JP2687289B2 - Dc−dcコンバータ - Google Patents
Dc−dcコンバータInfo
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- JP2687289B2 JP2687289B2 JP4092418A JP9241892A JP2687289B2 JP 2687289 B2 JP2687289 B2 JP 2687289B2 JP 4092418 A JP4092418 A JP 4092418A JP 9241892 A JP9241892 A JP 9241892A JP 2687289 B2 JP2687289 B2 JP 2687289B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチングトランジ
スタのターンオフに要する時間を短縮することによりス
イッチング損失を少なくしたDC−DCコンバータに関
する。
スタのターンオフに要する時間を短縮することによりス
イッチング損失を少なくしたDC−DCコンバータに関
する。
【0002】
【従来の技術】直流電圧を所望の直流電圧に変換するD
C−DCコンバータは、直流源に直列接続するスイッチ
ングトランジスタの出力を整流したり、平滑することに
より直流電圧を得るように構成される。整流、平滑はス
イッチングトランジスタの出力を直接行う場合と、その
出力をトランスの1次側に加え、2次側で行う場合があ
る。トランスを介して整流、平滑を行う場合は、スイッ
チングトランジスタはトランスの1次巻線に直列接続さ
れる。
C−DCコンバータは、直流源に直列接続するスイッチ
ングトランジスタの出力を整流したり、平滑することに
より直流電圧を得るように構成される。整流、平滑はス
イッチングトランジスタの出力を直接行う場合と、その
出力をトランスの1次側に加え、2次側で行う場合があ
る。トランスを介して整流、平滑を行う場合は、スイッ
チングトランジスタはトランスの1次巻線に直列接続さ
れる。
【0003】図3は、従来のDC−DCコンバータの回
路図である。直流源Eの高電位側が入力端子1A、低電
位側が入力端子1Bに接続し、高電位側の入力端子1A
と出力端子2A間には、スイッチングトランジスタであ
る第1のトランジスタQ1とチョークコイルL1が接続
し、トランジスタQ1のベースとエミッタ間には抵抗R
10が接続している。
路図である。直流源Eの高電位側が入力端子1A、低電
位側が入力端子1Bに接続し、高電位側の入力端子1A
と出力端子2A間には、スイッチングトランジスタであ
る第1のトランジスタQ1とチョークコイルL1が接続
し、トランジスタQ1のベースとエミッタ間には抵抗R
10が接続している。
【0004】また、ベースは、抵抗R11を介して第2
のトランジスタQ2のコレクタに接続し、トランジスタ
Q2のエミッタは入力端子1Bに接続する。チョークコ
イルL1の両側には、フライホイールダイオードD1と
平滑コンデンサC2が接続する。10は、トランジスタ
Q2の制御回路である。
のトランジスタQ2のコレクタに接続し、トランジスタ
Q2のエミッタは入力端子1Bに接続する。チョークコ
イルL1の両側には、フライホイールダイオードD1と
平滑コンデンサC2が接続する。10は、トランジスタ
Q2の制御回路である。
【0005】このDC−DCコンバータでは、トランジ
スタQ2がオン、オフするにつれてトランジスタQ1が
スイッチングされ、トランジスタQ2によりトランジス
タQ1が駆動される。そして、出力端子2A、2B間に
所望の直流電圧が得られる。抵抗R10は、トランジス
タQ1がタ−ンオフする時、オン時に蓄積されたキャリ
アを流す役割をする。
スタQ2がオン、オフするにつれてトランジスタQ1が
スイッチングされ、トランジスタQ2によりトランジス
タQ1が駆動される。そして、出力端子2A、2B間に
所望の直流電圧が得られる。抵抗R10は、トランジス
タQ1がタ−ンオフする時、オン時に蓄積されたキャリ
アを流す役割をする。
【0006】しかし、キャリアの抵抗R10を流れる時
間は長くかかり、トランジスタQ1がターンオフする時
間、つまりタ−ンオフ時にオンからオフするまでの時間
が長くなるのでスイッチング損失が大きくなる欠点があ
った。
間は長くかかり、トランジスタQ1がターンオフする時
間、つまりタ−ンオフ時にオンからオフするまでの時間
が長くなるのでスイッチング損失が大きくなる欠点があ
った。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、直流
源に直列接続するスイッチングトランジスタのターンオ
フする時間を短くしてスイッチング損失を少なくするこ
とにある。
源に直列接続するスイッチングトランジスタのターンオ
フする時間を短くしてスイッチング損失を少なくするこ
とにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流源の高電
位側に電源ラインを経て主電流路が直列接続される第1
のトランジスタ、第1のトランジスタをオン、オフ駆動
する第2のトランジスタを有し、第1のトランジスタの
出力から所望の直流電圧を得るDC−DCコンバータに
おいて、第1のトランジスタにはターンオフ時にその蓄
積キャリアを流す第3のトランジスタを接続してあり、
第3のトランジスタは第1の抵抗とコンデンサの直列回
路によって駆動され、該直列回路の第1の抵抗の一端を
前記電源ライン、コンデンサの一端を第2の抵抗を介し
て前記電源ラインに接続し、第1の抵抗とコンデンサの
接続点を第3のトランジスタに接続することにより、該
第3のトランジスタは第2の抵抗を経た電源ラインの電
圧にコンデンサの電圧をほぼ重ねた電圧によってターン
オンされることを特徴とする。
位側に電源ラインを経て主電流路が直列接続される第1
のトランジスタ、第1のトランジスタをオン、オフ駆動
する第2のトランジスタを有し、第1のトランジスタの
出力から所望の直流電圧を得るDC−DCコンバータに
おいて、第1のトランジスタにはターンオフ時にその蓄
積キャリアを流す第3のトランジスタを接続してあり、
第3のトランジスタは第1の抵抗とコンデンサの直列回
路によって駆動され、該直列回路の第1の抵抗の一端を
前記電源ライン、コンデンサの一端を第2の抵抗を介し
て前記電源ラインに接続し、第1の抵抗とコンデンサの
接続点を第3のトランジスタに接続することにより、該
第3のトランジスタは第2の抵抗を経た電源ラインの電
圧にコンデンサの電圧をほぼ重ねた電圧によってターン
オンされることを特徴とする。
【0009】
【実施例】以下、本発明のDC−DCコンバータの実施
例を示す回路図である図1を参照しながら説明する。な
お、図3と同一部分は、同じ符号を付与してある。図1
において、高電位側の入力端子1Aに接続する電源ライ
ン1にはPNP形の第1のトランジスタQ1の主電流路
であるコレクタとエミッタが接続され、コレクタはチョ
ークコイルL1を介して出力端子2Aに接続する。
例を示す回路図である図1を参照しながら説明する。な
お、図3と同一部分は、同じ符号を付与してある。図1
において、高電位側の入力端子1Aに接続する電源ライ
ン1にはPNP形の第1のトランジスタQ1の主電流路
であるコレクタとエミッタが接続され、コレクタはチョ
ークコイルL1を介して出力端子2Aに接続する。
【0010】トランジスタQ1のベースは、電流制限用
の抵抗R3を介してPNP形の第4のトランジスタQ4
のエミッタに接続され、トランジスタQ4のコレクタは
電源ライン2を経て低電位側の入力端子1Bに接続す
る。電源ライン2は、通常アースされる。トランジスタ
Q1のエミッタとベース間には、NPN形の第3のトラ
ンジスタQ3のコレクタとエミッタが接続し、そのエミ
ッタとベース間にはダイオードD2が接続する。
の抵抗R3を介してPNP形の第4のトランジスタQ4
のエミッタに接続され、トランジスタQ4のコレクタは
電源ライン2を経て低電位側の入力端子1Bに接続す
る。電源ライン2は、通常アースされる。トランジスタ
Q1のエミッタとベース間には、NPN形の第3のトラ
ンジスタQ3のコレクタとエミッタが接続し、そのエミ
ッタとベース間にはダイオードD2が接続する。
【0011】また、第1の抵抗R1とコンデンサC1か
らなる直列回路の接続点Pが、トランジスタQ3のベー
スに接続する。抵抗R1の一端は電源ライン1に接続
し、コンデンサC1の一端は第2のトランジスタQ2の
コレクタに接続すると共に、第2の抵抗R2を介して電
源ライン1に接続し、さらにトランジスタQ4のベース
に接続する。この直列回路は、トランジスタQ3の駆動
回路を構成する。
らなる直列回路の接続点Pが、トランジスタQ3のベー
スに接続する。抵抗R1の一端は電源ライン1に接続
し、コンデンサC1の一端は第2のトランジスタQ2の
コレクタに接続すると共に、第2の抵抗R2を介して電
源ライン1に接続し、さらにトランジスタQ4のベース
に接続する。この直列回路は、トランジスタQ3の駆動
回路を構成する。
【0012】第2のトランジスタQ2のエミッタは電源
ライン2に接続し、そのコレクタはトランジスタQ4の
ベースに接続する。なお、トランジスタQ3のエミッタ
とベース間に接続するダイオードD2は、トランジスタ
Q2がオンした瞬間にトランジスタQ3のベース、エミ
ッタ間に加わる逆方向の電圧からトランジスタQ3を保
護し、また直列回路の接続点PとコンデンサC1の一端
間に接続する抵抗R4は、コンデンサC1の放電を速め
る役割を有する。
ライン2に接続し、そのコレクタはトランジスタQ4の
ベースに接続する。なお、トランジスタQ3のエミッタ
とベース間に接続するダイオードD2は、トランジスタ
Q2がオンした瞬間にトランジスタQ3のベース、エミ
ッタ間に加わる逆方向の電圧からトランジスタQ3を保
護し、また直列回路の接続点PとコンデンサC1の一端
間に接続する抵抗R4は、コンデンサC1の放電を速め
る役割を有する。
【0013】チョークコイルL1の両側には、電源ライ
ン2との間にフライホイ−ルダイオードD1、平滑コン
デンサC2が接続する。このように構成されたDC−D
Cコンバータは、制御回路10によって第2のトランジ
スタQ2のオンオフ動作が制御され、第1のトランジス
タQ1はトランジスタQ4を介して第2のトランジスタ
Q2により駆動されることにより、出力端子2A、2B
間に所望の直流電圧が得られる。
ン2との間にフライホイ−ルダイオードD1、平滑コン
デンサC2が接続する。このように構成されたDC−D
Cコンバータは、制御回路10によって第2のトランジ
スタQ2のオンオフ動作が制御され、第1のトランジス
タQ1はトランジスタQ4を介して第2のトランジスタ
Q2により駆動されることにより、出力端子2A、2B
間に所望の直流電圧が得られる。
【0014】次に本発明のDC−DCコンバータ特有の
動作を図2の電流と電圧の波形図を参照しながら説明す
る。図2には、第1のトランジスタQ1の出力電圧
V1 、出力電流I1 、第3のトランジスタQ3を流れる
電流I2 、コンデンサC1を流れる電流I3 、第3のト
ランジスタQ3のベースの電圧V2 の波形を上から順に
示してある。横軸は共通の時間軸であり、電流は矢印方
向を(+)で表してある。
動作を図2の電流と電圧の波形図を参照しながら説明す
る。図2には、第1のトランジスタQ1の出力電圧
V1 、出力電流I1 、第3のトランジスタQ3を流れる
電流I2 、コンデンサC1を流れる電流I3 、第3のト
ランジスタQ3のベースの電圧V2 の波形を上から順に
示してある。横軸は共通の時間軸であり、電流は矢印方
向を(+)で表してある。
【0015】第1のトランジスタQ1がオンしている時
刻t1 から時刻t2 までは、第3のトランジスタQ3は
オフしている。これは、トランジスタQ1がオンしてい
る時はトランジスタQ3のベースがコンデンサC1、ト
ランジスタQ2を経て低電位側の電源ライン2に接続さ
れるのに対し、エミッタは抵抗R3、トランジスタQ4
を経て電源ライン2に接続されるので、トランジスタQ
3のベース、エミッタ間が逆バイアスされることによ
る。コンデンサC1は、この間に第1の抵抗R1から流
れる電流I3 によって充電される。
刻t1 から時刻t2 までは、第3のトランジスタQ3は
オフしている。これは、トランジスタQ1がオンしてい
る時はトランジスタQ3のベースがコンデンサC1、ト
ランジスタQ2を経て低電位側の電源ライン2に接続さ
れるのに対し、エミッタは抵抗R3、トランジスタQ4
を経て電源ライン2に接続されるので、トランジスタQ
3のベース、エミッタ間が逆バイアスされることによ
る。コンデンサC1は、この間に第1の抵抗R1から流
れる電流I3 によって充電される。
【0016】時刻t2 に第2のトランジスタQ2と第4
のトランジスタQ4がターンオフすると、第1のトラン
ジスタQ1もターンオフしようとする。この時、トラン
ジスタQ3のベースには、コンデンサC1の充電電圧と
第2の抵抗R2を経た電源ライン1の電圧を重ねた電圧
V2 が加わり、トランジスタQ3は急激にターンオンす
る。
のトランジスタQ4がターンオフすると、第1のトラン
ジスタQ1もターンオフしようとする。この時、トラン
ジスタQ3のベースには、コンデンサC1の充電電圧と
第2の抵抗R2を経た電源ライン1の電圧を重ねた電圧
V2 が加わり、トランジスタQ3は急激にターンオンす
る。
【0017】そして、トランジスタQ1の蓄積キャリア
が電流I2 として流れ、トランジスタQ1は時刻t3 と
時刻t4 の間に短時間でターンオフする。なお、充電さ
れたコンデンサC1の電荷は、抵抗R4の電流とトラン
ジスタQ3のベース電流として放電される。第1のトラ
ンジスタQ1には、このように蓄積キャリアを流す第3
のトランジスタQ3が接続し、しかもそのトランジスタ
Q3を前記したように高い電圧V2で急激にターンオン
させるので、時刻t3 から時刻t4 までのトランジスタ
Q1のターンオフする時間が短くなり、スイッチング損
失を少なくできる。
が電流I2 として流れ、トランジスタQ1は時刻t3 と
時刻t4 の間に短時間でターンオフする。なお、充電さ
れたコンデンサC1の電荷は、抵抗R4の電流とトラン
ジスタQ3のベース電流として放電される。第1のトラ
ンジスタQ1には、このように蓄積キャリアを流す第3
のトランジスタQ3が接続し、しかもそのトランジスタ
Q3を前記したように高い電圧V2で急激にターンオン
させるので、時刻t3 から時刻t4 までのトランジスタ
Q1のターンオフする時間が短くなり、スイッチング損
失を少なくできる。
【0018】なお、トランジスタQ3をタ−ンオンする
電圧V2 は、図2に示すように直ちにそのベース・エミ
ッタ間電圧VBEにクランプされる。従って、点線で示す
高い電圧V2 は、トランジスタQ3のベースには表れな
い。また、実施例のトランジスタはバイポーラトランジ
スタを用いたが、電界効果型トランジスタを用いること
もできる。 さらに、実施例では、第1のトランジスタQ
1の出力を直接平滑して、直流電圧を得たが、DC−D
Cコンバータの入力側と出力側を絶縁するためにトラン
スを介して整流平滑する構成にも本発明を用い得ること
はいうまでもない。
電圧V2 は、図2に示すように直ちにそのベース・エミ
ッタ間電圧VBEにクランプされる。従って、点線で示す
高い電圧V2 は、トランジスタQ3のベースには表れな
い。また、実施例のトランジスタはバイポーラトランジ
スタを用いたが、電界効果型トランジスタを用いること
もできる。 さらに、実施例では、第1のトランジスタQ
1の出力を直接平滑して、直流電圧を得たが、DC−D
Cコンバータの入力側と出力側を絶縁するためにトラン
スを介して整流平滑する構成にも本発明を用い得ること
はいうまでもない。
【0019】
【発明の効果】
以上述べたように本発明のDC−DCコ
ンバータは、直流源の高電位側に電源ラインを経て主電
流路が直列接続される第1のトランジスタのターンオフ
時の蓄積キャリアを流す第3のトランジスタを接続して
ある。 そして、第3のトランジスタは第1のトランジス
タのオン時に充電されるコンデンサの電圧と、第2の抵
抗を経た高電位側の電源ラインの電圧をほぼ重ねた電圧
によって急激にターンオンするように構成してある。 従
って、第1のトランジスタの蓄積キャリアは速やかに除
かれるので、ターンオフに要する時間を短縮でき、スイ
ッチング損失を少なくできる。
ンバータは、直流源の高電位側に電源ラインを経て主電
流路が直列接続される第1のトランジスタのターンオフ
時の蓄積キャリアを流す第3のトランジスタを接続して
ある。 そして、第3のトランジスタは第1のトランジス
タのオン時に充電されるコンデンサの電圧と、第2の抵
抗を経た高電位側の電源ラインの電圧をほぼ重ねた電圧
によって急激にターンオンするように構成してある。 従
って、第1のトランジスタの蓄積キャリアは速やかに除
かれるので、ターンオフに要する時間を短縮でき、スイ
ッチング損失を少なくできる。
【図1】本発明のDCーDCコンバータの実施例を示す
回路図である。
回路図である。
【図2】図1の電流と電圧の波形図である。
【図3】従来のDCーDCコンバータの回路図である。
1 電源ライン Q1 第1のトランジスタ Q2 第2のトランジスタ Q3 第3のトランジスタ
Claims (1)
- 【請求項1】 直流源の高電位側に電源ラインを経て主
電流路が直列接続される第1のトランジスタ、第1のト
ランジスタに電流制限用抵抗を介して接続し、該第1の
トランジスタをオン、オフ駆動する第2のトランジスタ
を有し、第1のトランジスタの出力から所望の直流電圧
を得るDC−DCコンバータにおいて、第1のトランジ
スタにはターンオフ時にその蓄積キャリアを流す第3の
トランジスタを接続してあり、第3のトランジスタは第
1の抵抗とコンデンサの直列回路によって駆動され、該
直列回路の第1の抵抗の一端を前記電源ライン、コンデ
ンサの一端を第2の抵抗を介して前記電源ラインに接続
し、第1の抵抗とコンデンサの接続点を第3のトランジ
スタのベースに接続することにより、該第3のトランジ
スタは第2の抵抗を経た電源ラインの電圧にコンデンサ
の電圧をほぼ重ねた電圧によってターンオンされること
を特徴とするDC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4092418A JP2687289B2 (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | Dc−dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4092418A JP2687289B2 (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | Dc−dcコンバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05276742A JPH05276742A (ja) | 1993-10-22 |
JP2687289B2 true JP2687289B2 (ja) | 1997-12-08 |
Family
ID=14053873
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4092418A Expired - Fee Related JP2687289B2 (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | Dc−dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2687289B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2984215B1 (fr) | 2011-12-19 | 2014-02-21 | Michelin Soc Tech | Presse de cuisson pour ebauche de pneumatique munie d'inducteurs |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0190287U (ja) * | 1987-12-04 | 1989-06-14 |
-
1992
- 1992-03-19 JP JP4092418A patent/JP2687289B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05276742A (ja) | 1993-10-22 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |