9454326
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6323344A Pending JPH07222493A (ja) | 1993-12-23 | 1994-12-26 | 電力用電子機器における直流アクチュエータの制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5666035A (ja) |
| EP (1) | EP0660495A1 (ja) |
| JP (1) | JPH07222493A (ja) |
| FR (1) | FR2714547B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003244988A (ja) * | 2002-02-20 | 2003-08-29 | Unisia Jkc Steering System Co Ltd | 電動機駆動装置 |
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| KR100187268B1 (ko) * | 1996-05-31 | 1999-05-15 | 김광호 | 스위치드 릴럭턴스 모터의 구동회로 |
| IT1296023B1 (it) * | 1997-07-16 | 1999-06-04 | Sgs Thomson Microelectronics | Sistema di pilotaggio misto pwm/lineare impiegante due distinti stadi di pilotaggio |
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| USD934423S1 (en) | 2020-09-11 | 2021-10-26 | Bolder Surgical, Llc | End effector for a surgical device |
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-
1993
- 1993-12-23 FR FR9315564A patent/FR2714547B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-12-21 EP EP94402970A patent/EP0660495A1/fr not_active Ceased
- 1994-12-23 US US08/363,396 patent/US5666035A/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-12-26 JP JP6323344A patent/JPH07222493A/ja active Pending
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| EP0660495A1 (fr) | 1995-06-28 |
| FR2714547B1 (fr) | 1996-01-12 |
| FR2714547A1 (fr) | 1995-06-30 |
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