KR20200061837A - 태양광 모듈 - Google Patents

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한형구
김대현
유선호
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Abstract

본 발명은 태양광 모듈에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈은, 복수의 태양 전지를 구비하는 태양전지 모듈과, 태양전지 모듈로부터 입력되는 직류 전원의 레벨을 변환하는 컨버터와, 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터와, 인버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 인버터에 대해, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하며, 인버터에서 출력되는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 구간에서, 인버터 내의 적어도 일부 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 가변되도록 제어한다. 이에 따라, 스위칭 손실이 커지는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 구간에서, 스위칭 손실을 저감할 수 있어, 인버터의 동작 효율이 향상될 수 있게 된다.

Description

태양광 모듈{Photovoltaic module}
본 발명은 태양광 모듈에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 인버터의 동작 효율을 향상시킬 수 있는 태양광 모듈에 관한 것이다.
태양광 모듈은 태양광 발전을 위한 태양전지가 직렬 혹은 병렬로 연결된 상태를 의미한다.
한편, 태양광 모듈의 컨버터는, 최대 전력 지점 추종 제어를 수행한다. 한편, 태양광 모듈의 컨버터에 입력되는 입력 전압의 변동에 따라, 인버터의 동작 효율을 향상시킬 수 있는 다양한 방안이 연구되고 있다.
본 발명의 목적은, 인버터의 동작 효율을 향상시킬 수 있는 태양광 모듈을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은, 전력변환장치의 소형화가 가능한 태양광 모듈을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈은, 복수의 태양 전지를 구비하는 태양전지 모듈과, 태양전지 모듈로부터 입력되는 직류 전원의 레벨을 변환하는 컨버터와, 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터와, 인버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 인버터에 대해, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하며, 인버터에서 출력되는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 구간에서, 인버터 내의 적어도 일부 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 가변되도록 제어한다.
한편, 제어부는, 인버터에서 출력되는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점에서 인버터 내의 적어도 일부 스위칭 소자의 스위칭 주파수가, 가장 낮도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부는, 인버터에서 출력되는 교류 전원의 제로 크로싱 지점을 포함하는 제1 구간과, 인버터에서 출력되는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 제2 구간 중, 제2 구간의 인버터 내의 적어도 일부 스위칭 소자의 스위칭 주파수가, 제1 구간 보다 낮도록 제어할 수 있다.
한편, 인버터는, 서로 직렬 연결되는 제1 및 제2 스위칭 소자와 제1 및 제2 스위칭 소자에 병렬 접속되며, 서로 직렬 연결되는 제3 및 제4 스위칭 소자를 포함한다.
한편, 제어부는, 제1 및 제2 스위칭 소자가, 제3 및 제4 스위칭 소자 보다 고속 스위칭을 수행하도록 제어하며, 인버터에서 출력되는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 구간에서, 인버터의 제1 및 제2 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 가변되도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부는, 제3 및 제4 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 계통 주파수와 동일하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부는, 제3 및 제4 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 일정하도록 제어할 수 있다.
한편, 제1 스위칭 소자 내지 제4 스위칭 소자는, 갈륨나이트라이드(GaN) 트랜지스터를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른, 태양광 모듈은, 복수의 태양 전지를 구비하는 태양전지 모듈과, 태양전지 모듈로부터 입력되는 직류 전원의 레벨을 변환하는 컨버터와, 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터와, 인버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 인버터에 대해, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하며, 인버터에서 출력되는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 구간에서, 인버터 내의 적어도 일부 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 가변되도록 제어한다. 이에 따라, 스위칭 손실이 커지는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 구간에서, 스위칭 손실을 저감할 수 있어, 인버터의 동작 효율이 향상될 수 있게 된다.
한편, 제어부는, 인버터에서 출력되는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점에서 인버터 내의 적어도 일부 스위칭 소자의 스위칭 주파수가, 가장 낮도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 스위칭 손실이 커지는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 구간에서, 스위칭 손실을 저감할 수 있어, 인버터의 동작 효율이 향상될 수 있게 된다.
한편, 제어부는, 인버터에서 출력되는 교류 전원의 제로 크로싱 지점을 포함하는 제1 구간과, 인버터에서 출력되는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 제2 구간 중, 제2 구간의 인버터 내의 적어도 일부 스위칭 소자의 스위칭 주파수가, 제1 구간 보다 낮도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 스위칭 손실이 커지는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 제2 구간에서, 스위칭 손실을 저감할 수 있으며, 도통 손실이 커지는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 제1 구간에서, 도통 손실을 저감할 수 있어, 인버터의 동작 효율이 향상될 수 있게 된다.
한편, 제어부는, 제1 및 제2 스위칭 소자가, 제3 및 제4 스위칭 소자 보다 고속 스위칭을 수행하도록 제어하며, 인버터에서 출력되는 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 구간에서, 인버터의 제1 및 제2 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 가변되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 제1 및 제2 스위칭 소자의 스위칭 주파수의 스위칭 손실을 저감할 수 있어, 인버터의 동작 효율이 향상될 수 있게 된다.
한편, 제어부는, 제3 및 제4 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 계통 주파수와 동일하도록 제어할 수 있으며, 특히, 제3 및 제4 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 일정하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행함으로써, 전력변환장치의 소형화가 가능하게 된다.
한편, 제1 스위칭 소자 내지 제4 스위칭 소자는, 갈륨나이트라이드(GaN) 트랜지스터를 포함할 수 있다. 이에 따라, 고속 스위칭시의 역회복 손실을 저감할 수 있게 된다.
도 1a는 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈을 포함하는 태양광 시스템의 일예를 도시한 도면이다.
도 1b는 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈을 포함하는 태양광 시스템의 다른 예를 도시한 도면이다.
도 2는 도 1a 또는 도 1b의 태양광 모듈 내의 정션 박스 내부의 회로도를 도시한 도면이다.
도 3a 내지 도 3b는 본 발명과 관련된 태양광 모듈 내의 전력변환장치의 회로도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈 내의 전력변환장치의 회로도이다.
도 5 내지 도 7은 도 4의 전력변환장치의 설명에 참조되는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈의 동작 방법을 도시한 순서도이다.
도 9 내지 도 14b는 도 4의 전력변환장치의 설명에 참조되는 도면이다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치를 도시한 도면이다.
도 16 내지 도 18b는 도 15의 동작 설명에 참조되는 도면이다.
도 19는 도 1a 또는 도 1b의 태양전지 모듈의 분해 사시도이다.
본 명세서에서는, 태양광 모듈 내의 컨버터에 입력되는 입력 전류의 리플을 저감할 수 있는 방안을 제시한다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 단순히 본 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되는 것으로서, 그 자체로 특별히 중요한 의미 또는 역할을 부여하는 것은 아니다. 따라서, 상기 "모듈" 및 "부"는 서로 혼용되어 사용될 수도 있다.
도 1a는 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈을 포함하는 태양광 시스템의 일예를 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 태양광 시스템(10a)은, 태양광 모듈(50)과, 게이트웨이(80)를 포함할 수 있다.
태양광 모듈(50)은, 태양전지 모듈(100), 및 태양전지 모듈에서의 직류 전원을 전력 변환하여 출력하는 전력변환장치(도 4의 500)를 포함하는 정션 박스(200)를 일체로 구비할 수 있다.
도면에서는, 정션 박스(200)가, 태양전지 모듈(100)의 배면에 부착되는 것을 도시하나, 이에 한정되지는 않는다. 정션 박스(200)가, 태양전지 모듈(100)과 이격되어 별도로 마련되는 것도 가능하다.
한편, 정션 박스(200)에서 출력되는 교류 전원을 그리드에 공급하기 위한 케이블(oln)이, 정션 박스(200)의 출력단에 전기적으로 접속될 수 있다.
한편, 게이트웨이(gateway)(80)는, 정션 박스(200)와 그리드(grid)(90) 사이에 위치할 수 있다.
한편, 게이트웨이(80)는, 케이블(oln)을 통해 흐르는, 태양광 모듈(50)에서 출력되는 교류 전류(io) 및 교류 전압(vo)을 검출할 수 있다.
한편, 게이트웨이(80)는, 태양광 모듈(50)에서 출력되는 교류 전류(io) 및 교류 전압(vo)의 위상 차이에 기초하여, 역률 조정을 위한 역률 조정 신호를 출력할 수 있다.
이를 위해, 게이트웨이(80)와 태양광 모듈(50)은, 케이블(323)을 이용하여, 전력선 통신(PLC 통신) 등을 수행할 수 있다.
한편, 태양광 모듈(50) 내의 전력변환장치(도 4의 500)는, 태양전지 모듈(100)에서 출력되는 직류 전원을 교류 전원으로 변환하여, 출력할 수 있다.
이를 위해, 태양광 모듈(50) 내의 전력변환장치(도 4의 500) 내에, 컨버터(도 4의 530), 인버터(도 4의 540)가 구비될 수 있다.
한편, 전력변환장치(도 4의 500)를 마이크로 인버터라 명명할 수 있다. 이에 따라, 마이크로 인버터는, 컨버터(도 4의 530), 인버터(도 4의 540)를 구비할 수 있다.
본 발명에서는, 전력변환장치(도 4의 500) 또는 마이크로 인버터 내에, 컨버터(530)를 통해, 태양전지 모듈(100)로부터의 직류 전원의 레벨을 변환하고, 그 이후, 인버터(540)를 통해, 교류 전원 변환을 수행하는, 2 스테이지(stage) 기반의 전력변환장치를 기술한다.
한편, 본 발명에서는, 2 스테이지(stage) 기반의 전력변환장치에서, 컨버터(530)가, 고승압, 고효율의 전력변환을 수행하는 방안을 제시한다.
이를 위해 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈(50)은, 태양전지 모듈(100)과, 컨버터(530)와, 제어부(550)를 포함할 수 있다. 한편, 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈(50)은, 인버터(540)를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치(500) 내의 컨버터(530)는, 직류 전원에 대한 스위칭을 수행하는 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 출력단에 입력측이 접속되는 트랜스포머(536)와, 트랜스포머(536)의 출력측에 접속되는 동기 정류부(538)와, 트랜스포머(536)와 동기 정류부(538) 사이에 접속되는, 공진 커패시터(Cr)와 공진 인덕터(Lr)를 구비하며, 제어부(550)는, 컨버터(530)의 입력 전압 또는 dc단 커패시터(C)의 전압에 기초하여, 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 하프 브릿지 스위칭부인 동기 정류부(538)의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 고승압, 고효율의 전력변환을 수행할 수 있게 된다.
특히, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 이상인 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 위상 천이(phase shift)에 제어에 의해, 벅 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 하프 브릿지 스위칭부인 동기 정류부(538)가 제1 스위칭 주파수로 동작하도록 제어하며, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 미만인 경우, 하프 브릿지 스위칭부인 동기 정류부(538)의 듀티(duty) 제어에 의해, 부스트 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 하프 브릿지 스위칭부인 동기 정류부(538)가 제1 스위칭 주파수 보다 낮은 제2 스위칭 주파수로 동작하도록 제어함으로써, 고승압, 고효율의 전력변환을 수행할 수 있게 된다.
이때의 제1 및 제2 스위칭 주파수는, 계통 주파수 보다 훨씬 높은, 스위칭 주파수일 수 있으며, 이에 따라, 컨버터(530) 내의 회로 소자의 크기를 소형화할 수 있게 된다.
특히, 트랜스포머(536)의 권선비(turn ratio)를 저감할 수 있으며, 따라서, 트랜스포머(536)를 소형화할 수 있다. 결국, 태양광 모듈(50)에 사용되는 컨버터(530)를 소형화할 수 있게 된다.
한편, dc단 커패시터(C)의 전압의 리플이 저감되도록 제어함으로써, dc단 커패시터(C)가 전해 커패시터가 아닌 필름 커패시터를 사용할 수 있게 된다. 따라서, dc단 커패시터(C)를 소형화할 수 있다.
한편, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 이상이며, dc단 커패시터(C)의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 벅 모드로 진입하여, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자의 위상 차이가 커지도록 제어함으로써, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압에 추종하도록 제어할 수 있게 된다.
한편, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 미만이며, dc단 커패시터(C)의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 부스트 모드로 진입하여, 하프 브릿지 스위칭부인 동기 정류부(538) 내의 스위칭 소자의 턴 온 듀티가 커지도록 제어함으로써, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압에 추종하도록 제어할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환장치(500) 내의 컨버터(530)는, 직류 전원에 대한 스위칭을 수행하는 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 출력단에 입력측이 접속되는 트랜스포머(536)와, 트랜스포머(536)의 출력측에 접속되는 동기 정류부(538)와, 트랜스포머(536)와 동기 정류부(538) 사이에 접속되는, 공진 커패시터(Cr)와 공진 인덕터(Lr)를 구비하며, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압 레벨에 따라, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드 또는 부스트 모드로 동작하도록 제어함으로써, 고승압, 고효율의 전력변환을 수행할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(500) 내의 인버터(540)는, 복수의 스위칭 소자(S1~S4)를 구비하며, dc단 커패시터(C)로부터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하며, 복수의 스위칭 소자(S1~S4) 중 일부는 제3 스위칭 주파수에 따라 스위칭을 수행하고, 다른 일부는, 제3 스위칭 주파수 보다 높은 제4 스위칭 주파수에 따라 스위칭을 수행할 수 있다.
즉, 제어부(550)는, 인버터(540) 내의 복수의 스위칭 소자(S1~S4) 중 일부는 제3 스위칭 주파수에 따라 스위칭을 수행하고, 다른 일부는, 제3 스위칭 주파수 보다 높은 제4 스위칭 주파수에 따라 스위칭을 수행하도록 제어할 수 있다.
이때의 제3 스위칭 주파수는 계통 주파수에 대응하며, 제4 스위칭 주파수는 계통 주파수 보다 높은, 고속 스위칭 주파수일 수 있다.
이에 의하면, 인버터(540) 내의 일부의 스위칭 소자에 대해, 고속 스위칭을 수행하므로, 높은 스위칭 주파수에 대응하여, 인버터(540)는 물론, 전력변환장치 내의 다른 회로 소자의 사이즈를 소형화할 수 있게 된다.
한편, 복수의 스위칭 소자(S1~S4) 중 다른 일부는, 갈륨나이트라이드(GaN) 트랜지스터 또는 실리콘카바이드(SiC) 트랜지스터를 포함할 수 있으며, 이에 따라, 고속 스위칭시의 역회복 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 인버터(540)의 출력단에 배치되는, 필터부(570)가, 인버터(540)의 출력단 중 일단에 접속되는 인덕터, 인덕터와 인버터(540)의 출력단 중 타단에 접속되는 커패시터를 포함함으로써, 인버터(540)의 출력단에서의 커몬 모드 전압(common mode voltage)을 저감할 수 있게 된다. 또한, 출력 전류의 고조파(THD) 성분을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 컨버터(530)의 입력 전압 또는 dc단 커패시터(C)의 전압에 기초하여, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 고승압, 고효율의 전력변환을 수행할 수 있게 된다.
특히, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 이상인 경우, 벅 모드로 진입하여, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 제1 스위칭 주파수로 동작하도록 제어하며, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 미만인 경우, 부스트 모드로 진입하여, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 제1 스위칭 주파수 보다 낮은 제2 스위칭 주파수로 동작하도록 제어함으로써, 고승압, 고효율의 전력변환을 수행할 수 있게 된다.
이때의 제1 및 제2 스위칭 주파수는, 계통 주파수 보다 훨씬 높은, 스위칭 주파수일 수 있으며, 이에 따라, 컨버터(530) 내의 회로 소자의 크기를 소형화할 수 있게 된다.
특히, 트랜스포머(536)의 권선비(turn ratio)를 저감할 수 있으며, 따라서, 트랜스포머(536)를 소형화할 수 있다. 결국, 태양광 모듈(50)에 사용되는 컨버터(530)를 소형화할 수 있게 된다.
한편, dc단 커패시터(C)의 전압의 리플이 저감되도록 제어함으로써, dc단 커패시터(C)가 전해 커패시터가 아닌 필름 커패시터를 사용할 수 있게 된다. 따라서, dc단 커패시터(C)를 소형화할 수 있다.
한편, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 이상이며, dc단 커패시터(C)의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 벅 모드로 진입하여, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자의 위상 차이가 커지도록 제어함으로써, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압에 추종하도록 제어할 수 있게 된다.
한편, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 미만이며, dc단 커패시터(C)의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 부스트 모드로 진입하여, 동기 정류부(538) 내의 스위칭 소자의 턴 온 듀티가 커지도록 제어함으로써, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압에 추종하도록 제어할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환장치(500) 내의 인버터(540)는, 비동기 펄스폭 가변(PWM)에 의해 구동된다. 따라서, 전력변환장치 내의 회로 소자의 소형화를 구현할 수 있게 된다.
다음, 도 1b는 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈을 포함하는 태양광 시스템의 다른 예를 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 태양광 시스템(10b)은, 복수의 태양광 모듈(50a, 50b, ..., 50n)과, 게이트웨이(80)를 포함할 수 있다.
도 1b의 태양광 시스템(10b)은, 도 1a의 태양광 시스템(10a)과 달리, 복수의 태양광 모듈(50a, 50b, ..., 50n)이 서로 병렬 접속되는 것에 그 차이가 있다.
복수의 태양광 모듈(50a, 50b, ..., 50n) 각각은, 각 태양전지 모듈(100a, 100b, ..., 100n), 및 태양전지 모듈에서의 직류 전원을 전력 변환하여 출력하는 회로소자를 포함하는 정션 박스(200a, 200b, ..., 200n)를 구비할 수 있다.
도면에서는, 각 정션 박스(200a, 200b, ..., 200n)가, 각 태양전지 모듈(100a, 100b, ..., 100n)의 배면에 부착되는 것을 도시하나, 이에 한정되지는 않는다. 각 정션 박스(200a, 200b, ..., 200n)가, 각 태양전지 모듈(100a, 100b, ..., 100n)과 이격되어 별도로 마련되는 것도 가능하다.
한편, 각 정션 박스(200a, 200b, ..., 200n)에서 출력되는 교류 전원을 그리드에 공급하기 위한 케이블(31a, 31b, ..., oln)이, 각 정션 박스(200a, 200b, ..., 200n)의 출력단에 전기적으로 접속될 수 있다.
한편, 도 1b의 복수의 태양광 모듈(50a, 50b, ..., 50n) 내의 각 전력변환장치(500) 내의 컨버터(630)는, 도 1a의 설명에서 상술한 바와 같이, 직류 전원에 대한 스위칭을 수행하는 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 출력단에 입력측이 접속되는 트랜스포머(536)와, 트랜스포머(536)의 출력측에 접속되는 동기 정류부(538)와, 트랜스포머(536)와 동기 정류부(538) 사이에 접속되는, 공진 커패시터(Cr)와 공진 인덕터(Lr)를 구비하며, 제어부(550)는, 컨버터(530)의 입력 전압 또는 dc단 커패시터(C)의 전압에 기초하여, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 고승압, 고효율의 전력변환을 수행할 수 있게 된다.
한편, 도 1b의 복수의 태양광 모듈(50a, 50b, ..., 50n) 내의 각 전력변환장치(500) 내의 인버터(540)는, 도 1a의 설명에서 상술한 바와 같이, 복수의 스위칭 소자(S1~S4) 중 일부는 제3 스위칭 주파수에 따라 스위칭을 수행하고, 다른 일부는, 제3 스위칭 주파수 보다 높은 제4 스위칭 주파수에 따라 스위칭을 수행할 수 있다. 이에 따라, 전력변환장치의 소형화가 가능하게 된다.
특히, 계통 주파수에 대응하는 제3 스위칭 주파수, 및 상기 제3 스위칭 주파수 보다 높은 제4 스위칭 주파수로, 스위칭을 수행함으로써, 고속 스위칭 효과가 발생하며, 따라서, 인버터(540)는 물론, 인버터(540)를 포함하는 전력변환장치 내의 회로 소자의 사이즈를 줄일 수 있게 된다.
도 2는 도 1a 또는 도 1b의 태양광 모듈 내의 정션 박스 내부의 회로도를 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 정션 박스(200)는, 태양전지 모듈(100)로부터의 직류 전원을 변환하여 변환된 전원을 출력할 수 있다.
특히, 본 발명과 관련하여, 정션 박스(200)는, 교류 전원을 출력하기 위한 전력변환장치(도 4의 500)를 구비할 수 있다.
이를 위해, 정션 박스(200)는, 컨버터(530), 인버터(540), 및 이를 제어하는 제어부(550)를 포함할 수 있다.
또한, 정션 박스(200)는, 바이패스를 위한 바이패스 다이오드부(510), 직류 전원 저장을 위한, 커패시터부(520), 출력되는 교류 전원 필터링을 위한 필터부(570)를 더 포함할 수 있다.
한편, 정션 박스(200)는, 외부의 게이트웨이(80)과의 통신을 위한 통신부(580)를 더 구비할 수 있다.
한편, 정션 박스(200)는, 입력 전류 검출부(A), 입력 전압 검출부(B), 컨버터 출력전류 검출부(C), 컨버터 출력전압 검출부(D), 인버터 출력 전류 검출부(E), 인버터 출력 전압 검출부(F)를 더 구비할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 컨버터(530), 인버터(540), 및 통신부(580)를 제어할 수 있다.
바이패스 다이오드부(510)는, 태양전지 모듈(100) 의 제1 내지 제4 도전성 라인(미도시)들 사이에, 각각 배치되는 바이패스 다이오드들(Dc,Db,Da)을 구비할 수 있다. 이때, 바이패스 다이오드의 개수는, 1개 이상이며, 도전성 라인의 개수 보다 1개 더 작은 것이 바람직하다.
바이패스 다이오드들(Dc,Db,Da)은, 태양전지 모듈(100)로부터, 특히, 태양전지 모듈(100) 내의 제1 내지 제4 도전성 라인(미도시)으로부터 태양광 직류 전원을 입력받는다. 그리고, 바이패스 다이오드들(Dc,Db,Da)은, 제1 내지 제4 도전성 라인(미도시) 중 적어도 하나로부터의 직류 전원에서 역전압이 발생하는 경우, 바이패스 시킬 수 있다.
한편, 바이패스 다이오드부(510)를 거친 직류 전원은, 커패시터부(520)로 입력될 수 있다.
커패시터부(520)는, 태양전지 모듈(100), 및 바이패스 다이오드부(510)를 거쳐 입력되는 입력 직류 전원을 저장할 수 있다.
한편, 도면에서는, 커패시터부(520)가 서로 병렬 연결되는 복수의 커패시터(Ca,Cb,Cc)를 구비하는 것으로 예시하나, 이와 달리, 복수의 커패시터가, 직병렬 혼합으로 접속되거나, 직렬로 접지단에 접속되는 것도 가능하다. 또는, 커패시터부(520)가 하나의 커패시터만을 구비하는 것도 가능하다.
컨버터(530)는, 바이패스 다이오드부(510)와, 커패시터부(520)를 거친, 태양전지 모듈(100)로부터의 입력 전압의 레벨을 변환할 수 있다.
특히, 컨버터(530)는, 커패시터부(520)에 저장된 직류 전원을 이용하여, 전력 변환을 수행할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 컨버터(530)는, 도 4을 참조하여 보다 상세히 기술한다.
한편, 컨버터(530) 내의 스위칭 소자들은, 제어부(550)로부터의 컨버터 스위칭 제어신호에 기초하여, 턴 온/오프 동작할 수 있다. 이에 의해, 레벨 변환된 직류 전원이 출력될 수 있다.
인버터(540)는, 컨버터(530)에서 변환된 직류 전원을 교류 전원으로 변환할 수 있다.
도면에서는, 풀 브릿지 인버터(full-bridge inverter)를 예시한다. 즉, 각각 서로 직렬 연결되는 상암 스위칭 소자(S1,S3) 및 하암 스위칭 소자(S2,S4)가 한 쌍이 되며, 총 두 쌍의 상,하암 스위칭 소자가 서로 병렬(S1,S2, S3,S4)로 연결된다. 각 스위칭 소자(S1~S4)에는 다이오드가 역병렬로 연결될 수 있다.
인버터(540) 내의 스위칭 소자들(S1~S4)은, 제어부(550)로부터의 인버터 스위칭 제어신호에 기초하여, 턴 온/오프 동작할 수 있다. 이에 의해, 소정 주파수를 갖는 교류 전원이 출력될 수 있다. 바람직하게는, 그리드(grid)의 교류 주파수와 동일한 주파수(대략 60Hz 또는 50Hz)를 갖는 것이 바람직하다.
한편, 커패시터(C)는, 컨버터(530)와 인버터(540) 사이에, 배치될 수 있다.
커패시터(C)는, 컨버터(530)의 레벨 변환된 직류 전원을 저장할 수 있다. 한편, 커패시터(C)의 양단을 dc단이라 명명할 수 있으며, 이에 따라, 커패시터(C)는 dc단 커패시터라 명명될 수도 있다.
한편, 입력 전류 검출부(A)는, 태양전지 모듈(100)에서 커패시터부(520)로 공급되는 입력 전류(ic1)를 감지할 수 있다.
한편, 입력 전압 검출부(B)는, 태양전지 모듈(100)에서 커패시터부(520)로 공급되는 입력 전압(Vc1)을 감지할 수 있다. 여기서, 입력 전압(Vc1)은, 커패시터부(520) 양단에 저장된 전압과 동일할 수 있다.
감지된 입력 전류(ic1)와 입력 전압(vc1)은, 제어부(550)에 입력될 수 있다.
한편, 컨버터 출력전류 검출부(C)는, 컨버터(530)에서 출력되는 출력전류(ic2), 즉 dc단 전류를 감지하며, 컨버터 출력전압 검출부(D)는, 컨버터(530)에서 출력되는 출력전압(vc2), 즉 dc 단 전압을 감지한다. 감지된 출력전류(ic2)와 출력전압(vc2)은, 제어부(550)에 입력될 수 있다.
한편, 인버터 출력 전류 검출부(E)는, 인버터(540)에서 출력되는 전류(ic3)를 감지하며, 인버터 출력 전압 검출부(F)는, 인버터(540)에서 출력되는 전압(vc3)을 감지한다. 검출된 전류(ic3)와 전압(vc3)은, 제어부(550)에 입력된다.
한편, 제어부(550)는, 컨버터(530)의 스위칭 소자들을 제어하는 제어 신호를 출력할 수 있다. 특히, 제어부(550)는, 검출된 입력전류(ic1), 입력 전압(vc1), 출력전류(ic2), 출력전압(vc2), 출력전류(ic3), 또는 출력전압(vc3) 중 적어도 하나에 기초하여, 컨버터(530) 내의 스위칭 소자들의 턴 온 타이밍 신호를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540)의 각 스위칭 소자(S1~S4)를 제어하는 인버터 제어 신호를 출력할 수 있다. 특히, 제어부(550)는, 검출된 입력전류(ic1), 입력 전압(vc1), 출력전류(ic2), 출력전압(vc2), 출력전류(ic3), 또는 출력전압(vc3) 중 적어도 하나에 기초하여, 인버터(540)의 각 스위칭 소자(S1~S4)의 턴 온 타이밍 신호를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 태양전지 모듈(100)에 대한, 최대 전력 지점을 연산하고, 그에 따라, 최대 전력에 해당하는 직류 전원을 출력하도록, 컨버터(530)를 제어할 수 있다.
한편, 통신부(580)는, 게이트웨이(80)와 통신을 수행할 수 있다.
예를 들어, 통신부(580)는, 전력선 통신에 의해, 게이트웨이(80)와 데이터를 교환할 수 있다.
한편, 통신부(580)는, 게이트웨이(80)로, 태양광 모듈(50)의 전류 정보, 전압 정보, 전력 정보 등을 전송할 수도 있다.
한편, 필터부(570)는, 인버터(540)의 출력단에 배치될 수 있다.
그리고, 필터부(570)는, 복수의 수동 소자를 포함하고, 복수의 수동 소자 중 적어도 일부에 기초하여, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전류(io)와 교류 전압(vo) 사이의 위상 차이를 조정할 수 있다.
도 3a 내지 도 3b는 본 발명과 관련된 태양광 모듈 내의 전력변환장치의 회로도이다.
먼저, 도 3a의 태양광 모듈 내의 전력변환장치(500x)는, 풀 브릿지 스위칭부(532x)와, 트랜스포머(536x)와, 동기 정류부(538x)를 구비한다.
도 3a의 태양광 모듈 내의 전력변환장치(500x) 내의 동기 정류부(538x)는, 다이오드(D1)와 스위칭 소자(Q5)가 서로 직렬 접속되며, 다이오드(D2)와 스위칭 소자(Q6)가 서로 직렬 접속되며, 두 쌍이 서로 병렬 접속된다.
도 3a의 태양광 모듈 내의 전력변환장치(500x)에 따르면, 입력 전압(Vpv)의 변동에 따라, 고승압이 필요한 경우, 트랜스포머(536x)의 턴비가, 대략 1:12로, 상당히 높아야한다. 즉, 턴비가 높은 트랜스포머(536x)를 사용하여야 한다. 그리고, 추가 누설 인덕터가 필요하게 된다. 따라서, 트랜스포머(536x)의 크기가 커져야 하며, 전력변환장치(500x)의 볼륨이 커지는 단점이 있다.
다음, 도 3b의 태양광 모듈 내의 전력변환장치(500y)는, 풀 브릿지 스위칭부(532y)와, 트랜스포머(536y)와, 동기 정류부(538y)와, 풀 브릿지 스위칭부(532y)와 트랜스포머(536y) 사이의 공진 커패시터(Cr), 공진 인덕터(Cr)를 구비한다.
도 3b의 태양광 모듈 내의 전력변환장치(500y)에 따르면, 트랜스포머(536y)의 1차측에, 공진 커패시터(Cr), 공진 인덕터(Cr)를 구비함에도 불구하고, 턴비가 높은 트랜스포머(536y)를 사용하여야 한다. 따라서, 트랜스포머(536x)의 크기가 커져야 하며, 전력변환장치(500x)의 볼륨이 커지는 단점이 있다.
본 발명에서는, 고승압, 고효율의 전력변환을 수행하면서, 트랜스포머를 소형화할 수 있는 방안에 대해 기술한다. 특히, 풀 브릿지 스위칭부(532), 하프 브릿지 스위칭부인 동기 정류부(538) 등의 스위칭 주파수를 증가시켜, 컨버터내의 회로 소자의 사이즈를 저감하는 방안을 제시한다. 이에 대해서는, 도 4 이하를 참조하여 기술한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈 내의 전력변환장치의 회로도이고, 도 5 내지 도 7은 도 4의 전력변환장치의 설명에 참조되는 도면이다.
도면을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈(100) 내의 전력변환장치(500)는, 도면에 도시된 컨버터(530), 인버터(540), 외에, 도 2의 바이패스 다이오드부(510), 커패시터부(520), 제어부(550), 통신부(580), 입력 전류 검출부(A), 입력 전압 검출부(B), 컨버터 출력전류 검출부(C), 컨버터 출력전압 검출부(D), 인버터 출력 전류 검출부(E), 인버터 출력 전압 검출부(F)를 구비할 수 있다.
한편, 인버터(540)의 출력단에 전자파 노이즈 저감위한 필터부(570)가 더 배치될 수 있다.
이때의 필터부(570)는, 인버터(530)의 양단에 각각 배치되는 제1 및 제2 인덕터(L1,L2)와, 제1 인덕터(L1)와 제2 인덕터(l2) 사이의 커패시터(C4)를 구비할 수 있다.
이에 의하면, 비동기 펄스폭 가변 제어에 의해 동작하는 인버터(540)를 고려하여, 비대칭 형태로 필터부(570)를 구현함으로써, 인버터(540)의 출력단에서의 커몬 모드 전압을 저감할 수 있게 된다. 또한, 출력 전류의 고조파(THD) 성분을 저감할 수 있게 된다.
이하에서는, 도 4에 도시된 컨버터(530) 등을 중심으로 기술한다.
본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈(100) 내의 전력변환장치(500)는, 태양전지 모듈(100)로부터 입력되는 직류 전원의 레벨을 변환하는 컨버터(530)와, 컨버터(530)에서 출력되는 직류 전원을 저정하는 dc단 커패시터(C)를 포함할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈(100) 내의 전력변환장치(500)는, dc단 커패시터(C)로부터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터(570)를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 컨버터(530)는, 직류 전원에 대한 스위칭을 수행하는 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 출력단에 입력측이 접속되는 트랜스포머(536)와, 트랜스포머(536)의 출력측에 접속되는 동기 정류부(538)와, 트랜스포머(536)와 동기 정류부(538) 사이에 접속되는, 공진 커패시터(Cr)와 공진 인덕터(Lr)를 구비할 수 있다.
특히. 공진 커패시터(Cr)와 공진 인덕터(Lr), 및 트랜스포머(536)에 의한 공진에 의해, 입력 전류의 리플이 저감될 수 있게 된다.
한편, 공진 커패시터(Cr)와 공진 인덕터(Lr) 등에 의해, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 각 스위칭 소자(Q1 ~Q4)는, 영전압 스위칭(ZVS), 영전류 스위칭(ZCS)을 수행할 수 있다.
도면에서와 같이, 풀 브릿지 스위칭부(532)는, 서로 병렬 접속되는 제1 내지 제2 스위칭 소자(Q1,Q2)와, 제1 내지 제2 스위칭 소자(Q1,Q2)에 각각 직렬 접속되는 제3 내지 제4 스위칭 소자(Q3,Q4)를 구비할 수 있다.
그리고, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제2 스위칭 소자(Q2)의 사이인 제1 노드(n1)와, 제3 스위칭 소자(Q3)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 사이인 제2 노드(n2) 사이에, 트랜스포머(536)의 입력측(na,nb)이 접속될 수 있다.
한편, 인버터(570)는, 서로 직렬 연결되는 제5 및 제6 스위칭 소자(S1, S2)와, 서로 직렬 연결되는 제7 및 제8 스위칭 소자(S3, S4)를 포함할 수 있다.
제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S2) 사이인 제5 노드(n5)와, 제7 스위칭 소자(S3)와 제8 스위칭 소자(S4) 사이인 제6 노드(n6)를 통해, 교류 전원이 출력될 수 있다.
한편, 도면에서와 같이, 동기 정류부(538)는, 서로 직렬 접속되는 제9 스위칭 소자(Q9), 및 제10 스위칭 소자(Q10)와, 서로 직렬 접속되는 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)를 포함할 수 있다.
이때, 제9 스위칭 소자(Q9), 제10 스위칭 소자(Q10)와, 제1 커패시터(C1), 제2 커패시터(C2)는, 서로 병렬 접속될 수 있다.
제9 스위칭 소자(Q9)와 제10 스위칭 소자(Q10) 사이인 제3 노드(n3)와, 제1 커패시터(C1)와 제2 커패시터(C2)의 사이인 제4 노드(n4) 사이에, 트랜스포머(536)의 출력측이 접속될 수 있다.
한편, 동기 정류부(538)는, 하프 브릿지 형태로 구현되므로, 하프 브릿지 스위칭부라 명명될 수 있다.
한편, 동기 정류부(538)는, 입력 전압을 2배로 증폭하여 출력하므로, 전압 더블러(voltage doubler)라 명명할 수도 있다.
한편, 제어부(550)는, 컨버터(530)와 인버터(570)를 함께 제어할 수 있다.
특히, 제어부(550)는, 최대 전력 지점 추종 제어를 위해, 컨버터(530) 내의 풀 브릿지 스위칭부(532)에 제어 신호(Sfb)를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 동기 정류부(538)의 제어를 위해, 동기 정류부(538)에 제어 신호(Shb)를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540)의 제어를 위해, 인버터(540)에 제어 신호(Sic)를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 컨버터(530)의 입력 전압 또는 dc단 커패시터(C)의 전압에 기초하여, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 스위칭 주파수를 가변할 수 있다.
구체적으로, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압 레벨에 따라, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드 또는 부스트 모드로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 이상인 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)가, 벅 모드로 동작하도록 제어하고, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 미만인 경우, 하프 브릿지 스위칭부인 동기 정류부(538)가 부스트 모드로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 이상인 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 제1 스위칭 주파수(도 5의 1/Tsa=Fsa)로 동작하도록 제어하며, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 미만인 경우, 하프 브릿지 스위칭부인 동기 정류부(538)가 부스트 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 동기 정류부(538)가 제1 스위칭 주파수(도 5의 1/Tsa=Fsa) 보다 낮은 제2 스위칭 주파수(도 6의 1/Tsb=Fsb)로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 스위칭 주파수는, 계통 주파수 보다 큰 것이 바람직하다.
예를 들어, 제1 스위칭 주파수는 135kHz일 수 있으나, 제2 스위칭 주파수는 90Khz일 수 있다. 이에 의하면, 고속 스위칭을 수행하므로, 컨버터(530) 내의 회로 소자의 소형화가 가능하게 된다. 특히, 트랜스포머(536)를 소형화할 수 있다
한편, 제어부(550)는, 벅 모드 또는 부스트 모드를 통해, 결국, dc단 커패시터(C)의 전압의 리플이 저감되도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540) 내의 복수의 스위칭 소자(S1~S4) 중 일부는 제3 스위칭 주파수에 따라 스위칭을 수행하고, 다른 일부는, 제3 스위칭 주파수 보다 높은 제4 스위칭 주파수에 따라 스위칭을 수행하도록 제어할 수 있다.
즉, 제어부(550)는, 인버터(540)에 대해, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행할 수 있다.
이때, 제3 스위칭 주파수가, 계통 주파수에 대응하며, 제4 스위칭 주파수가, 계통 주파수 보다 높으므로, 인버터(540)가 고속 스위칭을 수행할 수 있으며, 이에 따라, 전력변환장치 내의 회로 소자의 소형화가 가능하게 된다. 이에, 전력변환장치를 소형화할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)에 대해, 제4 스위칭 주파수로 동작하도록 제어하고, 제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4)에 대해, 제3 스위칭 주파수로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 제7 스위칭 소자(S3)의 온 동안, 제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S2)가, 펄스폭 가변 제어에 의한 스위칭을 수행하도록 제어하고, 제8 스위칭 소자(S4)의 온 동안, 제6 스위칭 소자(S2)와 제5 스위칭 소자(S1)가, 펄스폭 가변 제어에 의한 스위칭을 수행하도록 제어할 수 있다.
한편, 인버터(540) 내의 복수의 스위칭 소자(S1~S4) 중 일부(S3,S4)와, 복수의 스위칭 소자(S1~S4) 중 다른 일부(S1,S2)는, 서로 다른 타입의 스위칭 소자인 것이 바람직하다.
한편, 인버터(540) 내의 복수의 스위칭 소자(S1~S4) 중 다른 일부(S1,S2)는, 예를 들어, 고속 스위칭을 수행하는 스위칭 소자는, 갈륨나이트라이드(GaN) 트랜지스터 또는 실리콘카바이드(SiC) 트랜지스터를 포함할 수 있으며, 이에 따라, 고속 스위칭시의 역회복 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 인버터(540) 내의 복수의 스위칭 소자(S1~S4) 중 일부(S3,S4)는, 예를 들어, 저속 스위칭을 수행하는 스위칭 소자는, 금속산화물반도체전계효과 트랜지스터(MOSFET)를 포함할 수 있다.
도 5는 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드로 동작하는 경우를 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도면을 참조하면, 도 5의 (a)는, dc단 커패시터(C)의 전압인 dc단 전압 파형(Vdca)을 나타낸다.
도 5의 (b)는, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 게이트에 인가되는 스위칭 제어 신호(SQ1,SQ4)를 예시한다.
도 5의 (c)는, 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)의 게이트에 인가되는 스위칭 제어 신호(SQ2,SQ3)를 예시한다.
도 5의 (d)는, 제4 스위칭 소자(Q4)의 양단 전압 파형(VQ4), 및 전류 파형(IQ4)을 예시한다.
벅 모드의 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4), 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)가, 교번하여 턴 온되지 않고, 도면과 같이, 위상 시프트(phase shift)에 의해 일부 중첩될 수 있다.
즉, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 위상 차이가 180도로 고정되는 것이 아닌, 위상 시프트에 의해 위상 또는 턴 온 타이밍이 가변될 수 있다.
도면에서는, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 위상 차이가, DLa인 것을 예시한다.
한편, 제어부(550)는, 벅 모드의 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)를 최대 스위칭 주파수로 동작시키고, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자의 위상 차이(DLa)를 가변할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 이상이며, dc단 커패시터(C)의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자의 위상 차이(DLa)가 커지도록 제어할 수 있다.
특히, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 위상 차이(DLa)가, 커지도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 벅 모드의 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 제4 및 제3 스위칭 소자(Q4,Q3)의 턴 온 타이밍이, 제1 및 제2 스위칭 소자(Q1,Q2)의 턴 온 타이밍 보다 지연되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, dc단 전압(Vdc)을 가변할 수 있게 된다.
예를 들어, 제1 및 제4 스위칭 소자(Q1,Q4)가, 턴 온 되는 경우, 전류가 흐를러, 공진 커패시터(Cr), 공진 인덕터(Lr)가 공진하게 된다.
그 후, 제4 스위칭 소자(Q4)가 턴 오프되고, 제3 스위칭 소자(Q3)가 턴 온되는 경우, 트랜스포머(536)에 흐르는 전류는 그라운드(GND) 또는 제로(zero)까지 하강하며, 컨버터(530)는, 컨버터는 불연속 모드(DCM Dis Continue Mode)로 동작하면서 2차측 스위치는 영전류 스위칭 (ZCS Zero Current Switching) 동작할 수 있다.
한편, 동기 정류부(537) 내의 스위칭 소자(Q9,Q10)는, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 제1 및 제2 스위칭 소자(Q1,Q2) 등에 동기되어 스위칭될 수 있다.
한편, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 이상이며, dc단 커패시터(C)의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 턴온 타이밍 지연이 커지도록 제어할 수 있다.
이에 따라, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압과의 차이를 저감할 수 있으며, 결국, 도 5의 (a)와 같은, 리플이 적은 dc단 전압 파형(Vdca)이 출력될 수 있다.
한편, Ta 시점과 Tb 시점 등에서, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자의 영전압 턴 온 스위칭(705a,705b)이 수행되고, 영전압 턴 오프 스위칭(705a,705b)이 수행된다. 따라서, 고효율, 및 고승압의 전력 변환이 가능하게 된다.
도 6은 동기 정류부(537)가 부스트 모드로 동작하는 경우를 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도면을 참조하면, 도 6의 (a)는, dc단 커패시터(C)의 전압인 dc단 전압 파형(Vdcb)을 나타낸다.
도 6의 (b)는, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 게이트에 인가되는 스위칭 제어 신호(SQ1,SQ4)를 예시한다.
도 6의 (c)는, 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)의 게이트에 인가되는 스위칭 제어 신호(SQ2,SQ3)를 예시한다.
도 6의 (d)는, 동기 정류부(537) 내의 제9 스위칭 소자(Q9)와 제10 스위칭 소자(Q10)의 게이트에 인가되는 스위칭 제어 신호(SQ9,SQ10)를 예시한다.
도 6의 (e)는, 제4 스위칭 소자(Q4)의 양단 전압 파형(VQ4), 및 전류 파형(IQ4)을 예시한다.
한편, 제어부(550)는, 부스트 모드의 경우, 도 6의 (b), 도 6의 (c)와 같이, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4), 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)가, 교번하여 턴 온되도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 부스트 모드의 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)를 최소 스위칭 주파수로 동작시키고, 동기 정류부(538) 내의 스위칭 소자의 턴 온 듀티를 가변할 수 있다. 도 6의 (d)에서는, 턴 온 듀티로 DLb를 예시한다.
예를 들어, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4), 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)가, 교번하여 턴 온되는 동안, 동기 정류부(538) 내의 제9 스위칭 소자(Q9), 및 제10 스위칭 소자(Q10)의 듀티가 가변되면서, 턴 온된다.
한편, 동기 정류부(537) 내의 제9 스위칭 소자(Q9), 및 제10 스위칭 소자(Q10)가 온 되는 동안, 공진 인덕터(Lr)에 에너지가 충전된다. 이에 의해, 승압이 수행되게 된다.
한편, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 미만이며, dc단 커패시터(C)의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 동기 정류부(538) 내의 제9 스위칭 소자(Q9), 및 제10 스위칭 소자(Q10)의 턴 온 듀티(DLb)가 커지도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 미만이며, dc단 커패시터(C)의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 동기 정류부(538) 내의 스위칭 소자의 턴 온 듀티가 커지도록 제어할 수 있다.
이에 따라, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압과의 차이를 저감할 수 있으며, 결국, 도 6의 (a)와 같은, 리플이 적은 dc단 전압 파형(Vdca)이 출력될 수 있다.
한편, T1 시점과 T2 시점 등에서, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자의 영전압 턴 온 스위칭(715a,715b)이 수행되고, 영전압 턴 오프 스위칭(715a,715b)이 수행된다. 따라서, 고효율, 및 고승압의 전력 변환이 가능하게 된다.
도 7은 본 발명의 전력변환장치(500) 내의 제어부(550)의 내부 블록도를 도시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 제어부(550)는, 입력 전압 검출부(B)로부터의 입력 전압(Vc1), dc단 전압 검출부(D)로부터의 dc단 전압(Vdc)을 입력받아, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드 또는 부스트 모드로 동작하도록 제어할 수 있다.
특히, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압 레벨에 따라, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드로 동작하거나, 동기 정류부(538)가 부스트 모드로 동작하도록 제어할 수 있다.
구체적으로, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 이상인 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)와 동기 정류부(538)가 제1 스위칭 주파수로 동작하도록 제어하며, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 미만인 경우, 동기 정류부(538)가 부스트 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)와 동기 정류부(538)가 제1 스위칭 주파수 보다 낮은 제2 스위칭 주파수로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 검출되는 dc단 전압과 목표 전압에 기초하여, dc단 커패시터(C)의 리플을 보상하는 리플 보상기(910)와, 보상된 리플에 기초하여, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자에 펄스폭을 제어하는 펄스폭 가변 제어기(920)를 포함할 수 있다.
예를 들어, 리플 보상기(910)는, 검출되는 dc단 전압과 목표 전압의 차이가 클수록, 리플이 큰 것으로 판단하고, 리플이 작아지도록, 리플을 보상할 수 있다.
한편, 펄스폭 가변 제어기(920)는, 보상된 리플에 기초하여, 벅 모드에서의 풀 브릿지 스위칭부(532)의 위상 시프트 값 또는 부스트 모드에서의 동기 정류부(538) 내의 스위칭 소자의 턴 온 듀티를 설정할 수 있다.
이에 따라, 제어부(550)는, 컨버터(530) 내의 풀 브릿지 스위칭부(532)에 제어 신호(Sfb)를 출력하고, 동기 정류부(538)의 제어를 위해, 동기 정류부(538)에 제어 신호(Shb)를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 입력 전압(Vc1 또는 Vpv)의 전압 레벨에 따라, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드 또는 부스트 모드로 동작하도록 제어할 수 있다.
구체적으로, 제어부(550)는, 입력 전압(Vc1 또는 Vpv)의 전압이 기준 전압 이상인 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)와 동기 정류부(538)가 제1 스위칭 주파수로 동작하도록 제어하며, 입력 전압(Vc1 또는 Vpv)의 전압이 기준 전압 미만인 경우, 동기 정류부(538)가 부스트 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)와 동기 정류부(538)가 제1 스위칭 주파수 보다 낮은 제2 스위칭 주파수로 동작하도록 제어할 수 있다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈의 동작 방법을 도시한 순서도이다.
도면을 참조하면, 컨버터(530) 내의 입력 전압 검출부(B), dc단 전압 검출부(D)는, 각각 입력 전압(Vc1), dc단 전압(Vdc)을 검출한다(Q9010).
다음, 제어부(550)는, 입력 전압 검출부(B)로부터의 입력 전압(Vc1), dc단 전압 검출부(D)로부터의 dc단 전압(Vdc)을 입력받아, 스위칭 주파수를 선택하고(Q9020), 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드로 동작할 것인 지 여부를 판단할 수 있다(Q9025).
예를 들어, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 이상인 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드를 수행하도록 제어할 수 있다(Q9030). 이때, 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 하프 브릿지 스위칭부인 동기 정류부(538)의 스위칭 주파수는, 제1 스위칭 주파수(예를 들어, 135kHz)일 수 있다.
다른 예로, 제어부(550)는, dc단 커패시터(C)의 전압이 목표 전압 미만인 경우, 동기 정류부(538)가 부스트 모드를 수행하도록 제어할 수 있다(Q9035). 이때, 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 하프 브릿지 스위칭부인 동기 정류부(538)의 스위칭 주파수는, 제1 스위칭 주파수(예를 들어, 135kHz) 보다 낮은 제2 스위칭 주파수(예를 들어, 90Khz)일 수 있다.
한편, 벅 모드와 부스트 모드에 대한 동작은, 도 4 내지 도 7의 설명을 참조하여 생략한다.
다음, 제어부(550)는, 벅 모드 또는 부스트 모드에 따라, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 위상 시프트(phase shift) 또는 동기 정류부(538)의 턴 온 듀티를 연산한다(Q9040).
그리고, 제어부(550)는, 연산된 위상 시프트 또는 연산된 듀티에 기초하여, 컨버터(530) 내의 풀 브릿지 스위칭부(532)에 제어 신호(Sfb)를 출력하고, 동기 정류부(538)의 제어를 위해, 동기 정류부(538)에 제어 신호(Shb)를 출력할 수 있다.
이에 따라, dc단 전압의 리플이 작아지며, 따라서, dc단 커패시터(C)로, 용량이 큰 전해 커패시터가 아닌 필름 커패시터를 사용할 수 있게 된다. 따라서, dc단 커패시터(C)를 소형화할 수 있다.
도 9는 본 발명의 전력변환장치(500) 내의 제어부(550)의 내부 블록도를 도시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 제어부(550)는, 인버터(540)의 저속 스위칭과 고속 스위칭을 위해, 출력 전류 지령치(iacr)와 인버터(540)에 흐르는 출력 전류(ic3)의 차이를 연산하는 연산기(705), 그 차이에 기초하여 dc단 전압 지령을 출력하는 전류 제어기(710)와, dc단 전압 지령과 dc단 커패시터(C) 양단의 전압에 기초하여, 전압 지령을 보상하는 전압 지령 보상부(720)와, 전압 지령 보상부(720)로부터의 출력값에 기초하여, 제3 스위칭 주파수에 따라, 저속 스위치 구동 신호를 출력하는 저속 스위치 구동 신호 발생부(730)와, 전압 지령 보상부(720)로부터의 출력값에 기초하여, 제4 스위칭 주파수에 따라, 고속 스위치 구동 신호를 출력하는 고속 스위치 구동 신호 발생부(740)를 구비할 수 있다.
즉, 저속 스위치 구동 신호 발생부(730)를 통해, 인버터(540) 내의 제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4)의 구동을 위한 스위칭 제어 신호가 출력되며, 고속 스위치 구동 신호 발생부(740)를 통해, 인버터(540) 내의 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)의 구동을 위한 스위칭 제어 신호가 출력될 수 있다.
도 10은, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전류(Vac)의 한 주기에 대응하여, 제5 내지 제8 스위칭 소자(S1~S4)의 각 게이트 단자에 인가되는 구동 신호를 도시하는 도면이다.
도 10의 (a)와 같이, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전류(Vac)의 양의 반주기 동안, 제7 스위칭 소자(S3)에 인가되는 구동 신호(SS3)는, 하이 레벨을 가지며, 이에 따라, 제7 스위칭 소자(S3)는 계속 온될 수 있다.
제어부(550)는, 제6 스위칭 소자(S2)의 온 동안, 제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S2)가, 펄스폭 가변 제어에 의한 스위칭을 수행하도록 제어할 수 있다.
이때, 제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S2)는 서로 상보적으로 동작하므로, 도면과 같이, 제5 스위칭 소자(S1)에 인가되는 구동 신호가, 제어 PWM을 위한 구동 신호(SS1)인 경우, 제6 스위칭 소자(S2)에 인가되는 구동 신호는, 상보 PWM을 위한 구동 신호(SS2)일 수 있다.
한편, 제7 스위칭 소자(S3)와 제8 스위칭 소자(S4)도 상보적으로 동작하므로, 제7 스위칭 소자(S3)의 온 동안, 제8 스위칭 소자(S4)는 오프된다.
한편, 출력 전류(Vac)의 양의 반주기 중 제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S2)가 PWM 스위칭을 수행하는 중에, 제5 스위칭 소자(S1)가 온되고, 제6 스위칭 소자(S2)가 오프되는 경우, 도 11a의 Ipath1과 같이, 제5 스위칭 소자(S1), 제8 스위칭 소자(S4)를 흐르는, 전류 패쓰가 형성될 수 있다.
한편, 출력 전류(Vac)의 양의 반주기 중 제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S2)가 PWM 스위칭을 수행하는 중에, 제6 스위칭 소자(S2)가 온되고, 제5 스위칭 소자(S1)가 오프는 경우, 도 11a의 Ipath2과 같이, 제8 스위칭 소자(S4), 및 제6 스위칭 소자(S2)를 흐르는, 전류 패쓰가 형성될 수 있다.
다음, 도 10의 (a)와 같이, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전류(Vac)의 음의 반주기 동안, 제8 스위칭 소자(S4)에 인가되는 구동 신호(SS4)는, 하이 레벨을 가지며, 이에 따라, 제8 스위칭 소자(S4)는 계속 온될 수 있다.
제어부(550)는, 제8 스위칭 소자(S4)의 온 동안, 제6 스위칭 소자(S2)와 제5 스위칭 소자(S1)가, 펄스폭 가변 제어에 의한 스위칭을 수행하도록 제어할 수 있다.
이때, 제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S2)는 서로 상보적으로 동작하므로, 도면과 같이, 제6 스위칭 소자(S2)에 인가되는 구동 신호가, 제어 PWM을 위한 구동 신호(SS2)인 경우, 제5 스위칭 소자(S1)에 인가되는 구동 신호는, 상보 PWM을 위한 구동 신호(SS1)일 수 있다.
한편, 제7 스위칭 소자(S3)와 제8 스위칭 소자(S4)도 상보적으로 동작하므로, 제7 스위칭 소자(S3)의 온 동안, 제8 스위칭 소자(S4)는 오프된다.
한편, 출력 전류(Vac)의 음의 반주기 중 제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S2)가 PWM 스위칭을 수행하는 중에, 제6 스위칭 소자(S2)가 온되고, 제5 스위칭 소자(S1)가 오프되는 경우, 도 11b의 Ipath3과 같이, 제7 스위칭 소자(S3), 제6 스위칭 소자(S2)를 흐르는, 전류 패쓰가 형성될 수 있다.
한편, 출력 전류(Vac)의 음의 반주기 중, 제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S2)가 PWM 스위칭을 수행하는 중에, 제5 스위칭 소자(S1)가 온되고, 제6 스위칭 소자(S1)가 오프는 경우, 도 11b의 Ipath4과 같이, 제7 스위칭 소자(S3), 및 제5 스위칭 소자(S1)를 흐르는, 전류 패쓰가 형성될 수 있다.
한편, 도 12a는, 본 발명과 대비되는 전력변환장치(500m)의 인버터(540m)와 필터부(570m)를 도시한 도면이다.
도 12a의 인버터(540m)는 본원과 유사하나, 필터부(570m)는 본원과 달리, 대칭형으로 구성되는 것에 그 차이가 있다.
즉, 도 12a의 필터부(570m)는, 인버터(530m)의 양단에 각각 배치되는 제1 및 제2 인덕터(Lm1,Lm2)와, 제1 인덕터(Lm1)와 제2 인덕터(lm2) 사이의 커패시터(Cm)를 구비할 수 있다.
본 발명에서의 인버터(540)는, 상술한 바와 같이, 비동기 PWM 방식에 따라, 일부 레그(leg)(제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4)는 저속 스위칭을 수행하고, 다른 일부 레그(제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)는, 고속 스위칭을 수행하므로, 도 12a의 필터부(570m)와 같이, 대칭형 필터부를 사용하는 경우, 도 12b의 (a)와 같은, 출력 전류 파형(iaca)과, 커몬 모드 전압 파형(Vfda)이 나타날 수 있다.
특히, 커몬 모드 전압 파형(Vfda)을 보면, 커몬 모드 전압이 상당히 증가하는 것을 알 수 있다.
본 발명에서는, 이러한 점을 해결하기 위해, 비동기 인버터(540)에 대응하여, 비대칭 필터부(570)를 사용하는 것으로 한다.
도 13a는 본 발명의 전력변환장치(500) 내의 인버터(540)와 필터부(570)를 예시한다.
본 발명의 실시예에 따른 필터부(570)는, 인버터(540)의 출력단 중 일단에 접속되는 인덕터(Lf), 인덕터(Lf)와 인버터(540)의 출력단 중 타단에 접속되는 커패시터(Cf)를 포함할 수 있다.
특히, 인버터(540)의 출력단 중 어느 한 단에만 인덕터(Lf)가 접속되며, 다른 단에는 인더겉가 접속되지 않으므로, 고속 스위칭과 저속 스위칭에 의해 비동기로 동작하는 인버터(540)로부터 유발되는 커몬 모드 전압을 상당히 저감할 수 있게 된다.
도 13b는, 도 13a의 인버터(540)와 필터부(570)에 따른, 출력 전류 파형(iacb)과, 커몬 모드 전압 파형(Vfdb)을 예시한다. 이에 의하면, 도 13a의 인버터(540)와 필터부(570)에 따라, 커몬 모드 전압이 상당히 저감되는 것을 알 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 제어부(550)는, dc단 커패시터의 전압의 리플이 저감되도록 제어한다.
도 14a는, dc단 커패시터의 전압의 리플 저감 제어가 수행되지 않는 경우의, 계통 출력 전류(iacn)을 예시한다.
도면을 참조하면, 계통 출력 전류(iacn) 내의, 고조파(THD) 성분에 의해, 출력 전류에 왜곡이 발생하는 것을 알 수 있다.
도 14b는, dc단 커패시터의 전압의 리플 저감 제어가 수행되는 경우의, dc단 전압 파형(Vdca), 계통 출력 전압 파형(vaca), 계통 출력 전류 파형(iaca)을 예시한다.
도면을 참조하면, dc단 전압 파형(Vdca)에 리플이 거의 없으며, 계통 출력 전압 파형(vaca), 및 계통 출력 전류 파형(iaca)에도 왜곡이 거의 없는 것을 알 수 있다. 즉, 계통 출력 전류(iacn) 내의, 고조파(THD) 성분이 제거되는 것을 알 수 있다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치를 도시한 도면이다고, 도 16 내지 도 18b는 도 15의 동작 설명에 참조되는 도면이다.
먼저, 도 15를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(500ma)는, 태양전지 모듈(100)에 기반한 직류 전원을, 교류 전원(Vacm)으로 변환하는 인버터(540)와, 인버터(540)를 제어하는 제어부(550)를 포함할 수 있다.
인버터(540)는, 서로 직렬 연결되는 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)와, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)에 병렬 접속되며, 서로 직렬 연결되는 제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4)를 포함할 수 있다.
제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)는, 제1 레그(leg)라 명명할 수 있고, 제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4)는, 제2 레그라 명명할 수 있다.
상술한 바와 같이, 제어부(550)는, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)는, 고속 스위칭을 수행하도록 제어할 수 있으며, 제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4)는, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2) 보다 낮은 스위칭 주파수로, 저속 스위칭을 수행하도록 제어할 수 있다. 이러한 제어 기법을, 비동기 펄스폭 가변 제어라 명명할 수 있다.
제어부(550)는, 전력변환장치(500ma)의 소형화를 위해, 인버터(540)에 대해, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4)의 스위칭 주파수가 일정하도록 제어할 수 있다. 특히, 제어부(550)는, 제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4)의 스위칭 주파수가 계통 주파수와 동일하도록 제어할 수 있다. 예를 들어, 60Hz의 스위칭 주파수로, 제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4)가 스위칭되도록 제어할 수 있다.
한편, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)의 고속 스위칭시, 일정한 스위칭 주파수로 스위칭하는 경우, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)의 도통 손실 및 스위칭 손실로 인하여, 인버터의 동작 효율이 저감될 수 있다.
본 발명에서는, 이러한 인버터 동작 효율 저하를 방지하기 위해, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)의 고속 스위칭시, 스위칭 주파수를 가변하는 것으로 한다.
특히, 제어부(550)는, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 레벨에 따라, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)의 스위칭 주파수를 가변하도록 한다.
도 16a의 (a)는, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원 파형(Vacm)을 예시하며, 도 16의 (b)는, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)의 스위칭 주파수 파형(fm)을 예시한다.
도 16a의 (a)는, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원 파형(Vacm)은, 교류 전원의 레벨에 따라, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 제로 크로싱 지점(ZC)을 포함하는 제1 구간(Pda)과, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 최대 지점(pka) 또는 최소 지점(pkb)을 포함하는 제2 구간(Pdb)으로 구분될 수 있다.
한편, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 제로 크로싱 지점(ZC)을 포함하는 제1 구간(Pda)은, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)의 스위칭 손실은 낮으나, 도통 손실이 커지는 단점이 있다.
한편, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 최대 지점(pka) 또는 최소 지점(pkb)을 포함하는 제2 구간(Pdb)은, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)의 도통 손실은 낮으나, 스위칭 손실이 커지는 단점이 있다.
이에, 본 발명에서는, 제1 구간(Pda)에서 도통 손실이 낮아지는 방안을 제시한다. 아울러, 본 발명에서는, 제2 구간(Pdb)에서 스위칭 손실이 낮아지는 방안을 제시한다.
이를 위해, 제어부(550)는, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 최대 지점(pka) 또는 최소 지점(pkb)을 포함하는 구간(Pdb)에서, 인버터(540) 내의 적어도 일부 스위칭 소자(S1,S2)의 스위칭 주파수가 가변되도록 제어한다. 이에 따라, 스위칭 손실이 커지는 교류 전원(Vacm)의 최대 지점(pka) 또는 최소 지점(pkb)을 포함하는 구간(Pdb)에서, 스위칭 손실을 저감할 수 있어, 인버터(540)의 동작 효율이 향상될 수 있게 된다.
특히, 제어부(550)는, 도 16dml (b)와 같이, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 최대 지점(pka) 또는 최소 지점(pkb)에서 인버터(540) 내의 적어도 일부 스위칭 소자(S1,S2)의 스위칭 주파수가, 가장 낮도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 스위칭 손실이 커지는 교류 전원(Vacm)의 최대 지점(pka) 또는 최소 지점(pkb)을 포함하는 구간(Pdb)에서, 스위칭 손실을 저감할 수 있어, 인버터(540)의 동작 효율이 향상될 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 제로 크로싱 지점(ZC)을 포함하는 제1 구간(Pda)과, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 최대 지점(pka) 또는 최소 지점(pkb)을 포함하는 제2 구간(Pdb) 중, 제2 구간(Pdb)의 인버터(540) 내의 적어도 일부 스위칭 소자(S1,S2)의 스위칭 주파수가, 제1 구간(Pda) 보다 낮도록 제어할 수 있다.
이에 따라, 스위칭 손실이 커지는 교류 전원(Vacm)의 최대 지점(pka) 또는 최소 지점(pkb)을 포함하는 제2 구간(Pdb)에서, 스위칭 손실을 저감할 수 있으며, 도통 손실이 커지는 교류 전원(Vacm)의 최대 지점(pka) 또는 최소 지점(pkb)을 포함하는 제1 구간(Pda)에서, 도통 손실을 저감할 수 있어, 인버터(540)의 동작 효율이 향상될 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)가, 제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4) 보다 고속 스위칭을 수행하도록 제어하며, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 최대 지점(pka) 또는 최소 지점(pkb)을 포함하는 구간(Pdb)에서, 인버터(540)의 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)의 스위칭 주파수가 가변되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)의 스위칭 주파수의 스위칭 손실을 저감할 수 있어, 인버터(540)의 동작 효율이 향상될 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4)의 스위칭 주파수가 계통 주파수와 동일하도록 제어할 수 있으며, 특히, 제7 및 제8 스위칭 소자(S3,S4)의 스위칭 주파수가 일정하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행함으로써, 전력변환장치의 소형화가 가능하게 된다.
한편, 제5 스위칭 소자 내지 제8 스위칭 소자(S1~S4)는, 갈륨나이트라이드(GaN) 트랜지스터를 포함할 수 있다. 이에 따라, 고속 스위칭시의 역회복 손실을 저감할 수 있게 된다.
도 17a는 인버터(540)의 출력 전압 파형(Vac)와 cnffur 전류 파형(Iacm)을 도시한 도면이다.
도 17a 내의 출력 전압 파형(Vac) 중 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 최대 지점(pka) 또는 최소 지점(pkb)을 포함하는 제2 구간(Pdb1)에 대응하는 인덕터 전류 파형(Ilma)은 도 17b와 같이 예시된다.
한편, 도 17a 내의 출력 전압 파형(Vac) 중 제어부(550)는, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전원(Vacm)의 제로 크로싱 지점(ZC)을 포함하는 제1 구간(Pda1)에 대응하는 인덕터 전류 파형(Ilmb)은 도 17c와 같이 예시된다.
도 17b와 도 17c를 비교하면, 도 17b의 인덕터 전류 파형(Ilma) 보다, 도 17c의 인덕터 전류 파형(Ilmb)의 레벨이 더 큰 것을 알 수 있다.
도 18a는 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)가 고정 스위칭 주파수로 동작하는 경우의 출력 전압(Vacmx), 출력 전류(Iacmx) 파형을 예시하며, 도 18b는 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)가 가변 스위칭 주파수로 동작하는 경우의 출력 전압(Vacm1), 출력 전류(Iacm1) 파형을 예시한다.
상술한 바와 같이, 제5 및 제6 스위칭 소자(S1,S2)의 스위칭 주파수가 가변됨으로써, 도통 손실, 스위칭 손실 등의 저감이 가능하게 되어, 인버터(540)의 동작 효율이 향상될 수 있게 된다. 따라서, 도 18b와 같이, 안정적인 출력 전압(Vacm1), 출력 전류(Iacm1) 파형이 계통으로 출력될 수 있게 된다.
도 19는 도 1a 또는 도 1b의 태양전지 모듈의 분해 사시도이다.
도 19를 참조하면, 도 1a 또는 도 1b의 태양전지 모듈(100)은, 복수의 태양 전지(130)를 포함할 수 있다. 그 외, 복수의 태양전지(130)의 하면과 상면에 위치하는 제1 밀봉재(120)와 제2 밀봉재(150), 제1 밀봉재(120)의 하면에 위치하는 후면 기판(110) 및 제2 밀봉재(150)의 상면에 위치하는 전면 기판(160)을 더 포함할 수 있다.
먼저, 태양전지(130)는, 태양 에너지를 전기 에너지로 변화하는 반도체 소자로써, 실리콘 태양전지(silicon solar cell), 화합물 반도체 태양전지(compound semiconductor solar cell) 및 적층형 태양전지(tandem solar cell), 염료감응형 또는 CdTe, CIGS형 태양전지, 박막 태양전지 등일 수 있다.
태양전지(130)는 태양광이 입사하는 수광면과 수광면의 반대측인 이면으로 형성된다. 예를 들어, 태양전지(130)는, 제1 도전형의 실리콘 기판과, 실리콘 기판상에 형성되며 제1 도전형과 반대 도전형을 가지는 제2 도전형 반도체층과, 제2 도전형 반도체층의 일부면을 노출시키는 적어도 하나 이상의 개구부를 포함하며 제2 도전형 반도체층 상에 형성되는 반사방지막과, 적어도 하나 이상의 개구부를 통해 노출된 제 2 도전형 반도체층의 일부면에 접촉하는 전면전극과, 상기 실리콘 기판의 후면에 형성된 후면전극을 포함할 수 있다.
각 태양전지(130)는, 전기적으로 직렬 또는 병렬 또는 직병렬로 연결될 수 있다. 구체적으로, 복수의 태양 전지(130)는, 리본(133)에 의해 전기적으로 접속될 수 있다. 리본(133)은, 태양전지(130)의 수광면 상에 형성된 전면 전극과, 인접한 다른 태양전지(130)의 이면 상에 형성된 후면 전극집전 전극에 접합될 수 있다.
도면에서는, 리본(133)이 2줄로 형성되고, 이 리본(133)에 의해, 태양전지(130)가 일렬로 연결되어, 태양전지 스트링(140)이 형성되는 것을 예시한다.
이에 의해, 도 2에서 설명한 바와 같이, 6개의 스트링(140a,140b,140c,140d,140e,140f)이 형성되고, 각 스트링은 10개의 태양전지를 구비할 수 있다.
후면 기판(110)은, 백시트로서, 방수, 절연 및 자외선 차단 기능을 하며, TPT(Tedlar/PET/Tedlar) 타입일 수 있으나, 이에 한정하는 것은 아니다. 또한, 도 2에서는 후면 기판(110)이 직사각형의 모양으로 도시되어 있으나, 태양전지 모듈(100)이 설치되는 환경에 따라 원형, 반원형 등 다양한 모양으로 제조될 수 있다.
한편, 후면 기판(110) 상에는 제1 밀봉재(120)가 후면 기판(110)과 동일한 크기로 부착되어 형성될 수 있고, 제1 밀봉재(120) 상에는 복수의 태양전지(130)가 수 개의 열을 이루도록 서로 이웃하여 위치할 수 있다.
제2 밀봉재(150)는, 태양전지(130) 상에 위치하여 제1 밀봉재(120)와 라미네이션(Lamination)에 의해 접합할 수 있다.
여기에서, 제1 밀봉재(120)와, 제2 밀봉재(150)는, 태양전지의 각 요소들이 화학적으로 결합할 수 있도록 한다. 이러한 제1 밀봉재(120)와 제2 밀봉재(150)는, 에틸렌 초산 비닐 수지 (Ethylene Vinyl Acetate;EVA) 필름 등 다양한 예가 가능하다.
한편, 전면 기판(160)은, 태양광을 투과하도록 제2 밀봉재(150) 상에 위치하며, 외부의 충격 등으로부터 태양전지(130)를 보호하기 위해 강화유리인 것이 바람직하다. 또한, 태양광의 반사를 방지하고 태양광의 투과율을 높이기 위해 철분이 적게 들어간 저철분 강화유리인 것이 더욱 바람직하다.
본 발명에 따른 태양광 모듈은 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.

Claims (13)

  1. 복수의 태양 전지를 구비하는 태양전지 모듈;
    상기 태양전지 모듈로부터 입력되는 직류 전원의 레벨을 변환하는 컨버터;
    상기 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터;
    상기 인버터를 제어하는 제어부;를 포함하고,
    상기 제어부는,
    상기 인버터에 대해, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하며, 상기 인버터에서 출력되는 상기 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 구간에서, 상기 인버터 내의 적어도 일부 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 가변되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 인버터에서 출력되는 상기 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점에서 상기 인버터 내의 적어도 일부 스위칭 소자의 스위칭 주파수가, 가장 낮도록 제어하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 인버터에서 출력되는 상기 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점에서의 상기 인버터 내의 적어도 일부 스위칭 소자의 스위칭 주파수는 계통 주파수 보다 높은 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 인버터에서 출력되는 상기 교류 전원의 제로 크로싱 지점을 포함하는 제1 구간과, 상기 인버터에서 출력되는 상기 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 제2 구간 중, 상기 제2 구간의 상기 인버터 내의 적어도 일부 스위칭 소자의 스위칭 주파수가, 상기 제1 구간 보다 낮도록 제어하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 인버터는,
    서로 직렬 연결되는 제1 및 제2 스위칭 소자와
    상기 제1 및 제2 스위칭 소자에 병렬 접속되며, 서로 직렬 연결되는 제3 및 제4 스위칭 소자를 포함하며,
    상기 제어부는,
    상기 제1 및 제2 스위칭 소자가, 상기 제3 및 제4 스위칭 소자 보다 고속 스위칭을 수행하도록 제어하며,
    상기 인버터에서 출력되는 상기 교류 전원의 최대 지점 또는 최소 지점을 포함하는 구간에서, 상기 인버터의 상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 가변되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제3 및 제4 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 계통 주파수와 동일하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제3 및 제4 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 일정하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자 내지 상기 제4 스위칭 소자는, 갈륨나이트라이드(GaN) 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  9. 제5항에 있어서,
    상기 컨버터에서 출력되는 직류 전원을 저장하는 dc단 커패시터;를 더 포함하고,
    상기 제어부는,
    상기 인버터에 흐르는 출력 전류에 기초하여 dc단 전압 지령을 출력하는 전류 제어기;
    상기 dc단 전압 지령과 상기 dc단 커패시터 양단의 전압에 기초하여, 전압 지령을 보상하는 전압 지령 보상부;
    상기 전압 지령 보상부로부터의 출력값에 기초하여, 상기 제1 스위칭 주파수에 따라, 저속 스위치 구동 신호를 출력하는 저속 스위치 구동 신호 발생부; 및
    상기 전압 지령 보상부로부터의 출력값에 기초하여, 상기 제2 스위칭 주파수에 따라, 고속 스위치 구동 신호를 출력하는 고속 스위치 구동 신호 발생부;를 구비하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 컨버터에서 출력되는 직류 전원을 저장하는 dc단 커패시터;를 더 포함하고,
    상기 컨버터는,
    상기 직류 전원에 대한 스위칭을 수행하는 풀 브릿지 스위칭부;
    상기 풀 브릿지 스위칭부의 출력단에 입력측이 접속되는 트랜스포머;
    상기 트랜스포머의 출력측에 접속되는 동기 정류부;
    상기 트랜스포머와 상기 동기 정류부 사이에 접속되는, 공진 커패시터와 공진 인덕터;를 구비하며,
    상기 제어부는,
    상기 컨버터의 입력 전압 또는 상기 dc단 커패시터의 전압에 기초하여, 상기 풀 브릿지 스위칭부의 스위칭 주파수를 가변하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 dc단 커패시터의 전압이 목표 전압 이상인 경우, 상기 풀 브릿지 스위칭부가 벅 모드로 동작하고, 상기 풀 브릿지 스위칭부와 동기 정류부가 제1 스위칭 주파수로 동작하도록 제어하며,
    상기 dc단 커패시터의 전압이 상기 목표 전압 미만인 경우, 상기 동기 정류부가 부스트 모드로 동작하고, 상기 풀 브릿지 스위칭부와 상기 동기 정류부가 상기 제1 스위칭 주파수 보다 낮은 제2 스위칭 주파수로 동작하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 벅 모드의 경우, 상기 풀 브릿지 스위칭부를 최대 스위칭 주파수로 동작시키고, 상기 풀 브릿지 스위칭부 내의 스위칭 소자의 위상 차이를 가변하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 부스트 모드의 경우, 상기 풀 브릿지 스위칭부를 최소 스위칭 주파수로 동작시키고, 상기 동기 정류부 내의 스위칭 소자의 턴 온 듀티를 가변하는 것을 특징으로 하는 태양광 모듈.
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